CN110870225B - 偏压控制电路和偏压控制方法 - Google Patents

Abstract

偏压控制电路的控制部进行一边使第二偏压电压在规定范围内变化一边重复以下处理的环路处理：在将第二偏压电压固定并且使第三偏压电压增加或减少半波长电压的前后的各个，记录控制为使光调制器输出的多值的QAM信号的光功率收敛于最大值或最小值的附近时的第一偏压电压即第一候补偏压电压和第二候补偏压电压的组。控制部针对被记录的多个组各个计算第一候补偏压电压与第二候补偏压电压的差分，将基于计算出的差分而选择的组的第一候补偏压电压和第二候补偏压电压之间的值决定为第一偏压电压的值。

Description

偏压控制电路和偏压控制方法

技术领域

本发明涉及偏压控制电路和偏压控制方法。

本申请对在2017年7月14日向日本申请的日本特愿2017-138410号要求优先权，并将其内容引用于此。

背景技术

作为在光传输系统中使用的传输码，能够以低符号率发送大容量的光信号的QAM（Quadrature Amplitude modulation，正交幅度调制）信号受到注目。最单纯的QAM是4值QAM，被称为QPSK（Quadrature Phase Shift Keying，正交相移键控）。在本申请中，为了简单，主要以QPSK进行说明，但是，本申请不限于QPSK，能够在全部QAM信号中使用。再有，在以下的说明中，在附图和数式上，存在在字符之上标注横杠的符号，但是，在说明书中，通过在“￣”的后面记述字符来表示其。

图6是示出根据现有技术的、使用IQ光调制器来生成n²值QAM信号的光发送器的典型的结构例的图。为了简单，在此，假设不进行前置色散补偿等复杂的处理。输入到IQ光调制器M的CW光（连续光）被第一光耦合器1分割为2个，输入到第一光相位调制部2和第二光相位调制部3中。这些第一光相位调制部2和第二光相位调制部3通常由MZI（Mach-ZehnderInterferometer：马赫曾德尔干涉仪）型的光调制器构成，具有与第一n值数据信号Data1、￣Data1和第二n值数据信号Data2、￣Data2的逻辑对应地使光相位或光强度相对地变化的功能。

第一光相位调制部2的输出和第二光相位调制部3的输出在被光移相器4施加θ₃的相位差之后被第二光耦合器5合波，通过合波得到的信号被输出为n²值光QAM信号，所述光移相器4具有被施加后述的第三偏压电压的正交偏压电极101。得到了光的相位差θ₃为+π/2或-π/2而最佳的光QAM信号。这相当于载波波长的1/4，但是，波长通常是微米数量级，因此，调整极其严格。此外，光QAM信号的光品质对光移相器4的误差敏感，因此，将光移相器4的相位变化量调整为正确的值极其重要。

通常，通过调整提供给光移相器4的、从第三偏压电源10供给的第三偏压电压（正交偏压电压）V_bias3来进行θ₃的调整。在该图中，光移相器4配置在第二光相位调制部3的后级，但是，也可以在第一光相位调制部2的后级配置光移相器4，此外，还可以在双方具备光移相器。以下，为了使说明简单，假设仅在第二光相位调制部3的后级配置光移相器。

接着，说明第一n值数据信号和第二n值数据信号的各个具有的n种值与第一光相位调制部2和第二光相位调制部3的输出中的光相位和光强度的关系。如前述那样，通常在第一光相位调制部2和第二光相位调制部3中使用MZI型的光调制器。第一光相位调制部2由第一n值数据信号驱动，第二光相位调制部3由第二n值数据信号驱动。这些数据信号分别是n值的信号。第一驱动放大器6将第一n值数据信号放大为正相、反相的2种信号而生成Data1和￣Data1，第二驱动放大器7将第二n值数据信号放大为正相、反相的2种信号而生成Data2和￣Data2。

放大后的n值数据信号Data1和￣Data1分别经由第一驱动信号用电极61a、61b而被施加到第一光相位调制部2具有的2个臂的各个，如图6所示那样，产生±φ₁的相移。同样，放大后的n值数据信号Data2和￣Data2分别经由第二驱动信号用电极71a、71b而被施加到第二光相位调制部3具有的2个臂的各个，如图6所示那样，产生±φ₂的相移。相位延迟φ₁和φ₂的值与各数据信号具有的n种值对应地变化。

此外，第一偏压电源8和第一差动输出DC放大器203产生DC电压（数据偏压电压）V_bias1和-V_bias1，经由第一数据偏压电极81a、81b进一步追加+θ₁和-θ₁的光相移。同样，第二偏压电源9和第二差动输出DC放大器204产生DC电压（数据偏压电压）V_bias2、-V_bias2，经由第二数据偏压电极91a、91b进一步追加+θ₂、-θ₂的光相移。

接着，如以下那样定义上述各种电压的记载。将由第一驱动放大器6生成的差动信号（Data1-￣Data1）具有的n种信号电平记载为V₀、V₁、…V_m、-V_m、…-V₁、-V₀，假设V₀～V_m＞0。在此，m=（n/2）-1。通常，第一光相位调制部2和第二光相位调制部3的光学特性是同等的，因此，由第二驱动放大器7生成的差动信号（Data2-￣Data2）具有的n种信号电平也同样为V₀、V₁、…V_m、-V_m、…-V₁、-V₀。

选择V_bias1、V_bias2，以使第一光相位调制部2和第二光相位调制部3被偏置为零点（null point）。即，设定为在由第一驱动放大器6、第二驱动放大器7生成的信号的差动电压为0时第一光相位调制部2和第二光相位调制部3的输出光消光。

在此，使用图6来说明第一光相位调制部2和第二光相位调制部3的半波长电压Vπ。第一光相位调制部2是MZI型调制器，在此，装入2个波导。在施加到这些2个波导的电压Data1和￣Data1均为0时，如前述那样，第一光相位调制部2的输出消光。在变化为Data1=Vx、￣Data1=-Vx时，如果第一光相位调制部2的光输出达到最大强度，则将2Vx称为第一光相位调制部2的RF端口中的半波长电压Vπ。在Data1=-Vx、￣Data1=Vx的情况下，第一光相位调制部2的光输出也同样为最大，但是，在该情况下，与先前的例子相比较，光输出的光相位相差π。第一光相位调制部2利用该性质来变更光的相位，因此，设计为Data1和￣Data1分别为最大且具有2Vx=Vπ的振幅、（Data1―￣Data1）为最大且具有2Vπ的振幅。第二光相位调制部3也是同样的。

再有，图6所示的IQ光调制器M为各驱动信号用电极向2个波导施加正负相反的电压的结构，存在合计4个电极。将这样的类型的IQ光调制器称为双驱动型。另一方面，单驱动型的IQ光调制器只有2个驱动信号用电极。在这样的结构中，通过第一驱动信号用电极向第一光相位调制部2的内部的2个光波导同时施加电场，通过第二驱动信号用电极向第二光相位调制部3的内部的2个光波导同时施加电场。通过这些4个光波导的各向异性，能够实现与双驱动型同样的功能。在这样的调制器结构的情况下，提供给第一驱动信号用电极和第二驱动信号用电极的n值的数据信号也为V₀、V₁、…V_m、-V_m、…-V₁、-V₀这n种电压，各驱动信号的振幅设定为不超过半波长电压Vπ的2倍。

以上的说明是针对RF端口（第一驱动信号用电极61a、61b、第二驱动信号用电极71a、71b）中的Vπ的说明，但是，针对被施加各偏压电压的DC端口也能够定义Vπ。当使V_bias1增加时，光相位θ₁也变化，但是，为了使光波导间的光相位差（在图6的结构中为2×θ₁）增加π而需要的偏压电压的变化量（在图6的结构中为2×V_bias1的变化量）为DC端口（第一数据偏压电极81a、81b）中的Vπ。在第二数据偏压电极91a、91b中也是同样的。在正交偏压电极101中，为了使光相位θ₃增加π而需要的偏压电压的变化（在图6的结构中为V_bias3的变化）为DC端口（正交偏压电极101）的Vπ。

在图7中示出第一光相位调制部2的输出光的电场E₁与V₀、V₁、…V_m、-V_m、…-V₁、-V₀和V_bias1的关系。以下，为了使说明容易，限定为n=2、m=0的QPSK信号来进行说明。当使驱动信号的电位取为横轴、使输出光的电场E₁取为纵轴时，描绘正弦波，但是，在正常施加数据偏压电压V_bias1的情况下，如由符号L1的线及该线上的点示出那样，由V₀、-V₀生成的输出光的电场E₁₁和E₁₂为相对于0电平对称的值。另一方面，在数据偏压电压V_bias1不适当而偏离ΔV_bias1的情况下，如由符号L2的线及该线上的点示出那样，由V₀、-V₀生成的输出光的电场E₁₁ ^-和E₁₂ ⁺为相对于0电平非对称。在偏离的量为-ΔV_bias1的情况下，如由符号L3的线及该线上的点示出那样，由V₀、-V₀生成的输出光的电场E₁₁ ⁺和E₁₂ ^-为相对于0电平非对称。在此，应注意的是，|E₁₁ ^-|=|E₁₂ ^-|且|E₁₁ ⁺|=|E₁₂ ⁺|。

关于第二光相位调制部3的输出光的电场E₂与V₀、-V₀和V_bias2的关系，也与图7同样。再有，在图7中图表为向右上的倾斜，但是，如果在驱动信号为0时E₁、E₂为0则图表也可以为向右下的倾斜。使倾斜的方向为哪一个在进行前置色散补偿等信号处理的情况下是重要的，但是，在此省略说明。

在V_bias3正常地被施加到光移相器4的情况下，θ₃=π/2或-π/2，第一光相位调制部2和第二光相位调制部3的输出光的光电场的向量保持为正交，因此，IQ光调制器M的输出光的星座为图8所示的格子状的星座。光电场E₁、光电场E₂分别为同相（In-Phase）分量和正交（Quadrature）分量，有时将它们略称为I分量、Q分量。

然而，已知：V_bias1、V_bias2和V_bias3的最佳值由于被称为偏压漂移的现象而与时间一起变动。已知：该随时间变化在使用了LiNbO₃的调制器中较大，在半导体型的调制器中较小。可是，在半导体型的调制器中，V_bias1、V_bias2和V_bias3的最佳值也依赖于信号波长或MZI的光路长度的少许制造误差，而不唯一地确定。因此，在商用的收发器中，自动偏压控制（ABC：Auto Bias Control）是必需的。QAM信号生成用的IQ光调制器的自动偏压控制能够通过使用非专利文献1、2、3所详细记载的非对称偏压抖动来进行。

使用图9来说明利用典型的非对称偏压抖动的偏压控制电路的工作。图9是示出具备该偏压控制电路的n²值QAM发送器的结构的框图。在图9中，对与图6相同的部分标注相同的附图标记。在非对称偏压抖动中，V₀、V₁、…V_m之中的至少一个被设定得比Vπ小，并且使相位正交的低速的抖动信号重叠于±V_bias1和±V_bias2。在此，将施加到±V_bias1和±V_bias2的各个的抖动信号以重号同序分别表示为±cos（ω_d×t）、±sin（ω_d×t）。在此t为时间，ω_d为角频率。

通过利用第一加法运算器83将从第一振荡器82输出的cos（ω_d×t）的抖动信号重叠于第一偏压电源8的输出电压、利用第二加法运算器93将从第二振荡器92输出的sin（ω_d×t）的抖动信号重叠于第二偏压电源9的输出电压来实现该抖动。

在此，考虑：在V_bias1、V_bias2和V_bias3之中的2个为最佳值附近但是另一个由于偏压漂移而从最佳值偏移时，调制器输出（来自IQ光调制器M的输出光）的光功率由于非对称偏压抖动而怎样变化。在此，“光功率”是指在比信号的符号周期（典型值为100psec）长得多并且比抖动的周期（典型值为1msec）短的周期内取平均的值。

如在非专利文献1~3中详细说明的那样，在V_bias1漂移时，调制器输出的光功率与cos（ω_d×t）同步地变动。在V_bias2漂移时，调制器输出的光功率与sin（ω_d×t）同步地变动。在V_bias3漂移时，调制器输出的光功率与sin（2ω_d×t）同步地变动。利用该性质，能够校正各偏压的漂移，控制偏压电压。

该控制能够如以下那样做而实现。使用光分波耦合器11将调制器输出光分路，使用光功率监视器12监视其光功率。接着，使用第一同步检波电路84、第二同步检波电路94和第三同步检波电路103来对得到的光功率的值进行同步检波。这些各同步检波电路的参考时钟使用前述的第一振荡器82和第二振荡器92以及第三振荡器102的输出。在此，第三振荡器102输出sin（2ω_d×t）的正弦波。由第一同步检波电路84、第二同步检波电路94和第三同步检波电路103得到的同步检波结果具有由各偏压的漂移的大小和方向确定的正或负的值。将该同步检波结果作为误差信号经由第一环路增益调整电路504、第二环路增益调整电路505、第三环路增益调整电路503向第一偏压电源8、第二偏压电源9、第三偏压电源10反馈，由此，能够使各偏压保持为适当值。

在图10中模拟地示出仅V_bias1漂移而从最佳值（零点）偏移了量ΔV_bias1的情况下的、第一同步检波电路84的输出的例子。横轴的ΔV_bias1的单位为Vπ。在图10中，出现了向右上或向右下的斜率的多个0交叉点。这种2种0交叉点分别对应于调制器输出光的最大值或最小值。在该例子中，在最佳的V_bias1（ΔV_bias1=0）中，为向右上的斜率的0交叉点，但是，在哪个斜率下V_bias1为最佳依赖于调制格式和驱动振幅。详细的讨论请参照非专利文献2。只要使用第一环路增益调整电路504来构成反馈环路以使如果第一同步检波电路84的输出为正则减少V_bias1、如果第一同步检波电路84的输出为负则增加V_bias1，则总是能够使V_bias1保持为最佳的值。再有，在ΔV_bias1=±2Vπ也产生向右上的0交叉点，但是，这是由于MZI的周期性，即使反馈环路收敛于这些值，也能够得到最佳的QAM信号。

在仅V_bias2引起漂移的情况下也是同样的。在仅V_bias3漂移的情况下处理若干不同，但是，如非专利文献1~2所详细记载那样，能够以大致相似的处理进行偏压电压的控制。

在以上的说明中，假设仅V_bias1、V_bias2和V_bias3的任一个漂移来进行了说明。可是，在开始了偏压控制处理的稍后，V_bias1、V_bias2和V_bias3各自不限于处于最佳值。在多个偏压同时漂移的情况下，由于各偏压的紊乱引起相互作用，所以同步检波特性是复杂的。

在图11中，模拟地示出V_bias2的漂移量ΔV_bias2为-0.2Vπ、V_bias3的漂移量ΔV_bias3为+0.2Vπ这样的条件下的、ΔV_bias1与第一同步检波电路84的输出的关系。当与图10比较时，向右上的斜率的0交叉点大幅偏离（参照图11图中的箭头）。因此，反馈环路使V_bias1收敛于不适当的值。

如从该例子可知，当在偏压控制电路的启动稍前多个偏压较大地从最佳值偏离的情况下未使用适当的启动序列时，难以将全部偏压控制为适当值。在最坏的情况下，陷入伪稳定点，在各偏压不是最佳的状态下锁定ABC。

在专利文献1中，提出了即使在多个偏压同时从最佳值偏离的情况下也能够进行正确的偏压控制的启动序列。该技术利用在使V_bias3变动半波长电压Vπ时产生的同步检波特性的变化量的对称性。

为了说明专利文献1的启动序列，首先，简单地说明为何产生图10、图11中所见的、同步检波结果的0交叉点的偏离。为了使说明容易，首先IQ光调制器假定为理想的结构且在MZI中没有不平衡并且能够忽视各偏压的相互作用的结构。此外，θ₁~θ₃的变化量分别与V_bias1~V_bias3成比例。

图12A~图12C是示出n²值光QAM信号的星座的例子的图。在此，n=2，差动的驱动信号（Dataj-￣Dataj）的振幅被设定为比RF端口中的半波长电压Vπ的一半小（j=1、2）。如果各偏压电压为适当值，则光QAM信号的星座为图12B所示的形状。光QAM信号的光功率P与符号A~D的光电场的向量的大小的平方的和成比例。如图7所示那样，如果数据偏压电压V_biasj为最佳即ΔV_biasj=0则|E_j1|=|E_j2|，各符号的E_j分量的光电场的绝对值全部相等（j=1、2）。

假设根据图12B的状态而仅数据偏压电压V_bias1漂移ΔV_bias1=+0.5Vπ或-0.5Vπ，其他的偏压继续保持适当值。图12A示出ΔV_bias1漂移了-0.5Vπ的情况下的星座，图12C示出ΔV_bias1漂移了+0.5Vπ的情况下的星座。ΔV_bias3=0，因此，θ₃=π/2，但是，星座的外形不为正方形，此外光功率P依赖于ΔV_bias1而变化。如图7所示那样，存在|E₁₁ ^-|=|E₁₂ ^-|且|E₁₁ ⁺|=|E₁₂ ⁺|的关系，因此，在漂移为ΔV_bias1=-0.5Vπ的情况下的星座（图12A）和ΔV_bias1的符号反转而漂移为+0.5Vπ的情况下的星座（图12C）中，星座的形状为以E₂轴为对称轴的镜像的关系。因此，光功率P仅依赖于ΔV_bias1的绝对值，而不取决于ΔV_bias1的符号。

在图13中，示出ΔV_bias2=ΔV_bias3=0的条件下的、光功率P相对于ΔV_bias1的变化。该图的图表中所示的12A、12B、12C的符号分别对应于图12A、图12B、图12C的星座。从图13可知：光功率P在ΔV_bias1=0的情况下作最小值。图9所示的第一同步检波电路84检测抖动了E₁分量的光电场的结果的光功率P的变动，但是，在ΔV_bias1=0的情况下光功率P取最小值，因此，第一同步检波电路84的输出在ΔV_bias1=0的情况下为0。这与图10中示出的模拟结果一致。

图14A~图14C是示出V_bias2和V_bias3的偏压电压与适当值不同的情况下的n²值光QAM信号的星座的例子的图。在V_bias2和V_bias3的偏压电压与适当值不同的情况下，θ₃不是直角，因此，星座例如如图14B所示那样变形。在该情况下，与前述的例子不同，V_bias1的漂移为ΔV_bias1=+0.5Vπ时的星座的形状（图14C）和ΔV_bias1=-0.5Vπ时的星座的形状（图14A）不为镜像的关系。因此，光功率P在ΔV_bias1=0的情况下不能作最小值。

在图15中，示出ΔV_bias2=-0.2Vπ、ΔV_bias3=0.2Vπ的条件下的、光功率P相对于ΔV_bias1的变化。该图的图形中所示的14A、14B、14C的符号分别对应于图14A、图14B、图14C的星座。在图15中，光功率P的最小值从ΔV_bias1=0偏离。在图15中以箭头示出从ΔV_bias1=0偏离的量d1。由于该偏离，第一同步检波电路84的输出也在从ΔV_bias1=0偏离的情况下为0。该偏离成为在图11所示的模拟结果中出现的偏离的原因。

接着，考虑针对图14A~图14C所示的各星座而将θ₃变换为θ₃+π。这能够通过使正交偏压电压V_bias3人为地变更Vπ而为ΔV_bias3=-0.8Vπ来实现。在此，假定能够忽视各偏压的相互作用，因此，即使V_bias3变化，ΔV_bias1和ΔV_bias2也不变。

作为结果，得到图16A~图16C所示那样的星座。当与图14A~图14C比较时，关于星座与原点的位置关系，图14A和图14C以及图16A和图16C调换。即，当使图16C旋转180度时，虽然符号的配置和E1轴的正负改变，但是，星座的形状和原点的位置关系与图14A相同。此外，当使图16A旋转180度时，虽然符号的配置和E1轴的正负改变，但是，星座的形状和原点的位置关系与图14C相同。如前述那样，光QAM信号的光功率P由符号A~D的光电场的向量的大小的平方的和决定。因此，与符号配置的调换或E1轴的正负无关地，图14A中的光功率P和图16C中的光功率P相同。此外，图14C中的光功率P和图16A中的光功率P相同。在图17中，示出ΔV_bias2=-0.2Vπ、ΔV_bias3=-0.8Vπ的条件下的、光功率P相对于ΔV_bias1的变化。该图的图表中所示的16A、16B、16C的符号分别对应于图16A、图16B、图16C的星座。光功率P为最小值的ΔV_bias1的值从ΔV_bias1=0偏离d2与图15为相反的符号（参照图17的箭头）。

如前述那样，IQ光调制器M假定为理想的结构且在MZI中没有不平衡并且能够忽视各偏压的相互作用，但是，在该假定的基础上，存在d1=-d2的关系。在专利文献1中，利用该反对称性，使V_bias3人为地变更Vπ并寻找第一同步检波电路84的输出为0的V_bias1，取得得到的V_bias1的平均值，由此，求取V_bias1的最佳值（即为ΔV_bias1=0的V_bias1）。针对V_bias2也能够用同样的手段进行最佳化。如果V_biasj（j=1、2）被最佳化，则能够使用非专利文献1、2的技术来容易地将V_bias3最佳化。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特许第5671130号公报；

非专利文献

非专利文献1：Hiroto Kawakami, Eiji Yoshida, and Yutaka Miyamoto, “AutoBias Control Technique Based on Asymmetric Bias Dithering for Optical QPSKModulation”, Journal of Lightwave Technology, Vol. 30, No. 7, April 2012, pp.962-968；

非专利文献2：Hiroto Kawakami, Takayuki Kobayashi, Eiji Yoshida, andYutaka Miyamoto, “Auto bias control technique for optical 16-QAM transmitterwith asymmetric bias dithering”, Optics Express B308, Vol. 19, No. 26,December 2011；

非专利文献3：Hiroto Kawakami, Shoichiro Kuwahara, Akira Hirano,“Drive-amplitude-independent Auto Bias Control Circuit for QAM Signals andIts Demonstration with an InP-based IQ Modulator”, 42nd European Conferenceand Exhibition on Optical Communications, W4 P1 SC 4, September 2016, pp.815-817。

发明内容

发明要解决的课题

然而，在现在，IQ光调制器的变化增加，因此，出现了使用前述的专利文献1所示的技术难以对应的例子。作为一个例子，在半导体型的IQ光调制器中，存在以下情况：第一光相位调制部2或第二光相位调制部3的各个具有的2个臂中产生的非线性光学效果的大小倾向于变得不平衡，图6所示的相移量+φ_j和-φ_j（j=1、2）的反对称性瓦解。此外，作为另外的例子，最近，还开发了在调整图6中的相移量±θ_j（j=1、2）和+θ₃时、代替以往广泛使用的泡克尔斯效应而利用由加热器造成的光波导的热膨胀的IQ光调制器。在这样的IQ光调制器中，由于在比较窄的区域中排列多个加热器，所以不能忽视热串扰，能够引起在将ΔV_bias1调整为0的过程中ΔV_biasj（j=2、3）从0背离这样的现象。在这样的例子中，通过专利文献1所示的技术不会预料迅速的收敛，在结束启动序列后也暂且持续各偏压值不稳定的状态。

鉴于上述情况，本发明的目的在于提供能够使多值QAM用光发送器的偏压值更快收敛的偏压控制电路和偏压控制方法。

用于解决课题的方案

本发明的一个方式是，一种偏压控制电路，进行光调制器的偏压控制，其中，所述光调制器具有：第一光相位调制部，根据具有n种值的第一n值数据信号来变更输入的光的相位或强度；第二光相位调制部，根据具有n种值的第二n值数据信号来变更输入的光的相位或强度；光移相器，通过向来自所述第一光相位调制部的输出光和来自所述第二光相位调制部的输出光的至少一个赋予延迟来赋予+π/2或-π/2的光相位差；以及合波部，将向至少一个赋予了根据所述光移相器的所述光相位差的、来自所述第一光相位调制部的所述输出光和来自所述第二光相位调制部的所述输出光合波，输出生成的多值的QAM信号，所述偏压控制电路具备：第一偏压电源，产生第一偏压电压，所述第一偏压电压用于设定为在所述第一n值数据信号为零电平时来自所述第一光相位调制部的输出光消光；第二偏压电源，产生第二偏压电压，所述第二偏压电压用于设定为在所述第二n值数据信号为零电平时来自所述第二光相位调制部的输出光消光；第三偏压电源，产生用于调整所述光移相器的相移量的第三偏压电压；光功率监视器，对来自所述光调制器的输出光的光功率进行监视；以及控制部，基于由所述光功率监视器得到的监视结果来控制所述第一偏压电源产生的所述第一偏压电压、所述第二偏压电源产生的所述第二偏压电压和所述第三偏压电源产生的所述第三偏压电压，所述控制部进行一边使所述第二偏压电压在规定范围内变化一边重复以下处理的环路处理：在将所述第二偏压电压固定并且使所述第三偏压电压增加或减少半波长电压的前后的各个，记录控制为使所述光功率收敛于最大值或最小值的附近时的所述第一偏压电压即第一候补偏压电压和第二候补偏压电压的组，并且，所述控制部进行以下电压决定处理：针对被记录的多个所述组各个计算所述第一候补偏压电压与所述第二候补偏压电压的差分，将基于计算出的所述差分而选择的组的所述第一候补偏压电压与所述第二候补偏压电压之间的值决定为从所述第一偏压电源产生的所述第一偏压电压。

此外，本发明的一个方式是，一种偏压控制电路，进行光调制器的偏压控制，其中，所述光调制器具有：第一光相位调制部，根据具有n种值的第一n值数据信号来变更输入的光的相位或强度；第二光相位调制部，根据具有n种值的第二n值数据信号来变更输入的光的相位或强度；光移相器，通过向来自所述第一光相位调制部的输出光和来自所述第二光相位调制部的输出光的至少一个赋予延迟来赋予+π/2或-π/2的光相位差；以及合波部，将向至少一个赋予了根据所述光移相器的所述光相位差的、来自所述第一光相位调制部的所述输出光和来自所述第二光相位调制部的所述输出光合波，输出生成的多值的QAM信号，所述偏压控制电路具备：第一偏压电源，产生第一偏压电压，所述第一偏压电压用于设定为在所述第一n值数据信号为零电平时来自所述第一光相位调制部的输出光消光；第二偏压电源，产生第二偏压电压，所述第二偏压电压用于设定为在所述第二n值数据信号为零电平时来自所述第二光相位调制部的输出光消光；第三偏压电源，产生用于调整所述光移相器的相移量的第三偏压电压；光功率监视器，对来自所述光调制器的输出光的光功率进行监视；以及控制部，基于由所述光功率监视器得到的监视结果来控制所述第一偏压电源产生的所述第一偏压电压、所述第二偏压电源产生的所述第二偏压电压和所述第三偏压电源产生的所述第三偏压电压，所述控制部进行一边使所述第二偏压电压在规定范围内变化一边重复以下处理的环路处理：在将所述第二偏压电压固定并且向所述第一n值数据信号的振幅或所述第一偏压电压施加规定的频率的抖动并且使所述第三偏压电压增加或减少半波长电压的前后的各个，记录控制为使重叠于所述光功率的所述规定的频率的整数倍的分量收敛于0、最大或最小的附近时的所述第一偏压电压即第一候补偏压电压和第二候补偏压电压的组，并且，所述控制部进行以下电压决定处理：针对被记录的多个所述组各个计算所述第一候补偏压电压与所述第二候补偏压电压的差分，将基于计算出的所述差分而选择的组的所述第一候补偏压电压与所述第二候补偏压电压之间的值决定为从所述第一偏压电源产生的所述第一偏压电压。

在上述的偏压控制电路中，所述控制部决定从所述第二偏压电源产生得到选择的所述组时的所述第二偏压电压也可。

在上述的偏压控制电路中，所述控制部调换所述第一偏压电压和所述第二偏压电压来进行所述环路处理和所述电压决定处理，决定从所述第二偏压电源产生的所述第二偏压电压也可。

在上述的偏压控制电路中，所述控制部使用决定的所述第一偏压电压和决定的所述第二偏压电压来控制所述第三偏压电压，结束该偏压控制电路的启动处理也可。

在上述的偏压控制电路中，在利用所述第一偏压电压、所述第二偏压电压和所述第三偏压电压的光相位的调整中使用泡克尔斯效应或光波导的热膨胀也可。

本发明的一个方式是，一种偏压控制方法，所述方法是偏压控制电路执行的光调制器的偏压控制方法，其中，所述光调制器具备：第一光相位调制部，根据具有n种值的第一n值数据信号来变更输入的光的相位或强度；第二光相位调制部，根据具有n种值的第二n值数据信号来变更输入的光的相位或强度；光移相器，通过向来自所述第一光相位调制部的输出光和来自所述第二光相位调制部的输出光的至少一个赋予延迟来赋予+π/2或-π/2的光相位差；以及合波部，将向至少一个赋予了根据所述光移相器的所述光相位差的、来自所述第一光相位调制部的所述输出光和来自所述第二光相位调制部的所述输出光合波，输出生成的多值的QAM信号，在所述偏压控制电路中，具有：偏压电压产生步骤，第一偏压电源产生第一偏压电压，第二偏压电源产生第二偏压电压，第三偏压电源产生用于调整所述光移相器的相移量的第三偏压电压，所述第一偏压电压用于设定为在所述第一n值数据信号为零电平时来自所述第一光相位调制部的输出光消光，所述第二偏压电压用于设定为在所述第二n值数据信号为零电平时来自所述第二光相位调制部的输出光消光；偏压电压控制步骤，控制部基于来自所述光调制器的输出光的光功率的监视结果来控制所述第一偏压电源产生的所述第一偏压电压、所述第二偏压电源产生的所述第二偏压电压和所述第三偏压电源产生的所述第三偏压电压；环路处理步骤，所述控制部一边使所述第二偏压电压在规定范围内变化一边重复以下处理：在将所述第二偏压电压固定并且使所述第三偏压电压增加或减少半波长电压的前后的各个，记录控制为使所述光功率收敛于最大值或最小值的附近时的所述第一偏压电压即第一候补偏压电压和第二候补偏压电压的组；以及电压决定步骤，所述控制部针对在所述环路处理步骤中记录的多个所述组各个计算所述第一候补偏压电压与所述第二候补偏压电压的差分，将基于计算出的所述差分而选择的组的所述第一候补偏压电压与所述第二候补偏压电压之间的值决定为从所述第一偏压电源产生的所述第一偏压电压。

本发明的一个方式是，一种偏压控制方法，所述方法是偏压控制电路执行的光调制器的偏压控制方法，其中，所述光调制器具备：第一光相位调制部，根据具有n种值的第一n值数据信号来变更输入的光的相位或强度；第二光相位调制部，根据具有n种值的第二n值数据信号来变更输入的光的相位或强度；光移相器，通过向来自所述第一光相位调制部的输出光和来自所述第二光相位调制部的输出光的至少一个赋予延迟来赋予+π/2或-π/2的光相位差；以及合波部，将向至少一个赋予了根据所述光移相器的所述光相位差的、来自所述第一光相位调制部的所述输出光和来自所述第二光相位调制部的所述输出光合波，输出生成的多值的QAM信号，在所述偏压控制电路中，具有：偏压电压产生步骤，第一偏压电源产生第一偏压电压，第二偏压电源产生第二偏压电压，第三偏压电源产生用于调整所述光移相器的相移量的第三偏压电压，所述第一偏压电压用于设定为在所述第一n值数据信号为零电平时来自所述第一光相位调制部的输出光消光，所述第二偏压电压用于设定为在所述第二n值数据信号为零电平时来自所述第二光相位调制部的输出光消光；偏压电压控制步骤，控制部基于来自所述光调制器的输出光的光功率的监视结果来控制所述第一偏压电源产生的所述第一偏压电压、所述第二偏压电源产生的所述第二偏压电压和所述第三偏压电源产生的所述第三偏压电压；环路处理步骤，所述控制部一边使所述第二偏压电压在规定范围内变化一边重复以下处理：在将所述第二偏压电压固定并且向所述第一n值数据信号的振幅或所述第一偏压电压施加规定的频率的抖动并且使所述第三偏压电压增加或减少半波长电压的前后的各个，记录控制为使重叠于所述光功率的所述规定的频率的整数倍的分量收敛于0、最大或最小的附近时的所述第一偏压电压即第一候补偏压电压和第二候补偏压电压的组；以及电压决定步骤，所述控制部针对在所述环路处理步骤中记录的多个所述组各个计算所述第一候补偏压电压与所述第二候补偏压电压的差分，将基于计算出的所述差分而选择的组的所述第一候补偏压电压与所述第二候补偏压电压之间的值决定为从所述第一偏压电源产生的所述第一偏压电压。

发明效果

根据本发明，能够使多值QAM用光发送器的偏压值更快地收敛。

附图说明

图1是示出具备根据本发明的第一实施方式的偏压控制电路（bias controlcircuit）的光发送器的结构的框图。

图2是示出根据该实施方式的偏压控制电路的处理的流程图。

图3是示出根据第二实施方式的偏压控制电路的处理的流程图。

图4是示出根据该实施方式的偏压控制电路的处理的流程图。

图5是示出具备根据第三实施方式的n²值QAM发送器的偏压控制电路的光发送器的结构的框图。

图6是示出根据现有技术的光发送器的结构例的图。

图7是示出根据现有技术的光发送器的第一光相位调制部的输出光的电场与数据信号的电压和数据偏压电压的关系的图。

图8是示出根据现有技术的IQ光调制器的输出光的星座（constellation）的图。

图9是示出具备根据现有技术的偏压控制电路的光发送器的结构的框图。

图10是示出根据现有技术的第一同步检波电路的输出例的图。

图11是示出根据现有技术的第一同步检波电路的输出例的图。

图12A是示出根据现有技术的n²值光QAM信号的星座的例子的图。

图12B是示出根据现有技术的n²值光QAM信号的星座的例子的图。

图12C是示出根据现有技术的n²值光QAM信号的星座的例子的图。

图13是示出根据现有技术的光功率的变化的图。

图14A是示出根据现有技术的n²值光QAM信号的星座的例子的图。

图14B是示出根据现有技术的n²值光QAM信号的星座的例子的图。

图14C是示出根据现有技术的n²值光QAM信号的星座的例子的图。

图15是示出根据现有技术的光功率的变化的图。

图16A是示出根据现有技术的n²值光QAM信号的星座的例子的图。

图16B是示出根据现有技术的n²值光QAM信号的星座的例子的图。

图16C是示出根据现有技术的n²值光QAM信号的星座的例子的图。

图17是示出根据现有技术的光功率的变化的图。

图18A是示出使θ₃增减π之前的n²值光QAM信号的星座的图。

图18B是示出使θ₃增减π之后的n²值光QAM信号的星座的图。

图19是示出使θ₃增减π的前后的光功率相对于V_bias1的变化的图。

具体实施方式

以下，一边参照附图一边对本发明的实施方式进行说明。本发明的实施方式涉及多值QAM用光发送器的偏压电压自动控制。特别是涉及对在自动控制的开始时间点更可靠地将偏压控制为最佳值的启动序列（start-up sequence）进行管理的控制器。

在说明本发明的实施方式之前，考虑满足以下这样的条件是在怎样的情况下，所述条件是：“即使针对任意的θ₃进行将θ₃变换为θ₃+π这样的操作，光功率P为最大值或最小值的V_biasj（j=1、2）也几乎不发生变化”。该条件换言之是“即使针对任意的正交偏压电压V_bias3进行使V_bias3人为地变更Vπ这样的操作，图15所示的d1和图17所示的d2的符号和绝对值也大致相等”。

如果IQ光调制器能够假定为理想的结构且在MZI中没有不平衡（imbalance）并且能够忽视各偏压的相互作用的结构，则为了满足前述的条件，只要d1=d2=0即可。此时，在θ₃的变换的前后，ΔV_biasj=0，图7和图8所示的E₁₁、E₁₂、E₂₁、E₂₂为E_j1=-E_j2（j=1、2）。图18A和图18B是示出在d1和d2相等时使θ₃增减π的前后的n²值光QAM信号的星座的图。在此，n=2。图18A示出使θ₃增加π之前的星座，图18B示出使θ₃增加π之后的星座。如图18A和图18B所示那样，即使使θ₃增减π，虽然调换符号的配置，但是作为星座的形状，也是相同的，星座的形状与原点的位置关系不改变。

图19是示出使θ₃增减π的前后的光功率P的变化的图。在该图中，示出了ΔV_bias2=0.0、ΔV_bias3=-0.8Vπ或+0.2Vπ的条件下的、光功率P相对于ΔV_bias1的变化。驱动振幅等的条件与图13~图17相同。ΔV_bias3为-0.8Vπ和+0.2Vπ哪一个，光功率P都相同，在ΔV_bias1=0的情况下，光功率P的值为最小值。

从此可以说以下的情况。即，“如果在针对任意的正交偏压电压V_bias3而使V_bias3人为地变更Vπ这样的操作的前后、光功率P维持最大值或最小值，则此时V_biasj为最佳值（ΔV_biasj=0）（j=1、2）”。

在此之前的说明中，IQ光调制器假定为理想的结构且在MZI中没有不平衡并且能够忽视各偏压的相互作用的结构。在该假定不成立的不太理想的IQ光调制器中，在使V_bias3人为地变更Vπ的过程中存在ΔV_biasj变动的情况。此外，在不平衡的IQ光调制器中，也存在不为图18A和图18B所示的那样的菱形的星座而边AD和边BC不为平行的情况。在这样的情况下，即使图15所示的d1和图17所示的d2的一个为0，另一个也可能存在取与0稍微不同的值的情况。

因此，如下述那样修正前述的结论。即，“只要在针对任意的正交偏压电压V_bias3而使V_bias3人为地变更Vπ这样的操作的前后、光功率P为最大值或最小值的V_biasj的值大致相等，则V_biasj大致等于最佳值（ΔV_biasj=0）（j=1、2）”。

在本发明的实施方式中，使用该性质来粗调整V_bias1、V_bias2，引入到最佳值附近。由于伴随着V_bias3的剧烈的变动，所以存在难以在光通信服务的运用中进行的情况，但是，能够通过应用于ABC电路的启动序列来避免陷入伪的最佳点的状况。即使在启动序列结束后、在服务中的ABC执行时产生偏压漂移，由于各偏压为最佳值附近的值，所以也能够使用非专利文献1~3所记载的方法进行ABC。

在本发明的实施方式中，与专利文献1所示的技术不同，首先找出d1和d2（参照图15、图17）的绝对值较小的区域，之后，决定V_bias1、V_bias2，因此，即使在IQ光调制器的结构不理想的情况下，也能够以比专利文献1所示的技术高的精度实现ABC。

上述的说明以小振幅的光QPSK信号为例子，但是，关于通常的QAM信号，大致同样的讨论也成立。根据驱动振幅和信号格式，需要若干的修正，但是，关于此，在第二实施方式中进行说明。

［A.第一实施方式］

在本发明的第一实施方式中，控制V_bias1和V_bias2，以使IQ光调制器的输出的光功率P的值为最大值或最小值。在各偏压值为最佳时光功率P取最大值还是取最小值依赖于驱动振幅和信号格式，因此，需要使用在非专利文献2中示出的判别式D等来预先调查。

为了使IQ光调制器的输出的光功率P的值为最大或最小，还能够使用爬山法等，但是，更现实地，如在背景技术中说明的那样，只要使V_bias1或V_bias2抖动来进行同步检波，在选择了同步检波结果的倾斜度之后使同步检波结果为0即可。

图1是示出根据本发明的第一实施方式的光发送器100的结构的框图。在该图中，对与图9所示的现有技术的QAM发送器相同的部分标注相同的附图标记。光发送器100是n²值QAM发送器。光发送器100具有IQ光调制器M、第一驱动放大器6、第二驱动放大器7、以及偏压控制电路400。偏压控制电路400具备：光分波耦合器11、光功率监视器12、第一振荡器82、第一同步检波电路84、第一环路增益调整电路504、第一偏压电源8、第一加法运算器83、第一差动输出DC放大器203、第二振荡器92、第二同步检波电路94、第二环路增益调整电路505、第二偏压电源9、第二加法运算器93、第二差动输出DC放大器204、第三振荡器102、第三同步检波电路103、第三环路增益调整电路503、第三偏压电源10以及控制器600。图1所示的光发送器100与图9所示的QAM发送器不同之处在于，作为ABC电路的偏压控制电路400具备控制器600。

第一驱动放大器6将第一n值数据信号放大为正相、反相的2种信号而生成Data1和￣Data1。第二驱动放大器7将第二n值数据信号放大为正相、反相的2种信号而生成Data2和￣Data2。

IQ光调制器M与图6所示的结构同样，生成n²值QAM信号。第一光耦合器1（图6）将CW光（连续光）分割为2个并输入到第一光相位调制部2（图6）和第二光相位调制部3（图6）中。第一光相位调制部2（图6）将从第一光耦合器1（图6）输入的CW光分路到2个波导，将第一驱动放大器6生成的Data1和￣Data1经由第一驱动信号用电极61a、61b施加到各波导的光信号。第一数据偏压电极81a、81b通过来自第一差动输出DC放大器203的DC电压（第一偏压电压）V_bias1和-V_bias1追加+θ₁和-θ₁的光相移（phase shift）。第一光相位调制部2（图6）在将光相位差被调整后的2个波导的光信号合波之后，输出通过合波而得到的光信号。

第二光相位调制部3（图6）将从第一光耦合器1（图6）输入的CW光分路到2个波导，将第二驱动放大器7生成的Data2和￣Data2经由第二驱动信号用电极71a、71b施加到各波导的光信号。第二数据偏压电极91a、91b通过来自第二差动输出DC放大器204的DC电压（第二偏压电压）V_bias2和-V_bias2追加+θ₂和-θ₂的光相移。第二光相位调制部3（图6）在将光相位差被调整后的2个波导的光信号合波之后，输出通过合波而得到的光信号。

第一光相位调制部2的输出和第二光相位调制部3的输出的至少一个在被光移相器4（图6）施加了θ₃的相位差之后被第二光耦合器5（图6）合波，作为n²值QAM光信号而输出通过合波而得到的信号，所述光移相器4具有被施加正交偏压电压的正交偏压电极101。

在偏压控制电路400中，光分波耦合器11将来自IQ光调制器M的输出光分路并输出到光功率监视器12中。光功率监视器12对光分波耦合器11分路出的输出光的光功率进行监视。

第一同步检波电路84基于从第一振荡器82输出的参考时钟和由光功率监视器12得到的监视结果来进行同步检波。第一同步检波电路84经由第一环路增益调整电路504将同步检波结果作为误差信号反馈到第一偏压电源8中。第一加法运算器83将从第一振荡器82输出的cos（ω_d×t）的抖动信号重叠于第一偏压电源8的输出电压。第一差动输出DC放大器203将根据第一加法运算器83的输出电压产生的DC电压V_bias1和-V_bias1向第一数据偏压电极81a、81b供给。

第二同步检波电路94基于从第二振荡器92输出的参考时钟和由光功率监视器12得到的监视结果来进行同步检波。第二同步检波电路94经由第二环路增益调整电路505将同步检波结果作为误差信号反馈到第二偏压电源9中。第二加法运算器93将从第二振荡器92输出的sin（ω_d×t）的抖动信号重叠于第二偏压电源9的输出电压。第二差动输出DC放大器204将根据第二加法运算器93的输出电压产生的DC电压V_bias2和-V_bias2向第二数据偏压电极91a、91b供给。

第三同步检波电路103基于从第三振荡器102输出的参考时钟和由光功率监视器12得到的监视结果来进行同步检波。第三同步检波电路103经由第三环路增益调整电路503将同步检波结果作为误差信号反馈到第三偏压电源10中。第三偏压电源10将正交偏压电压V_bias3向正交偏压电极101供给。控制器600参照从根据光功率监视器12的监视结果得到的前述的3种误差信号来控制第一偏压电源8、第二偏压电源9和第三偏压电源10，使从第一偏压电源8、第二偏压电源9和第三偏压电源10的各个输出的V_bias1、V_bias2和V_bias3变化，记录该变化。

在本实施方式的偏压控制电路400的结构中，存在3种控制环路，但是，在发送器启动稍后的启动序列中，控制器600以分时（time sharing）操纵这些3种控制环路。关于顺序，先进行数据偏压的V_bias1或V_bias2的控制，接着进行V_bias3的控制。关于V_bias1的控制和V_bias2的控制，哪一个在前都可以，但是，在此，假设先控制V_bias1。

图2是示出偏压控制电路400的处理的流程图。使用该图所示的流程来说明启动序列的各步骤的处理。

在步骤S105中，控制器600将V_bias2和V_bias3的值固定为初始值。这通过从控制器600向第二环路增益调整电路505和第三环路增益调整电路503送出命令来使这些环路增益为0（-∞dB）而实现。接着，在步骤S110中，控制器600将初始值1代入到变量j。该变量j是示出数据表的行数的变量。

接着，在步骤S115中，控制器600控制V_bias1，以使第一同步检波电路84的输出接近0。更具体而言，控制器600控制V_bias1，以使在对V_bias1的振幅施加频率f的抖动时在来自光功率监视器12的输出重叠的频率f的整数倍的频率分量为0的附近。这通过从控制器600向第一环路增益调整电路504送出命令来使环路增益为适当的值而实现。最佳的环路增益的大小由输入到IQ光调制器M中的CW光的功率和光功率监视器12的灵敏度决定。反馈信号的正负由作为目标的0交叉点的、斜率的正负决定。

在控制环路收敛之后，处理转移到图2的步骤S120。在步骤S120中，控制器600将V_bias1的收敛值记录到数据表的第1列j行中，处理转移到步骤S125。在步骤S125中，控制器600使V_bias3增加Vπ。在步骤S130中，控制器600与步骤S115同样地以第一同步检波电路84的输出接近0的方式仅针对V_bias1操纵控制环路。

在控制环路收敛之后，处理转移到图2的步骤S135。在步骤S135中，控制器600将V_bias1的收敛值记录到数据表的第2列j行中，处理转移到步骤S140。在步骤S140中，控制器600将V_bias2的值记录到数据表的第3列j行中。

在步骤S145中，控制器600使V_bias2的值增加预先确定的步长（step size）。在步骤S150中，控制器600判定使V_bias2的值增加后的结果是否是V_bias2为预先确定的调査范围内。在判断为V_bias2为调査范围内的情况下，控制器600进行步骤S155的处理，对j的值加上1，处理返回到步骤S115。

在步骤S150中，控制器600在判断为V_bias2超出预先确定的调査范围内时脱离环路，处理转移到步骤S160。在步骤S160中，控制器600检查数据表，得到第1列和第2列的值的差最小的j。在步骤S165中，控制器600将V_bias1的值固定为数据表的第j行第1列和第j行第2列的平均值。在步骤S170中，控制器600将V_bias2的值固定为数据表的第j行第3列的值。在该阶段中，V_bias1和V_bias2处于最佳值（ΔV_bias1=0、ΔV_bias2=0）的附近。因此，在步骤S175中，控制器600使用现有技术例如非专利文献1、2所记载的方法来进行V_bias3的控制，使V_bias3为最佳值（ΔV_bias3=0）。在此，偏压控制电路400结束该ABC的启动序列而转移为通常运用状态，进行在服务中的ABC。

再有，在为了使IQ光调制器的输出的光功率P的值为最大或最小而使用上述的爬山法的情况下，只要在图2的步骤S115和步骤S130中，控制V_bias1以使IQ光调制器的输出的光功率P的值为最大或最小即可。此外，应使V_bias1最大还是应使其最小如上述那样能够使用在非专利文献2中示出的判别式D等来唯一地确定。

［B.第一实施方式的变化］

在上述的“A.第一实施方式”中说明的实施方式中，在步骤S125中，使V_bias3变更为V_bias3+Vπ。可是，通常，在V_bias3的控制范围中存在界限，因此，难以总是使V_bias3增加（或总是使V_bias3减少）。因此，也可以采取以下这样的方法：如果j为奇数则使V_bias3增加Vπ，如果j为偶数则使V_bias3减少Vπ（或相反）。

此外，在“A.第一实施方式”中，重复环路直到V_bias2超出调査范围，但是，如果在环路中数据表的第j行的第1列和第2列的值的差为0，则不需要再运行环路来累积数据。但是，作为现实问题，由于第一同步检波电路84的电路噪声或IQ光调制器M的不完全性、以及V_bias2的步长非零，所以数据表的第1列和第2列的值的差严密为0的概率非常小。因此，控制器600在图2的步骤S140与步骤S145之间计算数据表的第j行的第1列和第2列的差，如果该值比预先确定的阈值小则脱离环路，利用此时的j的值来进行从步骤S160起的处理也可。

［C.第二实施方式］

在上述的“A.第一实施方式”和“B.第一实施方式的变化”中，V_bias2的步长的大小决定启动序列结束时的V_bias2的误差（ΔV_bias2）的大小。步长越小，则误差越小，另一方面，收敛所需要的时间增大。为了消除该问题，在第二实施方式中，在结束图2所示的步骤S105~步骤S165的时间点，调换V_bias1和V_bias2，之后，再次重复步骤S105~步骤S165。

图3和图4是示出本实施方式的偏压控制电路400的处理的流程图。到图3的步骤S205~步骤S250为止的偏压控制电路400的处理与第一实施方式的图2的步骤S105~步骤S155大致同样，但是，在本实施方式中，不执行图2的步骤S140，不在数据表的第3列中记录V_bias2的值。

到图4的步骤S305~步骤S350为止，偏压控制电路400在调换V_bias1和V_bias2之后进行与到图3的步骤S205~步骤S250为止大致相同的处理。但是，在步骤S320、步骤S335中，将V_bias2的候补值记录到数据表的第3列和第4列中。

即，在步骤S305中，控制器600将V_bias1和V_bias3的值固定为初始值，在步骤S310中，将初始值1代入到变量j。在步骤S315中，控制器600控制V_bias2，以使第二同步检波电路94的输出接近0，在控制环路收敛之后，在步骤S320中，将V_bias2的收敛值记录到数据表的第3列j行中。在步骤S325中，控制器600使V_bias3增加Vπ。在步骤S330中，控制器600以第二同步检波电路94的输出接近0的方式仅针对V_bias2操纵控制环路，在控制环路收敛之后，在步骤S335中，将V_bias2的收敛值记录到数据表的第4列j行中。在步骤S340中，控制器600使V_bias1的值增加预先确定的步长，在步骤S345中，判定增加后的V_bias1是否为预先确定的调査范围内。在判断为增加后的V_bias1为调査范围内的情况下，控制器600进行步骤S350的处理，对j的值加上1，处理返回到步骤S315。在步骤S345中，控制器600在判断为V_bias1超出预先确定的调査范围内时脱离环路，处理转移到步骤S355。

图4的步骤S355和步骤S360与图2所示的第一实施方式的步骤S160和S165相同。也就是说，在步骤S355中，控制器600检查数据表，得到第1列和第2列的值的差最小的j。在步骤S360中，控制器600将V_bias1的值固定为数据表的第j行第1列和第j行第2列的平均值。

在图4的步骤S365和步骤S370中，控制器600使用数据表的第3列和第4列以与V_bias1同样的顺序固定V_bias2。也就是说，在步骤S365中，控制器600检查数据表，得到第3列和第4列的值的差最小的j。在步骤S370中，控制器600将V_bias2的值固定为数据表的第j行第3列和第j行第4列的平均值。

在该阶段中，V_bias1和V_bias2处于最佳值（ΔV_bias1=0、ΔV_bias2=0）的附近。因此，在步骤S375中，控制器600使用现有技术例如非专利文献1、2所记载的方法来进行V_bias3的控制，使V_bias3为最佳值（ΔV_bias3=0）。在此，偏压控制电路400结束该ABC的启动序列而转移为通常运用状态，进行在服务中的ABC。

［D.第三实施方式］

在上述的实施方式中，全部控制V_bias1、V_bias2以使IQ光调制器M的输出的光功率P的值为最大值或最小值或者最大值或最小值的附近。然而，在非专利文献2所记载的判别式D为0或非常接近0的情况下，不管V_bias1、V_bias2为怎样的值，光功率P的值几乎或完全不变化。具体而言，这在信号格式为QPSK并且图6所记载的Dataj和￣Dataj的振幅分别等于第j光相位调制部的RF端口中的半波长电压Vπ的约一半的情况下发生（在此j=1、2）。为了避免这样的驱动振幅依赖性，能够使用非专利文献3所记载的手法。

图5是示出根据并用了非专利文献3所记载的手法的第一和第二实施方式的变化的、光发送器100a的结构的框图。在该图中，对与图1所示的光发送器100相同的部分标注相同的附图标记，省略其说明。该图所示的光发送器100a与图1所示的光发送器100不同之处在于，代替偏压控制电路400而具备偏压控制电路400a。偏压控制电路400a代替图1所示的控制器600而具备控制器600a。

进而，在本实施方式的偏压控制电路400a的结构中，在第一振荡器82的输出的一部分中设置第一开关301。第一开关301通过控制器600a周期性地进行切换。在V_bias1的控制时，向第一驱动放大器6的增益调整端子送出第一振荡器82的输出，使驱动振幅抖动。在V_bias3的控制时，向第一加法运算器83送出第一振荡器82的输出，使V_bias1抖动。

此外，在本实施方式的偏压控制电路400a的结构中，在第二振荡器92的输出的一部分中设置第二开关311。第二开关311通过控制器600a周期性地进行切换。在V_bias2的控制时，第二振荡器92的输出通过第二开关311被送出到第二驱动放大器7的增益调整端子，使驱动振幅抖动。在V_bias3的控制时，第二振荡器92的输出通过第二开关311被送出到第二加法运算器93，使V_bias2抖动。

本实施方式中的启动序列的控制流程与图2（或图3~图4）几乎相同，但是，在图2的步骤S115和步骤S130、图3的步骤S215和步骤S230中，控制V_bias1，以使第一同步检波电路84的输出不是接近0而是接近最大或最小。更具体而言，控制器600a控制V_bias1，以使在对第一驱动放大器6的驱动振幅施加频率f的抖动时在来自光功率监视器12的输出重叠的频率f的整数倍的频率分量为最大或最小的附近。此外，控制器600a在图4的步骤S315和步骤S330中控制V_bias2，以使第二同步检波电路94的输出不是接近0而是接近最大或最小。选择最大还是选择最小由向增益调整端子的控制信号与实际的增益的增减的比例系数的正负决定。根据本实施方式，能够驱动振幅无依赖地进行V_bias1、V_bias2的控制。

再有，如当前叙述那样，以第一同步检波电路84的输出或第二同步检波电路94的输出接近哪个值的方式控制V_bias1或V_bias2由向增益调整端子的控制信号与实际的增益的增减的比例系数的正负决定。此外，在第一实施方式中，说明了使V_bias1或V_bias2抖动而使同步检波结果为0的结构，但是，在同步检波的对象为高次的抖动频率分量的情况下，可能也存在使同步检波结果不是为0而是为最大或最小更好的情况。因此，关于应使同步检波结果靠近最大、最小、或0哪一个，在信号格式和同步检波电路的结构确定的时间点通过装置试验来实验地确认也可。

［E.第一~三实施方式的变化］

在至今为止叙述的实施方式中，假定以泡克尔斯效应（Pockels effect）进行光相位θ₁、θ₂、θ₃（参照图6）的控制，使用了正负的电压V_bias1、V_bias2和电压V_bias3。可是，近年来，还存在通过加热器的热进行光相位θ₁、θ₂、θ₃的控制的类型的IQ光调制器。在这样的调制器中，序列的控制流程与图2~图4所示的控制流程没有本质上的变更。可是，加热器功率的变化不根据施加电压的正负，因此，在该类型的IQ光调制器中，使用第一差动输出DC放大器203或第二差动输出DC放大器204是无意义的，因此，将它们去掉。能够通过将V_bias1、V_bias2仅施加到第一和第二数据偏压电极的一端81a、91a而另一端的81b、91b接地等变更来与其他的实施方式同样地进行控制。

根据以上说明的实施方式，光发送器（例如，光发送器100、100a）具有光调制器（例如，IQ光调制器M）和进行光调制器的偏压控制的偏压控制电路（例如，偏压控制电路400、400a）。光调制器具有第一光相位调制部（例如，第一光相位调制部2）、第二光相位调制部（例如，第二光相位调制部3）、光移相器（例如，光移相器4）、以及合波部（例如，第二光耦合器5）。第一光相位调制部根据具有n种值的第一n值数据信号来变更输入的光的相位或强度，输出相位或强度被变更后的光。第二光相位调制部根据具有n种值的第二n值数据信号来变更输入的光的相位或强度，输出相位或强度被变更后的光。光移相器通过向来自第一光相位调制部的输出光和来自第二光相位调制部的输出光的至少一个赋予延迟来向这些输出光赋予+π/2或-π/2的光相位差。合波部将向至少一个赋予了根据光移相器的光相位差的、来自第一光相位调制部的输出光和来自第二光相位调制部的输出光合波，输出生成的多值的QAM信号。

偏压控制电路具备第一偏压电源（例如，第一偏压电源8）、第二偏压电源（例如，第二偏压电源9）、第三偏压电源（例如，第三偏压电源10）、光功率监视器（例如，光功率监视器12）、以及控制部（例如，控制器600、600a）。第一偏压电源产生第一偏压电压（例如，V_bias1），所述第一偏压电压用于设定为在第一n值数据信号为零电平时来自第一光相位调制部的输出光消光。第二偏压电源产生第二偏压电压（例如，V_bias2），所述第二偏压电压用于设定为在第二n值数据信号为零电平时来自第二光相位调制部的输出光消光。第三偏压电源产生用于调整光移相器的相移量的偏压电压即第三偏压电压（例如，V_bias3）。光功率监视器对来自光调制器的输出光的光功率进行监视。控制部基于由光功率监视器得到的监视结果来控制第一偏压电源产生的第一偏压电压、第二偏压电源产生的第二偏压电压和第三偏压电源产生的第三偏压电压。

控制部在偏压控制电路的启动序列中进行一边使第二偏压电压在规定范围内变化一边重复以下处理的环路处理：在将第二偏压电压固定并且使第三偏压电压增加或减少半波长电压的前后的各个，记录控制为使光功率收敛于最大值或最小值的附近时的第一偏压电压即第一候补偏压电压和第二候补偏压电压的组。或者，控制部在偏压控制电路的启动序列中进行一边使第二偏压电压在规定范围内变化一边重复以下处理的环路处理：在将第二偏压电压固定并且向第一n值数据信号的振幅或第一偏压电压施加规定的频率的抖动并且使第三偏压电压增加或减少半波长电压的前后的各个，记录控制为使重叠于光功率的规定的频率的整数倍的分量收敛于0、最大或最小的附近时的第一偏压电压即第一候补偏压电压和第二候补偏压电压的组。再有，未施加抖动的n值数据信号是RF信号，因此，具有振幅，抖动施加后的n值数据信号的振幅稍微增减。另一方面，偏压电压是DC，因此，不具有振幅，在抖动施加后，第一偏压电压大致固定，同时以稍微的振幅进行变动。控制部在进行了上述任一个环路处理之后，进行电压决定处理，在其中，针对被记录的多个组各个计算第一候补偏压电压与第二候补偏压电压的差分，将基于计算出的差分而选择的组的第一候补偏压电压与第二候补偏压电压之间的值具体的是选择的组所包括的第一候补偏压电压和第二候补偏压电压的平均决定为从第一偏压电源产生的第一偏压电压。

控制部决定从第二偏压电源产生得到选择的组时的第二偏压电压。或者，控制部调换第一偏压电压和第二偏压电压来进行上述的环路处理和电压决定处理来决定第二偏压电压也可。控制部使用决定的第一偏压电压和决定的第二偏压电压进行现有的自动偏压控制来控制第三偏压电压，结束该偏压控制电路的启动处理。在利用第一偏压电压、第二偏压电压和第三偏压电压的光相位的调整中，使用泡克尔斯效应或光波导的热膨胀。

根据以上说明的实施方式，在利用非对称偏压抖动或其应用的多值QAM用光调制器的偏压控制电路中，不管控制电路的工作开始时的各偏压的初始值为怎样的值，此外即使在不能忽视调制器的工作的不平衡或各偏压的相互作用的情况下，各偏压也不会收敛于不适当的值而收敛于适当的偏压值并且能够保持该状态。

以上，参照附图详述了本发明的实施方式，但是，具体的结构不限于该实施方式，还包括不偏离本发明的主旨的范围的设计等。

产业上的可利用性

本发明能够利用于生成多值QAM光信号的发送器。

附图标记的说明

M…IQ光调制器

1…第一光耦合器

2…第一光相位调制部

3…第二光相位调制部

4…光移相器

5…第二光耦合器

6…第一驱动放大器

7…第二驱动放大器

8…第一偏压电源

9…第二偏压电源

10… 第三偏压电源

11…光分波耦合器

12…光功率监视器

61a、61b…第一驱动信号用电极

71a、71b…第二驱动信号用电极

81a、81b…第一数据偏压电极

82…第一振荡器

83…第一加法运算器

84…第一同步检波电路

91a、91b…第二数据偏压电极

92…第二振荡器

93…第二加法运算器

94…第二同步检波电路

100、100a…光发送器

101…正交偏压电极

102…第三振荡器

103…第三同步检波电路

203…第一差动输出DC放大器

204…第二差动输出DC放大器

301…第一开关

311…第二开关

400、400a…偏压控制电路

503…第三环路增益调整电路

504…第一环路增益调整电路

505…第二环路增益调整电路

600、600a…控制器。

Claims (22)

1.一种偏压控制电路，进行光调制器的偏压控制，其中，

所述光调制器具有：

第一光相位调制部，根据具有n种值的第一n值数据信号来变更输入的光的相位或强度；

第二光相位调制部，根据具有n种值的第二n值数据信号来变更输入的光的相位或强度；

光移相器，通过向来自所述第一光相位调制部的输出光和来自所述第二光相位调制部的输出光的至少一个赋予延迟来赋予+π/2或-π/2的光相位差；以及

合波部，将来自所述第一光相位调制部的所述输出光和来自所述第二光相位调制部的所述输出光合波，输出生成的多值的QAM信号，其中该来自所述第一光相位调制部的所述输出光和该来自所述第二光相位调制部的所述输出光中的至少一个被赋予了根据所述光移相器的所述光相位差，

所述偏压控制电路具备：

第一偏压电源，产生第一偏压电压，所述第一偏压电压用于设定为在所述第一n值数据信号为零电平时来自所述第一光相位调制部的输出光消光；

第二偏压电源，产生第二偏压电压，所述第二偏压电压用于设定为在所述第二n值数据信号为零电平时来自所述第二光相位调制部的输出光消光；

第三偏压电源，产生用于调整所述光移相器的相移量的第三偏压电压；

光功率监视器，对来自所述光调制器的输出光的光功率进行监视；以及

控制部，基于由所述光功率监视器得到的监视结果来控制所述第一偏压电源产生的所述第一偏压电压、所述第二偏压电源产生的所述第二偏压电压和所述第三偏压电源产生的所述第三偏压电压，

所述控制部进行一边使所述第二偏压电压在规定范围内变化一边重复以下处理的环路处理：对在以在使所述第二偏压电压固定并且使所述第三偏压电压增加或减少半波长电压的前后的各情况下所述光功率收敛于最大值或最小值的附近的方式进行控制时的所述第一偏压电压、即第一候补偏压电压和第二候补偏压电压的组进行记录，并且，所述控制部进行以下电压决定处理：针对被记录的多个所述组各个计算所述第一候补偏压电压与所述第二候补偏压电压的差分，选择使计算的所述差分成为最小的所述第一候补偏压电压和所述第二候补偏压电压的组，将选择的所述组的所述第一候补偏压电压与所述第二候补偏压电压的平均值决定为从所述第一偏压电源产生的所述第一偏压电压。

2.根据权利要求1所述的偏压控制电路，其中，

所述控制部决定从所述第二偏压电源产生得到选择的所述组时的所述第二偏压电压。

3.根据权利要求2所述的偏压控制电路，其中，

所述控制部使用决定的所述第一偏压电压和决定的所述第二偏压电压来控制所述第三偏压电压，结束该偏压控制电路的启动处理。

4.根据权利要求3所述的偏压控制电路，其中，

在利用所述第一偏压电压、所述第二偏压电压和所述第三偏压电压的光相位的调整中使用泡克尔斯效应或光波导的热膨胀。

5.根据权利要求2所述的偏压控制电路，其中，

在利用所述第一偏压电压、所述第二偏压电压和所述第三偏压电压的光相位的调整中使用泡克尔斯效应或光波导的热膨胀。

6.根据权利要求1所述的偏压控制电路，其中，

所述控制部调换所述第一偏压电压和所述第二偏压电压来进行所述环路处理和所述电压决定处理，决定从所述第二偏压电源产生的所述第二偏压电压。

7.根据权利要求6所述的偏压控制电路，其中，

所述控制部使用决定的所述第一偏压电压和决定的所述第二偏压电压来控制所述第三偏压电压，结束该偏压控制电路的启动处理。

8.根据权利要求7所述的偏压控制电路，其中，

在利用所述第一偏压电压、所述第二偏压电压和所述第三偏压电压的光相位的调整中使用泡克尔斯效应或光波导的热膨胀。

9.根据权利要求6所述的偏压控制电路，其中，

在利用所述第一偏压电压、所述第二偏压电压和所述第三偏压电压的光相位的调整中使用泡克尔斯效应或光波导的热膨胀。

10.根据权利要求1所述的偏压控制电路，其中，

在利用所述第一偏压电压、所述第二偏压电压和所述第三偏压电压的光相位的调整中使用泡克尔斯效应或光波导的热膨胀。

11.一种偏压控制电路，进行光调制器的偏压控制，其中，

所述光调制器具有：

第一光相位调制部，根据具有n种值的第一n值数据信号来变更输入的光的相位或强度；

第二光相位调制部，根据具有n种值的第二n值数据信号来变更输入的光的相位或强度；

光移相器，通过向来自所述第一光相位调制部的输出光和来自所述第二光相位调制部的输出光的至少一个赋予延迟来赋予+π/2或-π/2的光相位差；以及

合波部，将来自所述第一光相位调制部的所述输出光和来自所述第二光相位调制部的所述输出光合波，输出生成的多值的QAM信号，其中该来自所述第一光相位调制部的所述输出光和该来自所述第二光相位调制部的所述输出光中的至少一个被赋予了根据所述光移相器的所述光相位差，

所述偏压控制电路具备：

第一偏压电源，产生第一偏压电压，所述第一偏压电压用于设定为在所述第一n值数据信号为零电平时来自所述第一光相位调制部的输出光消光；

第二偏压电源，产生第二偏压电压，所述第二偏压电压用于设定为在所述第二n值数据信号为零电平时来自所述第二光相位调制部的输出光消光；

第三偏压电源，产生用于调整所述光移相器的相移量的第三偏压电压；

光功率监视器，对来自所述光调制器的输出光的光功率进行监视；以及

控制部，基于由所述光功率监视器得到的监视结果来控制所述第一偏压电源产生的所述第一偏压电压、所述第二偏压电源产生的所述第二偏压电压和所述第三偏压电源产生的所述第三偏压电压，

所述控制部进行一边使所述第二偏压电压在规定范围内变化一边重复以下处理的环路处理：对在以在使所述第二偏压电压固定并且向所述第一n值数据信号的振幅或所述第一偏压电压施加规定的频率的抖动并且使所述第三偏压电压增加或减少半波长电压的前后的各情况下重叠于所述光功率的所述规定的频率的整数倍的分量收敛于0、最大或最小的附近的方式进行控制时的所述第一偏压电压、即第一候补偏压电压和第二候补偏压电压的组进行记录，并且，所述控制部进行以下电压决定处理：针对被记录的多个所述组各个计算所述第一候补偏压电压与所述第二候补偏压电压的差分，选择使计算的所述差分成为最小的所述第一候补偏压电压和所述第二候补偏压电压的组，将选择的所述组的所述第一候补偏压电压与所述第二候补偏压电压的平均值决定为从所述第一偏压电源产生的所述第一偏压电压。

12.根据权利要求11所述的偏压控制电路，其中，

所述控制部决定从所述第二偏压电源产生得到选择的所述组时的所述第二偏压电压。

13.根据权利要求12所述的偏压控制电路，其中，

所述控制部使用决定的所述第一偏压电压和决定的所述第二偏压电压来控制所述第三偏压电压，结束该偏压控制电路的启动处理。

14.根据权利要求13所述的偏压控制电路，其中，

在利用所述第一偏压电压、所述第二偏压电压和所述第三偏压电压的光相位的调整中使用泡克尔斯效应或光波导的热膨胀。

15.根据权利要求12所述的偏压控制电路，其中，

在利用所述第一偏压电压、所述第二偏压电压和所述第三偏压电压的光相位的调整中使用泡克尔斯效应或光波导的热膨胀。

16.根据权利要求11所述的偏压控制电路，其中，

所述控制部调换所述第一偏压电压和所述第二偏压电压来进行所述环路处理和所述电压决定处理，决定从所述第二偏压电源产生的所述第二偏压电压。

17.根据权利要求16所述的偏压控制电路，其中，

所述控制部使用决定的所述第一偏压电压和决定的所述第二偏压电压来控制所述第三偏压电压，结束该偏压控制电路的启动处理。

18.根据权利要求17所述的偏压控制电路，其中，

在利用所述第一偏压电压、所述第二偏压电压和所述第三偏压电压的光相位的调整中使用泡克尔斯效应或光波导的热膨胀。

19.根据权利要求16所述的偏压控制电路，其中，

在利用所述第一偏压电压、所述第二偏压电压和所述第三偏压电压的光相位的调整中使用泡克尔斯效应或光波导的热膨胀。

20.根据权利要求11所述的偏压控制电路，其中，

在利用所述第一偏压电压、所述第二偏压电压和所述第三偏压电压的光相位的调整中使用泡克尔斯效应或光波导的热膨胀。

21.一种偏压控制方法，所述方法是偏压控制电路执行的光调制器的偏压控制方法，其中，

所述光调制器具备：

第一光相位调制部，根据具有n种值的第一n值数据信号来变更输入的光的相位或强度；

第二光相位调制部，根据具有n种值的第二n值数据信号来变更输入的光的相位或强度；

光移相器，通过向来自所述第一光相位调制部的输出光和来自所述第二光相位调制部的输出光的至少一个赋予延迟来赋予+π/2或-π/2的光相位差；以及

合波部，将来自所述第一光相位调制部的所述输出光和来自所述第二光相位调制部的所述输出光合波，输出生成的多值的QAM信号，其中该来自所述第一光相位调制部的所述输出光和该来自所述第二光相位调制部的所述输出光中的至少一个被赋予了根据所述光移相器的所述光相位差，

在所述偏压控制电路中，具有：

偏压电压产生步骤，第一偏压电源产生第一偏压电压，第二偏压电源产生第二偏压电压，第三偏压电源产生用于调整所述光移相器的相移量的第三偏压电压，所述第一偏压电压用于设定为在所述第一n值数据信号为零电平时来自所述第一光相位调制部的输出光消光，所述第二偏压电压用于设定为在所述第二n值数据信号为零电平时来自所述第二光相位调制部的输出光消光；

偏压电压控制步骤，控制部基于来自所述光调制器的输出光的光功率的监视结果来控制所述第一偏压电源产生的所述第一偏压电压、所述第二偏压电源产生的所述第二偏压电压和所述第三偏压电源产生的所述第三偏压电压；

环路处理步骤，所述控制部一边使所述第二偏压电压在规定范围内变化一边重复以下处理：对在以在使所述第二偏压电压固定并且使所述第三偏压电压增加或减少半波长电压的前后的各情况下所述光功率收敛于最大值或最小值的附近的方式进行控制时的所述第一偏压电压、即第一候补偏压电压和第二候补偏压电压的组进行记录；以及

电压决定步骤，所述控制部针对在所述环路处理步骤中记录的多个所述组各个计算所述第一候补偏压电压与所述第二候补偏压电压的差分，选择使计算的所述差分成为最小的所述第一候补偏压电压和所述第二候补偏压电压的组，将选择的所述组的所述第一候补偏压电压与所述第二候补偏压电压的平均值决定为从所述第一偏压电源产生的所述第一偏压电压。

22.一种偏压控制方法，所述方法是偏压控制电路执行的光调制器的偏压控制方法，其中，

所述光调制器具备：

第一光相位调制部，根据具有n种值的第一n值数据信号来变更输入的光的相位或强度；

第二光相位调制部，根据具有n种值的第二n值数据信号来变更输入的光的相位或强度；

光移相器，通过向来自所述第一光相位调制部的输出光和来自所述第二光相位调制部的输出光的至少一个赋予延迟来赋予+π/2或-π/2的光相位差；以及

合波部，将来自所述第一光相位调制部的所述输出光和来自所述第二光相位调制部的所述输出光合波，输出生成的多值的QAM信号，其中该来自所述第一光相位调制部的所述输出光和该来自所述第二光相位调制部的所述输出光中的至少一个被赋予了根据所述光移相器的所述光相位差，

在所述偏压控制电路中，具有：

偏压电压产生步骤，第一偏压电源产生第一偏压电压，第二偏压电源产生第二偏压电压，第三偏压电源产生用于调整所述光移相器的相移量的第三偏压电压，所述第一偏压电压用于设定为在所述第一n值数据信号为零电平时来自所述第一光相位调制部的输出光消光，所述第二偏压电压用于设定为在所述第二n值数据信号为零电平时来自所述第二光相位调制部的输出光消光；

偏压电压控制步骤，控制部基于来自所述光调制器的输出光的光功率的监视结果来控制所述第一偏压电源产生的所述第一偏压电压、所述第二偏压电源产生的所述第二偏压电压和所述第三偏压电源产生的所述第三偏压电压；

环路处理步骤，所述控制部一边使所述第二偏压电压在规定范围内变化一边重复以下处理：对在以在使所述第二偏压电压固定并且向所述第一n值数据信号的振幅或所述第一偏压电压施加规定的频率的抖动并且使所述第三偏压电压增加或减少半波长电压的前后的各情况下重叠于所述光功率的所述规定的频率的整数倍的分量收敛于0、最大或最小的附近的方式进行控制时的所述第一偏压电压、即第一候补偏压电压和第二候补偏压电压的组进行记录；以及

电压决定步骤，所述控制部针对在所述环路处理步骤中记录的多个所述组各个计算所述第一候补偏压电压与所述第二候补偏压电压的差分，选择使计算的所述差分成为最小的所述第一候补偏压电压和所述第二候补偏压电压的组，将选择的所述组的所述第一候补偏压电压与所述第二候补偏压电压的平均值决定为从所述第一偏压电源产生的所述第一偏压电压。

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