CN110867974A - 用于感应功率传输系统的磁结构的互操作性 - Google Patents

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Abstract

感应功率传输设备具有第一磁耦合结构和第二磁耦合结构，所述两个结构适于生成和/或接收磁通，从而以感应方式传输功率，所述第一结构包括基本为圆形的线圈(3)，且所述第二磁结构包括与导磁磁芯(5)关联的至少两个线圈(6、7)的布置。

Description

用于感应功率传输系统的磁结构的互操作性
技术领域
本发明涉及感应功率传输(IPT)，并且与通常称作耦合器或衬垫(pad) 的磁结构有关，所述磁结构为了以非接触方式传输功率的目的生成并接收磁通。
背景技术
IPT系统提供电的和物理的隔离，以便能够在潮湿或肮脏的环境中安全操作，因此所述系统是可靠的和免维修的。这些特点连同便利性已经带来了IPT系统的大范围应用，诸如为消费电子、自动导引车和电动车(EV)供电。典型系统的功率传输等级从0.5W(瓦)到50kW(千瓦)不等，耦合器之间的气隙在 1-150毫米。由于不需要用户的干预，所以IPT是给EV充电的理想方法。混凝土或柏油可以铺在地面型耦合结构上，使得它与使用移动部件的其它任何系统不同，是极其耐用、防破坏的。EV的非接触充电通常是通过如在变压器中的线圈之间的互耦合以感应方式实现的，然而，由于固有的大的气隙，耦合系数(k) 通常大约0.01-0.5。
IPT系统可以松散地分成分布式或集中式拓扑结构；前者适合需要连续功率的应用，后者适合只需要在固定位置传输功率的情形。分布式系统包括排列成细长环(形成轨道)的初级线圈和一个或多个次级线圈，一个或多个次级线圈耦合到轨道的一小部分，向负荷提供功率。集中式系统基于分立的初级和次级线圈，功率可以只在线圈紧密地排列并具有足够的互耦合时传输。这些系统可以被进一步分解成紧密耦合或松散耦合的类型。紧密耦合系统以相对小的气隙操作，用户通常必须“插入”初级线圈。紧密耦合系统的一个例子是针对早期的电动车提出的“充电桨(charge paddle)”。松散耦合系统以大的气隙操作，不需要用户干预，这些系统是本说明书的主题。在对EV充电的背景下提供示例性实施例，假设车辆通常泊在已知的固定位置，例如停车场、出租车站和车库，松散耦合的集中式拓扑结构被认为是最适合的。本发明涉及领域的技术人员会认识到本发明与其它IPT应用有关。在此文档中，磁耦合结构指耦合器或功率垫(power pad)。由这些结构产生的基本磁通路径通常决定任何IPT系统的总成本和可行性。
EV制造商认为工作气隙为100-250毫米(mm)的2-7kW的功率等级是实用的，因此能够以125mm气隙供应7kW的耦合器设计对汽车来说认为是基本的。此外，系统需要以足够大的水平容限(通常超过100mm)传输全功率。对于道路供电型电动车(RPEV)，期望有更大的功率等级和更大间隔的甚至更大的区域。由于大规模部署静止充电和RPEV应用的趋势，可以工作在两种应用中的功率垫是期望的。还要求它们尽可能以绝对最小的材料使用，是电学高效的和成本高效的。这些要求使得EV充电对IPT来说是高难度的应用。
典型的集中式IPT系统包括三个主要组件：如图1所示的电源、功率耦合器(通常形式为衬垫/垫)和拾取(PU)控制器。电源产生LVF频率范围的正弦电流；对于本文中提到的例子通常是20kHz。这在感应发射器(Tx.)衬垫(L1) 和其阻抗匹配的并联补偿电容器(C1)之间引起谐振。此方法允许L1中的无功电流(I1)在发射器衬垫的附近产生相对高的磁通密度，从而提高特定开关额定值的功率传输。典型的IPT PU前端由包括L2和C2的并联谐振箱和开关模式控制器组成。箱两端的电压被整流，开关模式控制器使得它以定义的品质因数(Q) 操作，以提高功率传输，并提供有用的DC输出。由于并联补偿的电流限制特征，并联补偿通常用在电池充电应用中。调谐有效地提高了负荷两端的谐振电压 (QVoc)，以匹配电池电压，而负荷电流被接收器(Rx.)衬垫的短路电流固定。如果接收器衬垫流出的电流在期望的容限范围内是足够的，则IPT系统只能够供应所需的功率。实践中，匝数比被调节以实现此目的。对于上文讨论的例子，“发射器”衬垫好比初级绕组，连接到PU或形成其一部分的“接收器”衬垫结构好比是次级绕组。然而，本发明还可应用于双向系统，即功率流的方向可以翻转的系统。
IPT系统的功率输出(Pout)如(1)中所示被PU衬垫的开路电压(Voc)和短路电流(Isc)以及品质因数量化。这还可以从发射器衬垫的输入端的VA(VinI1)、变压器耦合系数(k)和接收器电路的工作Q的角度来书写。
Figure RE-GDA0002150144440000021
耦合系数提供直接地比较不同的衬垫拓扑结构的磁性质的有用测量，可以通过用 LCR仪表进行一些测量来容易地确定。PU的工作Q可以被暂时地忽略，以去耦合磁设计和输出功率；这然后与发射器驱动VA和K2有关。实际上，电源的输入电压受限(例如240V)，对最大发射器VA设置约束。结果，输出功率很大程度上取决于k，在一定的气隙下具有最大k的设计是优选的。目前，EV制造商关注小型城市车辆，这些车辆通常具有非常低的离地净高，使得耦合器之间所需的气隙可以达125mm那么小。称作JMAG的3D有限元方法(FEM)软件包用来模拟用恒流源驱动的功率垫。由于电感随着衬垫的运动而变化，或者诸如线圈直径的参数变化，驱动VA有隐性增加。实际上，VA的这种增大可以通过向 Tx.衬垫增加串联电容来实现，以有效地降低电源观测的电感，不过，实际上可以增加的量受到限制，原因是它还提高了调谐灵敏度。Psu和k的峰值通常不会出现在相同的设计点上。结果，选择符合性能要求(在此说明书提到的例子中是 7kVA)的衬垫设计通常需要在耦合和驱动衬垫电感上的折衷。
基于圆形设计的耦合器至今为止是EV充电中使用的最通用的耦合器拓扑结构。已知的圆形垫构造显示于图2中，在公布的我方的国际专利申请 WO2008/14033中有描述，其内容通过引用被并入本文。感应耦合充电器通常使用形状为圆形并可具有例如直径400mm、25mm厚的尺寸的两个功率垫。
然而，要使用诸如此类的感应充电器，车辆必须被相对准确地定位在充电垫上-车辆上的功率垫和地面上的功率垫之间通常必须被紧密地控制在50mm 的理想对齐和间隔(即垂直净高)。原则上，对于在0mm和100mm之间的垂直间隔可以实现感应功率传输，但如果系统设置为100mm，则在120mm功率会有相当大的减小，可能在低于50mm时是不可操作的。这种状态会出现的原因是功率垫的自感和互感随着衬垫之间的距离的变化而变化很大。因此，在100mm，对于500W的功率额定值，功率垫接收器或拾取器可以具有100V的拾取电压和5.0A的短路电流。如果IPT系统电子器件以值为4的Q因数操作，则2kW可以传输到电池，不过在以适当的电池电压产生所需的功率时仍有一些困难要克服。
图2的已知功率垫构造包括铝容器1，铝容器1通常包含8个铁氧体棒2 和线圈3。线圈中的电流引起铁氧体棒中的磁通，此磁通具有在铁氧体棒上开始并在包含线圈的路径中传播到棒的另一端的磁力线，此路径可以认为是半椭圆形状。单个棒的磁力线如图3所示。磁力线在向上方向上离开铁氧体，传播到棒的另一端，以直角进入另一端。由于固体铝底板1阻止磁通，没有磁通从衬垫的底部出来。在实际的衬垫中，8个棒产生在图3A的横截面图中大致显示的磁通图案。实际磁通图案的模拟如图3B中显示。
从图3B可以看出，在最高点，磁力线基本上是水平的。因此，为了得到初级衬垫和次级衬垫之间可能的最大间隔，检测此水平磁通是有利的。然而，水平磁通仍然相对靠近衬垫(从衬垫延伸大约衬垫直径的四分之一)，在功率垫的正中心根本没有水平磁通。因此，在最大磁通密度是理想的这一点-中心，实际可用的水平磁通分量为0。在此文档中提到圆形衬垫或耦合器指具有的线圈布置 (不一定是真正的圆)在通电时以类似于图3B所示的方式引导磁通的耦合器。也就是说，沿着轴线在朝预期的接收器耦合器的方向上从磁通生成圆形耦合器的中心起没有或有很少的水平磁通。
拾取衬垫(即车辆安装的功率垫)中的感生电压对间隔是非常敏感的-对应于互感的变化-使得在120mm时，感生电压降低大约40％，而在50mm时，增大2倍。功率的降低意味着车辆没有在常规的时间完全充电，但更有挑战的情况是在更小的间隔，传输的功率可能很高，使得电路的组件过载。同样，由于间隔的降低，拾取线圈的自感也变化，使得电路操作于截止频率，对电源产生额外压力。随着间隔变得越小，由初级侧上的未调谐拾取器造成的对电源的压力不能被承受，系统必须停机。实际上，以在40mm和100mm之间的间隔操作是可行的，但更大的范围则太过困难。
从40mm到100mm的间隔范围是相当小的。如果车辆具有相对高的离地净高，则或者车辆上的功率垫必须被降低，或者地面上的功率垫必须被提高。执行此操作的自动系统损害充电系统的可靠性。替代性地，地面上的衬垫可以是固定但可升高的平台，但当汽车不充电时，这种衬垫有绊倒的危险，这种情形通常在车库或涉及车辆和行人的其它位置是要避免的。
发明内容
本发明的目的是提供一种克服或改善现有技术的一个或多个缺点或者至少给公众提供有用的选择的磁通传输或接收设备。
在一个方面，本发明概括地提供了感应功率传输设备，所述设备包括第一磁耦合结构和第二磁耦合结构，所述两个结构适于生成和/或接收磁通，从而以感应方式传输功率，所述第一结构包括基本为圆形的线圈，且所述第二磁结构包括与导磁磁芯(magnetically permeable core)关联的至少两个线圈的布置。
优选地，所述第二磁结构的线圈被排列成向所述第一结构和第二结构之间的相对横向运动提供耦合容限。
优选地，所述第二结构的线圈从由所述第一结构产生的磁场中提取随所述结构的相对横向位置的不同而不同量的电能。
优选地，所述第二结构的线圈之一接收由所述第一结构产生的磁场的第一方向分量中的较大部分，所述第二结构的线圈中的另一个接收由所述第一结构产生的磁场的第二方向分量中的较大部分。
优选地，其中，所述分量彼此正交。
优选地，一个分量是磁通的垂直分量，另一分量是水平分量。
优选地，所述分量正交。
优选地，所述第二结构的线圈是扁平线圈。
优选地，所述第一结构的线圈是扁平线圈。
优选地，所述第二结构的两个线圈处于并排关系。
优选地，所述第二结构包括第三线圈，所述第三线圈排列成与所述至少两个线圈空间正交。
优选地，所述第二结构包括彼此交叠的两个线圈。
优选地，所述第二结构的磁芯具有较大或较小磁阻的区域。
优选地，所述第二结构的磁芯包括格栅。
在另一方面，本发明概括地提供一种感应功率传输系统，所述系统包括前面描述之一所述的设备。
在另一方面，本发明概括地提供了感应功率传输设备，所述设备包括第一磁耦合结构和第二磁耦合结构，所述两个结构适于生成和/或接收磁通，从而以感应方式传输功率，所述第一结构包括基本为圆形的线圈，且所述第二磁结构包括至少两个线圈的布置，所述至少两个线圈被定位在基本相同的平面内。
优选地，所述第二结构的所述至少两个线圈彼此相邻。
优选地，所述第二结构的所述至少两个线圈处于并排关系。
替代性地，所述至少两个线圈彼此交叠。
优选地，所述第二结构包括第三线圈，所述第三线圈排列成与所述至少两个线圈空间正交。
优选地，两个结构的线圈都包括基本扁平的线圈。
在另一方面，本发明概括地提供了感应功率传输设备，所述设备包括第一磁耦合结构和第二磁耦合结构，所述两个结构适于生成和/或接收磁通，从而以感应方式传输功率，所述第一结构包括排列成彼此基本邻近并基本在相同平面的两个线圈，且所述第二磁结构包括至少三个线圈的布置，两个线圈被定位在基本相同的平面内并彼此相邻，第三线圈排列成与所述两个线圈空间正交。
优选地，两个结构的线圈包括基本扁平的线圈。
在另一方面，本发明概括地提供了一种IPT系统，所述IPT系统包括前面对本发明的描述中任一描述的设备。
在另一方面，本发明提供了一种感应功率传输的方法，所述方法包括步骤：使用具有基本为圆形的线圈的第一结构生成磁通，使用具有至少两个线圈的第二结构从第一结构接收磁通，所述至少两个线圈被定位在基本相同的平面内。
在另一方面，本发明提供了一种感应功率传输的方法，所述方法包括步骤：使用包括排列成基本彼此相邻并基本上在相同的平面内的两个线圈的第一结构生成磁通，使用包括至少三个线圈的布置的第二结构从第一结构接收磁通，两个线圈被定位在基本相同的平面内并且彼此相邻，第三线圈排列成与所述两个线圈空间正交。
在另一方面，本发明概括地提供了感应功率传输磁耦合设备，所述设备包括导磁材料的格栅结构。
优选地，所述格栅结构包括多个导磁材料的连接棒。
优选地，所述结构包括多个细长棒和将棒连接起来以提供格栅结构的多个连接部件。
优选地，所述棒是基本平行的。
优选地，所述棒排列成纵向方向，所述连接部件在横向方向上使棒互连。
优选地，所述互连部件被隔开，以提供穿过所述结构的多个方向的磁通路径。
优选地，所述结构包括铁氧体。
在又一方面，本发明提供了一种IPT磁通垫或耦合器，所述磁通垫或耦合器包括与具有栅格结构的导磁磁芯关联的一个或多个可通电线圈。
优选地，所述(若干)线圈被定位在磁芯的一侧。
优选地，所述磁芯包括多个细长棒和将棒连接起来以提供格栅结构的多个连接部件。
在另一方面，本发明概括地提供了感应功率传输设备，所述设备包括第一磁耦合结构和第二磁耦合结构，所述两个结构适于生成和/或接收磁通，从而以感应方式传输功率，所述第一结构包括基本为圆形的线圈，且所述第二磁结构包括两个或多个线圈的布置，至少一个线圈被缠绕在导磁磁芯上。
优选地，所述第二结构的两个或多个线圈都缠绕在所述磁芯上。
在一个实施例中，所述第二磁结构的至少一个线圈包括多个部分线圈。
在一个实施例中，所述第二磁结构的其中一个线圈从在一个方向上穿过磁芯行进的磁通提取能量，所述第二磁结构的其中另一个线圈从在不同方向上穿过磁芯行进的磁通提取能量。
在一个实施例中，所述第二磁结构的其中一个线圈从在一个方向上行进的磁通提取能量，所述方向与在另一线圈中行进的磁通的方向成直角。
在一个实施例中，所述第二磁结构的其中一个线圈包括基本扁平的线圈。在另一实施例中，多个扁平线圈被设置成与第二磁结构磁关联。
通过下面的描述，本发明的进一步的方面将变得显然。
附图说明
图1是图解说明IPT系统的组件的基本电路图；
图2是已知形式的IPT功率传输垫的一部分的透视图；
图3是图2的垫的一部分的横截面的图解立视图，示出了磁力线；
图3A是图2的垫的横截面的平面图和立视图，示出了磁力线；
图3B是计算机生成的图2的垫的磁场(由磁力线表示)模拟的横截面的立视图；
图4是包括诸如图2中所示的垫的IPT系统磁通发射器和接收器布置的第一实施例的部分横截面的立视图；
图5是与图4的布置一起使用的拾取控制电路的简化电路图；
图6是包括诸如图2中所示的垫的IPT系统磁通发射器和接收器布置的第二实施例的立视图；
图7是与图6的布置一起使用的拾取控制电路的简化电路图；
图8是包括诸如图2中所示的垫的IPT系统磁通发射器和接收器布置的第三实施例的立视图；
图9a是包括诸如图2中所示的垫的IPT系统磁通发射器和接收器布置的第四实施例的部分横截面的立视图；
图9b是包括诸如图2中所示的垫的IPT系统磁通发射器和接收器布置的第五实施例的部分横截面的立视图；
图10是包括诸如图2中所示的垫的IPT系统磁通发射器和接收器布置的第六实施例的平面图；
图11是DD垫的简化模型，主磁通分量Φa、Φb和Φip分别由线圈a、b和互耦合产生；
图12示出了DDQ-DD系统的xz平面内的磁通密度矢量，(a)是水平对齐的， (b)错位190mm；
图13示出了各宽度的正交线圈的功率曲线(I1＝23A)；
图14示出了不同的衬垫组合的垂直曲线，(a)Psu和(b)k(20kHz时，I1＝23A)；
图15示出了不同的发射器衬垫上有不同或组合线圈的接收器衬垫的功率曲线；
图16图解说明了不同的衬垫组合的7kW充电区(Qmax＝6)，(a)圆加圆(circular oncircular)及DDQ加DD(DDQ on DD)，和(b)圆加圆及DDQ加圆(20kHz 时，I1＝23A)；
图17图解说明了从侧面(顶部)和从上面(底部)观察到的双极衬垫；
图18示出了具有对于各种衬垫组合的位移的本质的(native)耦合VA(Psu＝ Isc*Voc)；
图19示出了对于图18的组合可以获得3kW的区域；
图20示出了实际的Q，在该Q，衬垫操作以为图18中的组合传输功率；
图21示出了具有使用互连铁氧体块改进的磁芯或底板的双极衬垫，铁氧体块形成格栅以允许从圆形发射器衬垫有更好的磁通捕获；
图22示出了使用不同的铁氧体底板的四种双极衬垫构造；
图23(a)-(d)分别示出了对于在初级圆形衬垫和具有相似的线圈大小的图16 的各个双极衬垫构造之间的x-位移的，电压、电流耦合因数和总未补偿VA曲线；
图24(a)-(d)分别示出了对于在初级圆形衬垫和具有相似的线圈大小的图16 的各个双极衬垫构造之间的y-位移的，电压、电流耦合因数和总未补偿VA曲线；
图25(a)-(d)分别示出了对于在初级圆形衬垫和具有相同铁氧体结构但不同线圈大小的两个双极衬垫构造之间的x-位移的，电压、电流耦合因数和总未补偿 VA曲线；
图26(a)-(d)分别示出了对于在初级圆形衬垫和具有相同铁氧体结构但不同线圈大小的两个双极衬垫构造之间的y-位移的，电压、电流耦合因数和总未补偿 VA曲线；
图27示出了具有形式为格栅的磁芯或底板的双极磁通接收器下面的平面图；
图28示出了具有形式为格栅的磁芯或底板的DDQ磁通接收器上面的平面图。
具体实施方式
在合适情况下，在说明书中，相同的附图标记用来指各个实施例中出现的相同特征。
用于IPT系统的磁结构的新的互操作布置的第一实施例示于图4中。参照该图，所述系统包括圆形发射器结构和包括磁芯5的接收器，磁芯5具有E 形横截面(优选由导磁铁氧体或具有相似的期望磁性质的材料构成)。磁芯5 包括三个基本平行的垂直腿和将相邻的腿彼此连接的正交连接区。此几何形状的磁芯可以称作扁平E磁芯。
磁芯5配备有缠绕在垂直轴(磁芯5的中心腿)上的第一线圈6和缠绕在磁芯的水平轴上的第二线圈3。拾取器显示为位于这样的位置-使线圈布置位于圆形发射器线圈3的中心附近。在线圈3中流动的电流在如图4中所示的发射器衬垫的相对侧上产生逆时针和顺时针磁场。从图4可以看出，当接收器结构在发射器的中心时，行进通过磁芯5的中心腿的磁通在线圈6中感生电流。如果接收器结构如图4所示向一侧移动(即偏离中心)，这会导致较少的磁通流过中心腿，更多的磁通会流过磁芯5的水平轴，此磁通在线圈7中感生电流。因此，有多个线圈缠绕在接收器磁芯上的这种布置确保从由于接收器磁芯和圆形发射器之间的相对位置变化而产生的磁通变化提取电能，允许拾取器在更大的运动范围提取功率，即所述系统向耦合结构之间的相对横向运动提供更大的耦合容限。相应地，所述系统对错位具有更大的容限。
图5示出了图4的拾取器配置的可行的调谐和功率控制电路，包括分别用于线圈6和7的独立的调谐电容器8和9以及整流器10和11。大致标示为12 的调节电路以已知方式操作，将拾取器与初级线圈3去耦合，以向负荷13供应恒定电压。此控制策略在美国专利号5,293,308中有更加详细的描述，其内容通过引用被并入本文。
如果需要，还可以为每个线圈6、7提供串联调谐电容器，以确保第一和第二线圈的有效短路电流和开路电压输出可以匹配，从而确保有尽可能均匀的功率曲线。
图6示出了根据本发明的用于拾取器的接收器设备的第二实施例，其中，图4的两个线圈6、7各自包括一组部分线圈(在此实施例中是半个线圈)14和 15、16和17。在此配置中，来自发射器衬垫的圆形线圈3的垂直方向的磁通流过E磁芯的中心腿，通过磁芯的连接部分分开，磁芯的连接部分提供于中心腿的任一侧，并将中心腿连接到磁芯的剩余两条腿。可以看出，连接部分的轴正交于磁芯5的腿的轴，在此实施例中在磁芯5的连接部分上提供部分线圈。线圈 16和17从流入磁芯5的中心腿中并通过连接部分分开的磁通提取能量，使得线圈16和17排列成如图7所示，以将在每个线圈中不同方向的感生电流求和。线圈12和13从通过磁芯5在一个方向水平流动的磁通提取能量，使得这些线圈排列成将感生电流求和。此实施例关联的调谐和功率控制电路示于图7中。
图7中的调谐电容器必须全部被单独地选择，因为它们对应于不同的磁电路。再次，此配线布置产生与图5中指示的相同形式的输出，并可以通过增加额外的轨道电路被无限地扩展。同样，E磁芯可以通过给额外的腿和连接部分增加另外的部分线圈来扩展。再次，可以为线圈组提供串联调谐电容器，以匹配线圈组的输出，因此提供尽可能均匀的功率曲线。
与第一实施例一样，在图6和图7的实施例中，所述布置使用圆形衬垫结构增大了IPT系统的侧向即横向运动的有用范围，同时以对电子控制电路的较少改变或增加成本仍获得有用的功率输出。
转到图8，示出了另一实施例，其中，图6和图7的实施例此时具有以扁平磁芯结构而非E-磁芯提供的磁芯5。部分线圈14、15和16、17缠绕在磁芯上，以便使电极区20接收(或传输)磁通。此实施例的操作与参照图6和图7的实施例的描述是相同的。
转到图9a，示出了另一实施例，其中，图6和图7的实施例此时具有以扁平的磁芯结构而非E-磁芯提供的磁芯5。部分线圈14和15仍存在以捕获在一个方向上行进通过磁芯的磁通，在此配置中，它们被同相地加入。替代性实施例是具有一个更大的单线圈(14和15的组合)。部分线圈16和17被扁平线圈21 取代，扁平线圈21捕获在扁平线圈21后面的磁芯的中央部分进入磁芯5中的磁通。
转到图9b，示出了另一实施例，其中，图6和图7的实施例此时具有以扁平的磁芯结构而非E-磁芯提供的磁芯5。部分线圈14和15仍存在以捕获在相反的方向上行进通过磁芯的磁通，因此，在此配置中，它们是不同相地加入的。部分线圈16和17被不同相地加入的两个扁平线圈22取代。
图10示出了接收器结构的另一实施例，其中，图7和图8实施例的部分线圈14和15被单个中央线圈23取代。电连接也示于图10中。部分线圈16和 17被不同相地连接，以产生次级线圈，从而从以相反方向在磁芯中行进的磁通提取能量。
在另一实施例中，新的衬垫拓扑结构通过如图11中所示在铁氧条上方(而不是围绕铁氧体条)设置两个线圈来消除不需要的后部磁通路径。这种形式的衬垫在此文档中被称作如在WO2010090539A1中描述的DD衬垫或结构。铁氧体 (在所示的此实施例中以平行棒的形式提供，因此提供磁芯中较大和较小磁阻的区域，以有利于期望的磁通路径)引导线圈后面的主磁通，并迫使磁通在一侧上辐射，产生可忽略的损耗。理想的DD磁通路径示于图11中。这些路径可以良好地耦合到相似形状的接收器衬垫，原因是基本高度是(hz)，正比于衬垫长度的1/2。获得两个功率垫之间的高耦合因数的一个关键特征是衬垫内部的耦合kip。衬垫内部磁通(Φip)的高度通过调节图11的阴影区中线圈的宽度而被控制，以产生线圈a和b之间的“磁管(flux pipe)”。耦合到接收器衬垫的磁通Φip部分是互磁通(ΦM)，因此，形成磁管的线圈区段应制成尽可能长。相反，线圈的剩余长度应当被最小化，以节约铜，降低Rac。这样做会产生形状类似于“D”的线圈，由于有两个这样的线圈背靠背设置，这种衬垫在本文中被称作双D (DD)。
优化工艺的结果是使用包括6x I93磁芯的4个条状物(如图11所示)制成尺寸为770mm x 410mm的衬垫。线圈由20匝6.36mm2利兹线以6.1mm的间距缠绕制成，产生长度为240mm(43％铁氧体覆盖)的磁管。
DD接收器线圈可以只耦合水平磁通分量。因此，如果加入第二接收器线圈，接收器衬垫对x方向上的水平偏置的容限可以被显著地提高。此线圈被设计成只捕获垂直磁通，并且与DD空间正交。额外的线圈要求有加长的铁氧体条，以提高磁通捕获，此组合结构在本文中被称作DDQ接收器。这种形式的接收器在WO2010090539中有描述。图12(a)的磁通图显示了当衬垫对齐(δz为125mm) 时在DD发射器和正交接收器线圈之间没有互磁通；DD供应全部输出功率。然而，当接收器水平偏置190mm(如图12(b)的磁通图)时，正交线圈被理想地定位成捕获磁场，并能够供应全部输出功率，而DD正在接近其功率曲线的零(这发生在δx＝240mm)。
在WO2010090539中描述的DDQ接收器具有正交线圈，该正交线圈在任何优化之前制成，然而，已经确定的是，降低的线圈宽度提供更好的性能。优化工艺涉及获取各个宽度的正交线圈在x方向上的功率曲线。曲线是以125mm的气隙得到的，结果显示于图13中，插图示出了线圈宽度范围，假定它必须适合 DD线圈范围。用450mm宽的线圈获得最高的PSU，然而，假定PSU相似，则选择410mm的宽度，但1.6m的利兹线的长度有总体降低。
IPT充电的优点被很好地认识到，通过学术和工业，系统已经有明显的发展。目前，圆形衬垫是最普遍的，即使它们基本上提供差的性能，并且不适于 RPEV应用。在通过模拟进行互操作性研究之前，进行实验测量与模拟比对，以验证包括不同衬垫的模型是准确的(使用原始制成的700mm的圆形衬垫)。结果发现是一致的，这样圆形衬垫中线圈的直径被调节为40mm的δAl，正交线圈宽度被设置为410mm。被“接收器加发射器(receiver ontransmitter)”参考的三种可能的组合是：圆加圆，DDQ加圆，DDQ加DD。
在进行任何优化之前，对于上文刚刚提到的组合进行一些性能测试，并且同样使用另一形式的衬垫结构，这在本文中称作双极衬垫，示于图17中。在一个实施例中，双极衬垫包括，从下到上，铝板37、电介质隔板36、包括4排铁氧体棒35(在本文中称作铁氧体)的磁芯34、在侧向方向上展开的两个扁平的基本共面但交叠且理想情况不一定是“矩形”形状的线圈32、33(尽管实际上，由于缠绕利兹线很容易，这些线圈更是椭圆的)和电介质盖38。磁芯34充当屏蔽，使得理想情况下所有的磁通穿过衬垫的顶部引导通过磁芯4。板37只用来a)消除在一些环境下可能出现在磁芯34上的小的分散或寄生场，和b)提供附加的结构强度。
双极衬垫的磁结构被设计成使得在线圈32、33之间基本没有互耦合。这允许线圈被独立地在任何幅值或相位调谐，而不会将电压耦合到其它线圈。每个线圈可以被独立地调谐、调节，而不影响另一线圈的磁通捕获和功率传输。
当双极衬垫的两个初级线圈32、33以彼此之间有任意交叠进行设置时，在线圈之间存在互耦合。然而，对于线圈宽度的特定比率的交叠，此互耦合差不多为0。由于铁氧体的存在，确保在每个线圈之间没有互耦合存在所需的理想交叠不是简单的，但可以通过简单地固定一个线圈，并以固定频率用预定电流对此线圈通电来进行确定(或者通过适当的3D模拟器，或者使用例如适当的实验设置)。在第二初级线圈中感生的开路电压然后可以被测量。如果第二线圈被移动以改变交叠时，耦合电压会有变化。当这被最小化(理想为0)时，可以设置理想配置。
线圈32和33的这种磁去耦合允许任一线圈被独立地调谐，并被整流到达输出，而不互相影响。因此，它们可以使用开关关断(独立地去耦合)，而不影响另一线圈的磁通捕获。
图18-20示出了圆形、DDQ和双极衬垫中的每一个作为接收器的实际性能测量值，接收器接收从700mm直径发射器上的圆形衬垫生成的磁通，衬垫中有40A。假设的功率需求为3kW。
图18示出了具有位移的本质耦合VA(Psu＝Isc*Voc)。对于除了圆形衬垫之外的所有类型，当DDQ和双极衬垫被极化时，单独提供从中心开始的y和 x位移的测量值(单位为mm)。
图19示出了可以获得3kW的区域。实际上，实际的功率输出是Po＝Q*Psu。衬垫的工作Q通常保持低于6，以确保功率可以在谐调、操作频率不确定的情况下传输，还确保低的损耗。
衬垫的工作VA是Q*P，设计线圈的品质(QL)＝300。在最大功率和最大 Q的极值，最坏情况的损耗是VA/QL＝6*3000/300＝60W(2％)。
如果Q需要变成大于6，假设3kW不能被传输，显示了可以被传输的功率。
图20示出了衬垫操作以传输功率的实际的Q。
注意在所有情况下，DDQ和双极衬垫可以在比圆形更宽的范围上传输功率。这里，圆形衬垫可以在所有方向，具有160mm位移时传输全功率。
在y方向上(沿着汽车)，较小的DDQ和双极也可以达到这一点，并且 DDQ大到180mm，甚至在更大位移时操作。在x方向上(跨越汽车)，DDQ 和双极衬垫会在>320mm(容限的两倍)上传输全功率，超过它的相当大的功率。
现在参照图14-16讨论优化的衬垫布置的结果。
气隙范围为100mm-250mm的垂直曲线PSU和k分别示于图14(a)和(b) 中，假设发射器衬垫和接收器衬垫是完全对齐的。DDQ-DD组合比另外两个当中的任何一个提供明显更好的功率传输。尽管DDQ接收器衬垫并没有特别设计成与圆形发射器一起操作，但仍获得差不多相同的性能，注意，当DDQ在圆形衬垫的中心时，正交提供所有的输出功率。耦合是良好的，原因是线圈尺寸相似，正交线圈大小450x391mm，圆形发射器为416mm。DDQ的功率输出总是接近圆形加圆形的设计，因此衬垫被认为是完全互操作的。如果圆形发射器衬垫出现在充电位置，则带DDQ接收器的汽车可以与此发射器磁耦合，并且如果以相同的调谐频率操作，则可以适宜地接收几乎相同的全功率充电速率，原因是具有圆形耦合器的EV特别设计成与相同的发射器衬垫一起操作。
圆形加圆形的系统是不被极化的，但是如果使用极化接收器，系统变成极化的，对于全部的特征化，需要完整的3D功率曲线。在所有方向上使用20mm 的递增，进行了大量的模拟来确定图15所示的PSU曲线。对于所有模拟，垂直气隙设置为125mm，I1在20kHz时为23A。图15(a)-(e)的PSU曲线排列成使第一列显示以圆形发射器激励的衬垫结果，而为了比较，第二列显示在DD发射器上操作的DDQ接收器。图15(a)示出了圆形加圆形系统的曲线，这清楚地表明功率零是圆形衬垫的本质。不管PSU为何，所有的圆形曲线通过此零值，此时衬垫被水平地对齐，这强加了基本的容限限制，使得它们对于无对齐手段的静止充电是不那么理想的，不适于RPEV。
由圆形发射器激励的DDQ的曲线示于图15(b)中。峰值PSU类似于用圆形接收器获得的(由图14(a)所示的)值，然而，由于来自DD线圈的贡献，在x-轴上的水平容限明显更好。所有衬垫的厚度是相同的，不过，DDQ的表面面积是0.32m2，圆形衬垫是0.38m2。假定DDQ的全部材料需求稍微大于圆形，则在圆形上具有DDQ接收器是更好的，原因是其对水平错位有大得多的容限。图15(c)单独示出了当用DD发射器激励时DD和Q线圈的PSU，DD自身的功率输出明显比使用圆形发射器可能获得的功率输出更好。这里，当接收器未对齐时，正交线圈显著地作用于整个输出，随着DD进入其零值而接近其最大输出。在δx很大的表面注释部分是DD通过零之后的功率输出。当由圆形发射器(图 15(d))和DD发射器(图15(e))激励时的DD和正交输出的总和也示出以进行比较。这些组合产生比圆形接收器可能更大的充电区。由于图15(b)或15 (c)中所示的各个线圈的均衡曲线，功率曲线在x-轴上都是非常平滑的。这些曲线说明DDQ接收器提供相比图15(a)的圆形加圆形曲线明显更好的性能。
充电区限定物理操作区域，在此区域，给定特定的气隙和工作Q，可以传输期望的功率。在此工作中，假设最大Q为6，气隙被设置为125mm。在DD 发射器上操作的DDQ接收器衬垫的结果可以与分别在图16(a)和(b)中的圆形衬垫上操作的这个相同垫相比。两部分都表明如果为了比较使用圆形系统，充电区是可行的。特别是，物理上较小的DDQ-DD垫明显更胜于圆形衬垫。DD 单独提供足够大的充电区，以能够实现无电子引导的泊车。正交或DD线圈可以用来在DD和正交充电区交叠的区域中供应全输出功率。清晰的DD和正交充电区之外的区域(由图16(a)中的DD+Q表示)表明任一线圈的输出不足以提供期望的7kW，但当两个线圈组合时，功率输出≥7kW。当δx非常大时，小的 DD区表明DD已经穿过其零值，能够供应所需的7kW。
本文描述的DDQ-DD衬垫对于RPEV应用是理想的，原因是功率区在y 轴上是相当平滑的。实践中，衬垫需要在尺寸上缩放，以满足为车辆充电、推进车辆所需的20-60kW。然而，为了图解该思想，DD衬垫可以沿道路方向设置，使得衬垫的宽度(图12中所示)在行进的方向上(沿y轴)。这里研究的DD 只有410mm宽，当DDQ接收器在y-轴上偏置205mm时，可以容易地传输7kW。在这点，DDQ接收器还在y轴上有效地与相邻的发射器偏置205mm，因此，可以给EV提供连续的功率。注意在此点，由于来自两个衬垫的贡献，功率很可能比7kW大得多，因此允许发射器衬垫被定位在道路上，衬垫之间有间隙。假定不管尺寸为何，每千米的道路需要更少的衬垫，这会降低RPEV系统的成本。确定理想的衬垫间距要求有重要的优化工艺，这超出了本文的范围。圆形衬垫上 DDQ的充电区示于图16(b)中-这是一个比只有圆形衬垫可能获得的大得多的区域。DDQ接收器被认为基于圆形衬垫完全地与系统互操作，如所示的，EV基本上具有更多的容限。
本发明提供了一种新的极化耦合器(DDQ)，它产生两倍于圆形衬垫的磁通路径高度，同时还具有单侧磁通路径。DD发射器产生连续的磁通路径，对于RPEV推进和充电是理想的。DDQ衬垫还完全地与传统的圆形衬垫互操作，实际上提供比圆形接收器大得多的容限。如所示，新的DD衬垫拓扑结构使得IPT EV充电明显比传统设计更加成本有效。
相比之下，现有的衬垫包含磁通路径。考虑图17的双极衬垫。这里，铁氧体底板具有与图11的DD发射器类似形式的棒25。这些铁氧体条适于捕获从北极和南极延伸的极化场，然而，当设置于圆形发射器上时，需要场线在各个方向延伸，以更好地耦合到发射器，但在接收器中，这些场线必须以直角进入、离开每个铁氧体条，这增大了路径的磁阻。
现在参照图21，提出一种新的铁氧体底部结构，其包括交叠的铁氧体区段的条45，其在所有方向上提供适于两种发射器类型的低磁阻路径。如图22所示，可以相对于此结构的常规构造和变型来对此进行评价，其中，底板相对于线圈的尺寸减小，结果显示于图23和24中。后面的比较是在底板保持恒定而线圈减小下进行的。
用初级圆形衬垫进行比较，圆形衬垫被构造成具有420mm的总衬垫直径，具有190mm的线圈内径，286mm的线圈外径，8个铁氧体辐条，每个辐条长 118mm。此初级用20kHz时20A均方根的电流通电。发射器和接收器衬垫之间的距离(z偏置)对于所有被测系统保持在40mm，每个被评估的双极接收器在 x和y方向上横向移动(根据图11中定义的运动的定义)。当接收器优选地位于发射器中心时，单位为mm的x，y，z尺寸是0，0，40。双极结构具有300x 300mm的最大尺寸。线圈的外尺寸为280mm x 280mm，各自由5匝4mm直径宽的利兹线双股缠绕制成(因此是40mm宽)。实际的线圈尺寸基于两个线圈之间的交叠。在此原始模型中，铁氧体结构显示由3个标准铁氧体棒制成的3个铁氧体条，每个铁氧体棒的尺寸为93mm长x28mm宽x 16mm深。这向沿x方向延伸的场提供低磁阻路径，如果发射器是DD结构，则期望如此。
在后一模型中，铁氧体结构使用较小的铁氧体棒，每个棒100mm长x 15 宽x 8mm深，铁氧体棒交叠以允许在x和y方向上的铁氧体延伸，以评价对向x 和y方向的场提供低磁阻路径的任何改进，假定圆形发射器具有从其中心在所有方向上向外延伸的场。铁氧体结构的总长的长度为280mm长，宽度是由选择的铁氧体棒的数目确定的。如果关心饱和，铁氧体棒的深度通常是重要的。在研究的情形中，铁氧体从未接近饱和，因此，这里更重要的是在棒的宽度和长度上表现的变化。如指出的，在所有情形中，铁氧体结构的总长是相似的，但宽度因评价系统而变化。
在称作P1的结构(图22)中，26个铁氧体块被使用，并被设置在与原始模型尺寸相似的线圈下面(除了交叠之外，所述交叠针对每个新模型进行确定，以保证在两个接收器线圈之间没有互耦合)。铁氧体结构在称作P1-CS的第二模型中是相同的，其不同只是因为使用了更小的线圈(其外尺寸减小了10mm，以暴露接收器衬垫的x和y表面上的10mm铁氧体，以支持磁通捕获)。称作 P2的最终结构具有16个铁氧体块和与P1相似的线圈，除了确保无互耦合所需的交叠之外。
图23和图24比较了原始模型相比P1和P2的模拟操作。在图23中，示出了在x方向上相对于圆形发射器移动接收器的影响，而在图24中，考虑了在 y方向上的运动。如指出的，所有这三个模型在接收器方面具有基本相同的线圈大小(除了交叠有小差异以确保无互耦合之外)。
如所示的，结果有轻微的不对称，出现这种情况的原因是双极接收器上的线圈43被模拟为与铁氧体条进一步隔开，因此比线圈42更靠近圆形发射器。因此，当接收器被位移到中心对齐的左边时，发现线圈43耦合了更多的功率。应当注意，图23和24中的V1和V2、I1和I2分别涉及双极衬垫的线圈42和线圈43中的电压和电流。在考虑呈现的结果时，显然，在耦合电压方面和传输的所有未补偿功率上，更大的铁氧体结构是特别有利的。在原始模型中，三个 28mm宽的棒可以捕获端部(总长84mm)的磁通。在标记为P1的铁氧体结构中，9个较细的棒，每个15mm宽(135mm总长)，捕获端部更宽面积的磁通，而在铁氧体结构P2中，5个较细的棒，每个15mm宽(总共75mm)，捕获较小的面积。如指出的，使用更宽面积的磁通捕获，耦合电压增大(当将P1与具有棒的原始设计比较或与P2比较时)，特别是在中心区域，然而，捕获的磁通在位移在x方向超过200mm在y方向超过100mm时更迅速地下降。P1相比P2，在中心区的总的可用未补偿功率显著增加43％，P1相比原始棒设计则增大26％。考虑到这种小接收器的工作范围，通常被认为在+/-150mm的x位移和+/-100mm 的y位移范围内，这是重要的。
考虑图25和26时，这两种设计与相同的铁氧体结构比较，但具有尺寸可变的双极线圈。如所示的，在标记为“P1-CS”的设计中，其代表P1中的铁氧体结构，线圈的尺寸已经减小以在磁通捕获极限时暴露出额外的磁通。当每个线圈位于发射器上的中心时，实际电压会由于较小的线圈面积而稍微减小，然而，当稍微偏置时，这些电压是相似的，相比之下，电流在+/-100mm偏置内保持在很大程度上不受影响，并大致增加(特别是当双极接收器位于发射器中心时)，表明对齐时改善的耦合和10％的未补偿功率增加。
可取的方面是确保有容限的改进耦合。因此，可以捕获所有方向上的磁通的较大线圈和铁氧体底板很可能是优选的。
因此，图27和28示出了可以适用于双极和DDQ接收器以确保对于极化和圆形结构的互操作性的可能结构。在选择位置互连棒45的附加的铁氧体互连块47能够实现当接收器从圆形发射器横向移位时，磁通的低磁阻的附加路径或区域(即横向路径和在纵向和横向方向之间有角度的路径)，而铁氧体条最适合极化发射器。因此，提供格栅磁芯结构。
在图28中，两个并排的双D线圈被标注为48，交叠正交(Q)线圈被标注为49。
本领域技术人员还会认识到上文描述的结构可以双向使用。因此，尽管作为例子将圆形衬垫结构描述为磁通发射器，但系统可以反向，使得圆形结构用作接收器。而且，描述的新的磁芯结构可以用在磁通生成布置上。
应当注意，本文中描述的目前优选实施例的各种变化和变型对本领域技术人员是显然的。这种变化和变型可在不偏离本发明的精神和范围下、在不限制其伴随的优点的情况下进行。因此，想要使这些变化和变型包括于本发明中。

Claims (18)

1.松散耦合的感应功率传输设备，所述设备包括：
第一磁耦合结构，所述第一磁耦合结构包括排列在平面中的导磁材料和排列在大体上与所述导磁材料的平面平行的平面中的初级线圈，所述线圈经配置以生成磁通；
第二磁耦合结构，所述第二磁耦合结构包括排列在平面中的导磁材料、排列在大体上与所述导磁材料的平面平行的平面中的第一线圈和排列在大体上与所述导磁材料的平面平行的平面中的第二线圈；以及
第一线圈和第二线圈经配置成，在第二耦合结构与第一耦合结构空间上错位时，接收来自第一磁耦合结构的磁通。
2.根据权利要求1所述的设备，其中，所述第一线圈和第二线圈并排排列。
3.根据权利要求1所述的设备，其中，所述第一线圈和第二线圈部分地交叠。
4.根据权利要求1所述的设备，其中，所述第二磁结构的线圈被排列成向所述第一结构和第二结构之间的相对横向运动提供耦合容限。
5.根据权利要求1所述的设备，其中，所述第二结构的线圈从由所述第一结构产生的磁场中提取随所述结构的相对横向位置的不同而不同量的电能。
6.根据权利要求1所述的设备，其中，所述第二结构的线圈之一接收由所述第一结构产生的磁场的第一方向分量中的较大部分，所述第二结构的线圈中的另一个接收由所述第一结构产生的磁场的第二方向分量中的较大部分。
7.根据权利要求6所述的设备，其中，所述磁通的分量正交。
8.根据权利要求1所述的设备，其中，所述第二结构的线圈是扁平线圈。
9.根据权利要求1所述的设备，其中，所述第一结构的线圈是扁平线圈。
10.根据权利要求1所述的设备，其中，所述第二结构的两个线圈处于并排关系。
11.根据权利要求10所述的设备，其中，所述第二结构包括第三线圈，所述第三线圈排列成与所述至少两个线圈空间正交。
12.根据权利要求1所述的设备，其中，所述第二结构包括彼此交叠的两个线圈。
13.根据权利要求1所述的设备，其中，所述第二结构的磁芯具有较大和较小磁阻的区域。
14.根据权利要求1所述的设备，其中，所述第二结构的磁芯包括格栅。
15.一种感应功率传输系统，所述系统包括权利要求1所述的设备。
16.根据权利要求1所述的设备，其中，所述第二结构的线圈与导磁磁芯关联。
17.根据权利要求1所述的设备，其中，所述第一磁耦合结构的线圈大体上为圆形。
18.一种感应功率传输的方法，该方法包括以下步骤：
使用包括两个线圈的第一结构产生磁通，所述两个线圈排列成大体上彼此相邻并且大体上在相同的平面中，以及
使用包括至少三个线圈的布置的第二结构从第一结构接收磁通，
所述两个线圈大体上位于相同的平面中并且彼此相邻，并且第三线圈排列成与两个线圈空间正交。
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