CN110940846B - 用于从串行数据流中去除扰动的设备和方法及包括这种信号去除设备的测量和/或保护设备 - Google Patents

Abstract

本公开涉及用于从串行数据流中去除扰动的设备和方法及包括这种信号去除设备的测量和/或保护设备。提供一种设备，其基本上从脉冲密度调制信号中去除扰动信号，该脉冲密度调制信号表示待测量的信号和应用于待测量的信号的扰动的组合。通过从脉冲密度调制信号中减去校正信号来完成扰动的去除。这种方法引入的延迟非常小，因为它可以通过简单的逻辑门实现。它还提供比特误差的效果更强的免疫。

Description

用于从串行数据流中去除扰动的设备和方法及包括这种信号 去除设备的测量和/或保护设备

技术领域

本公开涉及一种用于从比特流去除扰动信号的方法和设备，其中比特流表示待测量的模拟信号和应用于该模拟信号的扰动的组合的数字版本。它还涉及包括从比特流中去除扰动信号的设备的测量和/或保护设备。

背景技术

众所周知，需要以保证的精确度来测量参数，例如电压或电流。还已知的是，在长时间段和宽范围的温度和其他环境条件下能够提供高精度(例如1％精度或更好)的电流分流器或分压器可能非常昂贵。例如，在电表的情况下，其中使用的电流分流器必须具有已知的电阻，并且在大的温度范围内，在大约10年或20年的工作寿命期间将电阻保持在1％或更好，并且在潮湿的情况下。

技术和测量系统，其中提供已知的扰动电流或电压，以便能够非常精确地监视电流变换器或分压器的传递函数。此外，这种监测可以在原位进行，同时使用电流传感器或分压器。此类系统的实例描述于WO2013/038176、WO2014/072733和WO2014/191776中。

在某些情况下，监视电流或电压(或两者)是作为保护装置的一部分进行的。在这些情况下，希望可以快速检测到出界电流或电压，并采取补救措施以减少对系统的潜在损害，甚至损失生命。

在保护系统中，仍然需要知道电流传感器和/或分压器的传递函数。因此，应用已知的扰动信号来表征保护系统的传递函数是合适的。

希望这种保护和监视功能以减少(并且优选地最小化)的等待时间工作。这表明保护电路应该与模数转换器的数字输出一起工作，特别是高数据速率低总线宽度转换器，例如ΣΔ模数转换器。

此外，在保护系统中，非常希望由系统执行的数据处理基本上不受比特误差的影响。

发明内容

本公开提供一种用于从第一比特流中去除扰动信号的设备。第一比特流表示输入信号的数字化值，其包括待测量的模拟值(被测量)和被加到或叠加在待测量的模拟值上的扰动值。扰动值是模拟域中的已知大小，但其对第一比特流的贡献是未知的。

了解扰动值的大小和定时允许确定测量被测量的换能器的传递函数。它还能够监视信号处理链的性能，例如在其应用的增益或通过作用在换能器输出上的模拟信号处理链的相移方面。然后，来自传感器和处理链的模拟信号从模拟域转换到数字域。通常在仪表系统中，模拟数字转换器是ΣΔ调制器。如本领域技术人员所知，Σ-Δ调制器在其输入端产生脉冲密度调制版本的模拟信号。在其最简单的形式中，ΣΔ调制器以高数据速率产生单个串行数据流。这种数据速率通常在每秒100万比特的范围内。然而，也可以在ΣΔ调制器内提供多级量化器，因此来自这种调制器的输出不限于单个位通道，并且可以是几位宽的比特流，例如两位或者三位。如这里所使用的，术语“比特流”是指由Δ-Σ装置输出的高数据速率低宽度字，并且与由逐次逼近例程转换器输出的较高分辨率字对比。

直接处理模数转换器的比特流输出，而不是使用从比特流导出的多位字，例如数据速率较低的24位宽字带来了数据处理路径中的一些挑战。然而，发明人意识到直接在比特流上工作为电噪声环境中的时间关键响应提供了显着的可靠性改进。稍后将更全面地讨论这一点。然而，就目前而言，足以注意到在电噪声环境中总是存在噪声可能导致比特被翻转的可能性，使得作为“1”发送的比特被接收为“0”，反之亦然。

在比特流信号中，所有比特具有相同的权重，并且如果翻转单个比特，则引入的百分比误差很小。但是，在宽数据字中，如果在一个更重要的比特上发生比特误差，则百分比误差可能很大。虽然可以采用错误编码技术来允许识别字中的损坏，但是这可能导致在例如串行数据链路上传输数据字所需的时间增加，并且还可能需要重新传输该字。这可能会引入显着的延迟。

在本公开的实施例中，设备包括第一路径，其中ΣΔ调制器的输出被提供给数字处理电路，并且数字处理电路的输出表示比特流，好像没有应用扰动信号。第一扰动信号处理布置适于例如在第一比特流内搜索扰动信号，以便识别它并对其进行参数化，使得可以创建扰动信号的理想化版本并将其提供给数字处理电路，以便例如在第一比特流和扰动信号的理想化版本之间形成差异。

发明人意识到他们可以利用不需要实时处理扰动信号的事实，以便提供用于提取扰动信号的快速和有效的机制。此外，这使得能够从ΣΔ调制器的脉冲串输出中提取扰动信号。

可以形成扰动信号的复制品作为第二比特流，并且可以从第一比特流数字地减去第二比特流以留下第三比特流，这表示Σ-Δ调制器的输出将不应用扰动信号。或者，可以形成反作用信号(实际上是扰动信号的倒数)并将其添加到第一比特流。

在其他实施例中，第一扰动信号处理器或另一数据处理器可以被布置为监视从其导出的第三比特流或向下转换的数据字以寻找扰动信号的残余分量，并且使用它来细化副本扰动信号的生成。检查第一比特流以识别扰动信号并检查第三比特流或从第三比特流导出的信号以识别扰动信号的残差的方法可以一起使用。

可以扩展本发明的教示以从比特流移除不需要的信号，其中不需要的信号重复，使得可产生不需要的信号的近似并转换以形成例如第二比特流。在这样的布置中，不需要的信号内的频率不需要是不变的，但是应该足够缓慢地改变以使第一扰动信号处理器调整其对不需要的信号的估计，以便形成足够精确的第二比特流以使得能够第三比特流使不需要的信号在其中衰减到可接受的量。

在扰动信号是电流的情况下，它可以被称为扰动电流或测量电流。类似地，在扰动信号是电压的情况下，它可以被称为扰动电压或测量电压。

根据本公开的第二方面，提供一种测量装置或保护装置，其包括根据本公开的第一方面的设备。

保护装置可以是断路器。保护装置可以布置成响应于过电压条件，欠电压条件或过电流条件而呈现“开路”状态。

本发明还提供了一种处理比特流以从其中去除扰动或其他不需要的信号的方法，该方法包括：

接收第一比特流信号；

形成第二比特流信号，表示希望在第一比特流中去除或衰减的扰动信号或不需要的信号，并处理第一和第二比特流以形成第三比特流，其中扰动或不需要的信号分量被抑制或减弱。

附图说明

现在将参考附图仅通过非限制性示例的方式描述本公开的实施例，其中：

图1是耗电量计的透视图；

图2更详细地示出了图1的仪表的功能块；

图3是电流分流器的电路图，用于将通过分流器的电流转换为分流器两端的电压；

图4显示了与图3相同的电流分流器，但是当另外的已知时变扰动M(t)应用于通过分流器的电流时；

图5a、5b和5c示意性地示出了电流波形I(t)和M(t)以及超位置V(t)的结果；

图6示意性地示出了用于测量流过分流器的电流和用于添加负载扰动信号的电路；

图7示意性地示出了具有扰动发生器的电流测量电路的实施例；

图8示出了可以消除扰动电流的贡献的信号处理电路的示例；

图9示出了根据本公开的教导的信号处理电路；

图10a、10b和10c以图解形式示出了对由形成图7所示的模数转换器的Σ-Δ调制器输出的比特流执行的信号处理操作；

图11表示比特流处理电路的一个例子；

图12表示单比特减法器的一个实施例；

图13a和13b示出了用于将比特流的宽度增加到多比特字的电路的实施例；

图14显示了单级Δ-Σ调制器；

图15显示了一个多级Δ-Σ调制器；

图16示出了用于将扰动信号M_V(t)添加到分压器的电路；

图17示出了用于将扰动信号添加到分压器的电路的另一实施例；

图18示出了如何使用另一模拟通道有助于估计扰动电压V_m的贡献；

图19示出了另一实施例，其中使用第二电流传感器改善了扰动信号的特性的估计；

图20示出了使用电感换能器的电流传感器的实施例；

图21示出了用于测试扰动信号的减法是否有效以及用于修改第二比特流的产生的修改电路；

图22示出了构成本公开的实施例的保护电路。

具体实施方式

这里描述的用于去除已知扰动信号的技术可以应用于计量和监视/保护系统，其中已经引入已知的扰动信号以允许表征传递函数。最初，我们将描述在计量系统的环境中使用扰动信号。

图1是构成本公开的实施例的电子电表的透视图。通常标记为10的仪表具有带电和中性导体12和14，其将仪表10连接到电源，例如国家的国家电网或本地发电系统。另外的带电和中性导体22和24从仪表朝向负载延伸，例如家用住宅、工厂、数据中心、充电站、街道设施、器具等。仪表10用于测量在电力供应和负载之间流动的电流。负载汲取的电流量可以显示在显示器26上，或者通过合适的通信接口27(例如无线调制解调器或有线接口或甚至电力线通信)发送回其他地方的监控站。通常，电力供应商对用户消耗的能量感兴趣。因此，通常仪表10还测量导体12和14之间的供电电压，并使用它来计算用户消耗的瞬时功率。给定时段中的瞬时功率与先前估计的总能量消耗相加，并且仪表显示用户消耗的能量的运行总和，通常以千瓦，kW，小时的形式。运行总的kW小时通常显示在仪表10上的显示器26上。仪表还可以测量返回到电源的功率。该数据可以通过合适的通信方案发送到监视和/或计费实体。

图2示意性地示出了仪表10被放置在家用住宅中以便监测在导体12和22之间通过的有效电流，分别代表分配侧“带电”和负载侧“带电”。然后，通过仪表的电流通常被提供给分配块30，分配块30包含与多个开关、熔断器或断路器35、36、37和38连接的汇流条32，其提供到各个负载的电流路径，例如环形主体、照明电路、淋浴和家用住宅内的炊具。

仪表10包括具有电流测量变换器40的电流测量通道42。各种电流变换器可用于测量电流。电流分流器，即插入电流流动路径的电阻，通过将电流转换为跨过分流器测量的电压来提供电流的间接测量。

电流分流器的典型应用包括过电流保护以及电力消耗的计量。在使用中，在电流流动路径中提供已知电阻的分流器。分流器两端的电压与分流器中流动的电流和分流器的电阻成正比。

在保护系统中，将电流或电压的值与预定阈值进行比较，并且如果该值超过预定阈值，则采取动作。

该动作可以是相关的机电开关的操作，使得可以抑制导体12中的电流流动。这一行动可以单方面进行。或者，根据过电流偏移的严重程度，可以向控制中心发送消息，其中请求关于维持或断开要发布的供应的指令。保护系统还可以测量电压以检测过电压和欠电压条件，并且所采取的动作可以取决于测量的电流和测量的电压。

在可能损坏部件的过电流的情况下，期望准确且快速地检测过电流，使得可以无延迟地采取补救措施。

为了使电流测量准确(对于计量或用于保护系统)，需要至少以所需精度知道分流器的电阻。此外，必须采取措施确保分流器的自加热不会降低测量精度。对于适度或大电流，分流器需要具有非常低的电阻。此外，分流器的电阻不得随时间改变，例如由于腐蚀、自加热、过电压效应、热循环或其他环境条件。

使用电流分流器的替代方案是使用电流互感器或类似的基于感应的传感器，例如Rogowski线圈。这种电流互感器或Rogowski线圈的缺点是它们不能用于测量DC电流。Rogowski线圈的另一个缺点是，对于给定大小的电流，来自这种装置的输出与电流的频率成比例地增加。这可能意味着，除非采取措施解决这个问题，否则电流中谐波分量的贡献可能会被夸大。然而，这种电感式传感器的优点在于它与载流导体保持隔离，从而提供更大的操作安全性，甚至允许装置围绕操作导体进行改装。借助于流过正被测量的导体的电流在电流互感器中感应的电流通过使用负载电阻器转换成电压。准确确定正在测量的导体中流动的电流需要了解电流互感器和负载电阻器的传递函数。对于Rogowski线圈，不需要负载电阻。

其他磁传感器是已知的，例如霍尔效应器件、磁阻传感器等。提供一种能够可靠地监视电流变换器并指示电流变换器的传递函数是否随时间变化的设备将是有利的。这里描述的设备和技术适用于任何这种电流变换器。然而，为简单起见，这里描述的实施例将主要集中于使用分流器来测量电流。应该注意，这里描述的技术适用于任何换能器和测量系统。

返回到图2中所示的仪表10，在该示例中，它具有在带电导体12的路径中的分流器40，以及用于接收在分流器40两端产生的电压并向数据处理器50提供电流信号的处理电路42。仪表10还包括电压通道，其中电压测量电路52测量带电导体和中性导体之间的电压，并向数据处理器50提供电压估计。应该注意，仪表也可以实现本地保护功能，例如在过电流事件或接地泄漏事件的情况下使用继电器(未示出)执行电源的断开。

电流和电压通道的电路42和52，无论是仪表还是保护装置，都可以包括用于滤除寄生噪声或其他带外干扰的滤波器。电路42和52还可以包括可变增益放大器，其可操作以响应于来自数据处理器50的信号改变其中的增益。通道还可以包括相应的模数转换器或者可以在它们之间共享模数转换器。电路中的滤波器，例如抗混叠滤波器或其中的其他部件(例如，如果电流传感器是Rogowski线圈，则是积分器)可以在信号处理中引入相位或时间偏移。因此，电路42和52还可以包括时间对准装置，例如移位寄存器或其他形式的存储器，以确保瞬时电压测量与相应的瞬时电流测量时间对准。

图3更详细地示出了电流测量通道42的实施例的一部分。分流电阻器40设置在导体12中，导体12承载从电源到负载的电流I_L(t)。负载电流I_L(t)可以是直流电或交流电。流过分流电阻器40的电流被转换成表示导体12中的电流的电压V(t)。电压V(t)通过以下方式与电流I_L(t)相关：

V(t)＝I_L(t)*R_S 等式1

其中：

I_L(t)＝负载电流

V(t)＝分流电阻器两端的电压

R_S＝分流电阻器的电阻.

电耗表通常要求测量所消耗的功率优于1％或2％。这意味着分流电阻器40的电阻也需要至少知道该精度，并且实际上更多的是允许由电压信道的不准确性引起的误差复合，量化误差等仍然落在例如1％精度或更好的允许极限内。

在期望测量大电流的情况下，例如在数十或数百安培(如果不是更多)中，则电阻器的电阻必须非常低，以便电阻器40的I²R加热不会损坏它。结果，可能难以精确地制造这种低值电阻器，尤其是必须在长时间和温度范围内稳定并且耐湿的电阻器。

分流电阻器40的电阻可以在仪表10或采用它的其他电路的构造期间通过工厂校准来确定。然而，这并不能保证电阻器40的电阻在其寿命期间不会改变。作为替代方案，电表的制造商可能不希望在制造时进行校准，并且这种校准可以在以后或原位进行。

为了确定分流电阻器40的电阻，作为初始校准程序的一部分或者为了确认在初始工厂校准之后分流电阻没有随时间改变，期望使已知电流通过分流器。然而，将电表或保护电路从分配电路中取出以隔离它使得已知电流可以通过是不合适的，并且通常是不可能的。

然而，本申请人已经描述了一种方法，其中已知的扰动信号M_I(t)也通过电流测量变换器，使得换能器的输出来自已知信号M_I(t)和未知负载电流I_L(t)的响应的叠加。

因此，在包括电流分流器40的电流测量变换器的情况下，两个电流必须通过分流器40。假设分流器具有电阻Rs，那么，如图4所示，分流器两端的电压V(t)是：

V_S(t)＝Rs*I_L(t)+Rs*M_I(t) 等式2

如果我们假设I_L(t)基本上是正弦曲线，如图5a所示，并且M_I(t)是方波信号(例如，第一个和第二个值之间的转换速率受限转换)，如图5b所示，那么电阻器两端的复合输出电压可能看起来像如图5c所示的波形。为了便于说明信号的总和，扰动M_I(t)的大小及其对复合信号的影响被夸大了。

图6以简化形式示意性地示出了用于测量负载电流的电路，其中负载电流I_L(t)通过电阻器40并且附加电流源60汲取可变电流，如电流对时间函数62示意性所示，以便将扰动电流M_I(t)加到负载电流I_L(t)上。电阻器40两端的电压提供给差分放大器70，差分放大器70在通过抗混叠滤波器75将差分信号输出到差分模数转换器80之前将其放大。

图7示出了电流测量设备的另一实施例，其中图6的组件在图2所示的电路的背景下示出。提供包括电流DAC的电路60，用于产生已知的时变电流MI(t)，其可以应用于分流电阻器40以测量其电阻。因此，处理电路42的输入端的电压包括通过分流器的负载电流I_I(t)和测量电流M_I(t)之和。如果测量电流M_I(t)以已知方式作为时间的函数而变化，无论是预定的还是测量的，则可以提取仅由测量电流M_I(t)的流动产生的电压分量。假设已知测量电流M_I(t)具有足够的精度，则也可以确定分流器的传递函数(在这个例子中是电阻)，并且类似地，还可以确定作用于来自分流器的电压的信号处理电路的传递函数。

电流M_I(t)可以由任何合适的电流产生设备产生。

通常，测量电流M_I(t)远小于负载电流I_L。例如，可以预期负载电流落在0到100安培的范围内。然而，测量电流通常仅在mA的范围内。因此可以看出，与瞬时负载电流信号相比，由时变测量电流产生的变化信号要小得多。

分流电阻器两端的电压(或电流互感器的负载电阻)由放大器70放大，然后在由ADC 80数字化之前通过抗混叠滤波器75，ADC 80可以是∑-Δ调制器。

出于本公开的其余部分的目的，我们将假设模数转换器80以Σ-Δ调制器的形式实现。Σ-Δ调制器的输出是高数据速率比特流，有时仅1比特宽，但可能是2、3或更多比特宽。

如本领域技术人员所知，比特流有效地表示输入的脉冲密度调制版本。通常并且如图8所示，本领域技术人员将从ADC 80处理比特流，最佳地通过对其进行滤波，然后在转换器130处对其进行抽取，以便将比特流从高速率低宽度比特流转换为低速率高分辨率数据字。因此，由转换器130执行的转换过程产生相对高分辨率的转换字，例如24比特，以相对低的比特更新速率给出或取几比特，例如每秒4000比特(与来自Σ-Δ调制器80的输出的每秒100万比特相比)。就其本质而言，转换器130必须顺序地操作大量位，因此转换引入时间延迟。换句话说，如果突然出现大规模过流事件，可能需要一到两个转换周期才能显现出来。这可能会导致延迟大约半毫秒左右。在给出有效输出之前，额外的滤波和信号处理可能需要几个字，从而引入进一步的延迟。

尽管扰动分量很小，但是可能希望将其去除，例如使得由这样的系统提供的数据的最终用户可以有效地不知道扰动信号的存在。结果，转换器130输出的字可以被发送到处理器140，处理器140分析高分辨率但低更新速率数据字的序列以识别由扰动分量导致的电压变化。有效地，这可以通过在过程140a处的低通滤波来识别高分辨率字以在幅度和相移方面识别扰动信号分量，然后表示该扰动的新系列字用于修改从数据转换器130输出的字(在过程140b)。这种扰动分量的识别和提取本身可能需要一些时间，因为它是在不断更新的数据集上执行的，因此如果处理高分辨率字以滤除扰动，则可能会引入几毫秒或更长时间的进一步延迟。

处理器140的输出采用相对较低数据速率的相对较宽的字的形式(在该示例中为每秒4000字的24比特)。

这些字通常必须通过隔离屏障150传输到应用处理器152，应用处理器152对数据执行一个或多个任务。

隔离屏障150可以是任何合适的技术。隔离屏障可以是电感耦合器，例如变压器或磁电阻器，其响应于由线圈中流动的信号引起的磁场。也可以使用电容或光学耦合器。

从处理器140到应用处理器152的数据传输需要对比特误差具有鲁棒性。可以用纠错码对单词进行编码，但是从一个或多个比特误差中识别和恢复的开销可能很大。由于这个原因，多位字被第二转换器154重新编码(或上变频)成比特流。这实际上是另一个∑-Δ调制，并且因为输入是数字字，所以∑-Δ调制可以完全在数字数据处理器内实现。

因此，随着比特率从每秒24×4000＝96000比特修改为期望的比特流速率，可能回到每秒1000000比特，但是任何单比特误差的影响显着降低。然而，重新转换为比特流引入了进一步的延迟。

然而，如果宽的低数据速率字没有被重新调制成脉冲密度比特流(或脉冲宽度比特流)，则任何比特误差都可能由误差检查例程处理，该例程必须通过隔离屏障发回请求以便重新发送该字。

发明人认识到可以利用扰动信号的周期性质，以便对其进行参数化，然后对其进行重构，以便去除比特流级别的扰动信号，即从∑-Δ转换器80输出的数据速率，从而提供近扰瞬时去除扰动信号并避免将比特流信号转换成不同数据速率的需要。

图9中示出了根据本公开的教导的电路的实施例。这里，Δ-∑ADC调制器80输出第一比特流。第一比特流200表示负载电流I_L(t)的转换值和任何测量扰动信号M_I(t)。第一比特流沿第一和第二路径引导。

第一路径210将第一比特流200带到数字处理电路220的输入，在该示例中，数字处理电路220是差分。

第二路径250将第一比特流带到扰动信号处理电路255，其中第一比特流由滤波器260滤波，并且可选地被抽取，以将其从高比特率低数据宽度信号转换为较低数据速率较高分辨率字。

然后可以将高分辨率字提供给处理器280，处理器280识别信号分量M_I(t)，例如通过使用基于相关的分析(因为驱动图7的DAC 60的信号是已知的)，通过频域分析或任何其他合适的技术或技术的组合。

一旦识别出M_I(t)的分量，就可以用频率内容、幅度、标记空间比、转换速率等来描述，以生成M_I(t)的理想化版本，然后可以对其进行处理以重建由重建处理器300仅表示M_I(t)的Δ-∑比特流。重建处理器300可以包括物理DAC、滤波器和Δ-∑调制器以重建比特流，或者比特流可以纯粹由适当实现的数字处理器再生。

重建处理器300的输出可以被视为第二比特流，并且这被提供给数字差分器220的第二输入。

数字差分器220形成第三比特流作为第一和第二比特流之间的差。第三比特流需要能够对比特差分的幅度以及差的符号进行编码。然后，第三比特流可以通过隔离屏障150(如果提供的话)传递到应用处理器152。

滤波器260、比特流再生器300和数字处理电路(差分器)220可以由专用硬件实现。扰动识别系统280也可以用硬件实现，例如通过快速傅立叶变换电路，但有利地使用可编程处理器或数字信号处理器来实现。由于1Mbs与数字信号处理器和微处理器的操作速率相比相对适中，因此，如果需要，滤波器260、比特流再生器300和数字差分器220中的一个或多个可以使用微处理器或数字信号处理器和适当的程序代码来实现。

现在将关于图10a到10c进一步讨论比特流数字处理器/数字差分器220的操作。

假设Δ-Σ调制器的输出是单个比特流，如图10a所示。还假设处理器300已经重新创建了第二比特流，该第二比特流表示如果没有负载电流则将测量的M_I(t)的Δ-Σ调制版本。第二比特流由图10b示意性地表示。

我们还将假设第一和第二比特流已经进入时间对准，使得可以形成表示第一和第二比特流之间的差异的第三比特流。在该示例中，通过从第一比特流(图10a)中减去第二比特流(图10b)以到达第三比特流来形成差异，如图10c所示。

有四个条件需要处理，它们是：

1-1＝0

1-0＝1

0-1＝-1

0-0＝0

因此可以看出，输出比特流可以取三个值中的任何一个，即1、0、-1。

然而，现在可以看出，这种更高速率的三电平流(其中每个比特可以用符号比特和幅度比特表示)现在可以由期望直接在来自Σ-Δ调制器的比特流上工作的电路处理。

此外，由于Σ-Δ调制器输出是脉冲密度编码信号，如果需要，这可以被利用以将第三比特流转换回二进制比特流。因此，在这个例子中，每次出现'-1'位都可以被锁存，当遇到下一个'1'时，它可以用'0'代替，然后可以清除保持'-1'出现的锁存器。实际上，每个'-1'相对于'1'偏移，并且配对中的两个位都被设置为'0'。因此可以以非常小的等待时间从第一比特流中去除扰动信号。

但是，可以调用更好的比特流处理技术。首先，重要的是要注意每个单独的比特流编码它所代表的信号的短期时间平均值。在AC信号的上下文中，平均值是不断变化的值，但结果是提供比特流与它们编码的信号相比具有足够的时间对准，然后比特流处理将起作用。将其置于图10a和10b的上下文中，如果市电电流信号为50Hz并且比特流为1MHz，则图10a中所示的20个样本代表电源周期的千分之一。如果扰动也在30至300Hz的频率范围内，则图10b也表示扰动信号的非常小的部分。如果10b的比特相对于图10a中所示的比特移动了一个、几个或甚至几十个比特位置，那么尽管图10c中所示的模式看起来不同，但是图10c的比特流在相对短的时间内的平均值(包含数十或数百比特)不会显着改变。

这意味着如果我们采用两个比特流，并对它们执行简单操作(例如加法)，那么我们得到一个比特字作为表示十进制值0、1和2的输出。类似地，如果我们选择减去两个比特流，那么我们得到一个代表值0、1和-1的信号字。然后，我们可以通过使用数字调制器将这个两比特字序列(看起来就像人们从中获得的脉冲编码调制信号，例如，多位逐次逼近例程转换器)重新转换为比特流表示。

一般而言，图11示出了比特流处理电路220，其具有用于接收第一比特流的第一输入节点310和用于接收第二比特流的第二输入节点320。每个节点可选地连接到宽度扩展器312和322(也称为流形)，其可以以比特流时钟速率将比特流转换为N比特宽的字。

扩展器312和322向数字信号处理器330提供足够宽度的数据字(对于期望的信号质量)，在该示例中，数字信号处理器330可以像1比特半减法器一样简单但可以是更宽的(例如2、3比特或更多比特)减法器。一比特减法器是本领域技术人员已知的，但为了完整性，图12中示出了一个减法器的电路图。可以看出，半减法器使用XOR门332来指示输入A和B何时彼此不同。反相器332和与门336产生“借位”信号，在该示例中，该信号可以用作符号位。

应该需要更高的分辨率图13a和13b示出了用于将比特流转换为N比特宽字的宽度扩展器电路。图13a提供无符号字转换(输出＝0和2^(N+1)-1)，图13b显示输出有符号字(输出±2^N-1)的转换电路。

在这个例子中，我们只需要1位半减法器作为信号处理器330，然后可以省略宽度扩展器312和322。

返回图11，数字信号处理器330的输出由数字调制器335转换回信号比特流(在该示例中)。

数字调制器可以使用Δ-∑调制器电路形成，但适用于完全在数字域中使用。

单级Δ-∑调制器如图14所示。这里，数字减法器340在其+(加法)输入端接受输入字。数字减法器的输出被提供给围绕多位加法器344和多位锁存器346形成的数字积分器342。

积分器342的输出被提供给比较器350。比较器可以例如仅检查来自积分器的字的最高有效位，并且每次设置最高有效位时(或达到其他一些阈值)，从比较器350输出“1”。因此，输出信号形成比特流，并且还被提供给缓冲器或数字-数字转换器352，以输出提供给减法器340的减法输入的数字字。因此，如果比较器输出′1′，则从输入信号中减去预定值。如果比较器输出“0”，则将预定值加到输入信号上。加法或减法的值可以由数字转换器352(其可以是数字下变频器，DDC)生成。

减法器340和加法器344都可以使用信号加法器或其他合适的硬件来实现，或者可以在可编程数据处理器中实现。

一阶调制器将噪声引入比特流。可以通过使用更高阶调制器来重新整形该噪声，使得较少的噪声落在感兴趣的带宽中。高阶Δ-∑调制器级联多级，每级由减法器340和积分器342形成，如图15所示。这种高阶调制器对于本领域技术人员来说是已知的。

这里描述的方法也可以应用于使用分压器的电压测量电路。

图16是通常标记为400的电压衰减器的示意图，其可以分别测量第一和第二输入节点402和404之间的电压差。衰减器包括连接在第一输入节点402和节点420之间的第一电阻器410。第二电阻器430连接在节点420和另一节点440之间。提供开关460，使得节点440可以直接连接到第二输入节点404，或者通过电压发生器470直接连接到节点404，这取决于开关460的状态。节点420和440之间的电压V_A表示衰减器400的输出。

节点402可以连接到带电导体12，并且节点404可以连接到中性导体14或接地节点。备选地，节点402可以连接到中性导体14，并且节点404可以连接到带电导体12。

为简单起见，假设第一电阻器418具有值R1，并且第二电阻器430具有值R2。还假设节点402和404处的电压分别是V402和V404。

我们可以将Vin写作|V₄₀₂-V₄₀₄|。

可以看出，当开关460可操作以将第二电阻器430直接连接到第二节点404时，则电压V_A由下式给出：

当开关460可操作以将第二电阻器430连接到相对于V₄₀₄输出电压V_M的测量电压源470时，显然：

考虑到后一个等式，很明显由于施加测量信号而产生的可变电压出现在由下式表示的VA处：

因此，测量电压V_M由衰减器以与输入信号完全相同的方式衰减。因此，寻找与电压V_M的变化相关的输出电压V_A的变化，即与开关460的转变相关，使得能够测量衰减器400的衰减比。

V_M可以被提供为方波波形，例如通过开关460的操作，尽管方波波形的两个状态之间的转换不需要是瞬时的，也不需要相同的持续时间。

图17示出了图16中所示装置的替代实施方式。具体地，与开关460的连接已经被连接到包括运算放大器492的电压跟随器490，其中运算放大器的非反相输入连接到数模转换器494，数模转换器494被驱动以提供时变输入信号M_V(t)。电阻器430两端的电压由与抗混叠滤波器75相关联的差分模数转换器80测量。如果在集成电路上提供电路，则ADC 80和DAC494的性能可以很好地匹配，使得与数据处理器50提供给它的数字代码相比，来自DAC的输出电压是准确已知的。数据处理器50可以驱动DAC 494输出测试波形，即正弦波、方波、方波的分段近似或已知频率的某些其他任意波形，并且由ADC 80提供的数字化信号可用于寻找测试波形并提取它，以便确定衰减器和相关信号处理电路的传输比。

电压M_V(t)的幅度远小于我们希望测量的电源电压V_in的幅度，并且两者都衰减相同的量。因此，测量的电压信号可以淹没用于表征衰减器操作的电压测量信号的幅度。虽然使用过采样Δ-Σ转换器有助于能够编码由扰动测量信号引入的信号电平的变化，但是可以采取其他步骤来改进其识别。可以通过例如使用锁定放大器技术或滤波从衰减器输出的信号中提取电压测量信号。另外，如图18所示，可以通过包括电阻器410a和430a的第二电压衰减器进行电源电压的进一步测量，电阻器410a和430a基本上与由电阻器410和430形成的第一个匹配，但是电阻器430a的下部节点处的电压保持恒定。由此得出，如果不存在测量信号的该衰减器的输出从第一电压衰减器的输出中减去，其中其输出包括减法器500的电源电压信号和电压测量信号，那么减法的结果应该使电压测量信号M_V(t)'基本上没有贡献或来自节点510处的电源电压的干扰。这种方法可以在模拟域中完成，使得由M_V(t)得到的衰减信号M_V(t)'的幅度能够更准确地与信号M_V(t)进行比较，从而更准确地建立衰减器的传递函数。

电压衰减器可以使用电容器而不是电阻器形成。

类似地，可以形成负载电流的估计值，然后从在分流电阻器两端产生的信号的副本中减去，从而将测量信号与负载电流信号的任何剩余部分一起保留，以呈现给用于确定分流电阻器的传递函数的数据处理电路。在图19中更详细地示出了这种布置。这里，提供了标记为S1和S2的两个分流电阻器。为方便起见，它们在带电导体12中显示为串联。然而，只要没有发生漏电，可以预期电流导体12的流动与电流导体14匹配，然后分流器S1和S2可以在带电导体中提供一个、在中性导体中提供一个、或者不太可能都在中性导体中提供。分流器S1和S2不需要被制造成具有相同的值，因为可以通过可变增益放大器和/或可变衰减器来缩放从分流器得到的信号的相对大小，使得它们彼此匹配。然而，为方便起见，可以预期它们具有相同的标称值。如果S1和S2设置在不同的导体中，则可能需要额外的隔离。或者，可以用电感式传感器代替其中一个分流器，使得通过使用非接触式传感器实现隔离。

第一分流器S1两端的电压由第一电压测量电路62a测量。分流器S2两端的电压由另一电压测量电路62b测量，该电压测量电路62b名义上与电路62a相同。实际上，如果需要，可以以时间复用的方式使用单个电路62。在图19所示的布置中，提供测量电流发生器60并且布置成仅为分流S1提供测量电流。

因此可以看出，S2两端的电压与负载电流成比例，而分流器S1两端的电压与负载电流和测量电流之和成比例。因此，负载电流对于这两种测量都是共同的。因此，从S1两端的电压中减去S2两端的电压理论上应该导致仅包含测量电流贡献的电压。因此，可以更精确地确定由测量电流产生的S1两端的电压，并且假定测量电流I_M是已知的，则可以更精确地确定S1的传递函数，因为现在从该操作中去除或抑制了在确定S1的传递函数时有效地充当噪声的负载电流信号。

到目前为止，已经针对分流传感器描述了电路。仅为了完整性，图20示出了电感式传感器，在这种情况下是围绕载流导体540形成的Rogowski线圈530，Rogowski线圈的形成和操作对于本领域技术人员而言是已知的，并且在此不需要进一步描述。在图20中，Rogowski线圈由平面基板两侧的导体形成。上侧的导体用实线表示，而下侧的导体用虚线表示。通孔存在于基板中以在各个连接点处将上导体连接到下导体，以便形成围绕载流导体前进的线圈的螺旋路径。Rogowski线圈530的输出连接到积分器546，以便将Rogowski线圈的响应从与频率成比例的响应转换为基本上与频率无关的响应。积分器的输出可以由低通滤波器75滤波以提供抗混叠功能，然后由模数转换器80数字化。当使测量电流I_M流入附加导体560时，来自Rogowski线圈530的输出被修改以表示负载电流和测量电流之和。测量电流可以是双极性的(在任一方向上流动)，以便增加由于测量电流的存在而导致的ADC输出的有效变化。或者，可以使测量电流在载流导体中流动。

在附加导体560中流动的电流可以由电流源提供，例如通过类似于关于图7描述的电路提供。在附加导体中流动的电流可以由合适的电流产生电路很好地限定，该电流产生电路提供已知的和可能校准的电流，或者同样可以使用不太良好控制的电流发生器，并且可以测量它提供的电流。在任何一种情况下，测量电流的知识和传感器的响应允许估计传递函数。

单个电流源/发生器可以用在多相电源中，并且可以时间复用到各个相，或者在使用附加电线560的情况下，电线可以通过每个电流传感器。

当电流传感器是电流互感器时，图20所示的布置同样有效。如本领域技术人员所知，变压器的输出由负载电阻加载，并且省略了积分器546。

关于图9和10的系统操作的讨论假定表示扰动信号的第二比特流已被正确识别并与第一比特流时间对准。如图21所示，这可以通过添加另外的处理器600来测试，该处理器600被布置成监视来自减法器220的输出以寻找代表扰动信号的分量。如果正确地去除了扰动信号，则应该没有剩余，但是幅度误差或时间未对准可能导致减法效率低于预期。因此，可以监视减法器输出处的扰动信号的任何残余分量，并用于修改由比特流再循环器300形成的重建比特流，以便移位比特流，以便最小化残余分量的存在。

电路600可以包括滤波器，以将比特流转换为低数据速率宽数字字。然后可以对其进行滤波以提取关于任何残余扰动信号的信息以及更新的比特流再生器的系数，其过程类似于放大器中的信号预失真中使用的过程。

电路600可以与电路255一起运行，或者可以用作电路255的替代。

在任何情况下，比特流再循环器被给予它可以存储的参数，使得从电路启动它可以输出与扰动发生器的操作同步的第二比特流，以使得能够无延迟地去除扰动信号对第一比特流的贡献的估计。

该描述集中于从第一比特流中减去第二比特流。然而，如果第二比特流被比特流速率的带符号(即+Ve和-Ve)数字字替换，则可以提供扰动信号的否定版本，并且数字处理器220执行的去除扰动信号的操作变为比特流速率的加法。

还可以得出，该技术可以扩展为从比特流中去除一个或多个周期性或确定性干扰，只要它们可以被预测到所需的准确度。

然后，减法器220输出的信号可以由另外的处理块650处理，该处理块650实现其他功能，例如过电流检测，其可以用于控制断路器700以建立或断开电流流动路径。

为了完整起见，图22示出了保护装置800，其包括用作断路器的机电开关810，以中断沿节点820和822之间的导体815的电流，其表示配电系统中的任意点。通过控制器840激励线圈830来激活机电开关810。该开关带有联动承包商850，其确认开关810到控制器840的状态。电流互感器860和相关的负载电阻器862测量导体中的电流。电流互感器860连接到构成本发明实施例的测量电路870，例如通过包括关于图9或21和图7描述的结构。

因此，可以提供一种系统，该系统可以监视电流检测器或电压衰减器的性能，以确认其传输特性不会降低，同时能够从模数转换器的输出快速地移除监控信号，使得可由其他设备和可能由其他制造商提供的安全关键功能对于扰动信号的存在是不可知的。

在提供隔离屏障的情况下，不限于在形成第三比特流之后放置隔离屏障。可以在ADC 80的输出处放置隔离屏障。

这里提出的权利要求是适于在USPTO提交的单一依赖格式，但是应该理解，任何权利要求可以取决于任何一个或多个在前权利要求，除非这在技术上显然是不可能的。

Claims (19)

1.一种用于从第一比特流中去除已知扰动信号的设备，其中所述第一比特流包括所述已知扰动信号和被测量，其中所述已知扰动信号是表征描述系统的传递函数的值，并且其中所述第一比特流以第一比特率提供，该设备包括：

扰动信号处理器，适于识别所述已知扰动信号并形成所述已知扰动信号的表示，其中所述表示以所述第一比特率形成，其中所述扰动信号处理器设置有所述已知扰动信号的频率的知识，并用它来识别所述第一比特流中可归因于所述已知扰动信号的分量的参数；和

数字处理器，适于接收所述第一比特流和所述已知扰动信号的表示，并形成作为所述第一比特流和所述已知扰动信号的表示的函数的输出流。

2.根据权利要求1所述的设备，其中所述扰动信号处理器作用于所述第一比特流以识别所述已知扰动信号。

3.根据权利要求1所述的设备，其中所述扰动信号处理器包括第一转换器，所述第一转换器适于将所述第一比特流转换成多比特数字字。

4.根据权利要求1所述的设备，其中所述已知扰动信号的表示以第一比特率转换成第二比特流。

5.根据权利要求4所述的设备，其中所述数字处理器适于形成所述第一比特流和所述第二比特流之间的差异。

6.根据权利要求1所述的设备，其中所述已知扰动信号适于形成所述已知扰动信号的否定版本，所述已知扰动信号的否定版本是第一比特率的数字字序列，并且所述数字处理器将数字字添加到所述第一比特流。

7.根据权利要求1所述的设备，其中所述数字处理器还包括数字调制器以产生输出比特流。

8.根据权利要求1所述的设备，还包括来自接收所述第一比特流的输入节点的第一数据路径和第二数据路径，所述第一数据路径连接到所述数字处理器的第一输入，并且所述第二数据路径包括所述扰动信号处理器。

9.根据权利要求1所述的设备，还包括监视所述数字处理器的输出以调整所述已知扰动信号的表示的另外扰动信号处理器。

10.根据权利要求1所述的设备，其中所述扰动信号处理器接收输出比特流作为输入。

11.包括权利要求1所述的设备的电流监测系统或包括权利要求1所述的设备的电压监测系统。

12.一种保护系统，包括权利要求1所述的设备。

13.一种从第一比特流中去除扰动信号的方法，其中所述第一比特流表示包括被测量和应用于所述被测量的已知扰动的模拟信号的数字版本，所述已知扰动对应于描述系统的传递函数的表征，该方法包括：

接收所述第一比特流；

通过被提供有已知扰动信号的频率的知识来识别已知扰动信号，并用它来识别所述第一比特流中可归因于所述已知扰动信号的分量的参数；

形成所识别的扰动信号的复制品；

将所识别的扰动信号的复制品转换为第一比特率的第二比特流；

处理所述第一比特流和所述第二比特流以产生形成为所述第一比特流和所述第二比特流之间的差异的输出比特流，其中所述第二比特流表示所述已知扰动的数字版本。

14.根据权利要求13所述的方法，其中所述第二比特流被生成为相对于所述已知扰动进行相移。

15.根据权利要求13所述的方法，还包括检查所述第一比特流以更新用于形成所述第二比特流的参数。

16.根据权利要求13所述的方法，还包括检查所述输出比特流以更新用于形成所述第二比特流的参数。

17.根据权利要求13所述的方法，还包括将所述第一比特流从低宽度高数据速率数字信号下转换为较大宽度的较低数据速率的字序列，并分析所述字以识别所述已知扰动信号的贡献。

18.一种用于监测被测量超出可接受限度的偏差的保护装置，所述装置包括用于将所述被测量转换成输入信号的换能器、用于处理所述输入信号的处理器和响应于所述处理器的电控开关；

其中所述处理器包括：

用于将已知扰动信号添加到所述被测量的扰动发生器，所述已知扰动信号是已知的，使得监测由所述已知扰动信号产生的输入信号中的信号分量使得能够监测所述换能器的传递函数，

如权利要求1-10中任一项所述的设备，用于生成要从所述输入信号中减去的所述已知扰动信号的表示，

其中所述输入信号由Σ-Δ调制器转换成数字域，以提供第一数字信号，并且使用低通滤波器的所述已知扰动信号的表示与所述第一数字信号组合以产生另一数字信号，其中所述已知扰动信号的贡献被减少。

19.根据权利要求18所述的装置，其中所述第一数字信号是脉冲密度调制信号，并且所述已知扰动信号的表示是第二脉冲密度调制信号，并且减法器形成作为所述第一和第二脉冲密度调制信号之间的差的第三脉冲密度调制信号。

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