CN111211687A - 一种沙漏型阻抗网络升压变换器和开关电源 - Google Patents

一种沙漏型阻抗网络升压变换器和开关电源 Download PDF

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CN111211687A CN202010043161.4A CN202010043161A CN111211687A CN 111211687 A CN111211687 A CN 111211687A CN 202010043161 A CN202010043161 A CN 202010043161A CN 111211687 A CN111211687 A CN 111211687A
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Abstract

本申请公开了一种沙漏型阻抗网络升压变换器和开关电源，沙漏型阻抗网络升压变换器的增益为2(1‑D)/(D×D‑3D+1)，输出电容的电压应力降恒为输出电压的1/2，第一电容的电压应力恒为输出电压的1/2与直流电源电压的差值，第二电容的电压应力为输出电压的1/18～3/14，减小了储能电容和输出电容的电压应力，有利于减小电容体积，使得开关电源的体积大大减小，进而获得较高的功率密度指标，从而解决了现有的高增益Z源DC‑DC变换器的储能电容和滤波电容所承受的电压应力较大，当电路工作在较高增益的情况时，导致变换器所需要的电容的耐压必须足够大，使得电容的体积、重量和成本都升高，难以满足实际工业应用的要求的技术问题。

Description

一种沙漏型阻抗网络升压变换器和开关电源
技术领域
本申请涉及DC-DC变换器技术领域，尤其涉及一种沙漏型阻抗网络升压变换器和开关电源。
背景技术
DC-DC变换器被广泛应用于手机、数码相机和便携式媒体播放器等电子产品中，DC-DC变换器的性能的优劣影响着整个产品的性能，是电力电子领域的重要器件。
传统的Z源DC-DC变换器如图1所示，图1为传统Z源DC-DC变换器的电路结构示意图，该变换器通过控制开关管模块的导通和关断来实现升压，但是电压增益较低，且该电路中储能电容和输出滤波电容的电压应力较高，无法满足实际工业应用的要求。针对传统Z源DC-DC变换器所存在的缺陷，本领域提出了如图2所示的一种高增益的Z源DC-DC变换器，图2为现有的高增益的Z源DC-DC变换器的电路结构示意图，相较于传统的Z源DC-DC变换器，图2的方案增加了一个二极管和滤波电容，使得电路的升压能力得到提高，但是储能电容和滤波电容所承受的电压应力依然没有降低，这就导致变换器所需要的电容的耐压必须足够大，使得电容的体积、重量和成本都升高，难以满足实际工业应用的要求。
发明内容
本申请提供了一种沙漏型阻抗网络升压变换器和开关电源，用于解决现有的高增益Z源DC-DC变换器的储能电容和滤波电容所承受的电压应力较大，当电路工作在较高增益的情况时，导致变换器所需要的电容的耐压必须足够大，使得电容的体积、重量和成本都升高，难以满足实际工业应用的要求的技术问题。
有鉴于此，本申请第一方面提供了一种沙漏型阻抗网络升压变换器，包括：直流电源、沙漏型阻抗网络、第二开关管模块、第三电容、第四电容、第三二极管、第四二极管和负载；
所述沙漏型阻抗网络包括第一电感、第二电感、第一电容、第二电容、第一二极管、第二二极管和第一开关管模块；
所述第二开关管模块的第一端连接所述直流电源的负端和所述第三二极管的阴极；
所述第二开关管模块的第二端连接所述第二电容的第一端、所述第二电感的一端、所述第三电容的第一端和所述第四电容的第二端；
所述第三电容的第二端连接所述第三二极管的阳极和所述负载的负端；
所述第一开关管模块的第一端连接所述第二电感的另一端、所述第四二极管的阳极和所述第一二极管的阴极；
所述第一开关管模块的第二端连接所述第一电容的第一端和所述第二二极管的阴极；
所述第二二极管的阳极连接所述第二电容的第一端；
所述第四电容的第一端连接所述第四二极管的阴极和所述负载的正端；
所述第一电感的一端连接所述直流电源的正端和所述第一电容的第二端；
所述第一电感的另一端连接所述第二电容的第二端和所述第一二极管的阳极。
可选地，所述第一开关管模块和所述第二开关管模块同时开通或关断。
可选地，所述第一开关管模块和所述第二开关管模块均为IGBT管；
所述第一开关管模块和所述第二开关管模块的第一端为所述IGBT管的发射极，所述第一开关管模块和所述第二开关管模块的第二端为所述IGBT管的集电极。
可选地，所述第一开关管模块和所述第二开关管模块均为NMOS管；
所述第一开关管模块和所述第二开关管模块的第一端为所述NMOS管的源极，所述第一开关管模块和所述第二开关管模块的第二端为所述NMOS管的漏极。
可选地，所述第一开关管模块和所述第二开关管模块均为单个开关管。
可选地，所述第一开关管模块和所述第二开关管模块均为两个以上并联的开关管串；
每个所述开关管串包括两个以上串联的开关管。
可选地，所述第一电容、所述第二电容和所述第三电容均为极性电容；
所述第一电容的第一端、所述第二电容的第一端和所述第三电容的第一端均为正端；
所述第一电容的第二端、所述第二电容的第二端和所述第三电容的第二端均为负端。
可选地，所述第一电感和所述第二电感的电感值相等。
可选地，所述第一电感和所述第二电感的电感值为220μH；
所述第一电容、所述第二电容、所述第三电容和所述第四电容的电容值均为47μF。
本申请第二方面提供了一种开关电源，包括第一方面任一种所述的沙漏型阻抗网络升压变换器。
从以上技术方案可以看出，本申请实施例具有以下优点：
本申请中提供了一种沙漏型阻抗网络升压变换器，包括：直流电源、沙漏型阻抗网络、第二开关管模块、第三电容、第四电容、第三二极管、第四二极管和负载；沙漏型阻抗网络包括第一电感、第二电感、第一电容、第二电容、第一二极管、第二二极管和第一开关管模块；第二开关管模块的第一端连接直流电源的负端和第三二极管的阴极；第二开关管模块的第二端连接第二电容的第一端、第二电感的一端、第三电容的第一端和第四电容的第二端；第三电容的第二端连接第三二极管的阳极和负载的负端；第一开关管模块的第一端连接第二电感的另一端、第四二极管的阳极和第一二极管的阴极；第一开关管模块的第二端连接第一电容的第一端和第二二极管的阴极；第二二极管的阳极连接第二电容的第一端；第四电容的第一端连接第四二极管的阴极和负载的正端；第一电感的一端连接直流电源的正端和第一电容的第二端；第一电感的另一端连接第二电容的第二端和第一二极管的阳极。
本申请中提供的一种沙漏型阻抗网络升压变换器，增益为2(1-D)/(D×D-3D+1)，输出电容的电压应力降恒为输出电压的1/2，第一电容的电压应力恒为输出电压的1/2与直流电源电压的差值，第二电容的电压应力为输出电压的1/18～3/14，减小了储能电容和输出电容的电压应力，有利于减小电容体积，使得开关电源的体积大大减小，进而获得较高的功率密度指标，从而解决了现有的高增益Z源DC-DC变换器的储能电容和滤波电容所承受的电压应力较大，当电路工作在较高增益的情况时，导致变换器所需要的电容的耐压必须足够大，使得电容的体积、重量和成本都升高，难以满足实际工业应用的要求的技术问题。
附图说明
图1为传统的Z源DC-DC变换器的电路结构示意图；
图2为现有的高增益Z源DC-DC变换器的电路结构示意图；
图3为本申请实施例中提供的沙漏型阻抗网络升压变换器的电路结构示意图；
图4为本申请实施例中提供的沙漏型阻抗网络升压变换器在第一开关管模块和第二开关管模块均导通时的工作电路图；
图5为本申请实施例中提供的沙漏型阻抗网络升压变换器在第一开关管模块和第二开关管模块均关断时的工作电路图；
图6为本申请实施例中提供的沙漏型阻抗网络升压变换器的增益曲线示意图；
图7为本申请实施例中提供的沙漏阻抗网络升压变换器占空比为0.32时的仿真波形图；
其中：
Vin为直流电源、S1为第一开关管模块、S2为第二开关管模块、D1为第一二极管、D2为第二二极管、D3为第三二极管、D4为第四二极管、C1为第一电容、C2为第二电容、C3为第三电容、C4为第四电容、L1为第一电感、L2为第二电感、R为负载。
具体实施方式
本申请实施例提供了一种沙漏型阻抗网络升压变换器和开关电源，用于解决现有的高增益Z源DC-DC变换器的储能电容和滤波电容所承受的电压应力较大，当电路工作在较高增益的情况时，导致变换器所需要的电容的耐压必须足够大，使得电容的体积、重量和成本都升高，难以满足实际工业应用的要求的技术问题。
为了使本技术领域的人员更好地理解本申请方案，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
在本申请的描述中，需要说明的是，术语“中心”、“上”、“下”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本申请和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本申请的限制。此外，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本申请中的具体含义。
为了便于理解，请参阅图3，本申请提供了一种沙漏型阻抗网络升压变换器的一个实施例，包括：直流电源Vin、沙漏型阻抗网络、第二开关管模块S2、第三电容C3、第四电容C4、第三二极管D3、第四二极管D4和负载R；
沙漏型阻抗网络包括第一电感L1、第二电感L2、第一电容C1、第二电容C2、第一二极管D1、第二二极管D2和第一开关管模块S1；
第二开关管模块S2的第一端连接直流电源Vin的负端和第三二极管的阴极；
第二开关管模块S2的第二端连接第二电容C2的第一端、第二电感L2的一端、第三电容C3的第一端和第四电容C4的第二端；
第三电容C3的第二端连接第三二极管D3的阳极和负载R的负端；
第一开关管模块S1的第一端连接第二电感L2的另一端、第四二极管D4的阳极和第一二极管D1的阴极；
第一开关管模块S1的第二端连接第一电容C1的第一端和第二二极管D2的阴极；
第二二极管D2的阳极连接第二电容C2的第一端；
第四电容C4的第一端连接第四二极管D4的阴极和负载R的正端；
第一电感L1的一端连接直流电源Vin的正端和第一电容C1的第二端；
第一电感L1的另一端连接第二电容C2的第二端和第一二极管D1的阳极。
需要说明的是，本申请实施例中的沙漏型阻抗网络升压变换器根据开关管模块的导通和关断包括两种工作模式，请参阅图4和图5，图4和图5中的虚线部分为非工作部分，可视为不存在。本申请实施例中的沙漏型阻抗网络升压变换器的工作原理可以描述为：
当第一开关管模块S1和第二开关管模块S2均导通时：
第一开关管模块S1、第二开关管模块S2和第四二极管D4开通，第一二极管D1、第二二极管D2和第三二极管D3承受反压而反向截止，第二电容C2和直流电源Vin通过“直流电源Vin-第一电感L1-第一电容C1-第二开关管模块S2”回路对第一电感L1充电，第一电感L1的电流线性增加；
第一电容C1和直流电源Vin通过“直流电源Vin-第一电容C1-第一开关管模块S1-第二电感L2-第二开关管模块S2”回路对第二电感L2充电，第二电感L2的电流线性增加；
第一电容C1和直流电源Vin通过“直流电源Vin-第一电容C1-第一开关管模块S1-第四二极管D4-第四电容C4-第二开关管模块S2”回路对第四电容C4充电；
第三电容C3通过“第三电容C3-第四电容C4-负载R”回路为负载R提供能量。
当第一开关管模块S1和第二开关管模块S2均关断时：
第一开关管模块S1和第二开关管模块S2关断，第四二极管D4承受反压而反向截止，第一二极管D1、第二二极管D2和第三二极管D3开通，第一电感L1通过“第一电感L1-第一二极管D1-第二电感L2-第二二极管D2-第一电容C1”回路对第二电容C2充电，第一电感L1的电流线性减少；
第二电感L2通过“第一电感L1-第二电感L2-第二二极管D2-第一电容C1”回路对第一电容C1充电，第二电感L2的电流线性减少；
直流电源Vin通过“直流电源Vin-第一电感L1-第二电容C2-第三电容C3-第三二极管D3”回路对第三电容C3充电；
第四电容C4通过“第四电容C4-负载R-第三电容C3”为负载R提供能量。
开关管模块的一个周期内开通时间DT和周期时间T的比值为占空比D，在实际的DC-DC变换器中，占空比D的实际取值不超过0.5。
以下对本申请实施例中的沙漏型阻抗网络升压变换器的增益、输出电容的电压应力和阻抗网络中的电容的电压应力进行分析。
在开关管模块S的一个周期内，沙漏型阻抗网络升压变换器的输出电压(即直流负载R的电压)为V0，直流电源Vin的电压为Vin，则：
当第一开关管模块S1和第二开关管模块S2均开通时，有：
第一电感L1的电压VL1为：
VL1＝Vin+VC2；
其中，VC2为第二电容C2的电压，第一电感L1的电流线性增加。
第二电感L2的电压为：
VL2＝Vin+VC1；
其中，VC1为第一电容C1的电压，第二电感L2的电流线性增加。
此时，沙漏型阻抗网络升压变换器的输出电压Vo为：
Vo＝VC3+VC4；
而
VC4＝VL2。
当第一开关管模块S1和第二开关管模块S2均关断时：
第一电感L1的电压为：
VL1＝VC2-VC1；
第二电感L2的电压为：
VL2＝-VC2；
此时，沙漏型阻抗网络升压变换器的输出电压Vo为：
Vo＝VC3+VC4；
而
VC3＝Vin+VC1；
当电路处于稳态时，由VL1＝Vin+VC2、VL2＝Vin+VC1、VL1＝VC2-VC1、VL2＝-VC2和第一电感L1、第二电感L2的伏秒平衡原理，得：
Figure BDA0002368454750000081
Figure BDA0002368454750000082
联立以上两式，求解得：
Figure BDA0002368454750000083
Figure BDA0002368454750000084
由VC4＝VL2和VC3＝Vin+VC1得：
Figure BDA0002368454750000085
Figure BDA0002368454750000086
则由Vo＝VC3+VC4和Vo＝VC3+VC4可得：
Figure BDA0002368454750000087
则本申请实施例中的沙漏型阻抗网络升压变换器的增益G为：
Figure BDA0002368454750000088
图6为本申请实施例中的沙漏型阻抗网络升压变换器的增益G的曲线示意图。
根据
Figure BDA0002368454750000089
和
Figure BDA00023684547500000810
可得：
Figure BDA00023684547500000811
根据
Figure BDA0002368454750000091
和
Figure BDA0002368454750000092
可得：
Figure BDA0002368454750000093
本申请实施例中的占空比D的取值范围为0.12～0.32，可以规避传统升压电路由于高占空比导致的开关管发热过高而烧毁和电感饱和问题，使电路工作在更为安全稳定的状态。
由以上式子可以看出，升压倍数只与占空比D有关，在直流电源Vin确定的情况下，改变占空比D即可得到所需的直流输出电压。第一电容C1的电压应力恒为输出电压的1/2与直流电源Vin电压的差值，第二电容C2的电压应力为输出电压的1/18～3/14，第三电容C3和第四电容C4所承受电压为输出电压的1/2。第三电容C3和第四电容C4均为输出电压的一半以下，减小了储能电容和输出电容的电压应力，而第三电容C3和第四电容C4的串联连接使得输出电压比只有一个电容时增大了一倍。
因此，本申请实施例中提供的一种沙漏型阻抗网络升压变换器，增益为2(1-D)/(D×D-3D+1)，输出电容的电压应力降恒为输出电压的1/2，第一电容C1的电压应力恒为输出电压的1/2与直流电源Vin电压的差值，第二电容C2的电压应力为输出电压的1/18～3/14，减小了储能电容和输出电容的电压应力，有利于减小电容体积，使得开关电源的体积大大减小，进而获得较高的功率密度指标，从而解决了现有的高增益Z源DC-DC变换器的储能电容和滤波电容所承受的电压应力较大，当电路工作在较高增益的情况时，导致变换器所需要的电容的耐压必须足够大，使得电容的体积、重量和成本都升高，难以满足实际工业应用的要求的技术问题。
而在图2中的高增益Z源DC-DC变换器电路中，Z源阻抗网络中的电容C1和电容C2的电压为：
Figure BDA0002368454750000094
电容C3的电压为：
Figure BDA0002368454750000095
输出电容C4的电压为：
Figure BDA0002368454750000101
联立
Figure BDA0002368454750000102
和
Figure BDA0002368454750000103
可得：
Figure BDA0002368454750000104
Figure BDA0002368454750000105
图2中的高增益Z源DC-DC变换器电路的开关管模块正常工作的占空比范围为0.1～0.4，即其电容C1和电容C2所承受的电压均为其输出电压Vo'的3/8～9/19，电容C3所承受的电压为其输出电压Vo'的10/19～5/8，电容C4所承受的电压等于其输出电压Vo'。
由此可见，本申请实施例中提供的沙漏型阻抗网络升压变换器在只增加一个二极管与开关管的情况下，实现了电容电压应力的大幅降低，同时在升压能力相同的情况下，沙漏型阻抗网络升压变换器的正常工作的占空比范围更小。
为对本申请实施例中的沙漏型阻抗网络升压变换器进行验证，本申请实施例还可以搭建如图3所示的仿真电路，其中仿真参数设置为：
L1＝L2＝220μH
C1＝C2＝C3＝C4＝47μF
Vin＝20V
R＝300Ω
当占空比为0.32时，此时的仿真结果如图7所示，沙漏型阻抗网络升压变换器的输出电压为189.5V，增益为9.475，符合图6的增益曲线。
作为对本申请实施例中的沙漏型阻抗网络升压变换器的进一步改进，本申请实施例中沙漏型阻抗网络升压变换器的第一开关管模块S1和第二开关管模块S2同时开通或同时关断。
需要说明的是，第一开关管模块S1和第二开关管模块S2同时开通或关断，第一开关管模块S1和第二开关管模块S2的一个周期内开通时间DT和周期时间T的比值为占空比D。
作为对本申请实施例中的沙漏型阻抗网络升压变换器的进一步改进，本申请实施例中沙漏型阻抗网络升压变换器的第一开关管模块S1和第二开关管模块S2均为IGBT管；
第一开关管模块S1和第二开关管模块S2的第一端为IGBT管的发射极，第一开关管模块S1和第二开关管模块S2的第二端为IGBT管的集电极。
需要说明的是，IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)，是由BJT(双极型二极管)和MOS(绝缘栅型场效应管)组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件，兼有MOSFET的高输入阻抗和GTR的低导通压降两方面的优点。
作为对本申请实施例中的沙漏型阻抗网络升压变换器的进一步改进，本申请实施例中沙漏型阻抗网络升压变换器的第一开关管模块S1和第二开关管模块S2均NMOS管；
第一开关管模块S1和第二开关管模块S2的第一端为NMOS管的源极，第一开关管模块S1和第二开关管模块S2的第二端为NMOS管的漏极。
需要说明的是，开关管模块的开关管除了本申请实施例中的IGBT管和NMOS管之外，本领域技术人员还可以在本申请实施例的基础上，根据实际使用情况将开关管替换为其他类型的开关管，在此不做具体限定。
作为对本申请实施例中的沙漏型阻抗网络升压变换器的进一步改进，本申请实施例中沙漏型阻抗网络升压变换器的第一开关管模块S1和第二开关管模块S2均为单个开关管。
在实际应用过程中，如果升压过程中的电流较小，则开关管模块可以只由一个开关管组成，从而节约成本，简化了沙漏型阻抗网络升压变换器的电路结构，控制和驱动电路易于实现，有助于沙漏型阻抗网络升压变换器在工业中的应用。
作为对本申请实施例中的沙漏型阻抗网络升压变换器的进一步改进，本申请实施例中沙漏型阻抗网络升压变换器中的第一开关管模块S1和第二开关管模块S2均为两个以上并联的开关管串；
每个开关管串包括两个以上串联的开关管。
在实际应用过程中，如果升压过程中的电流较大，则为了避免损坏开关管模块，提高沙漏型阻抗网络升压变换器的安全性，开关管模块可以有两个以上并联的开关管串构成，每个开关管串包括两个以上串联的开关管，从而可以适用于大电流和大电压的应用场景。
需要说明的是第一开关管模块S1和第二开关管模块S2的门极控制信号相同，控制简单，可以避免传统高增益变换器多开关引起的高控制难度的技术问题，具有良好的工业应用前景。
作为对本申请实施例中的沙漏型阻抗网络升压变换器的进一步改进，沙漏型阻抗网络升压变换器中的第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3和第四电容C4均为极性电容；
第一电容C1的第一端、第二电容C2的第一端、第三电容C3的第一端和第四电容C4的第一端均为正端；
第一电容C1的第二端、第二电容C2的第二端、第三电容C3的第二端和第四电容C4的第二端均为负端。
需要说明的是，由于各电容所承受的电压相对于输出电压较小，第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3和第四电容C4可以选为非极性电容，可以延长变换器的使用寿命。
考虑到实际应用中DC-DC变换器的应用场景不少是在高压高功率中，而有极性电容的容量比较大，能够适用于高压高功率的场合，因此可以将第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3和第四电容C4均选为极性电容。本领域技术人员可以根据实际应用情况进行取值，在此不做具体限定。
本申请中提供了一种开关电源的实施例，开关电源包括前述沙漏型阻抗网络升压变换器实施例中的任一种沙漏型阻抗网络升压变换器。
以上所述，以上实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (10)

1.一种沙漏型阻抗网络升压变换器，其特征在于，包括：直流电源、沙漏型阻抗网络、第二开关管模块、第三电容、第四电容、第三二极管、第四二极管和负载；
所述沙漏型阻抗网络包括第一电感、第二电感、第一电容、第二电容、第一二极管、第二二极管和第一开关管模块；
所述第二开关管模块的第一端连接所述直流电源的负端和所述第三二极管的阴极；
所述第二开关管模块的第二端连接所述第二电容的第一端、所述第二电感的一端、所述第三电容的第一端和所述第四电容的第二端；
所述第三电容的第二端连接所述第三二极管的阳极和所述负载的负端；
所述第一开关管模块的第一端连接所述第二电感的另一端、所述第四二极管的阳极和所述第一二极管的阴极；
所述第一开关管模块的第二端连接所述第一电容的第一端和所述第二二极管的阴极；
所述第二二极管的阳极连接所述第二电容的第一端；
所述第四电容的第一端连接所述第四二极管的阴极和所述负载的正端；
所述第一电感的一端连接所述直流电源的正端和所述第一电容的第二端；
所述第一电感的另一端连接所述第二电容的第二端和所述第一二极管的阳极。
2.根据权利要求1所述的沙漏型阻抗网络升压变换器，其特征在于，所述第一开关管模块和所述第二开关管模块同时开通或关断。
3.根据权利要求1所述的沙漏型阻抗网络升压变换器，其特征在于，所述第一开关管模块和所述第二开关管模块均为IGBT管；
所述第一开关管模块和所述第二开关管模块的第一端为所述IGBT管的发射极，所述第一开关管模块和所述第二开关管模块的第二端为所述IGBT管的集电极。
4.根据权利要求1所述的沙漏型阻抗网络升压变换器，其特征在于，所述第一开关管模块和所述第二开关管模块均为NMOS管；
所述第一开关管模块和所述第二开关管模块的第一端为所述NMOS管的源极，所述第一开关管模块和所述第二开关管模块的第二端为所述NMOS管的漏极。
5.根据权利要求3或4所述的沙漏型阻抗网络升压变换器，其特征在于，所述第一开关管模块和所述第二开关管模块均为单个开关管。
6.根据权利要求3或4所述的沙漏型阻抗网络升压变换器，其特征在于，所述第一开关管模块和所述第二开关管模块均为两个以上并联的开关管串；
每个所述开关管串包括两个以上串联的开关管。
7.根据权利要求1所述的沙漏型阻抗网络升压变换器，其特征在于，所述第一电容、所述第二电容、所述第三电容和第四电容均为极性电容；
所述第一电容的第一端、所述第二电容的第一端、所述第三电容的第一端和所述第四电容的第一端均为正端；
所述第一电容的第二端、所述第二电容的第二端、所述第三电容和所述第四电容的第二端均为负端。
8.根据权利要求1所述的沙漏型阻抗网络升压变换器，其特征在于，所述第一电感和所述第二电感的电感值相等。
9.根据权利要求8所述的沙漏型阻抗网络升压变换器，其特征在于，所述第一电感和所述第二电感的电感值为220μH；
所述第一电容、所述第二电容、所述第三电容和所述第四电容的电容值均为47μF。
10.一种开关电源，其特征在于，包括权利要求1-9中任一项所述的沙漏型阻抗网络升压变换器。
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