JP4040800B2

JP4040800B2 - 分散電源の単独運転検出装置

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Publication number: JP4040800B2
Application number: JP22087499A
Authority: JP
Inventors: 光明岡本; 荘治西村; 義文蓑輪
Original assignee: Kansai Electric Power Co Inc; Nissin Electric Co Ltd
Current assignee: Kansai Electric Power Co Inc; Nissin Electric Co Ltd
Priority date: 1999-08-04
Filing date: 1999-08-04
Publication date: 2008-01-30
Anticipated expiration: 2019-08-04
Also published as: JP2001045666A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、上位系統に変電所を介して配電線が接続され、この配電線に、分散電源を有する需要家設備が接続された構成の配電系統に適用されるものであって、分散電源の単独運転を検出する単独運転検出装置に関し、より具体的には、この単独運転検出装置を構成する供給停止検出装置中の中間調波演算手段の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】
配電線には、近年、コジェネレーション（複合発電）設備等の発電設備を有する需要家設備が接続されるようになってきた。このような発電設備は、分散電源と呼ばれる。
【０００３】
系統事故等によって電力会社の変電所の遮断器が開放されて、上位系統からの電力供給が停止したときに、分散電源が運転（即ち単独運転）を続けていると、上位系統からの電力供給が停止したにもかかわらず配電線に電圧が印加され続けることになるので、感電事故等が発生する恐れがある。そこで、第１ステップとして、このような上位系統からの電力供給の停止を、即ち分散電源の単独運転を確実に検出する必要がある。更に第２ステップとして、当該分散電源を配電系統から切り離す（解列する）必要がある。
【０００４】
分散電源の単独運転を検出する装置の一例として、特開平１０−２４８１６８号公報には、配電系統に、その基本波電圧に同期しておりしかも当該基本波の非整数倍の中間次数の高調波電流を注入し、この中間次数についての配電系統のインピーダンスまたはアドミタンスを算出し、このインピーダンスまたはアドミタンスの変化から、上位系統からの電力供給停止を検出する、即ち分散電源の単独運転を検出する装置が提案されている。
【０００５】
これを詳述すると、図１は、上記のような分散電源の単独運転検出装置を備える配電系統の一例を示す単線接続図である。この配電系統は、上位系統２に変電所４を介して幾つかの配電線１０、１１が接続された構成をしている。変電所４は、変圧器６と、その２次側と配電線１０、１１とを接続する遮断器８とを備えている。
【０００６】
各配電線１０、１１には、幾つかの一般需要家設備１２、分散電源を有する幾つかの需要家設備１４、１５、および幾つかの力率改善用コンデンサ１６等が接続されている。
【０００７】
ここで、需要家設備１４に着目すると、需要家設備１４においては、その受電点Ａに引込線１８および遮断器２０を介して構内母線２２が接続され、この構内母線２２に変圧器２４を介して所内負荷２５が接続されている。更に、構内母線２２に遮断器２６および連系用の遮断器２８を介して分散電源３０が接続されており、通常は、遮断器２６および２８を閉じて、分散電源３０から当該配電系統の基本波に同期した電力を構内母線２２に供給するようにしている。これを連系運転と呼ぶ。
【０００８】
系統事故等の際には、変電所４の遮断器８が開放される。その際、前述したように、分散電源３０が運転（即ち単独運転）していると、感電事故等が発生する恐れがあるので、分散電源３０の単独運転を確実に検出し、更には遮断器２８を開放して分散電源３０を配電系統から解列する必要がある。但しこの出願では、分散電源３０の単独運転検出が主目的であるので、遮断器２８を開放する構成は必須ではない。
【０００９】
上記検出のために、需要家設備１４内に、電流注入装置３２と供給停止検出装置４２とを備えていて分散電源３０の単独運転を検出する単独運転検出装置３１を設けている。
【００１０】
引込線１８には、その電圧および電流を計測する計器用変圧器４０および計器用変流器４１が接続されており、これらで計測した計測電圧Ｖ_tおよび計測電流Ｉ_tが供給停止検出装置４２等に供給される。
【００１１】
電流注入装置３２は、上記引込線１８ひいては上記配電線１０に、当該配電系統の基本波電圧に同期しており、しかも当該基本波の非整数倍の中間次数ｍ（ｍは例えば２．７、３．６等）の高調波電流Ｊ_mを注入する。
【００１２】
この電流注入装置３２は、この例では、上記計測電圧Ｖ_tを用いてその基本波電圧に同期した信号を発生する同期制御部３４と、この信号に基づいて上記基本波に同期している上記中間次数ｍの高調波電流Ｊ_mを発生する電流源３６と、この電流源３６の電圧と引込線１８の電圧とを整合させる変圧器３８とを備えている。
【００１３】
供給停止検出装置４２は、上記引込線１８における上記中間次数ｍの高調波電圧Ｖ_mおよび高調波電流Ｉ_m（図２参照）を計測し、これらに基づいて受電点Ａから眺めた上記配電系統の上記中間次数ｍのインピーダンスＺ_mまたはアドミタンスＹ_mを演算し、かつこのＺ_mまたはＹ_mの変化を検出して、変電所４の遮断器８が開放されて上位系統２からの電力供給が停止したことを表す、即ち分散電源３０が単独運転になったことを表す供給停止検出信号ＳＧを出力する。
【００１４】
この供給停止検出装置４２は、この例では図２に示すように、上記アナログの計測電圧Ｖ_tおよび計測電流Ｉ_tをディジタル電圧信号Ｖ_dおよびディジタル電流信号Ｉ_dにそれぞれ変換するＡ／Ｄ変換器４４および４５と、これらからのディジタル電圧信号Ｖ_dおよびディジタル電流信号Ｉ_dを離散フーリエ変換（ＤＦＴ）して上記中間次数ｍの高調波電圧Ｖ_mおよび高調波電流Ｉ_mをそれぞれ求める中間調波演算手段４６および４７と、この高調波電圧Ｖ_mおよび高調波電流Ｉ_mから上記インピーダンスＺ_m＝Ｖ_m／Ｉ_mを演算する演算手段４８と、このインピーダンスＺ_mを所定の基準値Ｒ₁と比較して前者Ｚ_mが後者Ｒ₁よりも大きいときに上記供給停止検出信号ＳＧを出力する比較手段４９とを備えている。
【００１５】
但し、Ｙ_m＝１／Ｚ_mの関係にあるので、演算手段４８において上記アドミタンスＹ_m＝Ｉ_m／Ｖ_mを演算し、それが所定の基準値Ｒ₂よりも小さいときに比較手段４９から供給停止検出信号ＳＧを出力するようにしても良い。なお、中間調波演算手段４６、４７、演算手段４８および比較手段４９は、例えばコンピュータによって構成される（図３の例の場合も同様）。
【００１６】
変電所４の遮断器８が開放されると、それまで配電系統に含まれていた変圧器６の並列インピーダンスが無くなり、上記インピーダンスＺ_mの値は非常に大きくなる（逆に、上記アドミタンスＹ_mの値は非常に小さくなる）ので、上記供給停止検出装置４２から供給停止検出信号ＳＧが出力される。これによって、上位系統２からの電力供給停止を、即ち分散電源３０の単独運転を検出することができる。
【００１７】
しかもこの単独運転検出装置３１では、本来配電系統に存在しない（存在しても極めて僅かな）基本波の非整数倍の中間次数ｍの高調波電流Ｉ_mを注入するので、電流注入装置３２の小容量化を実現することができる。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
上記中間調波演算手段４６および４７における離散フーリエ変換の原理は次のとおりである。
【００１９】
いま、Ｎ個の離散的な計測値ｘ_i（ｉ＝０，１，・・・，Ｎ−１）が与えられたとき、それの現時点からＮ点前までの第ｋ次（ｋ＝０，１，・・・，Ｎ−１）の離散フーリエ変換Ｘ_kは、公知の離散フーリエ変換の定義に従って、次式で表される。ここで、Ｎは、例えば、配電系統の基本波の１サイクルを２５６点とし、それを１６サイクル計測するとしたとき、２５６×１６となる。計測値ｘ_iは、具体的には上記ディジタル電圧信号Ｖ_dまたはディジタル電流信号Ｉ_dである。
【００２０】
【数１】
Ｘ_k＝ｘ₀＋ｘ₁ａ＋ｘ₂ａ²＋・・・＋ｘ_N-1ａ^N-1
【００２１】
上記数１では、計測値ｘ_iの添字ｉは、現時点の計測値をｘ_N-1としている。また、ａは次式で表される。ｊは虚数単位である。従ってａ^N＝１である。
【００２２】
【数２】
ａ＝exp（−ｊ２πｋ／Ｎ）
【００２３】
さて、上記離散フーリエ変換Ｘ_kを求めるためには、まず計測値ｘ_iをＮ点サンプリングして、ｘ₀〜ｘ_N-1を計測する。そして、上記数１に従って演算を行って、離散フーリエ変換Ｘ_kを求める。この第１番目の演算は、Ｎサンプリングかかって行えば良い。このようにして求めたＸ_kをＳ₁とする。
【００２４】
そして、次のサンプリングが来たとき（即ちｘ_Nを計測したとき）に算出する離散フーリエ変換Ｘ_kをＳ₂とすると、離散フーリエ変換の定義式から、次式となる。
【００２５】
【数３】
Ｓ₂＝ｘ₁＋ｘ₂ａ＋ｘ₃ａ²＋・・・＋ｘ_Nａ^N-1
【００２６】
以降は、上記と同様にして、計測値ｘ_iのサンプリングごとに、Ｓ₃、Ｓ₄、・・・を演算する。このようにして、計測値ｘ_iの離散フーリエ変換Ｘ_kを繰り返し算出することができる。
【００２７】
上記中間調波演算手段４６および４７では、上記のような離散フーリエ変換の計算を行う。即ち、上記中間調波演算手段４６または４７においては、上記計測値ｘ_iが上記ディジタル電圧信号Ｖ_dまたはディジタル電流信号Ｉ_dであり、上記離散フーリエ変換Ｘ_kが上記高調波電圧Ｖ_mまたは高調波電流Ｉ_mである。即ち、ｋ＝ｍとすることによって、目的とする中間次数ｍの高調波電圧Ｖ_mおよび高調波電流Ｉ_mを離散フーリエ変換によって算出することができる。
【００２８】
しかし、上記方式では、上記数３から分かるように、各Ｓ₂、Ｓ₃、・・・を演算するためには、多数の掛け算（乗算）を毎回行わなければならない。具体的には、一つの次数（即ち一つのｋ）の演算においても、サンプル数がＮの場合、Ｎ回の掛け算を行わなければならない。従って、各Ｓ₂、Ｓ₃、・・・の演算に長時間を要するので、サンプル数Ｎを多くすると、そのサンプリング間隔Δｔ内に演算を終えることができなくなる。
【００２９】
このような課題は、例えば、中間調波演算手段４６および４７に超高速のコンピュータを用いれば解決することは可能かも知れないけれども、そのようにすると装置が非常に高価になる。または、サンプル数Ｎを非常に少なくすれば解決することはできるけれども、そのようにすると高調波電圧Ｖ_mおよび高調波電流Ｉ_mの算出精度が低下し、ひいては上記インピーダンスＺ_mまたはアドミタンスＹ_mの算出精度、更には分散電源単独運転の検出精度が低下する。
【００３０】
そこでこの発明は、上記のような中間次数のインピーダンスまたはアドミタンス算出の元になる中間次数の高調波電圧および高調波電流の高速かつ高精度な算出を可能にし、ひいては分散電源の単独運転の正確な検出を可能にすることを主たる目的とする。
【００３１】
【課題を解決するための手段】
この発明の分散電源の単独運転検出装置は、前記中間調波演算手段として、前記離散フーリエ変換の演算を繰り返して行う際に一つ前の演算結果をその次の演算に用いる回帰型離散フーリエ変換を行い、かつこの回帰型離散フーリエ変換を行う際に、一つ前の演算結果に減衰係数ｅ ^-r （但しｅは自然対数の底）を掛ける重み付けを行う中間調波演算手段を備えており、
更に、前記中間次数を３．６次未満にしており、かつ前記回帰型離散フーリエ変換における計測サイクル数をｎ（但しｎは１以上の整数）としたとき、前記指数ｒを、０＜ｒ＜１／（２ｎπ・１００００）で表される範囲内の値にしていることを特徴としている。
【００３２】
上記中間調波演算手段によれば、離散フーリエ変換によって中間次数の高調波電圧および高調波電流を繰り返して求める際に、一つ前の演算結果をその次の演算に用いる回帰型離散フーリエ変換を行うので、１回の演算時に実行する掛け算の数を大幅に減らすことができ、演算時間を大幅に短縮することができる。従って、中間調波演算手段に超高速のコンピュータを用いる必要も、サンプル数を減らす必要もない。
【００３３】
しかし、上記のような回帰型離散フーリエ変換を行うと、そのままでは、何らかの原因で演算結果に誤差が含まれると、その誤差を含む演算結果を次の演算に用いることになるので、その誤差が蓄積され、演算を長期間繰り返して行うと、この誤差が徐々に大きくなる可能性がある。
【００３４】
これに対して、上記中間調波演算手段では、上記のような減衰係数ｅ ^-rで重み付けを行うので、仮にどこかで演算誤差が発生しても、離散フーリエ変換の演算ごとに当該誤差が少しずつ小さくなって行く。従って、長期間に亘って計測および演算を繰り返しても、大きな蓄積誤差を生じることはない。
【００３５】
従って、上記中間調波演算手段によれば、前述したような中間次数のインピーダンスまたはアドミタンス算出の元になる中間次数の高調波電圧および高調波電流を高速かつ高精度で算出することができる。その結果、この発明によれば、分散電源の単独運転を正確に検出することができる。
【００３６】
【発明の実施の形態】
図３は、図１中の供給停止検出装置の改良例を示すブロック図である。図２に示した従来例と同一または相当する部分には同一符号を付し、以下においては当該従来例との相違点を主に説明する。また、分散電源の単独運転検出装置全体の構成は、例えば図１と同じであるので、当該図面およびその前記説明を参照するものとし、ここでは重複説明を省略する。
【００３７】
この供給停止検出装置４２は、図２に示した従来の中間調波演算手段４６および４７の代わりに、次のような演算を行う中間調波演算手段４６ａおよび４７ａを備えている。それ以外の構成は、図２のものと同様である。
【００３８】
中間調波演算手段４６ａおよび４７ａは、上記Ａ／Ｄ変換器４４および４５からのディジタル電圧信号Ｖ_dおよびディジタル電流信号Ｉ_dを離散フーリエ変換して上記中間次数ｍの高調波電圧Ｖ_mおよび高調波電流Ｉ_mをそれぞれ求める。しかも、この離散フーリエ変換の演算を繰り返して行う際に、一つ前の演算結果をその次の（それに続く）演算に用いる回帰型離散フーリエ変換を行う。かつ、この回帰型離散フーリエ変換を行う際に、一つ前の演算結果に、１に極めて近くかつ１より小さい値の減衰係数を掛ける重み付けを行う。
【００３９】
この中間調波演算手段４６ａおよび４７ａにおける回帰型離散フーリエ変換の原理は次のとおりである。
【００４０】
即ち、ここでは、前述したＳ₁を算出後、その次のＳ₂を算出するのに、従来例の数３のような演算は行わずに、既に算出したＳ₁を利用して、次の数４に示す演算を行う。この演算では、掛け算はたった１回で済む。ａ^-1はメモリに記憶しておけば良い。このような演算は、Ｓ₂を演算するのにその一つ前の演算結果Ｓ₁を用いるので、回帰型離散フーリエ変換と称する。
【００４１】
【数４】

【００４２】
以降は上記数４と同様に、次の数５に示す各演算を上記計測値ｘ_iのサンプリングごとに行う。このような回帰型離散フーリエ変換によって、前記離散フーリエ変換と同様に、目的とする中間次数ｍの高調波電圧Ｖ_mおよび高調波電流Ｉ_mを求めることができる。
【００４３】
【数５】
Ｓ₃＝（Ｓ₂−ｘ₁＋ｘ_N+1）ａ^-1
Ｓ₄＝（Ｓ₃−ｘ₂＋ｘ_N+2）ａ^-1
・・・・・
【００４４】
このような回帰型離散フーリエ変換によれば、１回の演算時に実行する掛け算の数を、従来例に比べて大幅に減らすことができる。即ち、数３と数４とを比べれば分かるように、サンプル数がＮの場合、従来例の通常の離散フーリエ変換の場合に比べて、掛け算の数を約１／Ｎに減らすことができる。しかもこの回帰型離散フーリエ変換の場合は、Ｓ₂以降の各演算における掛け算は、サンプル数Ｎに依らず、いずれも１回で済むので、サンプル数Ｎを大きくしても演算時間は長くならない。従って、演算時間を大幅に短縮することができる。その結果、上記中間調波演算手段４６ａおよび４７ａに超高速のコンピュータを用いる必要はないので、装置を安価に構成することができる。また、サンプル数Ｎを減らす必要もないので、高調波電圧Ｖ_mおよび高調波電流Ｉ_mを高精度で算出することができる。
【００４５】
ところで、上記回帰型離散フーリエ変換の計算を一般的に表すと、ある時点の演算結果Ｓ_p（ｐ＝１，２，３，・・・）に対して、その次のＳ_p+1は次式のように出し入れ演算を行っている。
【００４６】
【数６】
Ｓ_p+1＝（Ｓ_p−ｘ_p-1＋ｘ_N+p-1）ａ^-1
【００４７】
従って、何らかの原因で一つの演算結果に誤差が生じると、その誤差を含む演算結果をその次の演算にそのまま用いることになるので、その誤差が蓄積されることになる。この誤差が発生する要因の一つに、演算誤差がある。
【００４８】
これを詳述すると、今、演算誤差等によって、Ｓ_p+1の演算時に、本来の演算結果Ｓ_p+1に対して、誤差εを含むＳ_p+1＋εが算出されたとする。その場合は、次のＳ_p+2の値は、本来のＳ_p+1と誤差εとから、次の数７となる。この数７の第１項は本来の誤差の無い部分であり、第２項は誤差の部分である。このように、誤差εの絶対値はそのままの大きさで引き継がれて行く。
【００４９】
【数７】

【００５０】
上記では、誤差εがＳ_p+1の演算時にのみ発生したと仮定したが、実際には、毎回の演算時に何らかの誤差が発生し、それが蓄積されて行くことになる。従って、上記のような回帰型離散フーリエ変換の演算を繰り返して長期間行うと、この誤差が徐々に大きくなる可能性がある。
【００５１】
例えば、上記のような中間調波演算手段４６ａおよび４７ａを含む供給停止検出装置４２、更には単独運転検出装置３１は、単独運転検出が行われるまでは（単独運転検出が行われればリセットすれば良い）、長期間（例えば何か月間も）休み無しに動作し続ける可能性があるので、どんどん誤差が大きくなる可能性がある。
【００５２】
そこで、万一上記のように誤差が発生しても、すぐに演算結果Ｓ_pの中から消えるように、回帰型離散フーリエ変換の計算のアルゴリズムを次式のように少し変える。ｅは自然対数の底（即ち、ｅ＝２．７１８）である。
【００５３】
【数８】
Ｓ_p+1＝（Ｓ_pｅ^-r−ｘ_p-1ｅ^(N-1)r＋ｘ_N+p-1）ａ^-1
【００５４】
上記ｅ^-rをここでは減衰係数と呼ぶ。この減衰係数ｅ^-rは、誤差蓄積防止の観点からは小さい方が好ましいけれども、あまり小さくするとそれ自体が計算誤差を生じさせることになる。従ってこの減衰係数ｅ^-rは、１に極めて近くかつ１より小さい値にするのが好ましい。より具体的には、０＜ｒ≪１の範囲内にするのが好ましい。ｒはここでは減衰指数と呼ぶ。
【００５５】
このようにしておくと、万一上述したような誤差εが発生しても、演算する度に前回分の誤差εがｅ^-r倍されてどんどん小さくなって行くので、大きな蓄積誤差を生じることはない。従って上記中間次数ｍのインピーダンスＺ_mまたはアドミタンスＹ_m算出の元になる中間次数ｍの高調波電圧Ｖ_mおよび高調波電流Ｉ_mを高速でしかも精度良く算出することができる。
【００５６】
なお、上記数８は、前述した数１を、次の数９に示すように、時間的に古いものの順に重みをｅ^rで減らして行ったのと同じである。即ち数９を回帰型にしたのが上記数８である。
【００５７】
【数９】

【００５８】
上記減衰係数ｅ^-rは、上述したように、あまり小さくすると、それ自体が計算誤差を生じさせることになり、本来の着目する中間次数ｍの高調波電圧Ｖ_mおよび高調波電流Ｉ_mを精度良く算出できなくなる可能性が出てくる。この計算誤差が及ぼす影響の最大のものは、電圧または電流の基本波成分が指数関数的な変調を受けて、計算上で（即ち本来の計測データではないのに）、着目中間次数ｍの高調波成分が発生することである。
【００５９】
ここで、減衰指数ｒの場合に、基本波周波数成分が変調を受けて、ｍ次の中間次数成分Ｈ_mがどの位発生するかを評価する。この中間次数成分Ｈ_mは次の数１０で表される。この数１０において、第１行目の括弧内のｅ^jxは基本波成分を表し、exp｛−ｒ（２ｎπ−ｘ）｝は減衰率を表し、ｅ^-jmxは着目中間次数成分を表している。ｎは、離散フーリエ変換の計測サイクル数であり、例えば前述した１６または３２等である。
【００６０】
【数１０】

【００６１】
上記数１０から、着目中間次数成分の大きさ｜Ｈ_m｜は、次式で表される。
【００６２】
【数１１】
｜Ｈ_m｜≒ｒ２ｎπ／｜１−ｍ｜
【００６３】
ここで、配電系統に通常存在しているリアクトル付き力率改善用コンデンサによる共振次数の最小値は、配電系統のシミュレーション結果によれば、通常は、配電線１０（図１参照）が電圧７ｋＶ以下の高圧配電系統の場合で約２．７次、電圧７ｋＶ超の特別高圧配電系統の場合で約３．６次である。従って上記中間次数ｍは、この共振を避けて上記高調波電圧Ｖ_mおよび高調波電流Ｉ_mの計測を正確に行うためには、高圧配電系統の場合で２．７次未満、特別高圧配電系統の場合で３．６次未満にするのが好ましい。但し、この中間次数ｍは、小さくても通常は２付近であるから、上記数１１の分母はおよそ１と考えて良い。
【００６４】
一方、配電系統に自然に存在する上記中間次数ｍの高調波の大きさは、通常は基本波のせいぜい０．０１％程度である。上記電流注入装置３２からは、この自然に存在する高調波と区別するために、０．０１％よりも多く（例えば０．１％程度）高調波電流Ｊ_mを注入する。従って、上記中間次数成分Ｈ_mの値を０．０１％よりも小さくしておけば、上記計算誤差の影響を排除することができる。
【００６５】
上記を総合すると、上記中間次数成分の大きさ｜Ｈ_m｜は、次式で表すことができる。
【００６６】
【数１２】
｜Ｈ_m｜≒ｒ２ｎπ＜１／１００００
【００６７】
従って、上記減衰指数ｒは、次式で表される範囲内の値にするのが好ましい。
【００６８】
【数１３】
０＜ｒ＜１／（２ｎπ・１００００）
【００６９】
これによって、上記のような重み付けを行う回帰型離散フーリエ変換によっても、その演算過程で発生する中間次数ｍの高調波成分を非常に小さくすることができるので、目的とする中間次数ｍの高調波電圧Ｖ_mおよび高調波電流Ｉ_mをより高精度で算出することができる。
【００７０】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、離散フーリエ変換によって中間次数の高調波電圧および高調波電流を繰り返して求める際に、一つ前の演算結果をその次の演算に用いる回帰型離散フーリエ変換を行う中間調波演算手段を備えているので、１回の演算時に実行する掛け算の数を大幅に減らすことができ、演算時間を大幅に短縮することができる。従って、中間調波演算手段に超高速のコンピュータを用いる必要も、サンプル数を減らす必要もない。
【００７１】
しかも、上記中間調波演算手段では、上記のような減衰係数ｅ ^-rで重み付けを行うので、仮にどこかで演算誤差が発生しても、離散フーリエ変換の演算ごとに当該誤差が少しずつ小さくなって行く。従って、長期間に亘って計測および演算を繰り返しても、大きな蓄積誤差を生じることはない。特に、上記中間調波演算手段を含む供給停止検出装置、更には分散電源の単独運転検出装置は、単独運転検出が行われるまでは長期間休み無しに動作し続ける可能性があるので、長期間に亘って計測および演算を繰り返しても大きな蓄積誤差を生じることがないという上記効果は、分散電源の単独運転検出装置においては顕著なものとなる。
更に、配電系統に通常存在しているリアクトル付き力率改善用コンデンサによる共振次数を考慮して上記中間次数を３．６次未満にしており、かつ、（ａ）当該中間次数の範囲、（ｂ）上記電流注入装置から注入する上記中間次数の高調波電流の通常の大きさ、および、（ｃ）回帰型離散フーリエ変換時に電圧または電流の基本波成分が減衰係数ｅ ^-r によって指数関数的な変調を受けることによって演算上で発生する上記中間次数の高調波成分（Ｈ _m ）の大きさを総合して、上記減衰係数ｅ ^-r を構成する指数ｒを上記範囲にしているので、上記回帰型離散フーリエ変換の演算過程で発生する上記中間次数の高調波成分を非常に小さく抑えることができ、その結果、目的とする中間次数の高調波電圧および高調波電流をより高精度で算出することができる。
【００７２】
従って、上記中間調波演算手段によれば、前述したような中間次数のインピーダンスまたはアドミタンス算出の元になる中間次数の高調波電圧および高調波電流を高速かつ高精度で算出することができる。その結果、この発明によれば、分散電源の単独運転を正確に検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】分散電源の単独運転検出装置を備える配電系統の一例を示す単線接続図である。
【図２】図１中の供給停止検出装置の従来例を示すブロック図である。
【図３】図１中の供給停止検出装置の改良例を示すブロック図である。
【符号の説明】
２上位系統
４変電所
１０配電線
１４分散電源を有する需要家設備
３０分散電源
３１単独運転検出装置
３２電流注入装置
４２供給停止検出装置
４４、４５Ａ／Ｄ変換器
４６ａ、４７ａ中間調波演算手段
４８演算手段
４９比較手段
Ｊ_m 注入高調波電流
ｍ中間次数
Ｖ_t 計測電圧
Ｉ_t 計測電流
Ｖ_d ディジタル電圧信号
Ｉ_d ディジタル電流信号
Ｖ_m 高調波電圧
Ｉ_m 高調波電流
Ｚ_m インピーダンス
Ｙ_m アドミタンス
ＳＧ供給停止検出信号

Claims

上位系統に変電所を介して配電線が接続され、この配電線に、分散電源を有する需要家設備が接続された構成の配電系統に適用されるものであって、
前記配電線から前記需要家設備への引込線に、当該配電系統の基本波電圧に同期しており、しかも当該基本波の非整数倍の中間次数の高調波電流を注入する電流注入装置と、前記需要家設備の引込線における前記中間次数の高調波電圧および高調波電流を計測し、この高調波電圧および高調波電流に基づいて、前記需要家設備の受電点から眺めた前記配電系統の前記中間次数のインピーダンスまたはアドミタンスを演算し、かつこのインピーダンスまたはアドミタンスの変化を検出して、前記上位系統からの電力供給が停止したことを表す供給停止検出信号を出力する供給停止検出装置とを備えており、
しかもこの供給停止検出装置が、前記引込線において計測したアナログの計測電圧および計測電流をそれぞれディジタル電圧信号およびディジタル電流信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、このＡ／Ｄ変換器からのディジタル電圧信号およびディジタル電流信号をそれぞれ離散フーリエ変換して前記中間次数の高調波電圧および高調波電流をそれぞれ求める中間調波演算手段とを備えている、分散電源の単独運転検出装置において、
前記中間調波演算手段として、前記離散フーリエ変換の演算を繰り返して行う際に一つ前の演算結果をその次の演算に用いる回帰型離散フーリエ変換を行い、かつこの回帰型離散フーリエ変換を行う際に、一つ前の演算結果に減衰係数ｅ ^-r （但しｅは自然対数の底）を掛ける重み付けを行う中間調波演算手段を備えており、
更に、前記中間次数を３．６次未満にしており、かつ前記回帰型離散フーリエ変換における計測サイクル数をｎ（但しｎは１以上の整数）としたとき、前記指数ｒを、０＜ｒ＜１／（２ｎπ・１００００）で表される範囲内の値にしていることを特徴とする分散電源の単独運転検出装置。