CN111525946A - 适用于宽带大规模毫米波系统的抗时变波束序号调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公布了一种适用于宽带大规模毫米波系统的抗时变波束序号调制方法，设计预补偿辅助的波束序号调制系统，包括波束选择模块、发端调制器、发端预补偿模块和收端解调器；系统发端和收端分别配有N_t维和N_r维的透镜天线，射频链的数目远小于天线的维数；射频链与天线通过选择网络连接；包括：确定序号调制的波束集合；将子载波处的序号调制符号映射为正交幅度调制或相位偏移调制的符号通过序号调制符号计算得到射频链输入信号；获取子载波处的解调信号，实现接收端的解调。采用本发明提供的技术方案，可有效降低序号调制设计的复杂，且相应的序号调制具备良好的抗时变特性，不会带来系统误码性能和频谱效率的损失。

Description

适用于宽带大规模毫米波系统的抗时变波束序号调制方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，涉及宽带大规模毫米波系统的序号调制技术，具体涉及一种适用于宽带大规模毫米波系统下的抗时变波束序号调制方法，可在不损失频谱效率和误码性能的情况下显著提升序号调制抗时变多普勒的能力。

背景技术

近年来，序号调制因其优异的误码性能和能量效率得到了学术界和工业界的广泛关注，被认为是下一代无线通信调制技术的重要补充。然而，在时变信道下，序号调制面临着严重的性能恶化，制约了其在高速通讯场景下的应用。

为了将序号调制应用在时变信道下，目前有两种典型方案，分别是空域差分方式和频域自干扰消除方式。虽然这两种方案能够部分缓解时变下的性能恶化，但是，前者需要牺牲部分误码性能，后者需要牺牲部分频谱效率。本质上这两种方案都是通过降低系统性能换取序号调制抗时变多普勒的能力。因此，现有技术难以实现在不损失频谱效率和误码性能的情况下显著提升序号调制抗时变多普勒的能力。为了让序号调制更有效的服务于车联网系统，设计全新的抗时变序号调制具有重要的意义。

发明内容

为了克服上述现有技术的不足，本发明提出了一种适用于宽带大规模毫米波系统下的抗时变波束序号调制方法，该方案被命名为预补偿辅助的波束序号调制方法。

本发明的核心是：考虑到车联网系统需要Gb/s级的数据传输，毫米波段将会是支持车联网物理层通信的主要频段，因此，本发明充分结合毫米波系统的硬件结构和信道特点来设计序号调制。具体而言，在预编码器结构上，与传统低频段系统采用的全数字结构不同，毫米波器件昂贵的成本和极高的功耗限制了射频链的配置数目，因此，本发明设计的毫米波系统采用的是更为经济的数字模拟混合结构。在信道方面，毫米波因其极短的波长导致反射衍射能力较弱，因此在空间传输中呈现明显的指向特性。在大规模天线系统下，这种空间指向特性进一步导致了信道在波束域呈现显著的稀疏特性。在混合结构的限制下，利用该稀疏特性可以有效地降低序号调制设计的复杂度。与此同时，通过对波束时变效应的简单预补偿机制可以让相应的序号调制具备良好的抗时变特性，且该特性不会带来系统误码性能和频谱效率的损失。

为便于说明，本发明定义以下参数：

a^*为a的共轭转置；a为a_r(·)和a_t(·)，分别代表收端和发端的天线阵列响应；

d为信道在延迟阶数；

n为采样时间；

H[d,n]表示在延迟阶数为d，采样时间为n时的信道；

P代表信道的有效路径数目；α_p是有效路径p的幅度；p(·)代表升余弦成型滤波响应；

T_s为系统的采样时间；

τ_p为路径p的延时；

θ_p和φ_p代表路径p的到达角和发射角；ω_p代表路径p的多普勒频偏。

本发明提供的技术方案是：

一种适用于宽带大规模毫米波系统的抗时变波束序号调制方法，设计预补偿辅助的波束序号调制系统，包括波束选择模块、发端调制器、发端预补偿模块和收端解调器；系统的发端和收端分别配有N_t维和N_r维的透镜天线，射频链的数目远小于天线的维数：收发端均配有L套射频链，满足L＜N_t以及L＜N_r；射频链与天线通过选择网络连接，该网络从N_t和N_r个待定波束中各选出L个进行通信；发端和收端的模拟预编码矩阵表示为

和

其中

和

分别代表N_t维和N_r维DFT矩阵的第t_i和r_i列；系统选用正交频分复用OFDM方式进行传输，OFDM的子载波数目设为K，循环前缀的长度设为L_cp，且L_cp不小于信道最大时延D；在延迟阶数为d，采样时间为n时的信道为H[d,n]。

所述抗时变波束序号调制方法设计数字模拟混合的预编码器结构；利用毫米波在空间传输中呈现明显指向特性导致的信道在波束域呈现显著的稀疏特性，有效地降低序号调制设计的复杂度；通过采用对波束时变效应的简单预补偿机制使得相应的序号调制具备良好的抗时变特性，且不会带来系统误码性能和频谱效率的损失。

本发明提供的预补偿辅助的波束序号调制方法包括如下步骤：

1)确定序号调制的波束集合，具体执行如下操作：

11)从P条路径中选择L条幅度最大的路径，路径标号按幅度降序排列记为[p₁,p₂,...,p_i,...,p_L]；

12)记录路径p₁到p_L的多普勒频偏，记为

13)逐次将路径p₁到p_L的发端天线阵列响应投影至N_t维DFT(Discrete FourierTransform，离散傅里叶变换)矩阵，记录DFT矩阵中相关值最大的列序号，记为

依据该列序号设置模拟预编码矩阵

14)逐次将路径p₁到p_L的收端天线阵列响应投影至N_r维DFT矩阵，记录DFT矩阵相关值最大的列序号，记为

依据该列序号设置

2)设计发端调制器映射方案；对每一个子载波k，具体执行如下操作：

21)将该子载波处的序号调制符号s_k初始化为L维0向量；

22)将子载波每次待传信息分为Xlog₂M比特的符号信息

比特的序号信息，其中X代表待激活元素的个数，M代表调制符号阶数，

代表向下取整符号，

代表

L选X的组合数。

23)依据序号信息按字典序从调制符号s_k选出X个元素作为待激活元素

24)将Xlog₂M比特映射为X个调制阶数为M的正交幅度调制或相位偏移调制的符号，替换选中的X个待激活元素。

3)设计发端预补偿方案；具体执行如下操作：

将序号调制符号s_k经过OFDM处理(包括逆离散傅里叶变换以及添加循环前缀)后，在时间n处的采样符号记作

定义

为对角元素顺次为{a₁,a₂,...,a_M}的对角矩阵。

依据步骤12)记录的多普勒频偏，通过下式计算得到射频链输入信号

再将

作为射频链输入信号；其中，

e为自然常数；

4)设计收端解调方案；对每一个子载波k，具体执行如下操作：

41)通过式4计算该子载波处的等效信道

42)记该子载波处的接收信号为y_k，依据式5获得该子载波处的解调信号

其中S代表所有序号调制符号的集合。由此完成接收端的解调。

通过上述步骤，实现了适用于宽带大规模毫米波系统下的抗时变波束序号调制。

本发明还提供一种预补偿辅助的波束序号调制系统，包括波束选择模块、发端调制器、发端预补偿模块和收端解调器；通过上述步骤，即可依次实现序号调制波束选择模块，发端调制器模块、发端预补偿模块以及收端解调器模块。其中，序号调制波束选择模块用于确定序号调制的波束集合；发端调制器模块用于将子载波处的序号调制符号映射为正交幅度调制或相位偏移调制的符号；发端预补偿模块用于通过序号调制符号计算得到射频链输入信号；收端解调器模块用于获取子载波处的解调信号，实现接收端的解调。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

本发明提出了一种适用于宽带大规模毫米波系统下的抗时变波束序号调制方法，创新性地针对宽带大规模毫米波系统设计了一种新型的抗时变序号调制方案；该序号调制的抗多普勒特性不依赖于牺牲系统的误码性能和频谱效率。

采用本发明提供的技术方案，可以有效地降低序号调制设计的复杂度；还通过对波束时变效应的简单预补偿机制使得相应的序号调制具备良好的抗时变特性，且不会带来系统误码性能和频谱效率的损失。

附图说明

图1是本发明提供的预补偿辅助的波束序号调制方法的流程框图。

图2是应用预补偿辅助的波束序号调制宽带大规模毫米波系统的发端和收端的原理图；

其中，(a)为预补偿辅助的序号调制发端；(b)为预补偿辅助的序号调制收端。

图3是本发明具体实施采用频谱效率为3.2比特/秒/赫兹时误码率在不同时变环境下的对比曲线。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

图1所示为本发明提供的预补偿辅助的波束序号调制方法的流程。图2是本发明的应用场景示意图。宽带大规模毫米波系统的发端和收端分别配有N_t维和N_r维的透镜天线。以发端的透镜天线为例，其作用等效于对输入信号做N_t维离散傅里叶变换(DiscreteFourier Transform,DFT)。受限于功耗和成本，系统配备的射频链数目远小于天线的维数。在图2中，收发端均配有L套射频链，满足L＜N_t以及L＜N_r。射频链与天线通过选择网络连接，该网络会从N_t和N_r个待定波束中各选出L个进行通信,因此发端和收端的模拟预编码矩阵可表述为

和

其中

和

分别代表N_t维和N_r维DFT矩阵的第t_i和r_i列。

本实施例为毫米波移动站传输数据至毫米波基站，其中N_t＝N_r＝32，L＝4。在实际中，N_tN_r的取值通常为16～256，L一般不超过10。

为了克服宽带信道的频率选择性衰落，系统选用正交频分复用(OrthogonalFrequency Division Multiplexing,OFDM)方式进行传输。OFDM的子载波数目设为K,循环前缀的长度设为L_cp，且L_cp不小于信道最大时延D。定义a^*为a的共轭转置，则信道在延迟阶数为d，采样时间为n时可表示为式1：

其中P代表信道的有效路径数目，α_p是路径p的幅度，p(·)代表升余弦成型滤波响应，T_s为系统的采样时间，τ_p为路径p的延时，θ_p和φ_p代表路径p的到达角和发射角，ω_p代表路径p的多普勒频偏，a_r(·)和a_t(·)分别代表收端和发端的天线阵列响应。本发明的目的是在不损失毫米波系统的误码性能和频谱效率的情况下，实现抗时变多普勒的序号调制。为了实现这一目的，本发明设计了一种基于预补偿的波束序号调制方案，所述的序号调制方法步骤如下：

1)确定序号调制的波束集合；具体执行如下操作：

11)从P条路径中选择L条幅度最大的路径，路径标号按幅度降序排列记为式2

[p₁,p₂,...,p_i,...,p_L] (式2)

12)记录路径p₁到p_L的多普勒频偏，记为式3

[ω_p1,ω_p2,...,ω_pi,...,ω_pL] (式3)

13)逐次将路径p₁到p_L的发端天线阵列响应投影至N_t维DFT矩阵，记录DFT矩阵中相关值最大的列序号，记为

依据该列序号设置

14)逐次将路径p₁到p_L的收端天线阵列响应投影至N_r维DFT矩阵，记录DFT矩阵相关值最大的列序号，记为

依据该列序号设置

2)设计发端调制器映射方案；以子载波k为例，具体执行如下操作：

21)将该子载波处的序号调制符号s_k初始化为L维0向量

22)将子载波每次待传信息分为Xlog₂M比特的符号信息和

比特的序号信息；

23)依据序号信息按字典序激活s_k的X个元素

24)将Xlog₂M比特映射为X个调制阶数为M的正交幅度调制或相位偏移调制的符号，替换原始为0的激活元素。

3)设计发端预补偿方案；具体执行如下操作：

31)将序号调制符号经过OFDM处理(包括逆离散傅里叶变换以及添加循环前缀)后，在时间n处的采样符号记作

定义

为对角元素顺次为{a₁,a₂,...,a_M}的对角矩阵。依据式2记录的多普勒频偏，执行

将

作为射频链输入信号

4)设计收端解调方案；以子载波k为例，具体执行如下操作：

41)计算该子载波处的等效信道，记为式4

42)记该子载波处的接收信号为y_k，依据式5获得该子载波处的解调信号

其中S代表所有序号调制符号的集合。由此完成接收端的解调；

通过上述步骤，依次完成了序号调制波束选择，发端调制器模块、发端预补偿模块以及收端解调器模块，从而实现了适用于宽带大规模毫米波系统下的抗时变波束序号调制方案。

参照图3，示出了在频谱效率为3.2bps时系统误码率在不同时变环境下的对比曲线。信道路径数为12，路径的入射角和到达角从相应的DFT网格中均匀选取。OFDM子载波数为64，循环前缀长度为16，波束域调制的参数设为L＝4，X＝1以及4阶正交幅度相位调制。最大多普勒频移设为0.005，0.015和0.030。由图可见，预补偿辅助的序号调制的误码性能基本不随多普勒频移变化，且在相同频谱效率下，性能与理想的静态环境基本保持一致。而未经预补偿辅助的序号调制随着多普勒频移的增加误码率出现显著的恶化，以致基本无法保证正常的通信。由此可见，本方案的序号调制的抗多普勒性能不依赖于误码性能和频谱效率的损失，能够有效的应用于高速通信场景中。

尽管为说明目的公开了本发明的具体实施例和附图，其目的在于帮助理解本发明的内容并据以实施，但是本领域的技术人员可以理解：在不脱离本发明及所附的权利要求的精神和范围内，各种替换、变化和修改都是可能的。因此，本发明不应局限于最佳实施例和附图所公开的内容，本发明要求保护的范围以权利要求书界定的范围为准。

Claims (3)

1.一种适用于宽带大规模毫米波系统的抗时变波束序号调制方法，设计预补偿辅助的波束序号调制系统，包括波束选择模块、发端调制器、发端预补偿模块和收端解调器；系统发端和收端分别配有N_t维和N_r维的透镜天线，射频链的数目远小于天线的维数：收发端均配有L套射频链，满足L＜N_t和L＜N_r；射频链与天线通过选择网络连接，该网络从N_t和N_r个待定波束中各选出L个进行通信；

系统选用正交频分复用OFDM方式进行传输，OFDM的子载波数目设为K，循环前缀的长度设为L_cp，且L_cp不小于信道最大时延D；在延迟阶数为d，采样时间为n时的信道为H[d,n]；

设计数字模拟混合的预编码器结构，毫米波在空间传输中呈现明显指向特性导致信道在波束域呈现显著的稀疏特性，有效地降低序号调制的复杂度；通过采用对波束时变效应的简单预补偿机制使得相应的序号调制具备良好的抗时变特性，且不会带来系统误码性能和频谱效率的损失；包括如下步骤：

1)确定序号调制的波束集合：执行如下操作：

11)从P条路径中选择L条幅度最大的路径，路径标号按幅度降序排列记为[p₁,p₂,...,p_i,...,p_L]；

12)记录路径p₁到p_L的多普勒频偏，记为

13)逐次将路径p₁到p_L的发端天线阵列响应投影至N_t维离散傅里叶变换矩阵DFT，记录DFT矩阵中相关值最大的列序号，记为

依据该列序号设置模拟预编码矩阵为

其中

代表N_t维DFT矩阵的第

列；

14)逐次将路径p₁到p_L的收端天线阵列响应投影至N_r维DFT矩阵，记录DFT矩阵相关值最大的列序号，记为

依据该列序号设置

其中

代表N_r维DFT矩阵的第

列；

2)设计发端调制器映射方案：对每一个子载波k，执行如下操作：

21)将该子载波处的序号调制符号s_k初始化为L维0向量；

22)将子载波每次待传信息分为X log₂M比特的符号信息和

比特的序号信息，其中X代表待激活元素的个数，M代表调制符号阶数，

代表向下取整符号，

代表L选X的组合数；

23)依据序号信息按字典序从调制符号s_k选出X个元素作为待激活元素；

24)将X log₂M比特映射为X个调制阶数为M的正交幅度调制或相位偏移调制的符号，并替换选中的X个待激活元素；

3)设计发端预补偿方案：执行如下操作：

将序号调制符号s_k经过OFDM处理后，在时间n处的采样符号记作

定义

为对角元素顺次为{a₁,a₂,...,a_M}的对角矩阵；

根据记录的多普勒频偏，通过下式计算得到射频链输入信号

其中，

e为自然常数；

再将

作为射频链输入信号；

4)设计收端解调方案；对每一个子载波k，执行如下操作：

41)通过式4计算该子载波处的等效信道

42)记该子载波处的接收信号为y_k，依据式5获得该子载波处的解调信号

完成接收端的解调：

其中，S代表所有序号调制符号的集合；

通过上述步骤，实现了适用于宽带大规模毫米波系统下的抗时变波束序号调制。

2.如权利要求1所述适用于宽带大规模毫米波系统的抗时变波束序号调制方法，其特征是，步骤3)将序号调制符号s_k进行OFDM处理，具体包括逆离散傅里叶变换和添加循环前缀的处理。

3.如权利要求1所述适用于宽带大规模毫米波系统的抗时变波束序号调制方法，其特征是，在延迟阶数为d，采样时间为n时的信道H[d,n]表示为式1：

其中，P代表信道的有效路径数目，α_p是路径p的幅度，p(·)代表升余弦成型滤波响应，T_s为系统的采样时间，τ_p为路径p的延时，θ_p和φ_p代表路径p的到达角和发射角，ω_p代表路径p的多普勒频偏，a_r(·)和a_t(·)分别代表收端和发端的天线阵列响应，a^*为a的共轭转置。

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