CN105897642A - 基于恒包络正交频分复用系统的单天线双流数据收发方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种基于恒包络正交频分复用系统的单天线双流数据收发方法，属于无线通信技术领域。本发明在发送端通过将相位调制后的第二路信号作乘以‑j处理，再与相位调制后的第一路信号进行相加构造复用信号，j为虚数单位；在接收端对接收信号分别取实部和虚部得到两路信号，再将两路信号做泰勒级数展开，进行联合解调，对解调后的信号依次进行快速傅里叶变换、共轭序列反变换和正交幅度调制(QAM)符号反映射，得到最终信号。本发明实现了两路信号的发送和接收，提高了频谱效率，使得系统频谱效率相比于传统CE‑OFDM技术提高1倍，并且最大功率峰值与均值比(PAPR)为3dB。

Description

基于恒包络正交频分复用系统的单天线双流数据收发方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，涉及一种应用于宽带无线通信的基于恒包络正交频分复用系统的单天线双流数据收发方法。

背景技术

在宽带无线通信系统中，信息通过被调制的电磁波在空间传输到达接收机。由于复杂的通信环境使电磁波在空间传输时受到反射、漫射和散射等影响，会在接收机处产生多路不同时延和信号强度的接收信号，使通信信道具有时变的频率选择性衰落特性。为了有效消除宽带通信信道的频率选择性衰落，多载波调制技术将宽带信道分成多个子信道，在每个子信道上使用一个子载波进行调制，并且各子载波并行传输。这样，尽管总的信道是非平坦并具有频率选择性的，但是每个子信道是相对平坦的。正交频分复用(OFDM)是多载波调制技术的一种，其子载波间相互正交，具有很高的频谱利用率；并且可以利用离散傅里叶反变换/离散傅里叶变换(IDFT/DFT)代替多载波调制和解调。但OFDM系统中发送数据的离散傅里叶逆变换(IFFT)处理使合成信号有可能产生比较大的峰值功率，使得OFDM信号的功率峰值与均值比(PAPR)大，导致射频放大器的功率效率较低，因此需要研究低PAPR的多载波技术，如恒包络正交频分复用(CE-OFDM)技术。

CE-OFDM技术可以降低PAPR，其信号具有恒定的包络，有利于发射机采用非线性大功率功放。目前这种调制方法可通过将发送信号构建成中心共轭对称数据后进行IDFT处理，得到纯实数序列，用该序列进行相位调制得到恒包络发送信号。但是由于共轭对称步骤的存在，CE-OFDM系统中传输N个复数符号，如正交幅度调制(QAM)，需要2N+2个子载波，因此其频谱效率低于OFDM系统的50％，因此难以满足宽带通信的数据传输速率需求。

发明内容

本发明的目的是提供一种基于CE-OFDM系统的单天线双流数据收发方法。该方法在维持信号低峰均比的基础上，发送端通过移相叠加的方法利用2N+2个子载波传输2N个复数数据符号，接收端通过泰勒级数展开的方法恢复出双流符号，使得频谱效率相比于单流提高1倍，以解决宽带通信中数据传输速率需求问题。

具体地，本发明提供了一种基于恒包络正交频分复用系统的单天线双流数据收发方法，在发送端和接收端的流程分别如下：

(1)发送端处理流程为：两路信号分别依次经过QAM符号映射、共轭序列构造、IFFT和相位调制，相位调制后的第二路信号作乘以-j处理，j表示虚数符号，再与相位调制后的第一路信号进行相加得到复用信号，将复用信号进行D/A转换后传输；D/A表示数字信号转模拟信号；

(2)接收端处理流程为：将接收到的信号先经过A/D转换成数字信号，然后对数字信号分别取实部和虚部得到两路信号，将两路信号做泰勒级数展开，进行联合解调，对解调后的信号依次进行FFT、共轭序列反变换和QAM符号反映射，得到最终信号；A/D表示模拟信号转数字信号；FFT表示快速傅里叶变换。

本发明的优点与积极效果在于：本发明从现有多载波技术中存在的高PAPR问题出发，提出一种基于恒包络正交频分复用调制方法的数据复用技术，通过在发射端构造发射信号，提升了频谱效率，在接收端应用泰勒级数展开，进行联合解调，恢复出两路信号上承载的信息，从而实现了两路信号的发送和接收，使得系统频谱效率相比于传统CE-OFDM技术提高1倍，并且最大PAPR为3dB。本发明降低了PAPR，提高了频谱效率，使得CE-OFDM技术在实际场景中具有应用的可行性。

附图说明

图1是本发明的单天线双流CE-OFDM系统发送端的流程示意图；

图2是本发明的单天线双流CE-OFDM系统接收端的流程示意图；

图3是本发明的单天线双流数据收发方法与单流CE-OFDM的误码率的对比图；

图4是本发明的单天线双流数据收发方法与单流CE-OFDM的频谱效率对比图；

图5是本发明的单天线双流数据收发方法的PAPR示意图。

具体实施方式

下面将结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。

结合图1和图2，说明单天线双流CE-OFDM系统发送端和接收端的流程。

(1)发送端流程说明如下。

如图1所示，两路信号分别依次经过QAM符号映射、共轭序列构造、IFFT和相位调制后，相位调制后的第二路信号作乘以-j处理，j表示虚数符号，再与相位调制后的第一路信号进行相加，得到的信号进行D/A(数字信号/模拟信号)转换后传输。

标记QAM符号映射前为A处，共轭序列构造前为B处，IFFT后为C处，相位调制后为D处，两路信号求和输出为E处。

设双流信号在A处的形式分别为及假设每路采用16QAM调制方式，则两路信号经过QAM符号映射后在B处的形式为及k＝0,1,...,N-1，每路调制为N个QAM符号。

每路符号按式(1)的方式构造共轭序列，其中是长度为N_ifft-2-N的0序列，N_ifft为IFFT的长度。在高频子载波上补零再IFFT后，相当于对时域序列做过采样，不影响频谱效率及符号持续时间。因此由式(1)可以看出，每路信号在频域上占用2N+2个子载波发送N个QAM符号，因此单路的频谱效率低于OFDM技术的50％。

$\begin{array}{cc}\begin{array}{c}{s}_k^{\′1}=\left[\begin{array}{cccccccccccc}0& s_0^1& s_1^1& \mathrm{...}& s_{N-1}^1& 0_{N_{ifft}-2-N}& 0& s_{N-1}^{*1}& s_{N-2}^{*1}& \mathrm{...}& s_1^{*1}& s_0^{*1}\end{array}\right]\\ s_k^{\′2}=\left[\begin{array}{cccccccccccc}0& s_0^2& s_1^2& \mathrm{...}& s_{N-1}^2& 0_{N_{ifft}-2-N}& 0& s_{N-1}^{*2}& s_{N-2}^{*2}& \mathrm{...}& s_1^{*2}& s_0^{*2}\end{array}\right]\end{array}& k=0,1,\mathrm{...},N_{ifft}-1\end{array}---\left(1\right)$

分别对序列和求共轭，得到和

为了简单起见，假设过采样倍数为1，则IFFT后C处的两路信号可由式(2)表示，此处及为归一化的OFDM信号。

$\begin{array}{cc}\begin{array}{c}{s}_n^1=\frac{1}{\sqrt{N_{ifft}}}\underset{k=0}{\overset{N_{ifft}-1}{\Σ}}{s}_k^{\′1}{e}^{j2\mathrm{\π}nk/N_{ifft}}\\ s_n^2\frac{1}{\sqrt{N_{ifft}}}\underset{k=0}{\overset{N_{ifft}-1}{\Σ}}{s}_k^{\′2}{e}^{j2\mathrm{\π}nk/N_{ifft}}\end{array}& n=0,1,\mathrm{...},N_{ifft}-1\end{array}---\left(2\right)$

经相位调制后D处的两路信号可由式(3)表示，其中A₁,A₂及h₁,h₂分别为两路CE-OFDM信号的幅度及相位调制因子。

$\begin{array}{cc}\begin{array}{c}{x}_n^1=A_1{e}^{j2{\mathrm{\πh}}_1{s}_n^1}\\ x_n^2=A_2{e}^{j2{\mathrm{\πh}}_2{s}_n^2}\end{array}& n=0,1,\mathrm{...},N_{ifft}-1\end{array}---\left(3\right)$

经相位调制后的两路信号，对其中一路信号乘以-j，然后和另一路信号相加，构成最终的发射信号，通过这个操作实现频域上的复用，提升了频谱效率。

本发明提出一种移相叠加的数据复用方法，以式(4)或式(5)的方式构造E点处的复用信号。

$x_n=x_n^1-j\·x_n^2,n=0,1,\mathrm{...},N_{ifft}-1---\left(4\right)$

$x_n=x_n^1+j\·x_n^2,n=0,1,\mathrm{...},N_{ifft}-1---\left(5\right)$

可见发送信号为两路信号的移相叠加，在频域上占用2N+2个子载波，发送2N个QAM符号，频谱效率相比于单路信号提高了1倍，与OFDM的频谱效率基本相同。但是OFDM发送信号的PAPR与占用的子载波数目N有关，理论上的最高PAPR为10log₁₀(N)dB，而本发明中发送信号为两路CE-OFDM信号的叠加，每路信号的PAPR为0dB，则发送信号的PAPR最高为3dB，与每路信号占用的子载波数目无关。

(2)接收流程说明如下。

如图2所示，接收端将接收到的信号先经过A/D(数字信号/模拟信号)转换成数字信号，然后对数字信号分别取实部和虚部得到两路信号，将两路信号做泰勒级数展开，进行联合解调，对解调后的信号依次进行FFT(快速傅里叶变换)、共轭序列反变换和QAM符号反映射，得到最终信号。

标记A/D转换后为F处，取虚部和实部后为G处，解调后为H处，共轭序列反变换后为I处，QAM符号反映射后为J处。

复用后的信号如果无法解调，那就没有意义。本发明通过对接收信号分别取实部和虚部，然后依据泰勒级数展开，进行联合解调，就可以恢复出两路信号上承载的信息。

以下以式(4)信号为例阐述接收流程，式(5)信号的流程与式(4)类似。假设发送信号经历高斯白噪声(AWGN)信道，则F处的接收信号y_n可由式(6)表示。

$\begin{array}{c}\begin{array}{cc}{y}_n=x_n+n& n=0,1,\mathrm{...},N_{ifft}-1\end{array}\\ =A_1{e}^{j2{\mathrm{\πh}}_1{s}_n^1}-j\·A_2{e}^{j2{\mathrm{\πh}}_2{s}_n^2}+n\\ =\[A_1\cos \left(2{\mathrm{\πh}}_1{s}_n^1\right)+A_2\sin \left(2{\mathrm{\πh}}_2{s}_n^2\right)\]+j\[A_1\sin \left(2{\mathrm{\πh}}_1{s}_n^1\right)-A_2\cos \left(2{\mathrm{\πh}}_2{s}_n^2\right)\]+n\end{array}---\left(6\right)$

分别对接收信号取虚部和实部，在G处得到的两路信号可由式(7)表示。

其中，分别表示取虚部和实部。

对式(6)中的两路信号做泰勒级数展开，可得式(8)及式(9)

由式(9)可见通过本发明的数据发送方法，接收信号的虚部及实部中分别含有及的幂次项，以下分析幂次项对接收信号的影响以及解调方法。

1、当2πh₁＜0.5,2πh₂＜0.5时，除及的一次幂项外的其余一次以上的幂项都视作噪声，H处解调后的两路信号可通过式(10)获得。

$\begin{array}{cc}\begin{array}{c}{s}_n^1=\frac{(y_n^1+1)}{2A_1{\mathrm{\πh}}_1}\\ s_n^2=\frac{(y_n^2-1)}{2A_2{\mathrm{\πh}}_2}\end{array}& n=0,1,\mathrm{...},N_{ifft}-1\end{array}---\left(10\right)$

2、当2πh₁＜0.5,0.5≤2πh₂＜0.7时，在求解时需考虑的二次幂项，将一次以上的幂项和二次以上的幂项都视作噪声，两路信号如式(11)及式(12)所示：

$y_n^1=A_{1}2{\mathrm{\πh}}_1{s}_n^1-A_2\[1-\frac{{\left(2{\mathrm{\πh}}_2{s}_n^2\right)}^2}{2!}\]+n_1,n=0,1,\mathrm{...},N_{ifft}-1---\left(11\right)$

$y_n^2=A_1+A_{2}2{\mathrm{\πh}}_2{s}_n^2+n_2,n=0,1,\mathrm{...},N_{ifft}-1---\left(12\right)$

其中，n₁和n₂分别表示对n取虚部和实部。将式(12)中解出后代入式(11)可解出

以此类推，解出0.5≤2πh₁＜0.7,2πh₂＜0.5时的及此时求解时需考虑的二次幂项，将一次以上的幂项和二次以上的幂项都视作噪声进行处理。

3、当2πh₁≥0.5,2πh₂≥0.5时，在求解时需考虑及的二次及三次幂项，将及的三次以上的幂项都视作噪声进行处理。两路信号如式(13)及式(14)所示：

$y_n^1=A_1\[2{\mathrm{\πh}}_1{s}_n^1-\frac{{\left(2{\mathrm{\πh}}_1{s}_n^1\right)}^3}{3!}\]-A_2\[1-\frac{{\left(2{\mathrm{\πh}}_2{s}_n^2\right)}^2}{2!}\]+n_1,n=0,1,\mathrm{...},N_{ifft}-1---\left(13\right)$

$y_n^2=A_1\[1-\frac{{\left(2{\mathrm{\πh}}_1{s}_n^1\right)}^2}{2!}\]+A_2\[2{\mathrm{\πh}}_2{s}_n^2-\frac{{\left(2{\mathrm{\πh}}_2{s}_n^2\right)}^3}{3!}\]+n_2,n=0,1,\mathrm{...},N_{ifft}-1---\left(14\right)$

解调过程如下：

(1)忽略式(13)中的三次幂项，将表示为方程，如式(15)。

$2{\mathrm{\πh}}_1{s}_n^1=\frac{y_n^1+A_2\[1-\frac{{\left(2{\mathrm{\πh}}_2{s}_n^2\right)}^2}{2!}\]}{A_1}---\left(15\right)$

(2)将式(15)代入式(14)并忽略的四次幂项，可得式(16)并求出的实数解。

$A_2\frac{{\left(2{\mathrm{\πh}}_2{s}_n^2\right)}^3}{3!}-\frac{(y_n^1+L){\left(2{\mathrm{\πh}}_2{s}_n^2\right)}^2}{2A_1}-2{\mathrm{\πh}}_2{s}_n^2-A_1+\frac{{(y_n^1+A_2)}^2}{2A_1}+y_n^2=0---\left(16\right)$

(3)将再代入式(13)，即可得到的实数解。

最后，对及做FFT及共轭序列反变换，即可得到每个用户的N点QAM符号，对QAM符号进行解调即可得到每个用户的比特信息。因此，通过本发明提出的双流数据收发方法，可以系统的频谱效率提升1倍，并维持较低的PAPR。

若发送端构造如公式(5)所示的复用信号，接收端采用上述同样的原理进行处理，对信号取虚部和实部，进行泰勒级数展开，再进行联合调制，调制机理相同，对得到的信号和做FFT、共轭序列反变换和QAM符号反映射。将本发明提供的单天线双流数据收发方法与单流的CE-OFDM方法进行应用效果比较，如图3～图5所示。从图3可以看出，本发明方法比单流的CE-OFDM方法的误码率要稍微高一些，但从图4可以看出，本发明方法比单流的CE-OFDM方法的频谱效率能够提高一倍。同时，从图5看出，本发明方法的PAPR小于3dB。

Claims (4)

1.一种基于恒包络正交频分复用系统的单天线双流数据收发方法，其特征在于，发送端和接收端的流程分别如下：

(1)发送端处理流程为：两路信号分别依次经过QAM符号映射、共轭序列构造、IFFT和相位调制，相位调制后的第二路信号作乘以-j处理，j表示虚数符号，再与相位调制后的第一路信号进行相加得到复用信号，将复用信号进行D/A转换后传输；QAM表示正交幅度调制，IFFT表示离散傅里叶逆变换，D/A表示数字信号转模拟信号；

(2)接收端处理流程为：将接收到的信号先经过A/D转换成数字信号，然后对数字信号分别取实部和虚部得到两路信号，将两路信号做泰勒级数展开，进行联合解调，对解调后的信号依次进行FFT、共轭序列反变换和QAM符号反映射，得到最终信号；A/D表示模拟信号转数字信号；FFT表示快速傅里叶变换。

2.根据权利要求1所述的一种基于恒包络正交频分复用系统的单天线双流数据收发方法，其特征在于，所述的发送端，设两路信号均采用16QAM调制方式，每路调制为N个QAM符号；在经过IFFT后得到的归一化的两路信号为及则在相位调制后得到的两路信号和表示如下：

$x_n^1=A_1{e}^{j2{\mathrm{\πh}}_1{s}_n^1},x_n^2=A_2{e}^{j2{\mathrm{\πh}}_2{s}_n^2},n=0,1,...,N_{ifft}-1;$

其中，A₁,A₂及h₁,h₂分别为两路信号的幅度及相位调制因子，N_ifft为IFFT的长度；

所述的复用信号x_n通过下面其中一个公式来构造：

$x_n=x_n^1-j\·x_n^2,n=0,1,...,N_{ifft}-1;$

$x_n=x_n^1+j\·x_n^2,n=0,1,...,N_{ifft}-1.$

3.根据权利要求1或2所述的一种基于恒包络正交频分复用系统的单天线双流数据收发方法，其特征在于，所述的接收端，设经过A/D转换后得到的信号y_n为：

y_n＝x_n+n，n＝0,1,...,N_ifft-1；

其中，x_n为发送端构造的复用信号，N_ifft为IFFT的长度；

对y_n分别取虚部和实部得到信号

信号中含有的幂次项，信号中含有的幂次项，h₁,h₂分别为发送端的两路信号的相位调制因子，根据2πh₁和2πh₂的大小，分如下情况进行信号解调：

(a)当2πh₁＜0.5,2πh₂＜0.5时，解调时将和的一次以上的幂项都视为噪声；

(b)当2πh₁＜0.5,0.5≤2πh₂＜0.7时，解调时将一次已上的幂项和二次以上的幂项都视作噪声；

当0.5≤2πh₁＜0.7,2πh₂＜0.5时，解调时将一次以上的幂项和二次以上的幂项都视作噪声；

(c)当2πh₁≥0.5,2πh₂≥0.5时，解调时将及三次以上的幂项都视作噪声。

4.根据权利要求3所述的一种基于恒包络正交频分复用系统的单天线双流数据收发方法，其特征在于，所述的信号解调，以为例，具体如下：

将信号和做泰勒级数展开，如下：

其中，A₁,A₂分别为发送端的两路信号的幅度，分别表示取虚部和实部；

(a)当2πh₁＜0.5,2πh₂＜0.5时，解调后的信号和如下：

$s_n^1=\frac{(y_n^1+1)}{2A_1{\mathrm{\πh}}_1},s_n^2=\frac{(y_n^2-1)}{2A_2{\mathrm{\πh}}_2},n=0,1,...,N_{ifft}-1;$

(b)当2πh₁＜0.5,0.5≤2πh₂＜0.7时，信号和表示如下：

$y_n^1=A_{1}2{\mathrm{\πh}}_1{s}_n^1-A_2\[1-\frac{{\left(2{\mathrm{\πh}}_2{s}_n^2\right)}^2}{2!}\]+n_1,n=0,1,...,N_{ifft}-1;$

$y_n^2=A_1+A_{2}2{\mathrm{\πh}}_2{s}_n^2+n_2,n=0,1,...,N_{ifft}-1;$

其中，n₁和n₂分别表示对n取虚部和实部，求解得到

以此类推，在当0.5≤2πh₁＜0.7,2πh₂＜0.5时，求解获取

(c)当2πh₁≥0.5,2πh₂≥0.5时，信号和表示如下，：

$y_n^1=A_1\[2{\mathrm{\πh}}_1{s}_n^1-\frac{{\left(2{\mathrm{\πh}}_1{s}_n^1\right)}^3}{3!}\]-A_2\[1-\frac{{\left(2{\mathrm{\πh}}_2{s}_n^2\right)}^2}{2!}\]+n_1,n=0,1,...,N_{ifft}-1;$

$y_n^2=A_1\[1-\frac{{\left(2{\mathrm{\πh}}_1{s}_n^1\right)}^2}{2!}\]+A_2\[2{\mathrm{\πh}}_2{s}_n^2-\frac{{\left(2{\mathrm{\πh}}_2{s}_n^2\right)}^3}{3!}\]+n_2,n=0,1,...,N_{ifft}-1;$

解调过程如下：

(1.1)忽略中的三次幂项，将表示为方程，如下：

$2{\mathrm{\πh}}_1{s}_n^1=\frac{y_n^1+A_2\[1-\frac{{\left(2{\mathrm{\πh}}_2{s}_n^2\right)}^2}{2!}\]}{A_1};$

(1.2)将(1.1)中方程代入中，并忽略的四次幂项，得到下式：

$A_2\frac{{\left(2{\mathrm{\πh}}_2{s}_n^2\right)}^3}{3!}-\frac{(y_n^1+A_2){\left(2{\mathrm{\πh}}_2{s}_n^2\right)}^2}{2A_1}-2{\mathrm{\πh}}_2{s}_n^2-A_1+\frac{{(y_n^1+A_2)}^2}{2A_1}+y_n^2=0;$

求出的实数解；

(1.3)将得到的再代入中，得到的实数解。