CN110784108A - 正激变换器式感性负载驱动电路 - Google Patents

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Abstract

提供一种正激变换器式感性负载驱动电路，能够提高感性负载断开时的响应性，并能够进行比以往更高效的驱动。在正激变换器式感性负载驱动电路中，在次级侧电路具备配置为能够切断换流电路的第一换流开关元件，还具备在感性负载断开时基于电流偏差来控制所述第一换流开关元件的开闭度和/或接通、断开的换流控制电路。

Description

正激变换器式感性负载驱动电路
技术领域
本发明涉及一种能够比以往更高效地提高感性负载断开时的响应性的正激变换器式感性负载驱动电路。
背景技术
以往，作为向各种电气、电子设备供给直流电流的开关电源电路，多将结构比较简单、也容易控制的正激变换器与反激变换器一并使用(例如参照专利文献1、2)。
正激变换器在次级侧具备扼流线圈(choke coil)和换流二极管，当在开关元件的接通状态下从电源侧流过电流时，根据变压器的初级侧线圈的反电动势而在次级侧线圈产生感应电动势，经由整流二极管和电容器向负载供给直流电流。此时，能量积蓄在扼流线圈，因此开关元件变为断开状态，在扼流线圈产生电动势，积蓄的能量被释放而电流经由换流二极管流向负载。
也可以对马达、线性马达或螺线管等感性负载的驱动使用这样的基于正激变换器的驱动电路。例如，可以考虑构成为图4所示的那样的双螺线管型的电磁切换阀的切换驱动控制用的驱动电路。
该双螺线管型电磁切换阀用的正激变换器式感性负载驱动电路100通过开关变压器将通过开关元件的接通、断开开关动作将从电源侧供给并被平滑化后的直流变换为脉冲波的交流所得到的交流变压为预先确定的交流电压而从初级侧传递到次级侧，该开关元件按基于来自脉冲信号发生装置的脉冲信号的周期进行接通、断开开关动作。
例如，在图4所示的驱动电路中，开关变压器T具有第一次级侧线圈Ls1和第二次级侧线圈Ls2这两个线圈作为与初级侧线圈相同极性的次级侧线圈，第一次级侧电路和第二次级侧电路以正激变换器式构成，该第一次级侧电路将来自第一次级侧线圈Ls1的交流经由次级侧整流二极管D2a和次级侧平滑电容器C2a而作为直流供给到第一螺线管(SOLA)，该第二次级侧电路将来自第二次级侧线圈Ls2的交流经由次级侧整流二极管D2b和次级侧平滑电容器C2b而作为直流供给到第二螺线管(SOLB)。即，在第一和第二次级侧电路分别配置有形成换流电路的扼流线圈(Lca、Lcb)和换流二极管(D3a、D3b)。进一步地，由于在正激变换器中也多少在芯部(core)蓄积了磁能量，因此一般在开关变压器T的初级侧设置有用于使该芯部能量返回到电源而消耗的线圈Lp2。
此外，在该驱动电路中，基于根据指令信号而从电流指令部输出的电流指令和到感性负载的输出侧的检测结果来调整由上述脉冲信号发生装置发生的脉冲信号的脉冲宽度，而控制初级侧开关元件FET1的接通、断开开关动作。进一步地，切换分别配置于第一和第二次级侧电路的第一和第二次级侧开关元件(FET2a、FET2b)的接通、断开，而对向第一螺线管(SOLA)和第二螺线管(SOLB)的电流供给、驱动进行切换控制。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开平9-239180号公报
专利文献2：日本特开2015-76922号公报
发明内容
在上述那样的正激变换器式的感性负载驱动电路中，在将感性负载的驱动断开的情况下，由于感性负载的反电动势通过换流二极管进行换流，因此电流减少会花费时间。特别是在负载电流小的情况下，由于负载的电阻分量消耗的电力小，因此断开时的电流减少的斜率小，直到完全没有电流供给为止的时间变长。
此外，在电磁切换阀用驱动电路中，使阀芯(spool)的位置检测用的载波叠加于电流指令的信号波，并从输出侧提取载波分量而能够检测芯位置，但在为了检测螺线管断开时的芯位置而使位置检测用载波叠加于微小的螺线管电流的情况下，由于无法通过正激变换器的上述特性使载波的频率高频化，因此还产生位置检测的响应性变慢的问题。
本发明的目的在于鉴于上述问题点，提供一种提高感性负载断开时的响应性并能够进行比以往更高效的驱动的正激变换器式感性负载驱动电路。
为了达成上述目的，方案1记载的发明的正激变换器式感性负载驱动电路的特征在于，具备：
电流控制电路(10X、10Y、10Z)，具有开关变压器(6)和次级侧电路，该开关变压器(6)将通过初级侧开关元件(5)的接通、断开开关动作将从电源侧供给并被平滑化后的直流变换为脉冲波的交流所得到的交流变压为预先确定的交流电压而从初级侧传递到次级侧，该初级侧开关元件(5)按基于来自脉冲信号发生装置(8)的脉冲信号的周期进行接通、断开开关动作，该次级侧电路将传递到次级侧的交流作为直流供给到感性负载(SOLA、SOLB)；
电流指令部(50)，基于指令信号输出电流指令；以及
电流指令电路(30)，按基于根据所述电流指令和到所述感性负载的输出侧的检测结果而得到的电流偏差所决定的由所述脉冲信号发生装置发生的脉冲信号的周期来控制所述初级侧开关元件的接通、断开开关动作，
所述次级侧电路具有次级侧整流二极管(21a、21b)、次级侧平滑电容器(22a、22b)和形成换流电路的扼流线圈(24a、24b)以及第一换流二极管(23a、23b)，该次级侧整流二极管(21a、21b)对来自与所述开关变压器的初级侧线圈相同极性的次级侧线圈的交流进行整流，该次级侧平滑电容器(22a、22b)进一步对整流后的直流进行平滑化，该第一换流二极管(23a、23b)与所述次级侧平滑电容器并联，
所述次级侧电路还具备第一换流开关元件(25Xa、25Xb、25Ya、25Yb、25Za、25Zb)，该第一换流开关元件配置为能够切断所述换流电路，
所述正激变换器式感性负载驱动电路还具备换流控制电路(32、33、34)，该换流控制电路(32、33、34)在所述感性负载断开时，基于所述电流偏差来控制所述第一换流开关元件的开闭度和/或接通、断开。
方案2记载的发明的正激变换器式感性负载驱动电路在方案1记载的正激变换器式感性负载驱动电路中，所述换流控制电路(32)进行如下控制：在所述感性负载断开时所述电流偏差为负时，与该负偏差成比例地使所述第一换流开关元件(25Xa、25Xb)关闭，并且通过所述第一换流开关元件的漏极-源极间电压为预先确定的固定电压以上来使该第一换流开关元件接通。
方案3记载的发明的正激变换器式感性负载驱动电路在方案1记载的正激变换器式感性负载驱动电路中，所述换流控制电路(33)按基于所述电流偏差所决定的由第二脉冲信号发生装置(38)发生的脉冲信号的周期对所述第一换流开关元件(25Ya、25Yb)进行接通、断开开关动作控制，并且在所述电流偏差为负偏差时断开所述第一换流开关元件(25Ya、25Yb)而切断所述换流电路，
所述次级侧电路(20Ya、20Yb)具有第二换流电路，该第二换流电路具备与所述次级侧平滑电容器并联配置的另外的第二换流二极管(26Ya、26Yb)以及电阻(27a、27b)。
方案4记载的发明的正激变换器式感性负载驱动电路在方案1记载的正激变换器式感性负载驱动电路中，所述第一换流开关元件(25Za、25Zb)配置为能够仅切断所述换流电路，
所述次级侧电路(20Za、20Zb)具备：
次级侧开关元件(29a、29b)，接通、断开该次级侧电路对所述感性负载的电流供给；以及
第二换流二极管(26Za、26Zb)以及第二换流开关元件(28a、28b)，该第二换流二极管(26Za、26Zb)形成与所述扼流线圈并联的第二换流电路，该第二换流开关元件(28a、28b)接通、断开所述第二换流电路，
所述换流控制电路(34)按基于根据所述电流指令和输出侧的检测结果而得到的电流偏差所决定的由第二脉冲信号发生装置(38)发生的脉冲信号的周期对配置于所述次级侧电路的所述次级侧开关元件或所述第一换流开关元件进行接通、断开开关动作控制，并且在所述电流偏差变为负时使所述第一换流开关元件(25Za、25Zb)断开而切断对所述第一换流二极管(23a、23b)的电流供给，
所述开关变压器在初级侧具备能量回收用线圈(Lp2’)，该能量回收用线圈在没有来自电源侧的电流供给且所述初级侧开关元件(5)断开并且通过所述换流控制电路使所述次级侧开关元件(29a、29b)接通时，经由次级侧线圈回收在所述感性负载产生的反电动势。
方案5记载的发明的正激变换器式感性负载驱动电路在方案1～4中任意一项记载的正激变换器式感性负载驱动电路中，其特征在于，所述感性负载是驱动方向相互对置的第一螺线管(SOLA)和第二螺线管(SOLB)这一对螺线管，
所述开关变压器具有第一次级侧线圈(Ls1)和第二次级侧线圈(Ls2)这两个线圈作为次级侧线圈，
所述次级侧电路具备第一和第二次级侧电路，该第一和第二次级侧电路分别使来自第一和第二次级侧线圈的交流变为直流而供给到第一螺线管和第二螺线管，
所述第一和第二次级侧电路分别具有次级侧整流二极管(21a、21b)、次级侧平滑电容器(22a、22b)和形成换流电路的扼流线圈(24a、24b)以及第一换流二极管(23a、23b)，该第一换流二极管(23a、23b)与所述次级侧平滑电容器并联，
正激变换器式感性负载驱动电路还具有螺线管切换电路(31)，该螺线管切换电路(31)基于指令信号对配置于第一和第二次级侧电路中的各个次级侧电路的开关元件的接通、断开进行控制，选择第一次级侧电路进行的电流供给和第二次级侧电路进行的电流供给而对第一螺线管(SOLA)的驱动和第二螺线管(SOLB)的驱动进行切换控制。
方案6记载的发明的正激变换器式感性负载驱动电路在方案1～5中任意一项记载的正激变换器式感性负载驱动电路中，其特征在于，还具备所述感性负载的驱动部的位置检测机构，
所述位置检测机构具有载波发生装置(41)，该载波发生装置(41)使位置检测用的高频载波叠加于电流指令的信号波，
所述位置检测机构还具有位置检测部(40)，该位置检测部(40)从在所述感性负载的输出侧检测出的反馈信号提取所述位置检测用的载波频率分量，并基于该提取结果和预先设定的判定基准值来检测所述驱动部的位置。
在本发明的正激变换器式感性负载驱动电路中，在感性负载断开时，由于切断次级侧电路的换流电路并吸收感性负载的反电动势的能量，因此具有能够高效地缩短感性负载的停止时间而实现高响应性的效果。进一步地，通过该高响应性，在进行感性负载的驱动部的位置检测时，在负载电流小的情况下，也能够使叠加的位置检测用载波高频化，能够进行响应性高的位置检测。
附图说明
图1是示出本申请发明的第一实施例的双螺线管用的正激变换器式感性负载驱动电路的结构的概略电路图。
图2是示出本申请发明的第二实施例的双螺线管用的正激变换器式感性负载驱动电路的结构的概略电路图。
图3是示出本申请发明的第三实施例的双螺线管用的正激变换器式感性负载驱动电路的结构的概略电路图。
图4是示出以往的双螺线管用的正激变换器式感性负载驱动电路的一例的概略电路图。
图5是示出在去掉了换流电路的情况下的感性负载驱动电路的概略电路图。
(附图标记说明)
1X、1Y、1Z、100：正激变换器式感性负载驱动电路；2：电源；3、D1：初级侧二极管；4、C1：初级侧电容器；5、FET1：初级侧开关元件；6、T：开关变压器；Lp1：初级侧线圈；Lp2：初级侧线圈(芯部能量回收用)；Lp2’：能量回收用线圈；Ls1、Ls2：次级侧线圈；7：PID控制部；8：脉冲信号发生装置；9：电流传感器；10X、10Y、10Z：电流控制电路；20Xa、20Ya、20Za：第一次级侧电路；20Xb、20Yb、20Zb：第二次级侧电路；D2a、D2b、21a、21b：次级侧整流二极管；C2a、C2b、22a、22b：次级侧平滑电容器；D3a、D3b、23a、23b：第一换流二极管；Lca、Lcb、24a、24b：扼流线圈；25Xa、25Xb、25Ya、25Yb、25Za、25Zb：第一换流开关元件；26Ya、26Yb、26Za、26Zb：第二换流二极管；27a、27b：电阻；28a、28b：第二换流开关元件；FET2a、FET2b、29a、29b：次级侧开关元件；SOLA：第一螺线管；SOLB：第二螺线管；30：电流指令电路；31：螺线管切换电路；32、33、34：换流控制电路；38：第二脉冲信号发生装置；40：位置检测部；41：载波发生装置；50：电流指令部。
具体实施方式
在本发明中，具备：电流控制电路，具有开关变压器和次级侧电路，该开关变压器将通过初级侧开关元件的接通、断开开关动作将从电源侧供给并被平滑化后的直流变换为脉冲波的交流所得到的交流变压为预先确定的交流电压而从初级侧传递到次级侧，该初级侧开关元件按基于来自脉冲信号发生装置的脉冲信号的周期进行接通、断开开关动作，该次级侧电路将传递到次级侧的交流作为直流供给到感性负载；电流指令部，基于指令信号输出电流指令；以及电流指令电路，按基于根据所述电流指令和到所述感性负载的输出侧的检测结果而得到的电流偏差所决定的由所述脉冲信号发生装置发生的脉冲信号的周期来控制所述初级侧开关元件的接通、断开开关动作，所述次级侧电路具有次级侧整流二极管、次级侧平滑电容器和形成换流电路的扼流线圈形以及第一换流二极管，该次级侧整流二极管对来自与所述开关变压器的初级侧线圈相同极性的次级侧线圈的交流进行整流，该次级侧平滑电容器进一步对整流后的直流进行平滑化，该第一换流二极管与所述次级侧平滑电容器并联，所述次级侧电路还具备第一换流开关元件，该第一换流开关元件配置为能够切断所述换流电路，所述正激变换器式感性负载驱动电路还具备换流控制电路，该换流控制电路在所述感性负载断开时，基于所述电流偏差来控制所述第一换流开关元件的开闭度和/或接通、断开。
根据以上的结构，在感性负载断开时，通过换流控制电路使第一换流开关元件断开，从而能够切断延缓了响应的次级侧电路的换流电路。此时，负载能量将并联连接于感性负载的次级侧平滑电容器在相反方向上充电。从而，通过换流电路的切断而负载电流断开时的停止时间变短，此时在感性负载所产生的反电动势的能量被吸收。
另外，当相对于负载能量而次级侧平滑电容器的电容小时，存在电压变高、电容器被破坏的担忧。于是，优选还具备除了电容器之外的、吸收能量并处理扼流线圈的能量的单元。
作为这样的进一步的第一单元，具有如下结构：具备换流控制电路，该换流控制电路针对正在切断换流电路的第一换流开关元件进行使之关闭到与电流的负偏差成比例的开度的控制。在与该负偏差成比例地关闭的第一换流开关元件产生漏极-源极间电压(Vds)，能够消耗来自次级侧平滑电容器的剩余电流和扼流线圈的能量。在该情况下，换流控制电路以如下方式进行控制：通过Vds为预先确定的一定以上的Vds来使第一换流开关元件接通而恢复换流电路的切换，由此，使Vds不超过第一换流开关元件的额定。
此外，作为与上述的比例控制方式不同的第二单元，具有如下结构：在换流控制电路基于电流偏差对第一换流开关元件进行利用PWM控制的接通、断开开关动作控制，同时在感性负载断开时的电流偏差为负偏差时使第一换流开关元件断开而切断换流电路的电路结构中，事先形成替换被切断的基于第一换流二极管的换流电路的第二换流电路。该第二换流电路由与和被切断的换流电路共同的扼流线圈以及次级侧平滑电容器并联配置的另外的第二换流二极管和电阻构成。在该结构中，在感性负载断开时换流电路被切断时的来自次级侧平滑电容器的剩余电流和扼流线圈的能量通过第二换流电路的电阻而被消耗。
以上的比例控制方式和进行第二换流电路的剩余能量的热消耗的电路结构在感性负载的感应分量比较小的情况下是有效的。但是，在感性负载大型化的情况下，由于在感性负载断开时的换流电路切断时要处理的热量也变大，因此优选具备能够回收大的剩余能量的单元。
因此，作为第三单元，可以考虑在开关变压器的初级侧具备能量回收用线圈来回收剩余能量。在没有来自初级侧的电流供给的情况下，即，在初级侧开关元件断开的情况下，如果没有换流电路，则在感性负载产生的反电动势能够变换为交流而经由开关变压器返回到初级侧。
在此，图5示出在图4所示的以往的双螺线管用的正激变换器式感性负载驱动电路中去掉了换流二极管(D3a、D3b)的情况。在这种没有换流二极管的次级侧电路中，当使次级侧开关元件FET2a为接通状态时，如由图5中虚线所示，被感性负载的反电动势充电了的次级侧平滑电容器C2a成为电源，电流流到次级侧线圈Ls1。
因此，如果通过PWM控制对次级侧开关元件FET2a进行接通、断开开关动作控制而将来自次级侧平滑电容器C2a的直流变换为交流，则相对在次级侧线圈Ls1产生的反电动势，而在初级侧所具备的能量回收用线圈Lp2产生感应电动势，电流经由初级侧的二极管D1流到初级侧电路。在该情况下，在开关变压器T中，次级侧线圈Ls1变为初级侧线圈，初级侧的线圈Lp2作为次级侧线圈发挥功能，形成了相反方向的正激变换器。另外，在正激变换器的开关变压器中，在初级侧配置有用于使芯部能量返回到电源的线圈，并能够将其作为所述能量回收用线圈利用。
实际上，在通过PWM控制对次级侧开关元件进行接通、断开开关动作控制的次级侧电路中，代替去掉换流二极管，而只要采用如下电路结构即可：通过第一换流开关元件仅切断基于第一换流二极管的换流电路，并且还形成具备与扼流线圈并联配置的第二换流二极管和第二换流开关元件的第二换流电路。
根据该电路结构，在感性负载断开时的电流偏差变为负的情况下，在次级侧开关元件的断开状态下，能够通过第一换流开关元件的断开来切断换流电路，并且通过第二换流开关元件的接通，在感性负载产生的反电动势对次级侧平滑电容器进行充电，扼流线圈的能量通过第二换流电路换流。而且，在次级侧开关元件的接通状态下，来自次级侧平滑电容器的剩余能量被送到开关变压器。同时，通过次级侧开关元件的PWM控制下的接通开关动作控制而使来自次级侧平滑电容器的直流变换为交流，通过开关变压器从次级侧线圈传递到初级侧的能量回收用线圈而被回收到初级侧电路。因此，即使剩余能量大，也能够实现在没有发热的短时间内的高效的感性负载停止。
另外，在本发明中的感性负载为例如双螺线管型电磁切换阀等具备第一螺线管和第二螺线管这一对螺线管的情况下，开关变压器设为具有第一次级侧线圈和第二次级侧线圈这两个线圈来作为次级侧线圈。此外，次级侧电路具备将来自第一和第二次级侧线圈的交流分别变为直流而供给到第一螺线管和第二螺线管的第一和第二次级侧电路。
这些第一和第二次级侧电路中的各个次级侧电路只要为如下结构即可：具有次级侧整流二极管、次级侧平滑电容器和形成换流电路的扼流线圈以及与次级侧平滑电容器并联的第一换流二极管。而且，能够通过螺线管切换电路，基于指令信号来控制配置于第一和第二次级侧电路中的各个次级侧电路的开关元件的接通、断开，选择第一次级侧电路进行的电流供给和第二次级侧电路进行的电流供给而对第一螺线管的驱动和第二螺线管的驱动进行切换控制。
作为进行用于这样的第一螺线管和第二螺线管的切换驱动的第一和第二次级侧电路的接通、断开切换的开关元件，在上述第一和第二单元中，利用对各个换流电路进行切断的第一换流开关元件。即，只要将第一换流开关元件配置在也能够切断次级侧电路的位置即可。
此外，进一步地，作为感性负载驱动电路，也可考虑进行感性负载的驱动部的位置检测的情况。作为用于该目的的位置检测机构，采用如下结构：通过载波发生装置使位置检测用的高频载波叠加于电流指令的信号波，并具备位置检测部，该位置检测部从在感性负载的输出侧检测出的反馈信号提取位置检测用的载波频率分量，并根据该提取结果，基于与和感性负载的驱动部的位置相应的电感变化相当的变化量和预先设定的判定基准值来检测驱动部的位置，该变化量例如是电流振幅、电压振幅的变化量。
通过该位置检测机构，在对驱动部的位置、例如电磁切换阀的螺线管断开时的芯位置进行检测时，在本发明中，如上述那样，由于通过切断换流电路而螺线管停止时的响应性高，因此即使螺线管电流微小，也能够用于位置检测而使高频的频率叠加而从在输出侧检测出的反馈信号良好地提取其分量，位置检测的响应性也变高。
【实施例1】
作为本发明的第一实施例，在图1的概略电路图中示出在通过比例式控制切断换流电路的情况下的双螺线管用的正激变换器式感性负载驱动电路。本实施例的正激变换器式感性负载驱动电路1X具备电流控制电路10X，该电流控制电路10X使在初级侧从电源2供给的电流变为平滑化后的直流并且变换为交流，通过开关变压器6将该交流变压为预先确定的交流电压而从初级侧传递到次级侧，并作为将传递到次级侧的交流进行整流、平滑化后的直流供给到作为感性负载的一对第一螺线管(SOLA)和第二螺线管(SOLB)。
在电流控制电路10X的初级侧具备初级侧电容器4和初级侧开关元件(MOSFET)5，该初级侧开关元件(MOSFET)5通过按基于来自脉冲信号发生装置8的脉冲信号的周期的接通、断开开关动作将直流变换为脉冲波的交流而发送到开关变压器6的初级侧线圈。
开关变压器6具备相对于初级侧线圈Lp1而线圈极性相同的两个次级侧线圈(Ls1、Ls2)。另外，在初级侧也配置有用于使芯部能量返回到一个电源的线圈Lp2以及初级侧二极管3。在电流控制电路10X的次级侧，从各次级侧线圈(Ls1、Ls2)针对第一螺线管(SOLA)和第二螺线管(SOLB)中的各个螺线管通过对应的两个次级侧电路(20Xa、20Xb)供给电流。即，第一次级侧线圈Ls1通过第一次级侧电路20Xa而连接于第一螺线管(SOLA)，第二次级侧线圈Ls2通过第二次级侧电路20Xb而连接于第二螺线管(SOLB)。
各次级侧电路(20Xa、20Xb)分别具备次级侧整流二极管(21a、21b)和次级侧平滑电容器(22a、22b)，该次级侧整流二极管(21a、21b)对传递到次级侧线圈(Ls1、Ls2)的交流进行整流，该次级侧平滑电容器(22a、22b)进一步平滑化后作为直流发送到螺线管(SOLA、SOLB)。此外，具备形成换流电路的扼流线圈(24a、24b)以及第一换流二极管(23a、23b)，构成正激变换器。
电流指令部50基于指令信号输出电流指令R，电流控制电路10X依据其将来自电源的电流供给到负载。首先，在电流指令电路30中，根据基于电流指令R和来自检测电阻器等的电流传感器9的输出侧的检测结果的电流反馈信号I的与目标值的偏差，经由PID(Proportional Integral Differential，比例积分微分)控制部7求出实际的操作量，生成与该操作量相当的振幅信号而输出到脉冲信号发生装置8。而且，初级侧开关元件5通过基于电流偏差所决定的来自脉冲信号发生装置8的脉冲信号而被进行接通、断开开关动作控制，即，开关变压器6的初级侧被进行PWM控制。
此外，在本实施例中，在第一和第二次级侧电路(20Xa、20Xb)中的各个次级侧电路中，能够切断换流电路的第一换流开关元件(MOSFET)(25Xa、25Xb)配置在也能够切断该次级侧电路(20Xa、20Xb)自身的位置。因此，通过该第一换流开关元件(25Xa、25Xb)的接通、断开控制而对第一和第二次级侧电路(20Xa、20Xb)进行接通、断开控制。
此外，基于指令信号所包含的极性信号，通过螺线管切换电路31切换控制对第一次级侧电路20Xa的第一换流开关元件25Xa和第二次级侧电路20Xb的第一换流开关元件25Xb的接通、断开，切换自第一次级侧线圈Ls1对第一螺线管(SOLA)的利用第一次级侧电路20Xa的电流供给和自第二次级侧线圈Ls2对第二螺线管(SOLB)的利用第二次级侧电路20Xb的电流供给，并相互切换一对第一第二螺线管(SOLA、SOLB)的驱动。在电磁切换阀的情况下，由此使阀芯的驱动方向切换为相反朝向。
在本实施例的一对第一第二螺线管(SOLA、SOLB)的驱动控制中，在停止一方的螺线管(SOLA或SOLB)时，通过第一换流开关元件(25Xa或25Xb)的断开来切断一方的次级侧电路(20Xa或20Xb)，同时其换流电路也被切断，对第一换流二极管(23Xa或23Xb)的电流供给被切断。于是，由于在螺线管(SOLA、SOLB)产生的反电动势对次级侧平滑电容器(22a或22b)进行充电，因此负载能量被吸收，螺线管(SOLA或SOLB)的电流减少的斜率大，在短时间内完成螺线管(SOLA或SOLB)的停止。
但是，在相对于来自螺线管(SOLA或SOLB)的负载能量而次级侧平滑电容器(22a、22b)的电容小的情况下，有必要一并对扼流线圈(24a或24b)所积蓄并释放的能量和剩余能量进行处理。因此，在本实施例中，具备在电流偏差为负时与该负偏差成比例地关闭第一换流开关元件(25Xa或25Xb)的比例式换流控制电路32。
在通过该比例控制关闭的第一换流开关元件(25Xa或25Xb)产生漏极-源极间电压(Vds)，消耗剩余能量。另外，换流控制电路32被设定为，以不超过第一换流开关元件的额定的方式，以通过一定以上的Vds使第一换流开关元件(25Xa或25Xb)变为接通的方式进行控制。
在本实施例中，还具备用于检测电磁切换阀的螺线管(SOLA或SOLB)断开时的阀芯位置的位置检测机构。即，使来自载波发生装置41的位置检测用的载波(正弦波或三角波)f1叠加于电流指令R的信号波。而且，通过设置于电流指令部50的位置检测部40从反馈信号I提取载波频率分量，基于该提取结果和预先确定的位置判定基准值来检测阀芯位置。
在本实施例的位置检测机构中，如上述那样，由于螺线管停止时的响应性高，因此即使螺线管电流微小，例如即使将0.1～1kHz的高频作为载波而叠加，也不使用于从反馈信号读取阀芯的位置变化的检测信号吸收、劣化而能够检测，因此能够良好地进行阀芯的位置检测。
【实施例2】
在以上的第一实施例中，示出了作为用于吸收来自换流电路切断时的扼流线圈的能量、来自次级侧平滑电容器的剩余能量的单元，具备将第一换流开关元件与电流负偏差成比例地关闭的换流比例控制电路的情况。在本发明中，并不限于该单元。于是，接下来，作为本发明的第二实施例，在图2的双螺线管用的正激变换器式感性负载驱动电路中示出具备在换流电路切断时消耗能量的其它单元的情况。
图2的正激变换器式感性负载驱动电路1Y具备除了次级侧电路的一部分和换流控制电路的一部分外与图1所示的感性负载驱动电路1X共同的结构。因此，图2中的与图1共同的部分以同一附图标记示出。
在本实施例中，在电流控制电路10Y的初级侧，通过按基于来自初级侧开关元件5的脉冲信号发生装置8的脉冲信号的周期的接通、断开开关动作将由初级侧电容器4平滑化后的直流变换为脉冲波的交流，并发送到开关变压器6的初级侧线圈。
在开关变压器6中，使交流从初级侧线圈Lp1变更为规定的电压并传递到极性相同的两个次级侧线圈(Ls1、Ls2)。电流控制电路10Y的次级侧为如下电路结构：从各次级侧线圈(Ls1、Ls2)针对第一螺线管(SOLA)和第二螺线管(SOLB)中的各个螺线管通过对应的两个次级侧电路(20Ya、20Yb)供给电流。
各次级侧电路(20Ya、20Yb)分别具备次级侧整流二极管(21a、21b)和次级侧平滑电容器(22a、22b)，还具备形成换流电路的扼流线圈(24a、24b)以及第一换流二极管(23a、23b)。
此外，在第一和第二次级侧电路(20Ya、20Yb)中的各个次级侧电路，使能够切断换流电路的第一换流开关元件(MOSFET)(25Ya、25Yb)配置在也能够切断该次级侧电路(20Ya、20Yb)自身的位置。因此，基于指令信号的极性信号，进行利用螺线管切换电路31的第一换流开关元件(25Ya、25Yb)的接通、断开切换控制，并切换控制利用第一和第二次级侧电路(20Ya、20Yb)的对第一螺线管(SOLA)和第二螺线管(SOLB)的电流供给和驱动。
此外，通过换流控制电路33，按基于电流偏差所决定的由第二脉冲信号发生装置38发生的脉冲信号的周期，对第一换流开关元件(25Ya、25Yb)的接通、断开开关动作进行PWM控制。
在本实施例中，在第一和第二次级侧电路(20Ya、20Yb)分别与次级侧平滑电容器(22a、22b)并联地具备形成第二换流电路的第二换流二极管(26Ya、26Yb)和电阻(27a、27b)。
因此，在以上的电路结构中，在螺线管(SOLA或SOLB)停止时的电流偏差为负时，通过换流控制电路33使第一换流开关元件(25Ya或25Yb)为断开状态，切断换流电路。由此，在螺线管(SOLA或SOLB)产生的反电动势对次级侧平滑电容器(22a或22b)进行充电，但剩余电流和来自扼流线圈(24a或24b)的能量流入第二换流电路而被电阻(27a或27b)消耗。
如以上那样，在本实施例的正激变换器式感性负载驱动电路1Y中，由于也吸收螺线管停止时的螺线管反电动势，因此其电流减少斜率大，实现短时间内的螺线管停止。
【实施例3】
作为本发明的第三实施例，图3示出在感性负载大型且热量大的情况下也能够应对的正激变换器式感性负载驱动电路1Z。图3中的与图1共同的部分以同一附图标记示出。
在本实施例中，在电流控制电路10Z的初级侧，通过初级侧开关元件5的接通、断开开关动作将由初级侧电容器4平滑化后的直流变换为脉冲波的交流，并送到开关变压器6的初级侧线圈，该初级侧开关元件5按基于来自脉冲信号发生装置8的脉冲信号的周期进行接通、断开开关动作。
在开关变压器6中，使交流从初级侧线圈Lp1变更为规定的电压并传递到极性相同的两个次级侧线圈(Ls1、Ls2)。电流控制电路10Z的次级侧为如下电路结构：从各次级侧线圈(Ls1、Ls2)对第一螺线管(SOLA)和第二螺线管(SOLB)中的各个螺线管通过对应的两个次级侧电路(20Za、20Zb)供给电流。
各次级侧电路(20Za、20Zb)分别具备次级侧整流二极管(21a、21b)和次级侧平滑电容器(22a、22b)，还具备形成换流电路的扼流线圈(24a、24b)以及第一换流二极管(23a、23b)。
此外，在第一和第二次级侧电路(20Za、20Zb)中的各个次级侧电路具备配置为能够切断这些次级侧电路的次级侧开关元件(MOSFET)(29a、29b)和配置为能够切断仅换流电路的第一换流开关元件(MOSFET)(25Za、25Zb)。
次级侧开关元件(29a、29b)由螺线管切换电路31进行基于指令信号的极性信号的接通、断开切换控制，从而切换控制利用第一和第二次级侧电路(20Za、20Zb)的对第一螺线管(SOLA)和第二螺线管(SOLB)电流供给和驱动。进一步地，次级侧开关元件(29a、29b)按基于电流偏差所决定的由第二脉冲信号发生装置38发生的脉冲信号的周期而被进行接通、断开开关动作控制(PWM控制)。
进一步地，在第一和第二次级侧电路(20Za、20Zb)分别具备形成与扼流线圈(24a、24b)并联的第二换流电路的第二换流二极管(26Za、26Zb)和配置为能够切断该第二换流电路的第二换流开关元件(MOSFET)(28a、28b)。
而且，在本实施例中，在开关变压器6的初级侧，与以上的实施例同样地设置有初级侧二极管3和用于使芯部能量返回到电源的线圈Lp2’，因此将其作为来自次级侧的能量回收用线圈Lp2’来利用。
在以上的电路结构中，在螺线管(SOLA或SOLB)停止时的电流偏差为负时，当通过换流控制电路34使第一换流开关元件(25Za或25Zb)为断开状态而切断换流电路，并且在次级侧开关元件(29a或29b)为断开状态下使第二换流开关元件(28a或28b)为接通状态时，在螺线管(SOLA或SOLB)产生的反电动势对次级侧平滑电容器(22a或22b)进行充电，扼流线圈(24a或24b)的能量对第二换流电路进行换流。当次级侧开关元件(29a或29b)变为接通状态时，来自次级侧平滑电容器(22a或22b)的剩余电力流到次级侧线圈(Ls1或Ls2)。
由于流到次级侧线圈(Ls1或Ls2)的电流通过PWM控制变换为交流，因此针对在次级侧线圈(Ls1或Ls2)产生的反电动势，而在初级侧的回收用线圈Lp2’产生感应电动势，能量被传递，并经由初级侧二极管3回收到电源侧。
如以上那样，根据本实施例的正激变换器式感性负载驱动电路1Z，由于在螺线管停止时形成能量回收电路，因此即使在感性负载自身大型且感应分量大的情况下，由于不发热且负载电流的减少斜率变大，因此也能实现节能和以高响应性在短时间内的停止。

Claims (6)

1.一种正激变换器式感性负载驱动电路，其特征在于，具备：
电流控制电路，具有开关变压器和次级侧电路，该开关变压器将通过初级侧开关元件的接通、断开开关动作将从电源侧供给并被平滑化后的直流变换为脉冲波的交流所得到的交流变压为预先确定的交流电压而从初级侧传递到次级侧，所述初级侧开关元件按基于来自脉冲信号发生装置的脉冲信号的周期进行接通、断开开关动作，该次级侧电路将传递到次级侧的交流作为直流供给到感性负载；
电流指令部，基于指令信号输出电流指令；以及
电流指令电路，按基于根据所述电流指令和到所述感性负载的输出侧的检测结果而得到的电流偏差所决定的由所述脉冲信号发生装置发生的脉冲信号的周期来控制所述初级侧开关元件的接通、断开开关动作，
所述次级侧电路具有次级侧整流二极管、次级侧平滑电容器和形成换流电路的扼流线圈以及第一换流二极管，该次级侧整流二极管对来自与所述开关变压器的初级侧线圈相同极性的次级侧线圈的交流进行整流，该次级侧平滑电容器进一步对整流后的直流进行平滑化，该第一换流二极管与所述次级侧平滑电容器并联，
所述次级侧电路还具备第一换流开关元件，该第一换流开关元件配置为能够切断所述换流电路，
所述正激变换器式感性负载驱动电路还具备换流控制电路，该换流控制电路在所述感性负载断开时，基于所述电流偏差来控制所述第一换流开关元件的开闭度和/或接通、断开。
2.根据权利要求1所述的正激变换器式感性负载驱动电路，其特征在于，
所述换流控制电路进行如下控制：在所述感性负载断开时所述电流偏差为负时，与该负偏差成比例地使所述第一换流开关元件关闭，并且通过所述第一换流开关元件的漏极-源极间电压为预先确定的一定电压以上来使该第一换流开关元件接通。
3.根据权利要求1所述的正激变换器式感性负载驱动电路，其特征在于，
所述换流控制电路按基于所述电流偏差所决定的由第二脉冲信号发生装置发生的脉冲信号的周期对所述第一换流开关元件进行接通、断开开关动作控制，并且在所述电流偏差为负偏差时断开所述第一换流开关元件而切断所述换流电路，
所述次级侧电路具有第二换流电路，所述第二换流电路具备与所述次级侧平滑电容器并联配置的另外的第二换流二极管以及电阻。
4.根据权利要求1所述的正激变换器式感性负载驱动电路，其特征在于，
所述第一换流开关元件配置为能够仅切断所述换流电路，
所述次级侧电路具备：
次级侧开关元件，接通、断开该次级侧电路对所述感性负载的电流供给；以及
第二换流二极管以及第二换流开关元件，该第二换流二极管形成与所述扼流线圈并联的第二换流电路，该第二换流开关元件接通、断开所述第二换流电路，
所述换流控制电路按基于根据所述电流指令和输出侧的检测结果而得到的电流偏差所决定的由第二脉冲信号发生装置发生的脉冲信号的周期对配置于所述次级侧电路的所述次级侧开关元件或所述第一换流开关元件进行接通、断开开关动作控制，并且在所述电流偏差变为负时使所述第一换流开关元件断开而切断对所述第一换流二极管的电流供给，
所述开关变压器在初级侧具备能量回收用线圈，该能量回收用线圈在没有来自电源侧的电流供给且所述初级侧开关元件断开并且通过所述换流控制电路使所述次级侧开关元件接通时，经由次级侧线圈回收在所述感性负载产生的反电动势。
5.根据权利要求1所述的正激变换器式感性负载驱动电路，其特征在于，
所述感性负载是驱动方向相互对置的第一螺线管和第二螺线管这一对螺线管，
所述开关变压器具有第一次级侧线圈和第二次级侧线圈这两个线圈作为次级侧线圈，
所述次级侧电路具备第一和第二次级侧电路，该第一和第二次级侧电路分别使来自第一和第二次级侧线圈的交流变为直流而供给到第一螺线管和第二螺线管，
所述第一和第二次级侧电路分别具有次级侧整流二极管、次级侧平滑电容器和形成换流电路的扼流线圈以及第一换流二极管，该第一换流二极管与所述次级侧平滑电容器并联，
所述正激变换器式感性负载驱动电路还具有螺线管切换电路，该螺线管切换电路基于指令信号对分别配置于第一和第二次级侧电路的开关元件的接通、断开进行控制，选择第一次级侧电路进行的电流供给和第二次级侧电路进行的电流供给而对第一螺线管的驱动和第二螺线管的驱动进行切换控制。
6.根据权利要求1所述的正激变换器式感性负载驱动电路，其特征在于，
还具备所述感性负载的驱动部的位置检测机构，
所述位置检测机构具有载波发生装置，该载波发生装置使位置检测用的高频载波叠加于电流指令的信号波，
所述位置检测机构还具有位置检测部，该位置检测部从在所述感性负载的输出侧检测出的反馈信号提取所述位置检测用的载波频率分量，并基于该提取结果和预先设定的判定基准值来检测所述驱动部的位置。
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Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5675480A (en) * 1996-05-29 1997-10-07 Compaq Computer Corporation Microprocessor control of parallel power supply systems
US20040130922A1 (en) * 2002-09-03 2004-07-08 Marty Perry Synchronous rectifier control circuit
CN1692544A (zh) * 2002-04-18 2005-11-02 姜涛 含待机功能的绿色开关电源及其ic
CN101490939A (zh) * 2006-07-07 2009-07-22 剑桥半导体有限公司 开关模式电源系统
JP2009232519A (ja) * 2008-03-19 2009-10-08 Murata Mfg Co Ltd 絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2013138557A (ja) * 2011-12-28 2013-07-11 Cosel Co Ltd 電源装置及びそれを用いた電源システム
JP2016059255A (ja) * 2014-09-05 2016-04-21 ローム株式会社 絶縁同期整流型ｄｃ／ｄｃコンバータおよびその同期整流コントローラ、それを用いた電源装置、電源アダプタおよび電子機器
CN106329933A (zh) * 2015-07-10 2017-01-11 Tdk株式会社 开关电源装置
JP6262835B1 (ja) * 2016-12-01 2018-01-17 油研工業株式会社 誘導負荷駆動回路
CN108011533A (zh) * 2016-10-31 2018-05-08 油研工业株式会社 感应负载驱动电路

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3623765B2 (ja) * 2001-09-14 2005-02-23 富士通アクセス株式会社 スイッチングコンバータ
JP5548569B2 (ja) * 2010-09-28 2014-07-16 株式会社日立製作所 直流電源装置
JP2012210028A (ja) * 2011-03-29 2012-10-25 Panasonic Corp スイッチング電源装置
JP5898848B2 (ja) * 2011-03-30 2016-04-06 株式会社エヌエフ回路設計ブロック 絶縁型電力変換装置
JP2015139312A (ja) * 2014-01-23 2015-07-30 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 スイッチング電源装置、電力変換装置
JP6665722B2 (ja) * 2016-07-27 2020-03-13 株式会社豊田自動織機 絶縁型双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ

Patent Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5675480A (en) * 1996-05-29 1997-10-07 Compaq Computer Corporation Microprocessor control of parallel power supply systems
CN1692544A (zh) * 2002-04-18 2005-11-02 姜涛 含待机功能的绿色开关电源及其ic
US20040130922A1 (en) * 2002-09-03 2004-07-08 Marty Perry Synchronous rectifier control circuit
CN101490939A (zh) * 2006-07-07 2009-07-22 剑桥半导体有限公司 开关模式电源系统
JP2009232519A (ja) * 2008-03-19 2009-10-08 Murata Mfg Co Ltd 絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2013138557A (ja) * 2011-12-28 2013-07-11 Cosel Co Ltd 電源装置及びそれを用いた電源システム
JP2016059255A (ja) * 2014-09-05 2016-04-21 ローム株式会社 絶縁同期整流型ｄｃ／ｄｃコンバータおよびその同期整流コントローラ、それを用いた電源装置、電源アダプタおよび電子機器
CN106329933A (zh) * 2015-07-10 2017-01-11 Tdk株式会社 开关电源装置
CN108011533A (zh) * 2016-10-31 2018-05-08 油研工业株式会社 感应负载驱动电路
JP6262835B1 (ja) * 2016-12-01 2018-01-17 油研工業株式会社 誘導負荷駆動回路

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