CN111130336A - 一种二级式hid电子镇流器的数字滞环电流跟踪控制方法 - Google Patents

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Abstract

一种二级式HID电子镇流器的数字滞环电流跟踪控制方法，采用低频方波叠加高频PWM控制基础上增加恒功率控制，包括高强度气体放电灯电子镇流器和恒功率双闭环控制；其中，高强度气体放电灯电子镇流器包括电磁干扰滤波电路、全桥逆变电路、点火脉冲电路、基于ARM的数字控制电路和辅助电源，所述恒功率双闭环控制包括内环和外环，所述内环为电流控制环，所述电流控制环采用电流滞环跟踪控制，所述外环为功率控制环，所述功率控制环采用线性PI进行恒功率控制。本发明所述的二级式HID电子镇流器的数字滞环电流跟踪控制方法，采用低频方波叠加高频PWM控制基础上增加恒功率控制，消除声谐振现象。

Description

一种二级式HID电子镇流器的数字滞环电流跟踪控制方法
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，特别涉及一种二级式HID电子镇流器的数字滞环电流跟踪控制方法。
背景技术
滞环电流控制器具有实现简单、无条件稳定、电流跟踪精度高、动态响应快、无稳态误差、鲁棒性强等特点，已被应用于很多的场合。然而，传统固定环宽的滞环电流控制器的一个主要缺点是开关频率不固定，这将使逆变器输出侧滤波器的设计带来了困难，功率开关管的开关频率必须设置上限值。HID灯在高频工作时极易产生声谐振现象，如电弧闪烁、扭曲和光强不稳，严重时导致灯管损坏。消除（或避免）声谐振现象的方法是HID灯电子镇流器的重要技术问题之一。
为了克服固定环宽的滞环控制存在的开关频率不固定的缺点，本控制系统的电流环采用基于误差电流过零调节环宽以稳定开关频率的滞环跟踪控制。本电子镇流器的逆变电路采用低频方波叠加高频PWM的控制方式，以消除声谐振现象。
发明内容
发明目的：本发明的目的是提供一种二级式HID电子镇流器的数字滞环电流跟踪控制方法，采用低频方波叠加高频PWM控制基础上增加恒功率控制，消除（或避免）声谐振现象。
技术方案：本发明提供了一种二级式HID电子镇流器的数字滞环电流跟踪控制方法，采用低频方波叠加高频PWM控制基础上增加恒功率控制，包括高强度气体放电灯电子镇流器和恒功率双闭环控制；其中，高强度气体放电灯电子镇流器包括电磁干扰滤波电路、全桥逆变电路、点火脉冲电路、基于ARM的数字控制电路和辅助电源，所述电子镇流器的逆变电路采用低频方波叠加高频PWM的控制方式，所述恒功率双闭环控制包括内环和外环，所述内环为电流控制环，所述电流控制环采用电流滞环跟踪控制，所述外环为功率控制环，所述功率控制环采用线性PI进行恒功率控制，并用数字方式实现。本发明的二级式HID电子镇流器的数字滞环电流跟踪控制方法，采用低频方波叠加高频PWM控制基础上增加恒功率控制，消除（或避免）声谐振现象，本控制系统的电流环采用基于误差电流过零调节环宽以稳定开关频率的滞环跟踪控制，滞环跟踪控制系统不仅具有固定滞缓控制的优点，同时能够获得稳定的开关频率。第一次将稳定开关频率的滞环控制应用于HID灯低频方波电子镇流器中。
进一步的，上述的二级式HID电子镇流器的数字滞环电流跟踪控制方法，所述全桥逆变电路包括功率IGBT的T1，T2，T3和T4、功率IGBT的反并联二极管D1，D2，D3和D4、4个功率IGBT对应的PWM驱动信号PWM1，PWM2，PWM3和PWM4、用于高频滤波的电感L和电容C、HID灯等效电阻R、左半桥臂检流电阻Rsense1和右半桥臂检流电阻Rsense2；其中，所述 Vdc和idc分别为PFC输出电压（逆变器直流母线电压）和PFC输出电流（逆变器直流母线电流），所述i L 为流过电感L电流，所述 i1和i2分别为流过左半桥臂检流电阻Rsense1和右半桥臂检流电阻Rsense2的电流。
表1示出了全桥电压型逆变电路在不同负载电流情况下所有开关状态State与对应开关输出电压UAB的关系。
表1 全桥逆变器开关状态
Figure RE-RE-DEST_PATH_IMAGE002
进一步的，上述的二级式HID电子镇流器的数字滞环电流跟踪控制方法，所述低频方波叠加高频PWM的控制方法有四种实现方式：
（1）开关管T2和T4处于低频开关状态（相同的开关频率，决定输出方波电压的频率），开关管T1和T3处于高频PWM开关状态（相同的开关频率，其占空比决定输出方波电压的幅值），在T2导通期间内，T1和T4关断，T3处于高频PWM开关状态，在T4导通期间内，T2和T3关断，T1处于高频PWM开关状态。
（2）开关管T1和T3处于低频开关状态（相同的开关频率），开关管T2和T4处于高频PWM开关状态（相同的开关频率），在T1导通期间内，T2和T3关断，T4处于高频PWM开关状态，在T3导通期间内，T1和T4关断，T2处于高频PWM开关状态。
（3）开关管T3和T4处于低频开关状态（相同的开关频率），开关管T1和T2处于高频PWM开关状态（相同的开关频率），在T3导通期间内，T1和T4关断，T2处于高频PWM开关状态，在T4导通期间内，T2和T3关断，T1处于高频PWM开关状态。
（4）开关管T1和T2处于低频开关状态（相同的开关频率），开关管T3和T4处于高频PWM开关状态（相同的开关频率），在T1导通期间内，T2和T3关断，T4处于高频PWM开关状态，在T2导通期间内，T1和T4关断，T3处于高频PWM开关状态。
从上述4种实现方式可看出，方式（1）和方式（2）在本质上是一样的，方式（3）和方式（4）在本质上是一样的。本全桥逆变电路采用方式（1）来实现低频方波输出。在开关管T2导通的半周期内，开关管T1和T4一直关断，开关管T3处于高频通断，此时开关管T3，滤波电路，负载HID灯，开关管T2（相当于一根导线），以及开关管T4的反并联二极管D4构成了一个降压斩波电路。在此工作过程中，全桥逆变电路选择了开关状态S2和S3进行交替工作。此时，HID灯端电压处于负半周。同理，在开关管T4导通的半周期内，开关管T2和T3一直关断，开关管T1处于高频通断，此时开关管T1，滤波电路，负载HID灯，开关管T4（相当于一根导线），以及开关管T2的反并联二极管D2构成了一个降压斩波电路。在此工作过程中，全桥逆变电路选择了开关状态S1和S8进行交替工作。此时，HID灯端电压处于正半周。由此可以得出，灯端电压（或电流）为一个低频方波，其频率由开关管T2和T4的开关频率决定，其幅值由开关管T1和T3的占空比决定。
进一步的，上述的二级式HID电子镇流器的数字滞环电流跟踪控制方法，所述全桥逆变电路的恒功率控制系统通过PFC输出电流 idc的平均值（通过 i1和i2计算可得）与PFC输出电压Vdc相乘后可得PFC实际输出功率，通过功率环的控制，PFC输出的功率恒定，进而使灯功率基本稳定，所述功率控制环的PI调节器输出 iref作为电流控制环的给定。为了实现电流跟踪控制，需检测灯电流（或电感电流），将其作为电流反馈。考虑到本控制系统的参考地与直流母线的下母线共地（减少隔离环节，降低成本），将检测到的电流 i1和i2进行逻辑判断后得到电流 i3作为电流反馈。这种方式减少了电感电流或灯电流的隔离检测环节，而电流i1和i2的检测环节仅需要两个检流电阻，这两个检流电阻也同时用于过流检测。
进一步的，上述的二级式HID电子镇流器的数字滞环电流跟踪控制方法，所述开关管与开关周期的关系如下：
在电感电流正半周期内（PWM4为高电平），将检测的-iL作为电流反馈（i2=iL，且i2=iL），当i2≥iref+△时，开关状态由S1切换到S8，电流i2开始减小（即电感电流 iL开始减小），当i2≤iref-△时，开关状态由S8切换到S1，电流i2开始增大（即电感电流-iL开始增大）；其中，滞环环宽为2Δ，在第m个开关周期内，开关管T1导通期间内（ton(m)）满足如下关系式
Figure RE-380520DEST_PATH_IMAGE003
（1）
由式（1）可得，
Figure RE-RE-DEST_PATH_IMAGE004
开关管T1关断期间内（toff(m)）满足如下关系式
Figure RE-704185DEST_PATH_IMAGE005
（2）
由式（2）可得，
Figure RE-RE-DEST_PATH_IMAGE006
T1的开关周期T(m)满足如下关系式
Figure RE-202031DEST_PATH_IMAGE007
（3）
在电感负半周期内（PWM2为高电平），将检测的i1作为电流反馈（i1≥0，且i1＝-iL）。当i1≤iref+△时，开关状态由S2切换到S3，电流i1开始减小；当i1≥iref-△时，开关状态由S3切换到S2，电流i1开始增大，在第n个开关周期内，开关管T3导通期间内（ton(n)）满足如下关系式
Figure RE-RE-DEST_PATH_IMAGE008
（4）
由式（4）可得，
Figure RE-800503DEST_PATH_IMAGE009
开关管T3关断期间内（toff(n)）满足如下关系式
Figure RE-RE-DEST_PATH_IMAGE010
（5）
由式（5）可得，
Figure RE-818138DEST_PATH_IMAGE011
T3的开关周期T(n)满足如下关系式
Figure RE-RE-DEST_PATH_IMAGE012
（6）
进一步分析可知，灯端电压uR满足如下关系式
Figure RE-594595DEST_PATH_IMAGE013
（7）
其中，IR为流过灯的平均电流（跟踪给定电流），
Figure RE-RE-DEST_PATH_IMAGE014
为流过灯的纹波电流。假设电感电流 的纹波全部流入滤波电容（即
Figure RE-799311DEST_PATH_IMAGE015
），灯端电压UR的平均值与其瞬时值uR相等，即UR= uR，T2和T3在其开关区间内，其开关周期有如下关系式
Figure RE-RE-DEST_PATH_IMAGE016
（8）
由式（8）可知，在系统控制参数不变的情况下，高频开关管的开关频率主要由灯端电压决定。
在恒流或恒功率控制下，灯的等效阻抗大小决定了开关频率的大小。HID灯从点亮开始到稳态过程，其等效阻抗随着其燃点的时间而不断增加，最后进入稳态过程。
进一步的，上述的二级式HID电子镇流器的数字滞环电流跟踪控制方法，所述稳定的开关周期的计算方法为：
为了获得一个稳定的开关周期Tref，在第k个开关周期内相邻误差电流过零点的时间间隔必须相等且之和为Tref，即满足：
Figure RE-388424DEST_PATH_IMAGE017
（9）
式（9）中，t1（k）和t2（k）为第k个开关周期内相邻误差电流过零点的时间间隔，根据上述的假设可知，在第（k-1）个开关周期和第k个开关周期内，两个误差电流的下降斜率相等，假设第（k-1）个开关周期的滞环下阈值B2（k-1）已由前一个相邻误差电流过零点的时间间隔和当前开关周期的滞环上阈值B1（k-1）所确定，则通过测量相邻误差电流过零点的时间间隔t1（k-1）后，第k个开关周期的滞环上阈值B1（k）就可以确定，该值决定了t2（k）为半个开关周期Tref，因此，第k个开关周期的滞环上、下阈值的解析表达式为：
Figure RE-RE-DEST_PATH_IMAGE018
（10）
式（10）中，B1（k）和B2（k）分别为第k个开关周期的滞环上阈值和下阈值；t1（k-1）为第（k-1）个开关周期内误差电流下降段过零点与上升段过零点之间的时间间隔，t2 (k) 为第k个开关周期内误差电流上升段过零点与下降段过零点之间的时间间隔。由式（10）看出，这种通过测量当前半开关周期的相邻误差电流过零点的时间间隔来调整当前后半开关周期内的滞环上阈值或下阈值的方法能够使系统更快地获得一个稳定的开关周期。
实际跟踪过程中相邻两个开关周期内的误差电流的两个上升斜率和两个下降斜率分别存在一定的差异，由于开关频率远大于指令信号的频率，所以这种斜率的变化是一个渐变的过程。在稳态情况下，通过半个开关周期调整一次上、下阈值，从而使相邻两个误差电流过零点之间的时间间隔被严格控制为半个开关周期；在相邻两个开关周期内的两个上升斜率相同以及两个下降斜率相同的情况下，根据几何关系可知，滞环的上、下阈值必然大小相等符号相反。因此采用基于误差电流过零点时间的跟踪控制算法能够实现跟踪平均误差为零并且开关周期稳定。
进一步的，上述的二级式HID电子镇流器的数字滞环电流跟踪控制方法，所述低频方波全桥逆变器变滞环电流跟踪控制器包括过零比较器1、定时器1、定时器2、比较器1、比较器2、状态机和逻辑解码单元，所述过零比较器1的逻辑输出信号为Si，所述定时器1用于定时Si的正脉冲宽度，其输出为t1（k），所述定时器2用于定时Si的负脉冲宽度，其输出为t2（k），所述状态机根据输入信号和开关状态选择对应的开关状态输出，所述逻辑解码单元根据当前的开关状态进行解码，所述逻辑解码单元的输出作为全桥逆变器的开关信号。
进一步的，上述的二级式HID电子镇流器的数字滞环电流跟踪控制方法，所述Si与误差电流的关系为：当误差电流为正方向时，所述Si为‘1’；当误差电流为负方向时，所述Si为‘0’，所述Si的上升沿用于起动计算变滞环的上阈值，所述Si的下降沿用于起动计算变滞环的下阈值。
进一步的，上述的二级式HID电子镇流器的数字滞环电流跟踪控制方法，所述比较器1用上阈值与误差电流的比较，当误差电流大于上阈值时，所述比较器1输出为‘1’，当误差电流小于上阈值时，所述比较器1输出为‘0’，所述比较器2用下阈值与误差电流的比较，当误差电流大于下阈值时，所述比较器2输出为‘1’，当误差电流小于上阈值时，所述比较器2输出为‘0’。
上述技术方案可以看出，本发明具有如下有益效果：本发明所述的二级式HID电子镇流器的数字滞环电流跟踪控制方法，采用低频方波叠加高频PWM控制基础上增加恒功率控制，消除（或避免）声谐振现象，本控制系统的电流环采用基于误差电流过零调节环宽以稳定开关频率的滞环跟踪控制，滞环跟踪控制系统不仅具有固定滞缓控制的优点，同时能够获得稳定的开关频率。第一次将稳定开关频率的滞环控制应用于HID灯低频方波电子镇流器中，具有很高的推广价值。
附图说明
图1为本发明所述二级式HID电子镇流器的数字滞环电流跟踪控制方法的全桥逆变电路图；
图2为本发明所述二级式HID电子镇流器的数字滞环电流跟踪控制方法的恒功率控制系统框图；
图3为本发明所述二级式HID电子镇流器的数字滞环电流跟踪控制方法的低频方波控制的全桥逆变器电流滞环跟踪控制波形图；
图4为本发明所述二级式HID电子镇流器的数字滞环电流跟踪控制方法的基于误差电流过零时间的变滞环电流跟踪控制波形图；
图5为本发明所述二级式HID电子镇流器的数字滞环电流跟踪控制方法的变滞环电流跟踪控制的开关状态切换示意图；
图6为本发明所述二级式HID电子镇流器的数字滞环电流跟踪控制方法的全桥逆变器变滞环电流控制结构示意图。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
实施例
如图1所示的二级式HID电子镇流器的数字滞环电流跟踪控制方法，采用低频方波叠加高频PWM控制基础上增加恒功率控制，包括高强度气体放电灯电子镇流器和恒功率双闭环控制；其中，高强度气体放电灯电子镇流器包括电磁干扰滤波电路、全桥逆变电路、点火脉冲电路、基于ARM的数字控制电路和辅助电源，所述电子镇流器的逆变电路采用低频方波叠加高频PWM的控制方式，所述恒功率双闭环控制包括内环和外环，所述内环为电流控制环，所述电流控制环采用电流滞环跟踪控制，所述外环为功率控制环，所述功率控制环采用线性PI进行恒功率控制，并用数字方式实现。
如图一所示全桥逆变电路包括功率IGBT的T1，T2，T3和T4、功率IGBT的反并联二极管D1，D2，D3和D4、4个功率IGBT对应的PWM驱动信号PWM1，PWM2，PWM3和PWM4、用于高频滤波的电感L和电容C、HID灯等效电阻R、左半桥臂检流电阻Rsense1和右半桥臂检流电阻Rsense2；其中，所述 Vdc和idc分别为PFC输出电压（逆变器直流母线电压）和PFC输出电流（逆变器直流母线电流），所述 QUOTE i L 为流过电感L电流，所述i1和i2分别为流过左半桥臂检流电阻Rsense1和右半桥臂检流电阻Rsense2的电流。
所述低频方波叠加高频PWM的控制方法有四种实现方式：
（1）开关管T2和T4处于低频开关状态（相同的开关频率，决定输出方波电压的频率），开关管T1和T3处于高频PWM开关状态（相同的开关频率，其占空比决定输出方波电压的幅值），在T2导通期间内，T1和T4关断，T3处于高频PWM开关状态，在T4导通期间内，T2和T3关断，T1处于高频PWM开关状态；
（2）开关管T1和T3处于低频开关状态（相同的开关频率），开关管T2和T4处于高频PWM开关状态（相同的开关频率），在T1导通期间内，T2和T3关断，T4处于高频PWM开关状态，在T3导通期间内，T1和T4关断，T2处于高频PWM开关状态；
（3）开关管T3和T4处于低频开关状态（相同的开关频率），开关管T1和T2处于高频PWM开关状态（相同的开关频率），在T3导通期间内，T1和T4关断，T2处于高频PWM开关状态，在T4导通期间内，T2和T3关断，T1处于高频PWM开关状态；
（4）开关管T1和T2处于低频开关状态（相同的开关频率），开关管T3和T4处于高频PWM开关状态（相同的开关频率），在T1导通期间内，T2和T3关断，T4处于高频PWM开关状态，在T2导通期间内，T1和T4关断，T3处于高频PWM开关状态。
从上述4种实现方式可看出，方式（1）和方式（2）在本质上是一样的，方式（3）和方式（4）在本质上是一样的。本全桥逆变电路采用方式（1）来实现低频方波输出。在开关管T2导通的半周期内，开关管T1和T4一直关断，开关管T3处于高频通断，此时开关管T3，滤波电路，负载HID灯，开关管T2（相当于一根导线），以及开关管T4的反并联二极管D4构成了一个降压斩波电路。在此工作过程中，全桥逆变电路选择了开关状态S2和S3进行交替工作。此时，HID灯端电压处于负半周。同理，在开关管T4导通的半周期内，开关管T2和T3一直关断，开关管T1处于高频通断，此时开关管T1，滤波电路，负载HID灯，开关管T4（相当于一根导线），以及开关管T2的反并联二极管D2构成了一个降压斩波电路。在此工作过程中，全桥逆变电路选择了开关状态S1和S8进行交替工作。此时，HID灯端电压处于正半周。由此可以得出，灯端电压（或电流）为一个低频方波，其频率由开关管T2和T4的开关频率决定，其幅值由开关管T1和T3的占空比决定。
由于HID灯本身的离散性较大，稳态参数有所不同，采用开环控制方式或恒流控制方式点灯会获得不同的灯功率。尤为重要的是，HID灯的等效阻抗随着其燃点的时间而不断增加，采用开环或恒流方式点灯会使其实际功率严重超过额定功率。故，HID灯电子镇流器一般采用恒功率控制。由于HID灯运行状态的特殊性，在其点火成功后的过渡过程中，电子镇流器一般采用恒流控制，其给定电流略大于灯的额定电流（一般给定电流为额定电流的2倍），当实际功率接近或等于额定功率后，电子镇流器在电流环的基础上引入功率外环，进入恒功率控制过程，HID灯随即进入稳态运行状态。
图2中，PFC输出电流idc的平均值（通过i1和i2计算可得）与PFC输出电压 Vdc相乘后可得PFC实际输出功率，通过功率环的控制，PFC输出的功率恒定，进而使灯功率基本稳定。功率环的PI调节器输出iref作为电流环的给定。从图1看出，在低频方波的每个半周期内，灯电流的平均值等于电感电流的平均值，进一步，在电感电流的正半周期内（PWM4=‘1’），电感电流等于流过检流电阻的电流i2，在电感电流的负半周期内（PWM2=‘1’），电感电流等于流过检流电阻的电流i1。为了实现电流跟踪控制，需检测灯电流（或电感电流），将其作为电流反馈。考虑到本控制系统的参考地与直流母线的下母线共地（减少隔离环节，降低成本），将检测到的电流i1和i2进行逻辑判断后得到电流i3作为电流反馈（如图2所示）。这种方式减少了电感电流或灯电流的隔离检测环节，而电流i1和i2的检测环节仅需要两个检流电阻，这两个检流电阻也同时用于过流检测。
滞环控制具有设计简单易于实现，稳定性和瞬态性能好等优点。但是其开关频率不固定，开关频率可控性差，会产生频谱分布较宽的谐波，导致后级滤波器设计困难，这是限制滞环控制应用的主要原因。为了稳定开关频率，可以通过相关控制算法改变滞环环宽来实现恒频控制。图3示出了低频方波控制的全桥逆变器电流滞环跟踪控制的相关参数波形图（以固定环宽为例说明电流滞环跟踪控制实现低频方波的原理）。图3中，滞环环宽为2Δ。在电感电流正半周期内（PWM4为高电平），将检测的-iL作为电流反馈（i2=iL，且i2=iL），当当i2≥iref+△时，开关状态由S1切换到S8，电流i2开始减小（即电感电流 iL开始减小），当i2≤iref-△时，开关状态由S8切换到S1，电流i2开始增大（即电感电流 -iL开始增大），在第m个开关周期内，开关管T1导通期间内（ton(m)）满足如下关系式
Figure RE-260565DEST_PATH_IMAGE019
（1）
由式（1）可得，
Figure RE-RE-DEST_PATH_IMAGE020
开关管T1关断期间内（toff(m)）满足如下关系式
Figure RE-411186DEST_PATH_IMAGE021
（2）
由式（2）可得，
Figure RE-RE-DEST_PATH_IMAGE022
T1的开关周期T(m)满足如下关系式
Figure RE-352466DEST_PATH_IMAGE023
（3）
在电感负半周期内（PWM2为高电平），将检测的i1作为电流反馈（i1≥0，且i1＝-iL）。当i1≤iref+△时，开关状态由S2切换到S3，电流i1开始减小；当i1≥iref-△时，开关状态由S3切换到S2，电流i1开始增大，在第n个开关周期内，开关管T3导通期间内（ton(n)）满足如下关系式
Figure RE-RE-DEST_PATH_IMAGE024
（4）
由式（4）可得，
Figure RE-292741DEST_PATH_IMAGE025
开关管T3关断期间内（toff(n)）满足如下关系式
Figure RE-RE-DEST_PATH_IMAGE026
（5）
由式（5）可得，
Figure RE-724115DEST_PATH_IMAGE027
T3的开关周期T(n)满足如下关系式
Figure RE-RE-DEST_PATH_IMAGE028
（6）
进一步分析可知，灯端电压uR满足如下关系式
Figure RE-950697DEST_PATH_IMAGE029
（7）
其中，IR为流过灯的平均电流（跟踪给定电流），
Figure RE-RE-DEST_PATH_IMAGE030
为流过灯的纹波电流。假设电感电 流的纹波全部流入滤波电容（即
Figure RE-146318DEST_PATH_IMAGE015
），灯端电压的平均值UR与其瞬时值uR相等，即UR= uR，T2和T3在其开关区间内，其开关周期有如下关系式
Figure RE-890283DEST_PATH_IMAGE031
（8）
由式（8）可知，在系统控制参数不变的情况下，高频开关管的开关频率主要由灯端电压决定。在恒流或恒功率控制下，灯的等效阻抗大小决定了开关频率的大小。HID灯从点亮开始到稳态过程，其等效阻抗随着其燃点的时间而不断增加，最后进入稳态过程。
开关频率不固定是固定滞环跟踪控制的主要缺点。通过实时动态调节滞环的上、下阈值的方法可以使系统获得一个稳定的开关频率。如果功率器件的开关频率远大于指令电流的频率，则在相邻两个开关周期内指令电流近似为一恒值。由此可得，在相邻两个开关周期内误差电流的上升斜率和下降斜率分别对应相等，且均为恒值。基于上述假设，可得基于相邻误差电流过零点时间的变滞环电流跟踪控制的基本原理（如图4所示）。图4中，S i 为误差电流过零点的逻辑标志信号，S i 由低变高（上升沿）对应误差电流由正变负的过零点，S i 由高变低（下降沿）对应误差电流由负变正的过零点。
为了获得一个稳定的开关周期Tref，在第k个开关周期内相邻误差电流过零点的时间间隔必须相等且之和为Tref，即满足：
Figure RE-RE-DEST_PATH_IMAGE032
（9）
式（9）中，t1（k）和t2（k）为第k个开关周期内相邻误差电流过零点的时间间隔，根据上述的假设可知，在第（k-1）个开关周期和第k个开关周期内，两个误差电流的下降斜率相等，假设第（k-1）个开关周期的滞环下阈值B2（k-1）已由前一个相邻误差电流过零点的时间间隔和当前开关周期的滞环上阈值B1（k-1）所确定，则通过测量相邻误差电流过零点的时间间隔t1（k-1）后，第k个开关周期的滞环上阈值B1（k）就可以确定，该值决定了t2（k）为半个开关周期Tref，因此，第k个开关周期的滞环上、下阈值的解析表达式为：
Figure RE-DEST_PATH_IMAGE033
（10）
式（10）中，B1（k）和B2（k）分别为第k个开关周期的滞环上阈值和下阈值；t1（k-1）为第（k-1）个开关周期内误差电流下降段过零点与上升段过零点之间的时间间隔，t2 (k) 为第k个开关周期内误差电流上升段过零点与下降段过零点之间的时间间隔。由式（10）看出，这种通过测量当前半开关周期的相邻误差电流过零点的时间间隔来调整当前后半开关周期内的滞环上阈值或下阈值的方法能够使系统更快地获得一个稳定的开关周期。
实际跟踪过程中相邻两个开关周期内的误差电流的两个上升斜率和两个下降斜率分别存在一定的差异，由于开关频率远大于指令信号的频率，所以这种斜率的变化是一个渐变的过程。在稳态情况下，通过半个开关周期调整一次上、下阈值，从而使相邻两个误差电流过零点之间的时间间隔被严格控制为半个开关周期；在相邻两个开关周期内的两个上升斜率相同以及两个下降斜率相同的情况下，根据几何关系可知，滞环的上、下阈值必然大小相等符号相反。因此采用基于误差电流过零点时间的跟踪控制算法能够实现跟踪平均误差为零并且开关周期稳定。
低频方波全桥逆变器变滞环电流跟踪控制器仅需要两个比较器，即比较器1和比较器2。当误差电流小于上阈值时，比较器1的输出为0；当误差电流大于上阈值时，比较器1的输出为1。当误差电流小于下阈值时，比较器2的输出为0；当误差电流大于下阈值时，比较器2的输出为1。设比较器1和比较器2的输出分别为X和Y，将X和Y作为状态机的输入，根据X和Y的逻辑关系，状态机能够自动实现开关状态的切换。图5示出了变滞环电流跟踪控制的开关状态切换原理图。根据当前被选择的开关状态以及误差电流与滞环阈值的关系，系统自动实现开关逻辑的解码，从而实现对应的开关信号。
图6中，S i 为过零比较器1的逻辑信号输出。当误差电流为正方向时，S i 为‘1’；当误差电流为负方向时，S i 为‘0’。定时器1用于定时S i 的正脉冲宽度，其输出为t 1（k），定时器2用于定时S i 的负脉冲宽度，其输出为t 2（k）。S i 的上升沿用于起动计算变滞环的上阈值，S i 的下降沿用于起动计算变滞环的下阈值。比较器1用上阈值与误差电流的比较，当误差电流大于上阈值时，其输出X为‘1’，当误差电流小于上阈值时，其输出X为‘0’。比较器2用下阈值与误差电流的比较，当误差电流大于下阈值时，其输出Y为‘1’，当误差电流小于上阈值时，其输出Y为‘0’。
将上述各逻辑信号作为状态机的控制输入信号，状态机根据输入信号和当前的开关状态来选择对应的开关状态输出，状态机的控制逻辑如图5所示。逻辑解码单元主要根据当前的开关状态进行解码，其输出作为全桥逆变器的开关信号。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进，这些改进也应视为本发明的保护范围。

Claims (9)

1.一种二级式HID电子镇流器的数字滞环电流跟踪控制方法，其特征在于：采用低频方波叠加高频PWM控制基础上增加恒功率控制，包括高强度气体放电灯电子镇流器和恒功率双闭环控制；其中，高强度气体放电灯电子镇流器包括电磁干扰滤波电路、全桥逆变电路、点火脉冲电路、基于ARM的数字控制电路和辅助电源，所述电子镇流器的逆变电路采用低频方波叠加高频PWM的控制方式，所述恒功率双闭环控制包括内环和外环，所述内环为电流控制环，所述电流控制环采用电流滞环跟踪控制，所述外环为功率控制环，所述功率控制环采用线性PI进行恒功率控制，并用数字方式实现。
2.根据权利要求1所述的二级式HID电子镇流器的数字滞环电流跟踪控制方法，其特征在于：所述全桥逆变电路包括功率IGBT的T1，T2，T3和T4、功率IGBT的反并联二极管D1，D2，D3和D4、4个功率IGBT对应的PWM驱动信号PWM1，PWM2，PWM3和PWM4、用于高频滤波的电感L和电容C、HID灯等效电阻R、左半桥臂检流电阻Rsense1和右半桥臂检流电阻Rsense2；其中，所述vdc和idc分别为PFC输出电压（逆变器直流母线电压）和PFC输出电流（逆变器直流母线电流），所述iL为流过电感L电流，所述i1和i2分别为流过左半桥臂检流电阻Rsense1和右半桥臂检流电阻Rsense2的电流。
3.根据权利要求2所述的二级式HID电子镇流器的数字滞环电流跟踪控制方法，其特征在于：所述低频方波叠加高频PWM的控制方法有四种实现方式：
（1）开关管T2和T4处于低频开关状态（相同的开关频率，决定输出方波电压的频率），开关管T1和T3处于高频PWM开关状态（相同的开关频率，其占空比决定输出方波电压的幅值），在T2导通期间内，T1和T4关断，T3处于高频PWM开关状态，在T4导通期间内，T2和T3关断，T1处于高频PWM开关状态；
（2）开关管T1和T3处于低频开关状态（相同的开关频率），开关管T2和T4处于高频PWM开关状态（相同的开关频率），在T1导通期间内，T2和T3关断，T4处于高频PWM开关状态，在T3导通期间内，T1和T4关断，T2处于高频PWM开关状态；
（3）开关管T3和T4处于低频开关状态（相同的开关频率），开关管T1和T2处于高频PWM开关状态（相同的开关频率），在T3导通期间内，T1和T4关断，T2处于高频PWM开关状态，在T4导通期间内，T2和T3关断，T1处于高频PWM开关状态；
（4）开关管T1和T2处于低频开关状态（相同的开关频率），开关管T3和T4处于高频PWM开关状态（相同的开关频率），在T1导通期间内，T2和T3关断，T4处于高频PWM开关状态，在T2导通期间内，T1和T4关断，T3处于高频PWM开关状态。
4.根据权利要求2所述的二级式HID电子镇流器的数字滞环电流跟踪控制方法，其特征在于：所述全桥逆变电路的恒功率控制系统通过PFC输出电流idc的平均值（通过i1和i2计算可得）与PFC输出电压vdc相乘后可得PFC实际输出功率，通过功率环的控制，PFC输出的功率恒定，进而使灯功率基本稳定，所述功率控制环的PI调节器输出iref作为电流控制环的给定。
5.根据权利要求3所述的二级式HID电子镇流器的数字滞环电流跟踪控制方法，其特征在于：所述开关管与开关周期的关系如下：
在电感电流正半周期内（PWM4为高电平），将检测的-i2作为电流反馈（i2≧iL,且i2=iL），当i2≧iref+Δ时，开关状态由S1切换到S8，电流i2开始减小（即电感电流iL开始减小），当i2≦iref-Δ时，开关状态由S8切换到S1，电流i2开始增大（即电感电流-iL开始增大）；其中，滞环环宽为2Δ，在第m个开关周期内，开关管T1导通期间内（ton(m)）满足如下关系式
Figure 729305DEST_PATH_IMAGE002
（1）
由式（1）可得，
Figure 177604DEST_PATH_IMAGE004
开关管T1关断期间内（toff(m)）满足如下关系式
Figure 849019DEST_PATH_IMAGE006
（2）
由式（2）可得，
Figure 775387DEST_PATH_IMAGE008
T1的开关周期T(m)满足如下关系式
Figure 793022DEST_PATH_IMAGE010
（3）
在电感负半周期内（PWM2为高电平），将检测的i1作为电流反馈（i1≧0,且i1=-iL），当i1≦iref+Δ时，开关状态由S2切换到S3，电流i1开始减小；当i1≧iref-Δ时，开关状态由S3切换到S2，电流i1开始增大，在第n个开关周期内，开关管T3导通期间内（ton(n)）满足如下关系式
Figure 349905DEST_PATH_IMAGE012
（4）
由式（4）可得，
Figure 272730DEST_PATH_IMAGE014
开关管T3关断期间内（toff(n)）满足如下关系式
Figure 2789DEST_PATH_IMAGE016
（5）
由式（5）可得，
Figure 78192DEST_PATH_IMAGE018
T3的开关周期T(n)满足如下关系式
Figure 25551DEST_PATH_IMAGE020
（6）
进一步分析可知，灯端电压uR满足如下关系式
Figure 311039DEST_PATH_IMAGE022
（7）
其中，IR为流过灯的平均电流（跟踪给定电流），
Figure 454575DEST_PATH_IMAGE024
为流过灯的纹波电流；所述电感电流的纹波全部流入滤波电容（即
Figure 509119DEST_PATH_IMAGE026
），灯端电压的平均值UR与其瞬时值uR相等，即UR=uR，T2和T3在其开关区间内，所述开关周期有如下关系式
Figure DEST_PATH_IMAGE028
（8）
由式（8）可知，在系统控制参数不变的情况下，高频开关管的开关频率主要由灯端电压决定。
6.根据权利要求5所述的二级式HID电子镇流器的数字滞环电流跟踪控制方法，其特征在于：所述稳定的开关周期的计算方法为：
为了获得一个稳定的开关周期Tref，在第k个开关周期内相邻误差电流过零点的时间间隔必须相等且之和为Tref，即满足：
Figure DEST_PATH_IMAGE030
（9）
式（9）中，t1（k）和t2（k）为第k个开关周期内相邻误差电流过零点的时间间隔，根据上述可知，在第（k-1）个开关周期和第k个开关周期内，两个误差电流的下降斜率相等，第（k-1）个开关周期的滞环下阈值B2（k-1）已由前一个相邻误差电流过零点的时间间隔和当前开关周期的滞环上阈值B1（k-1）所确定，则通过测量相邻误差电流过零点的时间间隔t1（k-1）后，第k个开关周期的滞环上阈值B1（k）就可以确定，该值决定了t2（k）为半个开关周期Tref，因此，第k个开关周期的滞环上、下阈值的解析表达式为：
Figure DEST_PATH_IMAGE032
（10）
式（10）中，B1（k）和B2（k）分别为第k个开关周期的滞环上阈值和下阈值；t1（k-1）为第（k-1）个开关周期内误差电流下降段过零点与上升段过零点之间的时间间隔，t2（k）为第k个开关周期内误差电流上升段过零点与下降段过零点之间的时间间隔；由式（10）看出，这种通过测量当前半开关周期的相邻误差电流过零点的时间间隔来调整当前后半开关周期内的滞环上阈值或下阈值的方法能够使系统更快地获得一个稳定的开关周期。
7.根据权利要求2所述的二级式HID电子镇流器的数字滞环电流跟踪控制方法，其特征在于：所述低频方波全桥逆变器变滞环电流跟踪控制器包括过零比较器1、定时器1、定时器2、比较器1、比较器2、状态机和逻辑解码单元，所述过零比较器1的逻辑输出信号为Si，所述定时器1用于定时Si的正脉冲宽度，其输出为t1（k），所述定时器2用于定时Si的负脉冲宽度，其输出为t2（k），所述状态机根据输入信号和开关状态选择对应的开关状态输出，所述逻辑解码单元根据当前的开关状态进行解码，所述逻辑解码单元的输出作为全桥逆变器的开关信号。
8.根据权利要求7所述的二级式HID电子镇流器的数字滞环电流跟踪控制方法，其特征在于：所述Si与误差电流的关系为：当误差电流为正方向时，所述Si为‘1’；当误差电流为负方向时，所述Si为‘0’，所述Si的上升沿用于起动计算变滞环的上阈值，所述Si的下降沿用于起动计算变滞环的下阈值。
9.根据权利要求7所述的二级式HID电子镇流器的数字滞环电流跟踪控制方法，其特征在于：所述比较器1用上阈值与误差电流的比较，当误差电流大于上阈值时，所述比较器1输出为‘1’，当误差电流小于上阈值时，所述比较器1输出为‘0’，所述比较器2用下阈值与误差电流的比较，当误差电流大于下阈值时，所述比较器2输出为‘1’，当误差电流小于上阈值时，所述比较器2输出为‘0’。
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