CN111224602B - 基于功率平衡的永磁同步电机的控制方法和控制装置 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于功率平衡的永磁同步电机的控制方法和控制装置，方法包括：获取永磁同步电机的定子电流；对定子电流进行三相‑两相变换，获取定子α轴电流值isα和定子β轴电流值isβ；计算自动功率调节器的输出值A；在电机的控制策略约束条件下，调节定子电压矢量旋转角频率ωs，使自动功率调节器的输出值A趋于零，并获取调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs；根据调节前的定子电压矢量旋转角频率
和调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs的偏差获取参考电压值us；根据调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs获取控制角度θ；根据参考电压值us和控制角度θ控制电机运行，通过调节定子电压矢量旋转角频率使功率平衡控制电机运行，简化了计算和控制框架，提高了控制效率。
Description
技术领域
本发明实施例涉及电机控制技术领域，尤其涉及一种基于功率平衡的永磁同步电机的控制方法和控制装置。
背景技术
永磁同步电机(Permanent Magnetic Synchronous Machine，PMSM)是一种由永磁体作为转子，励磁产生同步旋转磁场的同步电机。
目前，对于永磁同步电机的控制，主要采取以下两种控制方法：其一是转子磁场定向控制方法；其二，直接转矩控制方法。
在转子磁场定向控制方法中，需要获取转子位置，通过在转子上加装传感器或者根据电机的电阻、电感等参数进行转子角度估算，然后将定子电流的三相电流通过Clarke变换、PARK变换等折算到转子的d-q坐标系中，进行解耦，对转子的d轴电流和q轴电流分别进行PID控制，并利用d轴电流和q轴电流分别计算d轴电压和q轴电压，再将转子侧的d轴电压和q轴电压通过PARK逆变换折算到定子侧。该控制方法的算法计算量大，控制框架复杂，且控制过程受电机参数(尤其是电机电阻参数)影响较大，此外，在出现定子电压矢量幅值饱和时，需要等比例缩减定子的α-β坐标系中的α轴电压或者β轴电压，以确保定子综合电压矢量的方向准确，算法计算量大。
在定子磁链跟踪控制方法中，同样存在控制过程受电机电阻参数影响较大的问题，通常需要设置PID控制环节进行参数自适应控制，此外，在基于定子磁链跟踪的控制方法中，电流容易出现超调，需要设置电流检测环节以保证系统的正常可靠运行，控制框架复杂，算法计算量大。
发明内容
本发明提供一种基于功率平衡的永磁同步电机的控制方法，以解决电机控制算法计算量大、控制框架复杂的问题，简化了控制过程，提高了控制效率。
第一方面，本发明实施例提供了一种基于功率平衡的永磁同步电机的控制方法，包括以下步骤：
获取永磁同步电机的定子电流；
对定子电流进行三相静止abc坐标系-两相静止αβ坐标系变换，获得定子α轴电流值isα和定子β轴电流值isβ；
根据公式一计算自动功率调节器的输出值A，
A＝(usαisα+usβisβ-Rsis 2)*id-(usβisα-usαisβ-ωsLqis 2)*iq(公式一)
其中，usα表示定子α轴电压值，usβ表示定子β轴电压值，ωs表示定子电压矢量旋转角频率，is表示定子电流值，id表示等效直轴电流值，iq表示等效交轴电流值，Rs表示定子电阻值，Lq表示电机交轴电感值；
在永磁同步电机的控制策略约束条件下，调节定子电压矢量旋转角频率ωs，使所述自动功率调节器的输出值A趋于零，并获取调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs；
根据调节前的定子电压矢量旋转角频率
和所述调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs的偏差获取参考电压值us；
根据所述调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs获取控制角度θ；
根据所述参考电压值us和所述控制角度θ控制永磁同步电机运行。
可选地，在所述根据所述参考电压值us和所述控制角度θ控制永磁同步电机运行之前，所述基于功率平衡的永磁同步电机的控制方法还包括：根据所述控制角度θ对所述参考电压值us进行正余弦变换，获取定子α轴电压值usα和定子β轴电压值usβ，其中，
可选地，所述根据所述参考电压值us和所述控制角度θ控制永磁同步电机运行，包括以下步骤：
根据所述参考电压值us和所述控制角度θ获取第一占空比Da、第二占空比Db和第三占空比Dc；
根据所述第一占空比Da输出第一PWM驱动波，根据所述第二占空比Db输出第二PWM驱动波，根据所述第三占空比Dc输出第三PWM驱动波，并根据所述第一PWM驱动波、所述第二PWM驱动波和所述第三PWM驱动波控制永磁同步电机运行。
可选地，所述永磁同步电机的控制策略约束条件包括等效直轴电流值为零控制策略约束条件，在所述等效直轴电流值为零控制策略约束条件下，等效直轴电流值id＝0。
可选地，所述永磁同步电机的控制策略约束条件还包括最大转矩电流比控制策略约束条件，在所述最大转矩电流比控制策略约束条件下，等效直轴电流值id＝f(iS)，且
第二方面，本发明实施例还提供了一种基于功率平衡的永磁同步电机的控制装置，包括：自动功率调节器、电流采样单元、三相-两相变换器、第一PID调节器、第二PID调节器和速度积分器和空间矢量调制单元，其中，所述电流采样单元用于获取永磁同步电机的定子电流；所述三相-两相变换器用于对定子电流进行三相静止abc坐标系-两相静止αβ坐标系变换，获得定子α轴电流值isα和定子β轴电流值isβ；
所述自动功率调节器用于根据公式一计算输出值A，
A＝(usαisα+usβisβ-Rsis 2)*id-(usβisα-usαisβ-ωsLqis 2)*iq(公式一)
其中，usα表示定子α轴电压值，usβ表示定子β轴电压值，ωs表示定子电压矢量旋转角频率，is表示定子电流值，id表示等效直轴电流值，iq表示等效交轴电流值，Rs表示定子电阻值，Lq表示电机交轴电感值；
所述第一PID调节器用于在永磁同步电机的控制策略约束条件下，调节定子电压矢量旋转角频率ωs，使所述自动功率调节器的输出值A趋于零，并获取调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs；
所述第二PID调节器用于根据调节前的定子电压矢量旋转角频率
和所述调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs的偏差获取参考电压值us；
所述速度积分器用于根据所述调节后的定子电压矢量旋转角频率获取控制角度θ；
所述空间矢量调制单元用于根据所述参考电压值us和所述控制角度θ控制永磁同步电机运行。
可选地，所述基于功率平衡的永磁同步电机的控制装置还包括：正余弦坐标变换器，所述正余弦坐标变换器用于根据所述控制角度θ对所述参考电压值us进行正余弦变换，获取定子α轴电压值usα和定子β轴电压值usβ，其中，
可选地，所述空间矢量调制单元包括空间矢量调制器和PWM逆变器，其中，所述空间矢量调制器用于根据所述参考电压值us和所述控制角度θ获取第一占空比Da、第二占空比Db和第三占空比Dc；所述PWM逆变器用于根据所述第一占空比Da输出第一PWM驱动波，根据所述第二占空比Db输出第二PWM驱动波，根据所述第三占空比Dc输出第三PWM驱动波，并根据所述第一PWM驱动波、所述第二PWM驱动波和所述第三PWM驱动波控制永磁同步电机运行。
可选地，所述永磁同步电机的控制策略约束条件包括等效直轴电流值为零控制策略约束条件，在所述等效直轴电流值为零控制策略约束条件下，等效直轴电流值id＝0。
可选地，所述永磁同步电机的控制策略约束条件还包括最大转矩电流比控制策略约束条件，在所述最大转矩电流比控制策略约束条件下，等效直轴电流值id＝f(iS)，且
本发明实施例提出的基于功率平衡的永磁同步电机的控制装置，通过电流采样单元获取定子电流，并采用三相两相变换器对定子电流进行坐标变换获取定子α轴电流值isα和定子β轴电流值isβ，自动功率调节器根据公式一中的参数计算输出值A，第一PID调节器调节定子电压矢量旋转角频率ωs，使自动功率调节器的输出值A趋于零，并获取调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs，第二PID调节器根据调节前的定子电压矢量旋转角频率
和调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs的偏差获取参考电压值us，速度积分器根据调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs获取控制角度θ，空间矢量调制单元根据参考电压值us和控制角度θ控制电机运行，输出值A与转子角度无关，解决电机控制算法复杂的问题，避免了求取转子角度的运算，避免了对定子侧电流进行PARK变换折算到转子侧及将转子侧电压进行PARK逆变换折算到定子侧导致的计算复杂的问题，避免了对速度、转子的d轴电流和q轴电流分别进行PID控制导致的控制环节相互缠绕、参数难以整定的问题，简化了计算和控制框架，提高了控制效率。
附图说明
图1是本发明实施例的基于功率平衡的永磁同步电机的控制方法的流程图；
图2是本发明实施例的永磁同步电机的控制向量图；
图3是本发明实施例的一种基于功率平衡的永磁同步电机的控制方法的流程图；
图4是本发明实施例的基于功率平衡的永磁同步电机的控制装置的控制框架示意图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，而非对本发明的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与本发明相关的部分而非全部结构。
图1是本发明实施例提供的基于功率平衡的永磁同步电机的控制方法的流程图。该方法可由永磁同步电机的控制器来执行，具体包括如下步骤：
步骤S110、获取永磁同步电机的定子电流。
其中，可分别获取永磁同步电机的A相定子电流ia、B相定子电流ib和C相定子电流ic，三相电流ia，ib，ic的幅值相同，任意两相定子电流的相位差为120°。
步骤S120、对定子电流进行三相静止abc坐标系-两相静止αβ坐标系变换，获得定子α轴电流值isα和定子β轴电流值isβ。
其中，两相绕组的磁动势和三相绕组的磁动势等效相等，假设两相绕组的匝数也相等，即Nα＝Nβ＝N2，且三相绕组的匝数相等，即NA＝NB＝NC＝N3,可得到两相绕组的磁动势和三相绕组的磁动势等效表达式，磁动势等效表达式如公式二所示，
其中，N2表示两相绕组每相的有效匝数，N3表示三相绕组每相的有效匝数。
当定子绕组为Y形接线时，将公式二表示为矩阵形式，可得公式三，
其中，当定子绕组为考虑到坐标变换前后的功率不变，
需要说明的是，在已知定子绕组为无零线Y形接线时，ia+ib+ic＝0，此时，可以采样永磁同步电机的A相定子电流ia、B相定子电流ib，并将ic＝-ia-ib代入公式三进行简化，获取定子α轴电流值isα和定子β轴电流值isβ。
步骤S130、根据公式一计算自动功率调节器的输出值A，
A＝(usαisα+usβisβ-Rsis 2)*id-(usβisα-usαisβ-ωsLqis 2)*iq(公式一)
其中，usα表示定子α轴电压值，usβ表示定子β轴电压值，ωs表示定子电压矢量旋转角频率，is表示定子电流值，id表示等效直轴电流值，iq表示等效交轴电流值，Rs表示定子电阻值，Lq表示电机交轴电感值。
本实施例中，可采用自动功率调节器获取两相静止αβ坐标系下的系统功率与功率平衡状态下的功率差值获取输出值A。输出值A值取决于定子α轴电压值usα、定子β轴电压值usβ、定子α轴电流值isα、定子β轴电流值isβ、电机参数(电机交轴电感值Lq和定子电阻值Rs)及定子电压矢量旋转角频率ωs，计算输出值A与转子角度无关，无需获取转子角度，简化了计算和控制框架。
图2是本发明实施例的永磁同步电机的控制向量图。
具体地，如图2所示，永磁同步电机的转子为永磁体，在两相旋转dq坐标系下，令永磁体所产生的磁链的矢量
所在的方向为d轴方向，并将定子参考电压的矢量
定子绕组上的等效电压和永磁体产生的反电动势等投影到d轴上，计算各电压在d轴上的分量。已知永磁体产生的磁链的矢量
所在的方向为d轴方向，永磁体所产生的磁链的矢量
在d轴上的分量为0，因此，可得，以dq坐标系表示的电压矢量方程如公式四所示，
其中，Us表示定子参考电压值，Rs表示定子电阻值，id表示等效直轴电流值，iq表示等效交轴电流值，Lq表示电机交轴电感值，ωs表示定子电压矢量旋转角频率。
将公式四中等号左右两边同时乘以定子电流值is，可得到公式五，
在两相旋转dq坐标系下，id＝iscosθ，iq＝issinθ，将其代入公式五，可得如下所示的公示六，
其中，Us表示定子参考电压值，is表示定子电流值，Rs表示定子电阻值，ωs表示定子电压矢量旋转角频率，Lq表示电机交轴电感值。
进一步简化公示六，可得如下所示的公示七，
进行两相旋转dq坐标系-两相静止αβ坐标系变换，可得
将
代入公式七，可得如下所示的公示八，
由于id＝iscosθ，iq＝issinθ，将
代入公式八，可得如下所示的公示九，
由此，对自动功率调节器的输出值进行赋值，可得到公式一
A＝(usαisα+usβisβ-Rsis 2)*id-(usβisα-usαisβ-ωsLqis 2)*iq (公式一)
其中，公式一为永磁同步电机在两相静止αβ坐标系下的控制目标函数。由公式一可知，永磁同步电机的自动功率调节器的输出值A由定子电压矢量旋转角频率ωs、电机交轴电感值Lq、定子电阻值Rs及定子电流和定子电压的测量精度决定，调节定子电压矢量旋转角频率ωs可调节自动功率调节器的输出值A，无需求取转子角度。
步骤S140、在永磁同步电机的控制策略约束条件下，调节定子电压矢量旋转角频率ωs，使自动功率调节器的输出值A趋于零，并获取调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs。
其中，在执行控制策略对永磁同步电机进行控制时，永磁同步电机定子电流和定子电压会发生变化，进而，定子α轴电压值usα、定子β轴电压值usβ、定子α轴电流值isα、定子β轴电流值isβ变化，导致自动功率调节器的输出值A发生变化，通过调节定子电压矢量旋转角频率ωs可对自动功率调节器的输出值A进行调整。根据功率平衡的原理，永磁同步电机在控制策略约束条件下达到稳定运行状态时，自动功率调节器的输出值A趋于零，实时获取输出值A的实际值，第一PID调节器按照预设第一控制规律对输出值A的实际值与零的偏差e1(t)进行调节，并输出调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs，直至自动功率调节器的输出值A近似为零。
具体地，第一PID调节器的预设第一控制规律可用公式十所示的函数进行表示，
其中，y1(t)表示第一PID调节器的输出ωs，e1(t)表示第一PID调节器的控制偏差，Kp1表示第一PID调节器的比例系数，Ti1表示第一PID调节器的积分系数，Td1表示第一PID调节器的微分系数。
步骤S150、根据调节前的定子电压矢量旋转角频率
和调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs的偏差获取参考电压值us
其中，可利用第二PID调节器获取调节前的定子电压矢量旋转角频率
和调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs的偏差e2(t)，第二PID调节器按照预设第二控制规律对偏差e2(t)进行调节，输出参考电压us，直至调节前的定子电压矢量旋转角频率
和调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs的偏差近似为零。
具体地，第二PID调节器的预设第二控制规律可用公式十一所示的函数进行表示，
其中，y2(t)表示第二PID调节器的输出us，e2(t)表示第二PID调节器的控制偏差，Kp2表示第二PID调节器的比例系数，Ti2表示第二PID调节器的积分系数，Td2表示第二PID调节器的微分系数。
步骤S160、根据调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs获取控制角度θ。
其中，在对永磁同步电机进行控制时，采用空间矢量调制技术，要实现空间矢量调制首先需要获取参考电压矢量所在的空间位置，可采用速度积分器对调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs进行积分计算，获取检测时间内的定子转角θ，并将定子转角作为空间矢量调制的控制角度θ。
步骤S170、根据参考电压值us和控制角度θ控制永磁同步电机运行。
其中，参考电压值us为定子侧相电压的矢量幅值，控制角度θ为定子电压的空间矢量所在扇区的相对位置角，根据参考电压值us和控制角度θ可以进行空间矢量调制，控制各个电压矢量的作用时间，通过PWM逆变器的不同开关状态形成脉宽调制波，使输入永磁同步电机的电流波形尽可能接近理想的正弦波形，控制永磁同步电机运行。
本实施例提出的基于功率平衡的永磁同步电机的控制方法的具体工作原理如下：
在执行控制策略对永磁同步电机进行控制时，实时采样定子电流和定子电压，并对定子电流进行坐标变换获取定子α轴电流值isα和定子β轴电流值isβ，实时获取定子电压矢量旋转角频率ωs、电机交轴电感值Lq、定子电阻值Rs等参数，自动功率调节器根据上述参数计算系统功率与功率平衡状态下的功率差值即输出值A，通过调节定子电压矢量旋转角频率ωs可对自动功率调节器的输出值A进行调整，使自动功率调节器的输出值A趋于零，根据调节前的定子电压矢量旋转角频率
和调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs的偏差获取参考电压值us，并根据调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs获取控制角度θ，根据参考电压值us和控制角度θ控制永磁同步电机运行。
本发明实施例提出的基于功率平衡的永磁同步电机的控制方法，通过采用自动功率调节器实时计算系统功率与功率平衡状态下的功率差值即输出值A，并通过调节定子电压矢量旋转角频率ωs使自动功率调节器的输出值A趋于零，并根据定子电压矢量旋转角频率ωs进行永磁同步电机的闭环控制，解决了电机控制算法复杂的问题，避免了求取转子角度的运算，避免了对定子侧电流进行PARK变换折算到转子侧及将转子侧电压进行PARK逆变换折算到定子侧导致的计算复杂的问题，避免了对速度、转子的d轴电流和q轴电流分别进行PID控制导致的控制环节相互缠绕、参数难以整定的问题，简化了计算和控制框架，提高了控制效率。
可选地，在根据参考电压值us和控制角度θ控制永磁同步电机运行之前，基于功率平衡的永磁同步电机的控制方法还包括：根据控制角度θ对参考电压值us进行正余弦变换，获取定子α轴电压值usα和定子β轴电压值usβ，其中，
其中，永磁同步电机的各相电压由PWM逆变器的六个功率开关进行调节，参考电压值us为定子侧相电压的矢量幅值，参考电压以旋转角频率ωs在空间逆时针旋转，控制角度θ为某一时刻定子电压的空间矢量所在扇区的相对位置角，将定子侧相电压变换为两相静止αβ坐标系下的定子α轴电压值usα和定子β轴电压值usβ，其中，定子α轴电压值usα＝uscosθ，usβ＝ussinθ。进而，根据定子α轴电压值usα和定子β轴电压值usβ控制永磁同步电机运行。
此外，将定子α轴电压值usα和定子β轴电压值usβ发送至自动功率调节器，自动功率调节器根据定子α轴电压值usα、定子β轴电压值usβ、定子α轴电流值isα和定子β轴电流值isβ，以及定子电压矢量旋转角频率ωs、电机交轴电感值Lq、定子电阻值Rs等参数计算输出值A，实现闭环控制。
图3是本发明实施例的一种基于功率平衡的永磁同步电机的控制方法的流程图。
可选地，如图3所示，根据参考电压值us和控制角度θ控制永磁同步电机运行，包括以下步骤：
步骤S701：根据参考电压us和控制角度θ输出第一占空比Da、第二占空比Db和第三占空比Dc。
其中，利用参考电压值us和控制角度θ进行空间矢量调制，可采用PWM逆变器的六个功率开关组成的开关状态产生PWM(Pulse width modulation，脉冲宽度调制)驱动波，首先需要确定PWM逆变器的六个功率开关的开关状态。
本实施例中，根据参考电压us和控制角度θ判断参考电压矢量信号所在的扇区，获取所需的基本电压空间矢量，并根据基本电压空间矢量的作用时间确定各相功率开关的开通时间，其中，a相功率开关的开通时间为Ta，b相功率开关的开通时间为Tb，c相功率开关的开通时间为Tc。进而，根据各相功率开关的开通时间和功率开关的开关周期计算Ts各相占空比，其中，第一占空比用于表示a相功率开关的开通时间Ta相对于开关周期Ts所占的比例，第一占空比
第二占空比用于表示b相功率开关的开通时间Tb相对于开关周期Ts所占的比例，第二占空比
第三占空比用于表示c相功率开关的开通时间Tc相对于开关周期Ts所占的比例，第三占空比
步骤S702：根据第一占空比Da输出第一PWM驱动波，根据第二占空比Db输出第二PWM驱动波，根据第三占空比Dc输出第三PWM驱动波，并根据第一PWM驱动波、第二PWM驱动波和第三PWM驱动波控制永磁同步电机运行。
本实施例中，PWM逆变器根据第一占空比Da、第二占空比Db和第三占空比Dc输出三相PWM驱动波，其中，第一PWM驱动波，第一PWM驱动波用于调节永磁同步电机的a相输入电压，第一PWM驱动波第二PWM驱动波用于调节永磁同步电机的b相输入电压，第三PWM驱动波用于调节永磁同步电机的c相输入电压，使永磁同步电机的输出电流波形尽可能接近理想的正弦波形，达到稳定运行的状态。
根据运行环境的需求，对永磁同步电机执行相应的控制策略，本发明提出的基于功率平衡的永磁同步电机的控制方法适用于多种控制策略，下面对不同控制策略约束条件下的永磁同步电机的控制过程进行详细描述。
实施例一
本实施例中，永磁同步电机的控制策略可为等效直轴电流值为零控制。
可选地，永磁同步电机的控制策略约束条件包括等效直轴电流值为零控制策略约束条件，在等效直轴电流值为零控制策略约束条件下，等效直轴电流值id＝0。
本实施例中，实时获取定子α轴电压值usα、定子β轴电压值usβ、定子α轴电流值isα和定子β轴电流值isβ，以及定子电压矢量旋转角频率ωs、电机交轴电感值Lq、定子电阻值Rs等参数，当电流环要求等效直轴电流值id＝0时，将上述参数代入公式一，获得等效的公式十二，根据等效的公式十二计算自动功率调节器的实际输出值A，
A＝usβisα-usαisβ-ωsLqis 2 (公式十二)
其中，usα表示定子α轴电压值，usβ表示定子β轴电压值，ωs表示定子电压矢量旋转角频率，is表示定子电流值，Rs表示定子电阻值，Lq表示电机交轴电感值。
进一步地，通过调节定子电压矢量旋转角频率ωs可对自动功率调节器的输出值A进行调整，使自动功率调节器的输出值A趋于零，根据调节前的定子电压矢量旋转角频率
和调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs的偏差获取参考电压值us，并根据调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs获取控制角度θ，根据参考电压值us和控制角度θ控制永磁同步电机在等效直轴电流值为零控制策略约束条件下稳定运行，简化了控制框架和计算算法。
需要说明的是，当永磁同步电机为表贴式结构时，L＝Ld＝Lq，其中，Ld表示电机直轴电感值，自动功率调节器可以采用公式十二计算表贴式永磁同步电机的输出值A。
实施例二
本实施例中，永磁同步电机的控制策略可为最大转矩电流比控制(MaximumTorque per Ampere，MTPA)。
可选地，永磁同步电机的控制策略约束条件还包括最大转矩电流比控制策略约束条件，在最大转矩电流比控制策略约束条件下，等效直轴电流值id＝f(iS)，且
本实施例中，实时获取定子α轴电压值usα、定子β轴电压值usβ、定子α轴电流值isα和定子β轴电流值isβ，以及定子电压矢量旋转角频率ωs、电机交轴电感值Lq、定子电阻值Rs等参数，将上述参数代入公式一，获得等效的公式十三，根据等效的公式十三计算自动功率调节器的实际输出值A，
其中，usα表示定子α轴电压值，usβ表示定子β轴电压值，ωs表示定子电压矢量旋转角频率，is表示定子电流值，id表示等效直轴电流值，iq表示等效交轴电流值，Rs表示定子电阻值，Lq表示电机交轴电感值。
进一步地，通过调节定子电压矢量旋转角频率ωs可对自动功率调节器的输出值A进行调整，使自动功率调节器的输出值A趋于零，根据调节前的定子电压矢量旋转角频率
和调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs的偏差获取参考电压值us，并根据调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs获取控制角度θ，根据参考电压值us和控制角度θ控制永磁同步电机在最大转矩电流比控制策略约束条件下稳定运行，简化了控制框架和计算算法。
实施例三
本实施例中，永磁同步电机的控制策略可为增磁控制，在增磁控制策略约束条件下，自动功率调节器的输出值A＜0。
本实施例中，在执行增磁控制策略时，电机的自动功率调节器的实际输出值A＜0，|A|越大，增磁效果越强。实时获取定子α轴电压值usα、定子β轴电压值usβ、定子α轴电流值isα和定子β轴电流值isβ，以及定子电压矢量旋转角频率ωs、电机交轴电感值Lq、定子电阻值Rs等定子侧参数，并根据公式一计算自动功率调节器的实际输出值A，
A＝(usαisα+usβisβ-Rsis 2)*id-(usβisα-usαisβ-ωsLqis 2)*iq (公式一)
其中，usα表示定子α轴电压值，usβ表示定子β轴电压值，ωs表示定子电压矢量旋转角频率，is表示定子电流值，id表示等效直轴电流值，iq表示等效交轴电流值，Rs表示定子电阻值，Lq表示电机交轴电感值。
进一步地，通过调节定子电压矢量旋转角频率ωs可对自动功率调节器的输出值A进行调整，使自动功率调节器的输出值A趋于零，根据调节前的定子电压矢量旋转角频率
和调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs的偏差获取参考电压值us，并根据调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs获取控制角度θ，根据参考电压值us和控制角度θ控制永磁同步电机在增磁控制策略约束条件下稳定运行，简化了控制框架和计算算法。
实施例四
本实施例中，永磁同步电机的控制策略可为弱磁控制，在弱磁控制策略约束条件下，自动功率调节器的输出值A＞0。
本实施例中，在执行弱磁控制策略时，电机的自动功率调节器的实际输出值A＞0，|A|越大，弱磁效果越强。首先实时获取定子α轴电压值usα、定子β轴电压值usβ、定子α轴电流值isα和定子β轴电流值isβ，以及定子电压矢量旋转角频率ωs、电机交轴电感值Lq、定子电阻值Rs等定子侧参数，并根据公式一计算自动功率调节器的实际输出值A，
A＝(usαisα+usβisβ-Rsis 2)*id-(usβisα-usαisβ-ωsLqis 2)*iq (公式一)
其中，usα表示定子α轴电压值，usβ表示定子β轴电压值，ωs表示定子电压矢量旋转角频率，is表示定子电流值，id表示等效直轴电流值，iq表示等效交轴电流值，Rs表示定子电阻值，Lq表示电机交轴电感值。
进一步地，通过调节定子电压矢量旋转角频率ωs可对自动功率调节器的输出值A进行调整，使自动功率调节器的输出值A趋于零，根据调节前的定子电压矢量旋转角频率
和调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs的偏差获取参考电压值us，并根据调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs获取控制角度θ，根据参考电压值us和控制角度θ控制永磁同步电机在弱磁控制策略约束条件下稳定运行，简化了控制框架和计算算法。
应当理解的是，本发明提出的基于功率平衡的永磁同步电机的控制方法，至少适用于上述控制策略，在永磁同步电机控制框架不变的前提下，在本申请未提到的其他永磁同步电机的控制策略约束条件下，本发明提出的基于功率平衡的永磁同步电机的控制方法同样适用，其工作过程与上述描述一致，对此不作赘述。
由此，本发明实施例提出的基于功率平衡的永磁同步电机的控制方法，根据控制策略约束条件可以快速获取输出值A的表达式，输出值A的表达式与转子角度无关，解决了电机控制算法复杂的问题，避免了求取转子角度的运算，避免了对定子侧电流进行PARK变换折算到转子侧及将转子侧电压进行PARK逆变换折算到定子侧导致的计算复杂的问题，避免了对速度、转子的d轴电流和q轴电流分别进行PID控制导致的控制环节相互缠绕、参数难以整定的问题，简化了计算和控制框架，提高了控制效率。
图4是本发明实施例的基于功率平衡的永磁同步电机100的控制装置的结构示意图。
如图4所示，本发明实施例的基于功率平衡的永磁同步电机100的控制装置包括：自动功率调节器10、电流采样单元、三相-两相变换器30、第一PID调节器40、第二PID调节器50、速度积分器60和空间矢量调制单元70。
电流采样单元用于获取永磁同步电机100的定子侧的三相相电流ia，ib，ic；
三相-两相变换器30用于对三相相电流ia，ib，ic进行三相静止abc坐标系-两相静止αβ坐标系变换，获得定子α轴电流值isα和定子β轴电流值isβ；
自动功率调节器10用于根据公式一计算输出值A，
A＝(usαisα+usβisβ-Rsis 2)*id-(usβisα-usαisβ-ωsLqis 2)*iq (公式一)
其中，usα表示定子α轴电压值，usβ表示定子β轴电压值，ωs表示定子电压矢量旋转角频率，is表示定子电流值，id表示等效直轴电流值，iq表示等效交轴电流值，Rs表示定子电阻值，Lq表示电机交轴电感值；
第一PID调节器40用于在永磁同步电机100的控制策略约束条件下，调节定子电压矢量旋转角频率ωs，使自动功率调节器的输出值A趋于零，并获取调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs；第二PID调节器50用于根据调节前的定子电压矢量旋转角频率
和调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs的偏差获取参考电压值us；速度积分器60用于根据调节后的定子电压矢量旋转角频率获取控制角度θ；空间矢量调制单元70用于根据参考电压值us和控制角度θ控制永磁同步电机100运行。
其中，电流采样单元的输入端与永磁同步电机100的定子绕组的输出端相连，电流采样单元的输出端与三相-两相变换器30的输入端相连，三相-两相变换器30的输出端与自动功率调节器10的第一输入端相连，自动功率调节器10的输出端与第一PID调节器40的输入端相连，第一PID调节器40的输出端分别与第二PID调节器50和速度积分器60的输入端相连，第二PID调节器50的输出端与空间矢量调制单元70的第一输入端相连，速度积分器60的输出端与空间矢量调制单元70的第二输入端相连，空间矢量调制单元70的输出端与永磁同步电机100的定子绕组的输入端相连。
本实施例中，在控制装置执行控制策略对永磁同步电机100进行控制时，电流采样单元实时采样定子电流，三相-两相变换器30对定子电流进行坐标变换获取定子α轴电流值isα和定子β轴电流值isβ，自动功率调节器10实时获取定子电压矢量旋转角频率ωs、电机直轴电感值Ld、电机交轴电感值Lq、定子电阻值Rs等定子侧参数，并根据上述参数计算系统功率与功率平衡状态下的功率差值即输出值A，第一PID调节器40通过调节定子电压矢量旋转角频率ωs可对自动功率调节器的输出值A进行调整，使自动功率调节器的输出值A趋于零，第二PID调节器50根据调节前的定子电压矢量旋转角频率
和调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs的偏差获取参考电压值us，速度积分器60根据调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs获取控制角度θ，空间矢量调制单元70根据参考电压值us和控制角度θ调节定子绕组的输入电压，控制永磁同步电机100运行。
可选地，如图4所示，基于功率平衡的永磁同步电机100的控制装置还包括：正余弦坐标变换器80，正余弦坐标变换器用于根据控制角度θ对参考电压值us进行正余弦变换，获取定子α轴电压值usα和定子β轴电压值usβ，其中，
可选地，如图4所示，空间矢量调制单元70包括空间矢量调制器701和PWM逆变器702，其中，空间矢量调制器701用于根据参考电压值us和控制角度θ输出第一占空比Da、第二占空比Db和第三占空比Dc；PWM逆变器702用于根据第一占空比Da输出第一PWM驱动波，根据第二占空比Db输出第二PWM驱动波，根据第三占空比Dc输出第三PWM驱动波，并根据第一PWM驱动波、第二PWM驱动波和第三PWM驱动波控制永磁同步电机100运行。
如图4所示，在控制装置执行控制策略对永磁同步电机100进行控制时，第二PID调节器50根据定子电压矢量旋转角频率ωs获取参考电压值us，速度积分器60对定子电压矢量旋转角频率ωs进行积分计算获取控制角度θ，正余弦坐标变换器80根据控制角度θ对参考电压值us进行正余弦变换，获取定子α轴电压值usα和定子β轴电压值usβ，空间矢量调制器701根据定子α轴电压值usα和定子β轴电压值usβ输出三相占空比，PWM逆变器702根据三相占空比输出三相PWM驱动波控制永磁同步电机100运行。
电流采样单元实时采样定子电流，三相-两相变换器30对定子电流进行坐标变换获取定子α轴电流值isα和定子β轴电流值isβ；自动功率调节器10实时获取定子α轴电压值usα、定子β轴电压值usβ、定子α轴电流值isα和定子β轴电流值isβ，以及定子电压矢量旋转角频率ωs、电机直轴电感值Ld、电机交轴电感值Lq、定子电阻值Rs等定子侧参数，并根据上述参数计算系统功率与功率平衡状态下的功率差值即输出值A，第一PID调节器40通过调节定子电压矢量旋转角频率ωs可对自动功率调节器的输出值A进行调整，使自动功率调节器的输出值A趋于零，并将调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs反馈至第二PID调节器50和速度积分器60的输入端，实现永磁同步电机100的闭环控制。
根据运行环境的需求，控制装置对永磁同步电机100执行相应的控制策略，下面对不同控制策略约束条件下的控制装置的工作过程进行详细描述。
可选地，永磁同步电机100的控制策略约束条件包括等效直轴电流值为零控制策略约束条件，在等效直轴电流值为零控制策略约束条件下，等效直轴电流值id＝0。
本实施例中，自动功率调节器10实时获取定子α轴电压值usα、定子β轴电压值usβ、定子α轴电流值isα和定子β轴电流值isβ，以及定子电压矢量旋转角频率ωs、电机交轴电感值Lq、定子电阻值Rs等参数，当电流环要求等效直轴电流值id＝0时，自动功率调节器10将上述参数代入公式一，获得等效的公式十二，根据等效的公式十二计算实际输出值A，
A＝usβisα-usαisβ-ωsLqis 2 (公式十二)
其中，usα表示定子α轴电压值，usβ表示定子β轴电压值，ωs表示定子电压矢量旋转角频率，is表示定子电流值，Rs表示定子电阻值，Lq表示电机交轴电感值。
进一步地，第一PID调节器40通过调节定子电压矢量旋转角频率ωs可对自动功率调节器10的输出值A进行调整，使自动功率调节器10的输出值A趋于零，第二PID调节器50根据调节前的定子电压矢量旋转角频率
和调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs的偏差获取参考电压值us，速度积分器60根据调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs获取控制角度θ，空间矢量调制器701和PWM逆变器702根据参考电压值us和控制角度θ控制永磁同步电机100在等效直轴电流值为零控制策略约束条件下稳定运行，简化了控制框架和计算算法。
需要说明的是，当永磁同步电机100为表贴式结构时，L＝Ld＝Lq，其中，Ld表示电机直轴电感值，自动功率调节器10可以采用公式十二计算表贴式永磁同步电机的输出值A。
可选地，永磁同步电机100的控制策略约束条件还包括最大转矩电流比控制策略约束条件，在最大转矩电流比控制策略约束条件下，等效直轴电流值id＝f(iS)，且
本实施例中，自动功率调节器10实时获取定子α轴电压值usα、定子β轴电压值usβ、定子α轴电流值isα和定子β轴电流值isβ，以及定子电压矢量旋转角频率ωs、电机交轴电感值Lq、定子电阻值Rs等参数，自动功率调节器10将上述参数代入公式一，获得等效的公式十三，根据等效的公式十三计算实际输出值A，
其中，usα表示定子α轴电压值，usβ表示定子β轴电压值，ωs表示定子电压矢量旋转角频率，is表示定子电流值，id表示等效直轴电流值，iq表示等效交轴电流值，Rs表示定子电阻值，Lq表示电机交轴电感值。
进一步地，第一PID调节器40通过调节定子电压矢量旋转角频率ωs可对自动功率调节器10的输出值A进行调整，使自动功率调节器10的输出值A趋于零，第二PID调节器50根据调节前的定子电压矢量旋转角频率
和调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs的偏差获取参考电压值us，速度积分器60根据调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs获取控制角度θ，空间矢量调制器701和PWM逆变器702根据参考电压值us和控制角度θ控制永磁同步电机在最大转矩电流比控制策略约束条件下稳定运行，简化了控制框架和计算算法。
综上所述，本发明实施例提出的基于功率平衡的永磁同步电机的控制装置，根据控制策略约束条件可以快速获取输出值A的表达式，输出值A的表达式与转子角度无关，解决了电机控制算法复杂的问题，避免了求取转子角度的运算，避免了对定子侧电流进行PARK变换折算到转子侧及将转子侧电压进行PARK逆变换折算到定子侧导致的计算复杂的问题，避免了对速度、转子的d轴电流和q轴电流分别进行PID控制导致的控制环节相互缠绕、参数难以整定的问题，简化了计算和控制框架，提高了控制效率。
注意，上述仅为本发明的较佳实施例及所运用技术原理。本领域技术人员会理解，本发明不限于这里所述的特定实施例，对本领域技术人员来说能够进行各种明显的变化、重新调整和替代而不会脱离本发明的保护范围。因此，虽然通过以上实施例对本发明进行了较为详细的说明，但是本发明不仅仅限于以上实施例，在不脱离本发明构思的情况下，还可以包括更多其他等效实施例，而本发明的范围由所附的权利要求范围决定。
Claims (10)
1.一种基于功率平衡的永磁同步电机的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
获取永磁同步电机的定子电流；
对定子电流进行三相静止abc坐标系-两相静止αβ坐标系变换，获得定子α轴电流值isα和定子β轴电流值isβ；
根据公式一计算自动功率调节器的输出值A，
A＝(usαisα+usβisβ-Rsis 2)*id-(usβisα-usαisβ-ωsLqis 2)*iq 公式一
其中，usα表示定子α轴电压值，usβ表示定子β轴电压值，ωs表示定子电压矢量旋转角频率，is表示定子电流值，id表示等效直轴电流值，iq表示等效交轴电流值，Rs表示定子电阻值，Lq表示电机交轴电感值；
在永磁同步电机的控制策略约束条件下，调节定子电压矢量旋转角频率ωs，使所述自动功率调节器的输出值A趋于零，并获取调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs；
根据调节前的定子电压矢量旋转角频率
和所述调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs的偏差获取参考电压值us；
根据所述调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs获取控制角度θ；
根据所述参考电压值us和所述控制角度θ控制永磁同步电机运行。
2.根据权利要求1所述的基于功率平衡的永磁同步电机的控制方法，其特征在于，在所述根据所述参考电压值us和所述控制角度θ控制永磁同步电机运行之前，还包括：根据所述控制角度θ对所述参考电压值us进行正余弦变换，获取定子α轴电压值usα和定子β轴电压值usβ，其中，
3.根据权利要求1所述的基于功率平衡的永磁同步电机的控制方法，其特征在于，所述根据所述参考电压值us和所述控制角度θ控制永磁同步电机运行，包括以下步骤：
根据所述参考电压值us和所述控制角度θ获取第一占空比Da、第二占空比Db和第三占空比Dc；
根据所述第一占空比Da输出第一PWM驱动波，根据所述第二占空比Db输出第二PWM驱动波，根据所述第三占空比Dc输出第三PWM驱动波，并根据所述第一PWM驱动波、所述第二PWM驱动波和所述第三PWM驱动波控制永磁同步电机运行。
4.根据权利要求1所述的基于功率平衡的永磁同步电机的控制方法，其特征在于，所述永磁同步电机的控制策略约束条件包括等效直轴电流值为零控制策略约束条件，在所述等效直轴电流值为零控制策略约束条件下，等效直轴电流值id＝0。
5.根据权利要求1所述的基于功率平衡的永磁同步电机的控制方法，其特征在于，所述永磁同步电机的控制策略约束条件还包括最大转矩电流比控制策略约束条件，在所述最大转矩电流比控制策略约束条件下，
6.一种基于功率平衡的永磁同步电机的控制装置，其特征在于，包括：自动功率调节器、电流采样单元、三相-两相变换器、第一PID调节器、第二PID调节器、速度积分器和空间矢量调制单元，其中，
所述电流采样单元用于获取永磁同步电机的定子电流；
所述三相-两相变换器用于对定子电流进行三相静止abc坐标系-两相静止αβ坐标系变换，获得定子α轴电流值isα和定子β轴电流值isβ；
所述自动功率调节器用于根据公式一计算输出值A，
A＝(usαisα+usβisβ-Rsis 2)*id-(usβisα-usαisβ-ωsLqis 2)*iq 公式一
其中，usα表示定子α轴电压值，usβ表示定子β轴电压值，ωs表示定子电压矢量旋转角频率，is表示定子电流值，id表示等效直轴电流值，iq表示等效交轴电流值，Rs表示定子电阻值，Lq表示电机交轴电感值；
所述第一PID调节器用于在永磁同步电机的控制策略约束条件下，调节定子电压矢量旋转角频率ωs，使所述自动功率调节器的输出值A趋于零，并获取调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs；
所述第二PID调节器用于根据调节前的定子电压矢量旋转角频率
和所述调节后的定子电压矢量旋转角频率ωs的偏差获取参考电压值us；
所述速度积分器用于根据所述调节后的定子电压矢量旋转角频率获取控制角度θ；
所述空间矢量调制单元用于根据所述参考电压值us和所述控制角度θ控制永磁同步电机运行。
7.根据权利要求6所述的基于功率平衡的永磁同步电机的控制装置，其特征在于，还包括：正余弦坐标变换器，所述正余弦坐标变换器用于根据所述控制角度θ对所述参考电压值us进行正余弦变换，获取定子α轴电压值usα和定子β轴电压值usβ，其中，
8.根据权利要求6所述的基于功率平衡的永磁同步电机的控制装置，其特征在于，所述空间矢量调制单元包括空间矢量调制器和PWM逆变器，其中，
所述空间矢量调制器用于根据所述参考电压值us和所述控制角度θ获取第一占空比Da、第二占空比Db和第三占空比Dc；
所述PWM逆变器用于根据所述第一占空比Da输出第一PWM驱动波，根据所述第二占空比Db输出第二PWM驱动波，根据所述第三占空比Dc输出第三PWM驱动波，并根据所述第一PWM驱动波、所述第二PWM驱动波和所述第三PWM驱动波控制永磁同步电机运行。
9.根据权利要求6所述的基于功率平衡的永磁同步电机的控制装置，其特征在于，所述永磁同步电机的控制策略约束条件包括等效直轴电流值为零控制策略约束条件，在所述等效直轴电流值为零控制策略约束条件下，等效直轴电流值id＝0。
10.根据权利要求6所述的基于功率平衡的永磁同步电机的控制装置，其特征在于，所述永磁同步电机的控制策略约束条件还包括最大转矩电流比控制策略约束条件，在所述最大转矩电流比控制策略约束条件下，
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Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101136605A (zh) * | 2007-07-24 | 2008-03-05 | 南京航空航天大学 | 定子双绕组异步电机发电系统的瞬时功率直接控制方法 |
| CN102386839A (zh) * | 2011-12-01 | 2012-03-21 | 卧龙电气集团股份有限公司 | 基于无功功率观测器的同步电机矢量控制器及控制方法 |
| CN104539210A (zh) * | 2014-12-03 | 2015-04-22 | 浙江大学 | 一种dfig的反推直接功率控制方法 |
| CN108242904A (zh) * | 2018-03-26 | 2018-07-03 | 南京立超电子科技有限公司 | 一种永磁同步电机零无功功率控制方法 |
| CN110635740A (zh) * | 2019-11-08 | 2019-12-31 | 浙江工业大学 | 一种基于电压前馈补偿策略的永磁同步电机矢量控制方法 |
-
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Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101136605A (zh) * | 2007-07-24 | 2008-03-05 | 南京航空航天大学 | 定子双绕组异步电机发电系统的瞬时功率直接控制方法 |
| CN102386839A (zh) * | 2011-12-01 | 2012-03-21 | 卧龙电气集团股份有限公司 | 基于无功功率观测器的同步电机矢量控制器及控制方法 |
| CN104539210A (zh) * | 2014-12-03 | 2015-04-22 | 浙江大学 | 一种dfig的反推直接功率控制方法 |
| CN108242904A (zh) * | 2018-03-26 | 2018-07-03 | 南京立超电子科技有限公司 | 一种永磁同步电机零无功功率控制方法 |
| CN110635740A (zh) * | 2019-11-08 | 2019-12-31 | 浙江工业大学 | 一种基于电压前馈补偿策略的永磁同步电机矢量控制方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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| GR01 | Patent grant | ||
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| PE01 | Entry into force of the registration of the contract for pledge of patent right |
Denomination of invention: Control method and device of permanent magnet synchronous motor based on power balance Granted publication date: 20220531 Pledgee: Bank of China Co.,Ltd. Wuxi High tech Industrial Development Zone Branch Pledgor: INTEMOTION TECHNOLOGY WUXI Co.,Ltd. Registration number: Y2024980013287 |
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| PE01 | Entry into force of the registration of the contract for pledge of patent right |