CN110933815A - Led驱动电源及其数字控制方法 - Google Patents

Abstract

LED驱动电源及其数字控制方法，涉及LED驱动电源领域。本发明是为了解决传统的LED驱动电源采用整流桥将交流电变为脉动的直流电，但这会导致功率因数的降低的问题，以及LED驱动电源功率因数级PI控制阶跃响应慢，超调量大的问题。LED驱动电源当开关频率较高时，功率因数级电路效率低，以及电路中MOSFET管开关损耗大、电磁干扰大、输入电流纹波幅值大、EMI滤波器的设计难度大的问题。本发明所述电源的功率因数级在传统的功率因数级的基础上增加了无源无损吸电路。本发明所述的LED驱动电源及的数字控制方法均分别对功率因数级和DC‑DC级和同步整流级的相关电压电流进行采样，并送入DSP进行处理，产生的六路PWM信号分别控制功率因数级和DC‑DC级和同步整流级的MOSFET管，且在功率因数级中对电压环和电流环采用比例积分模型预测控制算法。

Description

LED驱动电源及其数字控制方法

技术领域

本发明涉及无整流桥技术、功率因数校正技术以及DC-DC变换技术和同步整流技术，属于LED驱动电源领域。

背景技术

LED驱动电源包括EMI滤波器、功率因数级、DC-DC级、同步整流级、采样电路以及控制器等。数字信号处理器DSP具有处理速度快、精确、可靠性高等特点，已经逐步取代了传统的模拟控制。将以DSP为主的数字控制技术应用于电源，可以简化电路结构，并获得高功率密度和高可靠性，例如，在DSP内嵌入由软件实现的比例积分调节（PI）器，以此控制电源的功率因数级。但是，这种电源也存在一些问题，例如：

LED驱动电源中由于采用整流桥将交流电变为脉动的直流电，但这会导致功率因数降低；

LED驱动电源中功率因数级PI控制阶跃响应慢，超调量大；

LED驱动电源中电感电流采样方法中是采用固定采样点的缺点，在开关器件的开关时会出现高频振荡，振荡会持续在很长的周期内，这些噪声将会影响采样系统的正常工作；

LED驱动电源输入电流纹波幅值较大,EMI滤波器的设计难度较大且单个功率开关管的电流应力较大电源效率较低；

当功率因数级中的MOSFET管开关频率较高时，功率开关MOSFET管上的功率损耗大，电压电流变化率高，使开关器件的电压应力和电流应力增大，功率因数级效率降低，并且降低了开关MOSFET管的使用寿命。

发明内容

本发明是为了解决传统的LED驱动电源采用整流桥导致功率因数降低以及功率因数级PI控制阶跃响应慢，超调量大。电感电流采样方法中是采用固定采样点而开关器件的开关时会出现高频振荡，这些噪声将会影响采样系统的正常工作，现提供一种LED驱动电源及其数字控制方法。

本发明所述的一种功率因数级，包括第一电感L1、第二电感L2、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第一电容C3以及第一碳化硅MOSFET管Q1和第二碳化硅MOSFET管Q2；所述第一电感L1的一端与第二二极管D2的阴极连接作为EMI滤波器输入功率因数级的第一输入端、第一电感L1的另一端连接第一碳化硅MOSFET管Q1的漏极且与第三二极管D3的阳极连接；第三二极管D3的阴极连接第一电容C3的一端，第一电容C3的另一端连接第一碳化硅MOSFET管Q1和第二碳化硅MOSFET管Q2的源极；交流电通过EMI滤波器的第二输入端与第一二极管D1的阴极与第二电感L2的公共端端相连接、第二电感L2另一端连接第二碳化硅MOSFET管Q2的漏极且与第四二极管D4的阳极连接；第四二极管D4的阴极连接第一电容C3的一端 ，第三二极管D3与第四二极管D4和第一电容C3的公共端作为所述功率因数校正级的正输出端，第一电容C3与第一碳化硅MOSFET管Q1和第二碳化硅MOSFET管Q2以及第一二极管D1、第二二极管D2的公共端同时作为所述功率因数级的负输出端。

所述功率因数级还包括第一无源无损吸收电路，所述第一无源无损吸电路包括第三电感L3、第二电容C1、第一电阻R1以及第五二极管D5；所述第一电阻R1、第五二极管D5以及第三电感L3依次首尾串联形成闭合回路，第五二极管D5与第一电阻R1相连接的一端为阳极，所述第二电容C1并联在第一电阻R1两端。

第一电阻R1和第三电感L3的公共端还同时连接第一碳化硅MOSFET管Q1的漏极；第五二极管D5的阴极还同时连接第三二极管D3的阳极。

所述功率因数级还包括第二无源无损吸收电路，所述第二无源无损吸电路包括第四电感L4、第三电容C2、第二电阻R2以及第六二极管D6；所述第二电阻R2、第六二极管D6以及第四电感L4依次首尾串联形成闭合回路，第六二极管D6与第二电阻R2相连接的一端为阳极，所述第三电容C2并联在第二电阻R2两端。

第二电阻R2和第四电感L4的公共端还同时连接第二碳化硅MOSFET管Q2的漏极；第六二极管D6的阴极还同时连接第四二极管D4的阳极。

基于上述功率因数级的LED驱动电源，包括EMI单元、功率因数级、DC-DC级、同步整流级、第一采样电路、第二采样电路以及DSP。

所述EMI滤波器用于对输入的交流电进行滤波处理，并将滤波后得到的信号发送至功率因数级电路。

所述功率因数级电路用于将滤波后得到的交流电信号转化为单向脉动直流电压信号和单向脉动直流电流信号，并将所述单向直流脉动电压信号和单向脉动直流电流信号发送至DC-DC变换级。

所述DC-DC级用于对功率因数级发来的信号进行转换，得到比较直流输出；所述DC-DC级包括第四电容C4、第五电容C5、高频变压器T1、第三碳化硅MOSFET管Q3和第四碳化硅MOSFET管Q4；功率因数级的正输出端与第三碳化硅MOSFET管Q3的漏极连接；第三碳化硅MOSFET管Q3的源极和第四碳化硅MOSFET管Q4漏极连接且和第五电容C5的一端连接并和高频变压器T1的初级同名端相连，功率因数级的负输出与第四碳化硅MOSFET管Q4源级连接并和第四电容C4的一端连接,第四电容C4另一端与第五电容C5的另一端连接再与变压器T1的初级异名端连接。

所述同步整流级用于对DC-DC级发来的信号进行转换，得到非常稳定的直流输出；所述同步整流级包括第五碳化硅MOSFET管Q5和第六碳化硅MOSFET管Q6以及第六电容C6。高频变压器T1次级同名端与第五碳化硅MOSFET管Q5的漏极连接,第五碳化硅MOSFET管Q5的源级和第六碳化硅MOSFET管Q6的源级连接并和第六电容C6的一端连接，高频变压器T1次级异名端与第六碳化硅MOSFET管Q6的漏极连接，高频变压器T1次级的中心抽头与第六电容C6的另一端连接。

第一采样电路用于采集功率因数级的第一电感L1的电流iL₁、第二电感L2的电流iL₂以及输出电压U₁，并将采样得到的信号发送至DSP；

第二采样电路用于采集DC-DC级高频变压器T1初级环路电流I_L3以及DC-DC变换级的输出电压U₂，并将采样得到的信号发送至DSP。

DSP产生的第一驱动信号PWM1、第二驱动信号PWM2、第三驱动信号PWM3、第四驱动信号PWM4、第五驱动信号PWM5、第六驱动信号PWM6分别发送至第一MOSFET管Q1的栅极、第二MOSFET管Q2的栅极、第三MOSFET管Q3的栅极、第四MOSFET管Q4的栅极、第五MOSFET管Q5的栅极以及第六MOSFET管Q6的栅极。

上述LED驱动电源的数字控制方法包括功率因数级比例积分模型预测数字控制算法和DC-DC级、同步整流级数字控制算法。

所述功率因数级比例积分模型预测数字控制算法包括以下步骤：

电压误差放大环节，计算U_o与基准电压U_ref的差值，其结果进行比例积分处理；

采样环节，采样第一电感L1的电流iL1、第二电感L2的电流iL2以及输出电压U1；

预测模型建立环节，建立开关MOSFET管开关状态的预测模型；然后建立目标函数；

预测值计算环节，接着采集当前时刻的电压、电流值iL1(k)，iL2(k)，Uo(k)然后将数值带入预测模型，计算得到控制变量预测值，即iL1(k+1)、iL2(k+1)；

确定开关状态环节，然后将L1(k+1)、iL2(k+1)带入目标函数，得到两组目标函数值判断下一时刻的开关状态，产生驱动信号PWM1、PWM2，依照最佳开关状态控制开关管。

所述DC-DC级、同步整流级数字控制算法包括：

电压误差放大环节，计算LED驱动电源的同步整流级输出电压U₂与基准电压U_ref的差值，计算结果为误差电压U_err；

调节器G_V调节环节，以误差电压U_err作为输入信号进行调节，经过调节器Ｇ_Ｖ形成电压外环控制输出结果为I_ref；

电流误差放大环节，计算DC-DC级初级侧电流Ｉ_L3与基准值电流I_ref比较形成误差电流I_err；

调节器Ｇ_Ｃ调节环节，调节器Ｇ_Ｃ形成电流内环控制产生驱动信号PWM3、PWM4、PWM5、PWM6。

进一步地，所述方法还包括：

电感电流的采样点为非固定点，在开关器件的开关转换的期间不进行采样，并且在采样期间不进行开关器件的开关转换。

进一步地，所述电源还包括故障指示灯、蜂鸣器以及蓝牙模块。

所述LED驱动电源数字方法还包括：

保护步骤，将采样值与对应的预设值进行比较，当采样值大于对应的预设值时，DSP停止第一驱动信号PWM1、第二驱动信号PWM2、第三驱动信号PWM3的输出、第四驱动信号PWM4的输出、第五驱动信号PWM5的输出以及第六驱动信号PWM6的输出；并且控制故障指示灯闪烁、蜂鸣器报警、通过蓝牙模块发送报警信号。

进一步地，本发明提出一种非固定点的采样方法，即在开关器件的开关转换的期间不进行采样，并且在采样期间不进行开关器件的开关转换。因为数字处理器DSP具有强大的计算能力使其可以实现这一采样方法。

根据本发明的实施例，本发明具有以下有益效果：本发明针对传统LED驱动电源采用整流桥将交流电变为脉动的直流电，会导致功率因数降低。本发明在功率因数级采用了两路MOSFET管轮流导通以取代整流桥，使功率因数大大提高。

本发明针对传统LED驱动电源中功率因数级比例积分控制阶跃响应慢，超调量大的问题，提出了一种比例积分模型预测控制算法，建立预测模型，然后建立目标函数，接着采集当前时刻的电压、电流值然后将将数值带入预测模型，计算得到控制变量预测值带入目标函数，得到目标函数值判断下一时刻的开关状态，依照最佳开关状态控制开关MOSFET管。这样大大提高了LED驱动电源中功率因数级比例积分控制阶跃响应，并减少了超调量。

本发明针对传统LED驱动电源输入电流纹波幅值较大,EMI滤波器的设计难度较大且单个功率开关MOSFET管的电流应力较大、电源效率较低的问题。提出了两路碳化硅MOSFET电路，使用数字处理器DSP控制两路碳化硅MOSFET轮流导通，这样流过每个电感的纹波电流相互错开一定相位。电感电流纹波叠加时会相互抵消掉一部分，使得总的输入电流纹波幅值减小，并将输入电流纹波的频率提高，降低了降低了EMI滤波器的设计难度。

针对传统的电感电流采样，采用固定采样点的缺点，在开关器件的开关时会出现高频振荡，振荡会持续在很长的周期内，这些噪声将会影响采样系统的正常工作，提出一种非固定点的采样方法，即在开关器件的开关转换的期间不进行采样，并且在采样期间不进行开关器件的开关转换。因为数字处理器DSP具有强大的计算能力使其可以实现这一采样方法。

本发明针对传统的功率因数级电路在较高的开关频率上功率开关MOSFET管上的功率损耗大、电压电流变化率高，使开关器件的电压应力和电流应力增加，使功率因数校正级效率降低，且降低开关MOSFET管的使用寿命的问题，提出了一种无源无损吸收电路，可以降低乃至消除开关MOSFET管上的损耗，降低开关器件的电压电流应力，提高功率因数校正级的效率和性能。

本发明针对传统的同步整流级采用二级管元件作为整流元件，整流二极管的压降较大对LED驱动电源的效率造成较大的影响。且整流二极管为不可控器件，本发明采用了开关MOSFET管,减小了开关损耗且使用数字处理器DSP作为开关MOSFET管的控制元件使控制更加精确，整流效果更好。

本发明利用软件确定和调整控制参数，系统调试方便，用户可根据自己的系统需要方便地修改控制参数，即使控制对象发生了变化，也无需修改控制器硬件，只需改变软件参数即可，从而大大地加强了系统硬件兼容性。

本发明的数字信号处理过程不易受外界环境干扰和影响，避免了采用模拟控制信号传递过程中的失真，提高了系统的可靠性。本发明采用数字控制可减少电路中元器件数量，降低材料和组装成本。

采用三级电路，对功率因数级与DC-DC变换级、同步整流级的电压电流参数进行了采样，并送到DSP进行处理产生六路PWM信号分别控制功率因数级的开关MOSFET管和DC-DC开关MOSFET管和同步整流级MOSFET开关管，使控制精度提高与单级功率因数校正电路对比功率因数更高，具有低输入电流谐波失真更低，可以应用在大功率场合。

本发明采用电压电流双环控制，控制过程由DSP完成，数字控制系统克服了模拟控制系统电路功能单一、控制精度不高的缺点，抗干扰能力强，可靠性高，可实现复杂控制。

附图说明

图1为实施方式中LED驱动电源的功能框图；

图2为实施方式中LED驱动电源的电路拓扑结构示意图；

图3为实施方式中功率因数级比例积分模型预测数字控制算法的功能框图；

图4为实施方式中功率因数级比例积分模型预测数字控制算法的流程图；

图5为实施方式中第一MOSFET管Q1和第二MOSFET管Q2的工作时序示意图；

图6为实施方式中第三MOSFET管Q3、第四MOSFET管Q4的工作时序示意图、第五MOSFET管Q5的工作时序示意图和第六MOSFET管Q6的工作时序示意图；

图7为实施方式中DC-DC级、同步整流级数字控制算法的功能框图；

图8为实施方式中保护过程的流程图。

具体实施方式

具体实施方式一：图1所示为LED驱动电源的基本功能框图，其中，包括第一电感L1、第二电感L2、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第一电容C3以及第一碳化硅MOSFET管Q1和第二碳化硅MOSFET管Q2；所述第一电感L1的一端与第二二极管D2的阴极连接作为EMI滤波器输入功率因数级的第一输入端、第一电感L1的另一端连接第一碳化硅MOSFET管Q1的漏极且与第三二极管D3的阳极连接；第三二极管D3的阴极连接第一电容C3的一端，第一电容C3的另一端连接第一碳化硅MOSFET管Q1和第二碳化硅MOSFET管Q2的源极；交流电通过EMI滤波器的第二输入端与第一二极管D1的阴极与第二电感L2的公共端端相连接、第二电感L2另一端连接第二碳化硅MOSFET管Q2的漏极且与第四二极管D4的阳极连接；第四二极管D4的阴极连接第一电容C3的一端 ，第三二极管D3与第四二极管D4和第一电容C3的公共端作为所述功率因数校正级的正输出端，第一电容C3与第一碳化硅MOSFET管Q1和第二碳化硅MOSFET管Q2以及第一二极管D1、第二二极管D2的公共端同时作为所述功率因数级的负输出端。

所述功率因数级还包括第一无源无损吸收电路，所述第一无源无损吸电路包括第三电感L3、第二电容C1、第一电阻R1以及第五二极管D5；所述第一电阻R1、第五二极管D5以及第三电感L3依次首尾串联形成闭合回路，第五二极管D5与第一电阻R1相连接的一端为阳极，所述第二电容C1并联在第一电阻R1两端。

第一电阻R1和第三电感L3的公共端还同时连接第一碳化硅MOSFET管Q1的漏极；第五二极管D5的阴极还同时连接第三二极管D3的阳极。

所述功率因数级还包括第二无源无损吸收电路，所述第二无源无损吸电路包括第四电感L4、第三电容C2、第二电阻R2以及第六二极管D6；所述第二电阻R2、第六二极管D6以及第四电感L4依次首尾串联形成闭合回路，第六二极管D6与第二电阻R2相连接的一端为阳极，所述第三电容C2并联在第二电阻R2两端。

第二电阻R2和第四电感L4的公共端还同时连接第二碳化硅MOSFET管Q2的漏极；第六二极管D6的阴极还同时连接第四二极管D4的阳极。

LED驱动电源电路中，采样电路用于采集功率因数级的第一电感L1的电流iL₁、第二电感L2的电流iL₂以及输出电压U₁，并将采样得到的信号发送至DSP，DSP通过内部预设的算法产生PWM1、PWM2驱动信号，以此控制第一MOSFET管Q1和第二MOSFET管Q2的开通和关断。由于第一MOSFET管Q1和第二MOSFET管Q2的开关频率很高, 第一MOSFET管Q1和第二MOSFET管Q2上的功率损耗较大,并且由于电压变化率和电流变化率很高，使第一MOSFET管Q1和第二MOSFET管Q2上电压应力和电流应力增大，降低了功率因数校正级的效率。

而本实施方式中的无源损吸电路一在第一MOSFET管Q1导通时，将二极管D3的反向恢复能量储存到第三电感L3中，抑制了第一MOSFET管Q1导通损耗的增加；在第一MOSFET管Q1关断时，存储在L3中的能量以热量的形式消耗到电阻R1上。本实施方式中的无源损吸电路二在第二MOSFET管Q2导通时，将二极管D4的反向恢复能量储存到第三电感L4中，抑制了第二MOSFET管Q2导通损耗的增加；在第二MOSFET管Q2关断时，存储在L4中的能量以热量的形式消耗到电阻R2上。因此，本实施方式提供的功率因数级可以降低甚至消除开关MOSFET管上的损耗，降低开关器件的电压电流应力，提高功率因数级的转换效率。

具体实施方式二：如图1所示，本实施方式所提供的电源包括EMI滤波器、功率因数级、DC-DC级、同步整流级、第一采样电路、第二采样电路以及DSP。

交流电（AC）通过EMI滤波器滤除了大部分纹波，然后进入到功率因数级，两路开关MOSFET管轮流导通以取代整流桥，得到单向脉动的直流电流和单向脉动的直流电压，并将所述单向脉动的直流电压信号和单向脉动的直流电流信号发送至DC-DC级得到直流输出。

所述功率因数级采用实施方式一中的结构，用于对所述交流电（AC）进行处理得到单向脉动的直流电压信号和单向脉动的直流电流信号，并将处理结果发送至DC-DC变换级到比较稳定直流输出。

所述DC-DC变换级用于对功率因数级发来的信号进行转换，得到比较稳定直流输出。所述DC-DC级包括第四电容C4、第五电容C5、高频变压器T1、第三碳化硅MOSFET管Q3和第四碳化硅MOSFET管Q4；功率因数级的正输出端与第三碳化硅MOSFET管Q3的漏极连接；第三碳化硅MOSFET管Q3的源极和第四碳化硅MOSFET管Q4漏极连接且和第五电容C5的一端连接并和高频变压器T1的初级同名端相连，功率因数级的负输出与第四碳化硅MOSFET管Q4源级连接并和第四电容C4的一端连接,第四电容C4另一端与第五电容C5的另一端连接再与变压器T1的初级异名端连接。

所述同步整流级用于对DC-DC级发来的信号进行转换，得到非常稳定的直流输出；所述同步整流级包括第五碳化硅MOSFET管Q5和第六碳化硅MOSFET管Q6以及第六电容C6。高频变压器T1次级同名端与第五碳化硅MOSFET管Q5的漏极连接,第五碳化硅MOSFET管Q5的源级和第六碳化硅MOSFET管Q6的源级连接并和第六电容C6的一端连接，高频变压器T1次级异名端与第六碳化硅MOSFET管Q6的漏极连接，高频变压器T1次级的中心抽头与第六电容C6的另一端连接。

第一采样电路用于采集功率因数级的第一电感L1的电流iL₁、第二电感L2的电流iL₂以及输出电压U₁，并将采样得到的信号发送至DSP。

第二采样电路用于采集DC-DC级高频变压器T1初级环路电流i_L3以及DC-DC变换级的输出电压U₂，并将采样得到的信号发送至DSP。

DSP产生的第一驱动信号PWM1、第二驱动信号PWM2、第三驱动信号PWM3、第四驱动信号PWM4、第五驱动信号PWM5、第六驱动信号PWM6分别发送至第一MOSFET管Q1的栅极、第二MOSFET管Q2的栅极、第三MOSFET管Q3的栅极、第四MOSFET管Q4的栅极、第五MOSFET管Q5的栅极以及第六MOSFET管Q6的栅极。

与传统的电源相比较，本实施方式的大量控制（功率因数级控制、DC-DC级控制、同步整流级控制）都由DSP来完成，可以实现模拟控制难以做到的复杂控制算法，减少了电路中元器件数量，降低了材料和组装成本；传统电源采用模拟控制，无法在线调试，需要修改硬件电路才能进行调试，而本实施方式利用软件确定和调整控制参数，系统调试方便，用户可根据自己的系统需要方便地修改控制参数，即使控制对象发生了变化，也无需修改控制器硬件，只需改变软件参数即可，从而大大地加强了系统硬件兼容性。此外，数字信号处理不易受外界环境干扰和影响，避免了采用模拟控制信号传递过程中的失真，提高了系统的可靠性。DSP 芯片型号为TMS320F28335，是一种32位高性能的可编程信号处理器，具有极强的数据处理能力。具备32位浮点处理单元，有多达18路的PWM信号输出，本实施方式中使用了其中6路PWM信号，六个驱动信号用于控制六个MOSFET管的开通关断,以便得到理想的直流输出。该DSP具有12位16通道模数转换单元以及80纳秒的转换率，本实施方式使用了五路模数转换单元用于处理采样电压和电流。此外，该DSP还具有多达88个输入输出引脚，可以扩展多种设备，本实施方式扩展了外部显示屏，可以实时显示电源输出的电流电压数值，使用者可获得电源的工作状态；还扩展了指示灯和蜂鸣器，当电源发生故障时，指示灯闪烁，蜂鸣器会发出声响以提示使用者故障发生；此外还扩展了蓝牙模块，当故障发生时通过蓝牙模块通知远处值班人员。

本实施方式提供的LED驱动电源，能够消除功率因数级中开关MOSFET管上的损耗，降低开关器件的电压电流应力，提高功率因数级的效率和性能。

作为本发明的一个优选实施方式，本实施方式对DSP内部嵌入的软件程序作出改进。

所述DSP内嵌入功率因数级比例积分模型预测数字控制算法模块和DC-DC级、同步整流级数字控制模块。

如图3、图4所示，所述功率因数级比例积分模型预测数字控制算法模块包括：

电压误差放大环节，计算U_o与基准电压U_ref的差值，其结果进行比例积分处理；

采样环节，采样第一电感L1的电流iL1、第二电感L2的电流iL2以及输出电压U1；

预测模型建立环节，建立开关MOSFET管两个开关状态的预测模型；然后建立目标函数；

预测值计算环节，接着采集当前时刻的电压、电流值iL1(k)，iL2(k)，Uo(k)然后将将数值带入预测模型，计算得到两组控制变量预测值，即iL1(k+1)、iL2(k+1)；

确定开关状态环节，然后将将两组iL1(k+1)、iL2(k+1)带入目标函数，得到两组目标函数值判断下一时刻的开关状态，依照最佳开关状态控制开关管。

对于功率因数级，DSP内的控制逻辑为：首先建立两个开关状态的预测模型，然后建立目标函数，接着采集当前时刻的电压、电流值iL1(k)，iL2(k)，Uo(k)然后将将数值带入预测模型，计算得到两组控制变量预测值，即iL1(k+1)、iL2(k+1)。然后将将两组iL1(k+1)、iL2(k+1)带入目标函数，得到两组目标函数值判断下一时刻的开关状态，依照最佳开关状态控制开关管。开关管的开关时序如图四所示，0-t₁时刻Q1导通Q2关断，t₁-t₂时刻Q1与Q2都关断在t₂时刻Q1关断Q2导通。

如图7所示，DC-DC级、同步整流级数字控制模块包括：

电压误差放大环节，计算LED驱动电源的同步整流级输出电压U₂与基准电压U_ref的差值，计算结果为误差电压U_err；

调节器G_V调节环节，以误差电压U_err作为输入信号进行调节，经过调节器Ｇ_Ｖ形成电压外环控制输出结果为I_ref；

电流误差放大环节，计算DC-DC级初级侧电流Ｉ_L3与基准值电流I_ref比较形成误差电流I_err；

调节器Ｇ_Ｃ调节环节，调节器Ｇ_Ｃ形成电流内环控制产生驱动信号PWM3、PWM4、PWM5、PWM6；DSP内的控制逻辑为：输出电压Ｕ₂与电压基准值U_ref比较产生误差电压U_err，经过调节器Ｇ_Ｖ形成电压外环控制；变压器初级侧电流Ｉ_L3与基准值电流I_ref比较形成误差电流I_err，经过调节器Ｇ_Ｃ形成电流内环控制，电流内环输出为有效占空比，根据占空比信号产生PWM信号驱动开关管Q3、Q4、Q5、Q6．开关管的开关时序如图五所示0-t₁时刻Q3导通、Q4关断、Q5导通、Q6关断，t_1-t₂时刻Q3导通、Q4关断、Q5关断、Q6关断，t_2-t₃时刻Q3关断、Q4关断、Q5关断、Q6关断。此算法过程均在DSP内实现。

本实施方式采用三级电路，对功率因数级与DC-DC变换级和同步整流级的电压电流参数都进行了采样，并送到DSP进行处理，产生的六路PWM信号分别控制第一级的功率因数极开关MOSFET管和第二级的DC-DC级开关MOSFET管和第三级的同步整流级开关MOSFET管，使控制精度更高。与单级功率因数校正电路对比，本实施方式的功率因数更高，低输入电流谐波失真更低，可以应用在大功率场合。

传统的LED驱动电源控制环路采用单环控制，而本实施方式采用电压电流双环控制，控制过程由DSP完成，数字控制系统克服了模拟控制系统电路功能单一、控制精度不高的缺点，抗干扰能力强，可靠性高，可实现复杂控制。

作为本发明的一个优选实施方式，本实施方式对于采样的输入电流、输出电压分别预先设定一个值，即预设值。如图7所示，将采样的输入电流、输出电压分别与对应的预设值进行对比，当所有采样值都低于或等于对应的预设值时，电源正常工作；当任意一个采样值大于对应的预设值时，DSP停止PWM控制信号输出，故障灯闪烁，蜂鸣器报警，并通过蓝牙模块通知远处值班人员。

作为本发明的一个优选实施方式，本实施方式对电感电流采样方法进行了改进。针对传统的电流采样方法，采用固定采样点的缺点，即在开关器件的开关时会出现高频振荡，振荡会持续在很长的周期内，这些噪声将会影响采样系统的正常工作，提出一种非固定点的采样方法，即在开关器件的开关转换的期间不进行采样，并且在采样期间不进行开关器件的开关转换。因为数字处理器DSP具有强大的计算能力使其可以实现这一采样方法。

具体实施方式三：本实施方式提供了实施方二所述电源的数字控制方法，所述方法包括功率因数级比例积分模型预测数字控制算法和DC-DC级和同步整流级数字控制算法。

所述功率因数级比例积分模型预测数字控制算法包括以下步骤：

电压误差放大环节，计算U_o与基准电压U_ref的差值，其结果进行比例积分处理；

采样环节，采样第一电感L1的电流iL1、第二电感L2的电流iL2以及输出电压U1；

预测模型建立环节，建立开关MOSFET管两个开关状态的预测模型；然后建立目标函数；

预测值计算环节，接着采集当前时刻的电压、电流值iL1(k)，iL2(k)，Uo(k)然后将将数值带入预测模型，计算得到两组控制变量预测值，即iL1(k+1)、iL2(k+1)；

确定开关状态环节，然后将将两组iL1(k+1)、iL2(k+1)带入目标函数，得到两组目标函数值判断下一时刻的开关状态，产生驱动信号PWM1、PWM2，依照最佳开关状态控制开关管。

所述DC-DC级和同步整流级数字控制算法包括：

电压误差放大环节，计算LED驱动电源的同步整流级输出电压U₂与基准电压U_ref的差值，计算结果为误差电压U_err；

调节器G_V调节环节，以误差电压U_err作为输入信号进行调节，经过调节器Ｇ_Ｖ形成电压外环控制输出结果为I_ref；

电流误差放大环节，计算DC-DC级初级侧电流Ｉ_L3与基准值电流I_ref比较形成误差电流I_err；

调节器Ｇ_Ｃ调节环节，调节器Ｇ_Ｃ形成电流内环控制产生驱动信号PWM3、PWM4、PWM5、PWM6。

本实施方式所提供的算法由嵌入在DSP内的软件实现。

作为本发明的一个优选实施方式，所述数字控制方法还包括：

保护步骤，将采样值与对应的预设值进行比较，当采样值大于对应的预设值时，DSP停止第一驱动信号PWM1、第二驱动信号PWM2、第三驱动信号PWM3、第四驱动信号PWM4、第五驱动信号PWM5、第六驱动信号PWM6的输出；并且控制故障指示灯闪烁、蜂鸣器报警、通过蓝牙模块发送报警信号。

作为本发明的一个优选实施方式，本实施方式对电感电流采样方法进行了改进。针对传统的电流采样方法，采用固定采样点的缺点，即在开关器件的开关时会出现高频振荡，振荡会持续在很长的周期内，这些噪声将会影响采样系统的正常工作，提出一种非固定点的采样方法，即在开关器件的开关转换的期间不进行采样，并且在采样期间不进行开关器件的开关转换。因为数字处理器DSP具有强大的计算能力使其可以实现这一采样方法。

作为本发明的一个优选实施方式，本实施方式针对传统LED驱动电源输入电流纹波幅值较大,EMI滤波器的设计难度较大且单个功率开关MOSFET管的电流应力较大、电源效率较低的问题。提出了两路碳化硅MOSFET电路，使用数字处理器DSP控制两路MOSFET开关管轮流导通，这样流过每个电感的纹波电流相互错开一定相位。电感电流纹波叠加时会相互抵消掉一部分，使得总的输入电流纹波幅值减小，并将输入电流纹波的频率提高，降低了降低了EMI滤波器的设计难度。

作为本发明的一个优选实施方式，本实施方式针对传统LED驱动电源采用整流桥将交流电变为脉动的直流电，会导致功率因数降低。本发明在功率因数级采用了两路MOSFET开关管轮流导通以取代整流桥，使功率因数大大提高。

Claims (7)

1.一种功率因数级，包括第一电感L1、第二电感L2、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第一电容C3以及第一碳化硅MOSFET管Q1和第二碳化硅MOSFET管Q2；所述第一电感L1的一端与第二二极管D2的阴极连接作为EMI滤波器输入功率因数级的第一输入端、第一电感L1的另一端连接第一碳化硅MOSFET管Q1的漏极且与第三二极管D3的阳极连接；第三二极管D3的阴极连接第一电容C3的一端，第一电容C3的另一端连接第一碳化硅MOSFET管Q1和第二碳化硅MOSFET管Q2的源极；交流电通过EMI滤波器的第二输入端与第一二极管D1的阴极与第二电感L2的公共端端相连接、第二电感L2另一端连接第二碳化硅MOSFET管Q2的漏极且与第四二极管D4的阳极连接；第四二极管D4的阴极连接第一电容C3的一端 ，第三二极管D3与第四二极管D4和第一电容C3的公共端作为所述功率因数校正级的正输出端，第一电容C3与第一碳化硅MOSFET管Q1和第二碳化硅MOSFET管Q2以及第一二极管D1、第二二极管D2的公共端同时作为所述功率因数级的负输出端；

所述功率因数级还包括第一无源无损吸收电路，所述第一无源无损吸电路包括第三电感L3、第二电容C1、第一电阻R1以及第五二极管D5；所述第一电阻R1、第五二极管D5以及第三电感L3依次首尾串联形成闭合回路，第五二极管D5与第一电阻R1相连接的一端为阳极，所述第二电容C1并联在第一电阻R1两端；

第一电阻R1和第三电感L3的公共端还同时连接第一碳化硅MOSFET管Q1的漏极；第五二极管D5的阴极还同时连接第三二极管D3的阳极；

所述功率因数级还包括第二无源无损吸收电路，所述第二无源无损吸电路包括第四电感L4、第三电容C2、第二电阻R2以及第六二极管D6；所述第二电阻R2、第六二极管D6以及第四电感L4依次首尾串联形成闭合回路，第六二极管D6与第二电阻R2相连接的一端为阳极，所述第三电容C2并联在第二电阻R2两端；

第二电阻R2和第四电感L4的公共端还同时连接第二碳化硅MOSFET管Q2的漏极；第六二极管D6的阴极还同时连接第四二极管D4的阳极；

一种DC-DC级用于对功率因数级发来的信号进行转换，得到比较直流输出；所述DC-DC级包括第四电容C4、第五电容C5、高频变压器T1、第三碳化硅MOSFET管Q3和第四碳化硅MOSFET管Q4；功率因数级的正输出端与第三碳化硅MOSFET管Q3的漏极连接；第三碳化硅MOSFET管Q3的源极和第四碳化硅MOSFET管Q4漏极连接且和第五电容C5的一端连接并和高频变压器T1的初级同名端相连，功率因数级的负输出与第四碳化硅MOSFET管Q4源级连接并和第四电容C4的一端连接,第四电容C4另一端与第五电容C5的另一端连接再与变压器T1的初级异名端连接；一种同步整流级包括第五碳化硅MOSFET管Q5和第六碳化硅MOSFET管Q6以及第六电容C6；高频变压器T1次级同名端与第五碳化硅MOSFET管Q5的漏极连接,第五碳化硅MOSFET管Q5的源级和第六碳化硅MOSFET管Q6的源级连接并和第六电容C6的一端连接，高频变压器T1次级异名端与第六碳化硅MOSFET管Q6的漏极连接，高频变压器T1次级的中心抽头与第六电容C6的另一端连接。

2.基于权利要求1所述功率因数级和DC-DC级、同步整流级的LED驱动电源的数字控制方法，其特征在于，所述方法包括功率因数级比例积分模型预测数字控制算法和DC-DC级、同步整流级数字控制算法；

所述功率因数级比例积分模型预测数字控制算法包括以下步骤：

电压误差放大环节，计算U_o与基准电压U_ref的差值，其结果进行比例积分处理；

采样环节，采样第一电感L1的电流iL1、第二电感L2的电流iL2以及输出电压U1；

预测模型建立环节，建立开关MOSFET管开关状态的预测模型；然后建立目标函数；

预测值计算环节，接着采集当前时刻的电压、电流值iL1(k)，iL2(k)，Uo(k)然后将数值带入预测模型，计算得到控制变量预测值，即iL1(k+1)、iL2(k+1)；

确定开关状态环节，然后将L1(k+1)、iL2(k+1)带入目标函数，得到两组目标函数值判断下一时刻的开关状态，产生驱动信号PWM1、PWM2，依照最佳开关状态控制开关管；

所述DC-DC级、同步整流级数字控制算法包括：

电压误差放大环节，计算LED驱动电源的同步整流级输出电压U₂与基准电压U_ref的差值，计算结果为误差电压U_err；

调节器G_V调节环节，以误差电压U_err作为输入信号进行调节，经过调节器Ｇ_Ｖ形成电压外环控制输出结果为I_ref；

电流误差放大环节，计算DC-DC级初级侧电流Ｉ_L3与基准值电流I_ref比较形成误差电流I_err；

调节器Ｇ_Ｃ调节环节，调节器Ｇ_Ｃ形成电流内环控制产生驱动信号PWM3、PWM4、PWM5、PWM6。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：

保护步骤，将采样值与对应的预设值进行比较，当采样值大于对应的预设值时，DSP停止第一驱动信号PWM1、第二驱动信号PWM2、第三驱动信号PWM3的输出、第四驱动信号PWM4的输出、第五驱动信号PWM5的输出以及第六驱动信号PWM6的输出；并且控制故障指示灯闪烁、蜂鸣器报警、通过蓝牙模块发送报警信号。

4.根据权利要求2或3所述的方法，其特征在于，在开关器件的开关转换的期间不进行采样，并且在采样期间不进行开关器件的开关转换。

5.基于权利要求1所述功率因数级的功率因数校正方法，其特征在于，所述方法包括功率因数级功率因数校正方法和DC-DC级、同步整流级功率因数校正方法；所述功率因数级功率因数校正方法包括以下步骤：

电压误差放大环节，计算U_o与基准电压U_ref的差值，其结果进行比例积分处理；

采样环节，采样第一电感L1的电流iL1、第二电感L2的电流iL2以及输出电压U1；

预测模型建立环节，建立开关MOSFET管开关状态的预测模型；然后建立目标函数；

预测值计算环节，接着采集当前时刻的电压、电流值iL1(k)，iL2(k)，Uo(k)然后将数值带入预测模型，计算得到控制变量预测值，即iL1(k+1)、iL2(k+1)；

确定开关状态环节，然后将L1(k+1)、iL2(k+1)带入目标函数，得到两组目标函数值判断下一时刻的开关状态，产生驱动信号PWM1、PWM2，依照最佳开关状态控制开关管；

所述DC-DC级、同步整流级功率因数校正方法包括：

电压误差放大环节，计算LED驱动电源的同步整流级输出电压U₂与基准电压U_ref的差值，计算结果为误差电压U_err；

调节器G_V调节环节，以误差电压U_err作为输入信号进行调节，经过调节器Ｇ_Ｖ形成电压外环控制输出结果为I_ref；

电流误差放大环节，计算DC-DC级初级侧电流Ｉ_L3与基准值电流I_ref比较形成误差电流I_err；

调节器Ｇ_Ｃ调节环节，调节器Ｇ_Ｃ形成电流内环控制产生驱动信号PWM3、PWM4、PWM5、PWM6。

6.根据权利要求5所述的功率因数校正方法，其特征在于，所述方法还包括：

保护步骤，将采样值与对应的预设值进行比较，当采样值大于对应的预设值时，DSP停止第一驱动信号PWM1、第二驱动信号PWM2、第三驱动信号PWM3的输出、第四驱动信号PWM4的输出、第五驱动信号PWM5的输出以及第六驱动信号PWM6的输出；并且控制故障指示灯闪烁、蜂鸣器报警、通过蓝牙模块发送报警信号。

7.根据权利要求5或6所述的功率因数校正方法，其特征在于，在开关器件的开关转换的期间不进行采样，并且在采样期间不进行开关器件的开关转换。

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