CN111147156A - 一种基于水声通信数据再利用的多址接入交叉估计方法 - Google Patents

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CN111147156A CN201911372905.0A CN201911372905A CN111147156A CN 111147156 A CN111147156 A CN 111147156A CN 201911372905 A CN201911372905 A CN 201911372905A CN 111147156 A CN111147156 A CN 111147156A
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Abstract

本发明公开一种基于水声通信数据再利用的多址接入交叉估计方法，该方法基于带通数据再利用思想，保持通带传输和接收数据不变，对待测试数据块做线性快速傅里叶变换或快速傅里叶逆变换，使其数据结构与已有数据结构相同，并对正交频分复用调制的数据块做前馈干扰消除和重叠相加，消除块间干扰，实现单载波调制信号与正交频分复用调制信号的互换，从而通过译码得到原始信息。本发明利用已有的真实单载波调制或正交频分复用调制水声数据，不必二次实验，即可验证两种调制方式中任意算法在水声通信物理层应用的性能表现，在理论上具有创新性，并可使均衡器的设计更加灵活。本发明的方法还可节约水下通信海试实验在时间和人力物力上的巨大消耗。

Description

一种基于水声通信数据再利用的多址接入交叉估计方法
技术领域
本发明涉及一种水声数据再利用通信领域，具体涉及一种基于水声通信数据再利用的多址接入交叉估计方法。
背景技术
由于水声通信信道具有时变性、多径传播和多普勒效应等特性，如今并没有一个明确的信道模型能完全描述水声信道；计算机仿真和直接信道回放的方法不能完美的重现真实的信道，如要进行新物理层算法的测试，就必须进行实际海试或湖试实验，但这种方法不仅需要耗费大量的时间和财力，所得数据仅用于当次实验且很可能并不理想，这也是导致水声通信发展缓慢的一个影响因素。能有效再利用已有实验数据来验证新的通信算法，不改变信道原本特性，是一种开创性的实验用新思路，能节省大量的实验花费，推进水声通信的发展速度，具有很高的学术和经济研究价值。
发明内容
本发明的目的在于针对现有技术的不足，提出一种基于水声通信数据再利用的多址接入交叉估计方法，在基础的数据再利用思想上做了扩展，通过线性矩阵转换实现了单载波信号与正交频分复用信号之间的互换，并提出一种将单载波信号传输块分割为正交频分复用信号传输块的方法，消除了临块间干扰和前缀干扰的影响，为待测试算法为单载波信号时只有正交频分复用信号数据集可用，或待测试算法为正交频分复用信号时只有单载波信号数据集可用的极端情况提供了解决办法，从而完成交叉估计，以节省测试算法的时间和费用，使新算法的测试更加方便，能够在计算机端完成测试，不必进行实际的海试。
本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：
一种基于水声通信数据再利用的多址接入交叉估计方法，该方法包括以下步骤：
S1：将希望发送的信息流进行串并转换，得到发射机数量N个并行信息比特流，其中第n路信息比特流表示为
Figure BDA0002340175920000011
对每个并行信息比特流，使用待测试的发射端算法得到一个基带信号，其中第n路基带信号表示为
Figure BDA0002340175920000012
使用单载波调制或者正交频分复用调制方法，再通过不同于原有数据集的预编码和构造块格式方法，得到待测试发射和接收端算法要求的基带波形流
Figure BDA0002340175920000013
S2：利用抖动块Δ计算原有数据集中的基带波形流xn,k和S1得到的通过待测试发射端算法要求的基带波形流
Figure BDA0002340175920000021
的差别dn，k；
S3：将发送符号上的傅里叶变换矩阵等效到标准信道模型上，得到新的输入输出信道模型；
(1)由单载波调制信号转变成正交频分复用信号的等效输入输出模型表示为：
Figure BDA0002340175920000022
其中
Figure BDA0002340175920000023
是单载波调制信号的符号信息流的第n个数据块，FH为快速傅里叶逆变换矩阵，Hm，n代表第m个发射天线与第n个接收天线之间的循环信道矩阵，wn代表第n个接收天线接收到的噪声；
(2)由正交频分复用调制信号转变成单载波信号的等效输入输出模型表示为：
Figure BDA0002340175920000024
其中
Figure BDA0002340175920000025
是正交频分复用调制信号的信息流的第n个数据块，F为快速傅里叶变换矩阵；
S4：在接收端处理数据集内解调后的基带信号，再对需要转化为正交频分复用信号数据块的单载波信号数据块进行分割；将单载波信号数据部分分割成若干尺寸为Nsb的子块，使Nsb＝K1，K1是标准正交频分复用信号符号块的长度；相邻的子块间有部分数据重合，重合长度为Novlp，即第i个子块的前Novlp个符号与第(i-1)个子块的后Novlp个符号是重叠的；
S5：对分割后的数据块进行重建，并消除临块间干扰和重叠相加，得到软符号
Figure BDA0002340175920000026
为了消除第(i-1)个子块
Figure BDA0002340175920000027
对第i个子块
Figure BDA0002340175920000028
的前馈干扰，用如下方法重建并移除：
Figure BDA0002340175920000029
Figure BDA00023401759200000210
其中，
Figure BDA00023401759200000211
是第(m，n)个信道通路中第l个信道抽头，
Figure BDA00023401759200000212
是重建后的第(i-1)个子块对第i个子块的前馈干扰，
Figure BDA00023401759200000213
是第i个接收子块
Figure BDA00023401759200000214
中第(i-1)个采样值，
Figure BDA00023401759200000215
是第(i-1)个子块中第(Ksb-L+l)个符号，且：
Figure BDA0002340175920000031
在M个水听器中所有前馈干扰都被消除后，子块
Figure BDA0002340175920000032
中还包括符号间干扰；用重叠相加的方法将线性矩阵转变为循环信道矩阵，因为第i个子块的长度为(L-1)的尾部就是第(i+1)个子块的前馈干扰，要想把它从第(i+1)个子块中抽离出来，就需要重建第(i+1)个子块头部中的卷积符号，方法为：
Figure BDA0002340175920000033
此时第(i+1)个子块的头部可表示为：
Figure BDA0002340175920000034
再将
Figure BDA0002340175920000035
加到第i个子块的头部，即：
Figure BDA0002340175920000036
经过以上操作后，此时的第i个子块即为转换后的正交频分复用信号信息块。
S6：对软符号
Figure BDA0002340175920000037
进行逆抖动处理得到待测试算法的接收软符号
Figure BDA0002340175920000038
通过新的接收端算法对软符号
Figure BDA0002340175920000039
进行处理，得到估计的信息比特
Figure BDA00023401759200000310
进一步地，所述S1中所述新的发射端算法，具体为水声通信过程中任意待测试的新的编码、交织、位映射方法任意一种或多种；
进一步地，所述S2具体为：
(1)当待测试发射端算法中所用调制方式与已有数据集中信号的调制方式相同时，抖动操作为实现波形信号的直接传递，即数据集基带信号和待测试基带信号的关系为
Figure BDA00023401759200000311
(2)当待测试发射端算法中所用调制方式为单载波调制，已有数据集中信号的调制方式为正交频分复用调制时，基带波形流x1与基带信号s1的关系满足x1＝s1，所述抖动操作为对x1作快速傅里叶逆变换，将其转变为正交频分复用输出符号
Figure BDA00023401759200000312
(3)当待测试发射端算法中所用调制方式为正交频分复用调制，已有数据集中信号的调制方式为单载波调制时，基带波形流x1与基带信号s1的关系满足x1＝FHs1，对x1作快速傅里叶变换，将其转变为单载波输出符号
Figure BDA00023401759200000313
(4)通过符号dn，k记录每个待测试发射机算法中基带波形流符号
Figure BDA00023401759200000314
和已有数据集中基带波形流符号xn，k的差别，
Figure BDA00023401759200000315
并传递给接收端；
进一步地，所述S4具体为：
(1)当原数据集中所用调制方式为正交频分复用调制，待测试发射和接收端算法中调制方式为单载波调制时，需要将正交频分复用信号转变成单载波信号，不需对数据块进行修改，直接获得软符号
Figure BDA0002340175920000041
(2)当原数据集中随用调制方式为单载波调制，待测试发射和接收端算法中调制方式为正交频分复用调制时，需要将单载波信号转变成正交频分复用信号，将长单载波调制数据块分割成Np个子块，
进一步地，所述S6具体为：
(1)当前述过程为正交频分复用信号转变成单载波信号时，将数据集中软符号
Figure BDA0002340175920000042
作快速傅里叶逆变换，基带信号s与接收信号y的关系表示为：
y′＝H′s+w′
(3)
其中y′＝[(Fy1)T，...，(FyM)T]T，H′是对角对称矩阵，它的第(m,n)个子矩阵为H′m，n＝FHm，nFH，其中w′＝[(FF)T，...，(FwM)T]T；
(2)当前述过程为单载波信号转变成正交频分复用信号时，将上述软符号
Figure BDA0002340175920000044
作快速傅里叶变换，基带信号s与接收信号y的关系可表示为：
y′＝H′s′+w′
(4)
其中y′＝[(FHy1)T，...，(FHyM)T]T，H′是对角对称矩阵，它的第(m,n)个子矩阵为H′m，n＝FHHm，nF，其中w′＝[(FHw1)T，...，(FHwM)T]T，s′＝[(FHs1)T，...，(FHsN)T]T；
(3)通过上述信道模型可对基带符号进行估计，将所得估计基带信号进行相应的解映射、解交织、解码处理，即可得到待测试算法中过信道的估计信息比特
Figure BDA0002340175920000043
本发明的有益效果是：本发明实现了单载波与正交频分复用两种调制模式在数据集和测试算法间的互换，增加了实验数据的灵活性、变通性，使其适用范围更广，并使数据再利用技术更进一步，同时保留了信道的特性，实验的数据更可靠，能够节省大量实际海试的时间和开销，并使均衡器的设计更加灵活。
附图说明
图1是基于水声通信数据再利用的多址接入交叉估计方法的系统框图；
图2是发送端将单载波信号转变成正交频分复用信号时对单载波符号块的分割；
图3是第i个单载波分割子块的前缀干扰消除和重叠相加。
图4是真实海试实验数据在两种调制方式下经过数据格式转化的误码统计与同样数据条件下未经过数据格式转换的误码统计对比图。其中(a)指的是在不使用交叉评估方法的正交频分复用调制的结果；(b)指的是在不使用交叉评估方法的单载波调制的结果；(c)指的是使用交叉评估方法将正交频分复用信号转化为单载波信号的结果；(d)指的是使用交叉评估方法将单载波信号转化为正交频分复用信号的结果。
具体实施方式
下面结合附图和具体实例对本发明做进一步的描述，但本发明的实施和保护范围不限于此。
图1所示的是基于水声通信数据再利用的多址接入交叉估计方法的系统框图。主要内容为：
S1：对于一个N×M的多输入多输出水声通信系统，其中包括N个发射端和M个接收端，首先将希望发送的比特信息流进行串并转换，发送波形前先将所要传输的比特信息分成N个平行的信息流
Figure BDA0002340175920000051
将其通过N个发射器并行发送；对第n个信息流编码、交织得到交织信息流
Figure BDA0002340175920000052
再将每q个交织信息
Figure BDA0002340175920000053
映射为一个2q的星座图
Figure BDA0002340175920000054
中的一个星座点所代表的调制符号，将这个映射后的调制符号记为sn,k；映射后的调制符号组成的基带信号再经过预编码和构造块格式，就能通过发射端输出波形来传输信息；
在待测试发射端算法中，新信息位
Figure BDA0002340175920000055
使用不同的编码、交织、映射方法，得到基带信号
Figure BDA0002340175920000056
再经过不同的线性预编码和块格式构造，能得到基带波形信息流
Figure BDA0002340175920000057
其中n＝1,...,N，k＝0,...,K1-1且K1≤K，新发射端算法中的基带符号块的长度不应超过现有算法中的符号块的长度；新发射端算法使用与数据集中旧算法相同的带通调制方法和能量分配方法，这样所得实验数据可以看作保留了物理信道的特性；
假设信道在块处理过程中是时不变的，第n个水听器在时间k接收到的等价的基带信号为
Figure BDA0002340175920000058
其中L是信道冲击响应的长度，hm,n(k,l)是第n个发声器和第m个水听器间，在瞬时时间k的第l个信道抽头，由于基带波形持续时间远小于信道相干时间，因此可认为在瞬时时间k的信道抽头函数hm,n(k,l)是恒定的，因此hm,n(k,l)≈hm,n(l)，wn,k为均值为零、方差为σ2的加性高斯白噪声，因此离散时间的输入输出模型可用矩阵运算表示为：
y＝Hx+w (2)
其中，
Figure BDA0002340175920000059
Figure BDA00023401759200000510
Figure BDA0002340175920000061
Figure BDA0002340175920000062
Figure BDA0002340175920000063
Figure BDA0002340175920000064
H是M×N阶块对角信道矩阵，第(m,n)个子块是第一行为[hm,n(0),…,hm,n(L-1),0,…,0]T的K1×K1阶的循环信道矩阵。
S2：利用抖动块Δ计算原有数据集中的基带波形流xn,k和S1得到的通过待测试接收端算法要求的基带波形流
Figure BDA0002340175920000065
的差别dn，k。
(1)当待测试发射端算法中所用调制方式与已有数据集中信号的调制方式相同时，抖动操作为实现波形信号的直接传递，即数据集基带信号和待测试基带信号的关系为
Figure BDA0002340175920000066
(2)当待测试发射端算法中所用调制方式为单载波调制，已有数据集中信号的调制方式为正交频分复用调制时，基带波形流x1与基带信号s1的关系满足x1＝s1，所述抖动操作为对x1作快速傅里叶逆变换，将其转变为正交频分复用输出符号
Figure BDA0002340175920000067
(3)当待测试发射端算法中所用调制方式为正交频分复用调制，已有数据集中信号的调制方式为单载波调制时，基带波形流x1与基带信号s1的关系满足x1＝FHs1，对x1作快速傅里叶变换，将其转变为单载波输出符号
Figure BDA0002340175920000068
(4)通过符号dn，k记录每个待测试发射机算法中基带波形流符号
Figure BDA0002340175920000069
和已有数据集中基带波形流符号xn，k的差别，
Figure BDA00023401759200000610
并传递给接收端；
S3：将发送符号上的傅里叶变换矩阵等效到标准信道模型上，得到新的输入输出信道模型；
单载波调制是用对角矩阵来实现线性预编码的，当发送符号为
Figure BDA00023401759200000611
其中
Figure BDA00023401759200000615
Figure BDA00023401759200000612
时，对于已有的正交频分复用数据集，要想将待测试的单载波信号映射成数据集的正交频分复用信号，需要令发送符号左乘一个快速傅里叶逆变换矩阵FH，以保证基带信号满足映射关系
Figure BDA00023401759200000613
相应的在正交频分复用信号数据集下的单载波信号系统可表示为：
Figure BDA00023401759200000614
其中
Figure BDA0002340175920000071
是新单载波信号待测试算法的信息向量；为了在接收端能估计sn，最有效的办法是用一个(MK1)×(NK1)阶的逆矩阵运算实现的分块最小均方误差均衡，但这种方法计算量很大，为了简化计算复杂度，在公式(2)的等式两端同时做快速傅里叶变换运算，结果为：
y′＝H′s+w′
(4)
其中y′＝[(Fy1)T,…,(FyM)T]T，H′是对角对称矩阵，它的第(m,n)个子矩阵为H′m,n＝FHm,nFH，这样就能通过一个简单的单抽头频域均衡器得到单载波信号待测试信号
Figure BDA0002340175920000072
将单载波信号转变成正交频分复用信号的方法具体为：
正交频分复用信号是用快速傅里叶逆变换矩阵来实现线性预编码的，其基带信号与发送符号之间的关系满足
Figure BDA0002340175920000073
对于已存在的单载波信号数据集，如果要把正交频分复用信号映射为已存在的单载波信号，就需要满足映射关系
Figure BDA0002340175920000074
相应的单载波信号数据集下的正交频分复用信号模型可表示为：
Figure BDA0002340175920000075
相似的，如果想要估计正交频分复用信号在单载波信号下的信号向量
Figure BDA0002340175920000076
Figure BDA0002340175920000077
就必须进行(MK1)×(NK1)阶的逆矩阵变换，同时在公式(5)的等式两端同时做快速傅里叶变换运算简化接收端均衡器的设计，可得：
y′＝H′s′+w′ (6)
其中y′＝[(FHy1)T,…,(FHyM)T]T，H′是对角对称矩阵，它的第(m,n)个子矩阵为H′m,n＝FHHm,nF，再通过一个简单的单抽头频域均衡器得到正交频分复用待测试信号s′＝[(FHs1)T,...,(FHsN)T]T，又因s′n＝FHsn，最后通过对s′n进行快速傅里叶变换计算，得到正交频分复用信号映射符号sn。
S4：在接收端处理数据集内解调后的基带信号，再对需要转化为正交频分复用信号数据块的单载波信号数据块进行分割；将单载波信号数据部分分割成若干尺寸为Nsb的子块，使Nsb＝K1，K1是标准正交频分复用信号符号块的长度；相邻的子块间有部分数据重合，重合长度为Novlp，即第i个子块的前Novlp个符号与第(i-1)个子块的后Novlp个符号是重叠的；具体如图2所示。
但粗略的分块没有考虑到正交频分复用信号块格式中相邻信息块间的循环前缀或零填充发挥的作用，会产生邻块间干扰；同时，为了简化频域均衡器的设计，要求等价的信道矩阵是一个比较完美的循环矩阵；为解决以上问题，需要先移除前一个子块的前馈干扰，再去除当前子块的尾部并重叠相加；从而产生标准的正交频分复用信号符号块，具体操作如图3所示。
S5：对分割后的数据块进行重建，并消除临块间干扰和重叠相加，得到软符号
Figure BDA0002340175920000081
为了消除第(i-1)个子块
Figure BDA0002340175920000082
对第i个子块
Figure BDA0002340175920000083
的前馈干扰，用如下方法重建并移除：
Figure BDA0002340175920000084
Figure BDA0002340175920000085
其中
Figure BDA0002340175920000086
是第(m，n)个信道通路中第l个信道抽头，
Figure BDA0002340175920000087
是重建后的第(i-1)个自愧对第i个子块的前馈干扰，
Figure BDA0002340175920000088
是第i个接收子块
Figure BDA0002340175920000089
中第(i-1)个采样值，
Figure BDA00023401759200000810
是第(i-1)个子块中第(Ksb-L+l)个符号，且：
Figure BDA00023401759200000811
在M个水听器中所有前馈干扰都被消除后，子块
Figure BDA00023401759200000812
中还包括符号间干扰；用重叠相加的方法将线性矩阵转变为循环信道矩阵，因为第i个子块的长度为(L-1)的尾部就是第(i+1)个子块的前馈干扰，要想把它从第(i+1)个子块中抽离出来，就需要重建第(i+1)个子块头部中的卷积符号，方法为：
Figure BDA00023401759200000813
此时第(i+1)个子块的头部可表示为：
Figure BDA00023401759200000814
再将
Figure BDA00023401759200000815
加到第i个子块的头部，即：
Figure BDA00023401759200000816
经过以上操作后，此时的第i个子块即为转换后的正交频分复用信号信息块。此时经过处理后的符号即为软符号
Figure BDA00023401759200000817
S6：对软符号
Figure BDA00023401759200000818
进行逆抖动处理得到待测试算法的接收软符号
Figure BDA00023401759200000819
通过新的接收端算法对软符号
Figure BDA0002340175920000091
进行处理，得到估计的信息比特
Figure BDA0002340175920000092
利用接收端传递的dn，k进行逆抖动操作，得到待测试算法实际需要的软符号
Figure BDA0002340175920000093
再经过待测试接收端算法的解映射、解交织和解码，即可得到估计的信息比特
Figure BDA0002340175920000094
通过分析和比较估计信息与原始发送信息，即可得到新算法的性能分析结果，实现不进行实际海试来测试新的发射端和接收端算法的效果。
图4为真实海试实验数据在两种调制方式下经过数据格式转化的误码统计与同样数据条件下未经过数据格式转换的误码统计对比图。每张图中都比较了三种调制方式下的误码率，分别是正交相移键控(QPSK)、8移相键控(8PSK)和16移相键控(16PSK)，其中图a和图b分别表示在不使用本发明提出的交叉评估方法的情况下，直接对数据集中数据的误码分析；图c和图d分别表示在使用交叉评估方法的情况下，转换待测试数据格式后进行的误码分析。通过比较可以看出，转换后的系统整体误码率依然低于10-4，且高误码率的数据包的比例明显减少了，能够证明该方法的性能优于未转换的系统。因此说明本发明提出的交叉评估的方法是有效的。
本领域普通技术人员可以理解，以上所述仅为发明的优选实例而已，并不用于限制发明，尽管参照前述实例对发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实例记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换。凡在发明的精神和原则之内，所做的修改、等同替换等均应包含在发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种基于水声通信数据再利用的多址接入交叉估计方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：
S1：将希望发送的信息流进行串并转换，得到发射机数量N个并行信息比特流，其中第n路信息比特流表示为
Figure FDA0002340175910000011
对每个并行信息比特流，使用待测试的发射端算法得到一个基带信号，其中第n路基带信号表示为
Figure FDA0002340175910000012
使用单载波调制或者正交频分复用调制方法，再通过不同于原有数据集的预编码和构造块格式方法，得到待测试发射和接收端算法要求的基带波形流
Figure FDA0002340175910000013
S2：利用抖动块Δ计算原有数据集中的基带波形流xn,k和S1得到的通过待测试发射端算法要求的基带波形流
Figure FDA0002340175910000014
的差别dn，k；
S3：将发送符号上的傅里叶变换矩阵等效到标准信道模型上，得到新的输入输出信道模型；
(1)由单载波调制信号转变成正交频分复用信号的等效输入输出模型表示为：
Figure FDA0002340175910000015
其中
Figure FDA0002340175910000016
是单载波调制信号的符号信息流的第n个数据块，FH为快速傅里叶逆变换矩阵，Hm，n代表第m个发射天线与第n个接收天线之间的循环信道矩阵，wn代表第n个接收天线接收到的噪声；
(2)由正交频分复用调制信号转变成单载波信号的等效输入输出模型表示为：
Figure FDA0002340175910000017
其中
Figure FDA0002340175910000018
是正交频分复用调制信号的信息流的第n个数据块，F为快速傅里叶变换矩阵；
S4：在接收端处理数据集内解调后的基带信号，再对需要转化为正交频分复用信号数据块的单载波信号数据块进行分割；将单载波信号数据部分分割成若干尺寸为Nsb的子块，使Nsb＝K1，K1是标准正交频分复用信号符号块的长度；相邻的子块间有部分数据重合，重合长度为Novlp，即第i个子块的前Novlp个符号与第(i-1)个子块的后Novlp个符号是重叠的；
S5：对分割后的数据块进行重建，并消除临块间干扰和重叠相加，得到软符号
Figure FDA0002340175910000021
为了消除第(i-1)个子块
Figure FDA0002340175910000022
对第i个子块
Figure FDA0002340175910000023
的前馈干扰，用如下方法重建并移除：
Figure FDA0002340175910000024
Figure FDA0002340175910000025
其中，
Figure FDA0002340175910000026
是第(m，n)个信道通路中第l个信道抽头，
Figure FDA0002340175910000027
是重建后的第(i-1)个子块对第i个子块的前馈干扰，
Figure FDA0002340175910000028
是第i个接收子块
Figure FDA0002340175910000029
中第(i-1)个采样值，
Figure FDA00023401759100000210
是第(i-1)个子块中第(Ksb-L+l)个符号，且：
Figure FDA00023401759100000211
在M个水听器中所有前馈干扰都被消除后，子块
Figure FDA00023401759100000212
中还包括符号间干扰；用重叠相加的方法将线性矩阵转变为循环信道矩阵，因为第i个子块的长度为(L-1)的尾部就是第(i+1)个子块的前馈干扰，要想把它从第(i+1)个子块中抽离出来，就需要重建第(i+1)个子块头部中的卷积符号，方法为：
Figure FDA00023401759100000213
此时第(i+1)个子块的头部可表示为：
Figure FDA00023401759100000214
再将
Figure FDA00023401759100000215
加到第i个子块的头部，即：
Figure FDA00023401759100000216
经过以上操作后，此时的第i个子块即为转换后的正交频分复用信号信息块。
S6：对软符号
Figure FDA00023401759100000217
进行逆抖动处理得到待测试算法的接收软符号
Figure FDA00023401759100000218
通过新的接收端算法对软符号
Figure FDA00023401759100000219
进行处理，得到估计的信息比特
Figure FDA00023401759100000220
2.根据权利要求1所述的基于水声通信数据再利用的多址接入交叉估计方法，其特征在于，所述S1中所述新的发射端算法，具体为水声通信过程中任意待测试的新的编码、交织、位映射方法任意一种或多种；
3.根据权利要求1所述的基于水声通信数据再利用的多址接入交叉估计方法，其特征在于，所述S2具体为：
(1)当待测试发射端算法中所用调制方式与已有数据集中信号的调制方式相同时，抖动操作为实现波形信号的直接传递，即数据集基带信号和待测试基带信号的关系为
Figure FDA0002340175910000031
(2)当待测试发射端算法中所用调制方式为单载波调制，已有数据集中信号的调制方式为正交频分复用调制时，基带波形流x1与基带信号s1的关系满足x1＝s1，所述抖动操作为对x1作快速傅里叶逆变换，将其转变为正交频分复用输出符号
Figure FDA0002340175910000032
(3)当待测试发射端算法中所用调制方式为正交频分复用调制，已有数据集中信号的调制方式为单载波调制时，基带波形流x1与基带信号s1的关系满足x1＝FHs1，对x1作快速傅里叶变换，将其转变为单载波输出符号
Figure FDA0002340175910000033
(4)通过符号dn，k记录每个待测试发射机算法中基带波形流符号
Figure FDA0002340175910000034
和已有数据集中基带波形流符号xn，k的差别，
Figure FDA0002340175910000035
并传递给接收端；
4.根据权利要求1所述的基于水声通信数据再利用的多址接入交叉估计方法，其特征在于，所述S4具体为：
(1)当原数据集中所用调制方式为正交频分复用调制，待测试发射和接收端算法中调制方式为单载波调制时，需要将正交频分复用信号转变成单载波信号，不需对数据块进行修改，直接获得软符号
Figure FDA0002340175910000036
(2)当原数据集中所用调制方式为单载波调制，待测试发射和接收端算法中调制方式为正交频分复用调制时，需要将单载波信号转变成正交频分复用信号，将长单载波调制数据块分割成Np个子块，
5.根据权利要求1所述的基于水声通信数据再利用的多址接入交叉估计方法，其特征在于，所述S6具体为：
(1)当前述过程为正交频分复用信号转变成单载波信号时，将数据集中软符号
Figure FDA0002340175910000037
作快速傅里叶逆变换，基带信号s与接收信号y的关系表示为：
y′＝H′s+w′
(3)
其中y′＝[(Fy1)T，...，(FyM)T]T，H′是对角对称矩阵，它的第(m,n)个子矩阵为H′m，n＝FHm，nFH，其中w′＝[(FF)T，...，(FwM)T]T；
(2)当前述过程为单载波信号转变成正交频分复用信号时，将上述软符号
Figure FDA0002340175910000038
作快速傅里叶变换，基带信号s与接收信号y的关系可表示为：
y′＝H′s′+w′
(4)
其中y′＝[(FHy1)T，...，(FHyM)T]T，H′是对角对称矩阵，它的第(m,n)个子矩阵为H′m，n＝FHHm，nF，其中w′＝[(FHw1)T，...，(FHwM)T]T，s′＝[(FHs1)T，...，(FHsN)T]T；
(3)通过上述信道模型可对基带符号进行估计，将所得估计基带信号进行相应的解映射、解交织、解码处理，即可得到待测试算法中过信道的估计信息比特
Figure FDA0002340175910000041
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