CN101490939A - 开关模式电源系统 - Google Patents

Abstract

本发明一般地涉及用于感测开关模式电源(SMPS)中的输出电流的方法和装置，特别地，涉及使用初级侧感测的方法和装置。本发明提供了一种用于估计开关模式电源(SMPS)的输出电流的系统，所述SMPS包括变压器(21)，所述变压器至少具有耦合到SMPS的输入(20)的初级绕组和耦合到SMPS的输出的次级绕组，所述SMPS具有电源切换器件(31)，用于将电源切换到变压器的初级绕组，所述系统包括：初级电流感测输入，用于感测变压器的初级绕组中的初级电流(CS)；充电信号输入，用于感测依赖于变压器充电时间(To)的充电信号；放电信号输入，用于感测依赖于变压器放电时间(T1)的放电信号；至少一个平均器；以及计算器；其中，平均器至少在AMPS的一个切换周期上对初级电流进行平均；以及计算器(28)使用平均的初级电流、充电信号和放电信号来估计SMPS的输出电流。

Description

开关模式电源系统

技术领域

本发明一般地涉及用于感测开关模式电源(SMPS)中的输出电流的方法和装置，特别地，涉及使用初级侧感测的方法和装置。

背景技术

我们将描述改进的技术，该技术能够设计具有相对精确控制的输出电流限制的开关模式电源，在实施例中，该电源不需要电源次级侧的电流感测组件。

许多SMPS应用要求输出电流被限制在或维持在特定值。一种实现这一点的方法包括位于转换器次级侧的某种形式的输出电流感测，将此信息传送回位于初级侧的电源转换器控制器。这种方法提供了精确的电流感测方法，但是产生了附加的次级侧组件的成本。

可以通过监控并将初级侧开关电流限制为特定值来实现相对粗糙的电流限制。通过感测经过初级开关的电流并对其进行积分，将积分器的时间常数和切换时间相关联，以这种方式来估计输出电流，可以提高精确度。然而，以这种方式进行的输出电流感测的精确度依赖于电源转换的效率、开关的切换时间等等。

可以在以下文献中找到关于SMPS输出电流控制的背景技术：US6,833,692：Method and apparatus for maintaining an approximate constantcurrent output characteristic in a switched mode power supply；US6,781,357：Method and apparatus for maintaining a constant load currentwith line voltage in a Swtich Mode Power Supply；Full-Text Controlcircuit for controlling output current at the primary side of a powerconverter；US 6,977,824：Control circuit for controlling output current atthe primary side of a power converter；US 6,862,194：Flyback powerconverter having a constant voltage and a constant current output underprimary-side PWM control；US 6,853,563：Primary-side controlledflyback power converter；以及US 6,625,042：Power supply arrangementcomprising a DC/DC converter with primary-side control loop；US7,016,204：close-loop PWM controller or primary-side controlled powerconverters；以及EP 0 636 889A。后一文献表明，在(SMPS的)电源开关传导期间流经该电源开关的平均电流实质上与电源的输出电流成比例，其比例因子已经准确地知道并且是恒定的，然而，事实上仅对于特定的SMPS拓扑(例如上述专利中所述的正激变换器)才是如此。

发明内容

我们将描述改进的技术，用于感测SMPS的输出电流，并用于通过初级侧感测来测量输出电流。

因此，根据本发明提供了一种用于估计开关模式电源(SMPS)的输出电流的系统，所述SMPS包括变压器，所述变压器至少具有耦合到SMPS的输入的初级绕组和耦合到SMPS的输出的次级绕组，所述SMPS具有电源切换器件，用于将电源切换到变压器的初级绕组，所述系统包括：初级电流感测输入，用于感测变压器的初级绕组中的初级电流；充电信号输入，用于感测依赖于变压器充电时间的充电信号；放电信号输入，用于感测依赖于变压器放电时间的放电信号；至少一个平均器；以及计算器；其中，平均器至少在SMPS的一个切换周期上对初级电流进行平均；计算器使用平均的初级电流、充电信号和放电信号来估计SMPS的输出电流；计算器使用平均的初级电流、充电信号和放电信号来估计SMPS的输出电流。

一般而言，在实施例中，所述系统确定在SMPS的切换周期(在其间变压器首先被“充电”)中流入变压器初级侧或类似的磁场能量存储设备中的平均电流，这是在次级侧放电之前磁场中存储的建立能量。系统也可以确定在SMPS的多个切换周期内流入变压器的初级侧的平均电流，然后将其与次级侧放电时间除以初级侧充电时间的商相乘，即将该结果与T_discharge/T_charge相乘。

在一些优选实施例中，使用低通滤波器来实现平均器，以对电流感测输入信号进行平均，例如，以一些其他方式(例如使用电流感测变压器)来对跨过电流感测电阻器的电压进行平均。在一些优选实施例中，可以使用开关电容电路来实现低通滤波器。在实施例中，使用delta-sigma电路或跨导线性电路来执行所述相乘。

可以使用多种方法中的一种来确定次级侧放电时间，其示例在以后描述。然而，在实施例中，可以通过定时信号产生器来确定该放电时间，该定时产生器包括比较器，该比较器将从变压器的初级绕组或辅助绕组感测到的电压与参考值进行比较来产生定时信号。该参考值可以是固定参考值，例如过零点，或可以包括来自SMPS的输出电压模型的参考值，或其它一些参考值。

本发明还提供了一种估计开关模式电源(SMPS)的输出电流的方法，所述SMPS包括变压器，所述变压器至少具有耦合到SMPS的输入的初级绕组和耦合到SMPS的输出的次级绕组，所述SMPS具有电源切换器件，用于将电源切换到变压器的初级绕组，所述方法包括：感测变压器的初级绕组中的初级电流；感测依赖于变压器充电时间的充电信号；感测依赖于变压器放电时间的放电信号；至少在SMPS的一个切换周期上对初级电流进行平均；以及使用平均的初级电流、充电信号和放电信号中的每一个来计算SMPS的输出电流。

本发明还提供了一种产生用于控制开关模式电源(SMPS)的输出电流的误差信号的系统，所述SMPS包括变压器，所述变压器至少具有耦合到SMPS的输入的初级绕组和耦合到SMPS的输出的次级绕组，所述SMPS具有电源切换器件，用于将电源切换到变压器的初级绕组，所述系统包括：初级电流感测输入，用于感测变压器的初级绕组中的初级电流；充电信号输入，用于感测依赖于变压器充电时间的充电信号；放电信号输入，用于感测依赖于变压器放电时间的放电信号；期望输出电流信号输入，用于感测期望输出电流；至少一个平均器；以及计算器；其中，平均器在SMPS的切换周期上对初级电流进行平均；计算器使用平均的初级电流、充电信号、放电信号和期望输出电流来产生误差信号。

本发明也提供了一种产生用于控制开关模式电源(SMPS)的输出电流的误差信号的方法，所述SMPS包括变压器，所述变压器至少具有耦合到SMPS的输入的初级绕组和耦合到SMPS的输出的次级绕组，所述SMPS具有电源切换器件，用于将电源切换到变压器的初级绕组，所述方法包括：接收变压器的初级绕组中的初级电流；接收充电信号，所述充电信号依赖于变压器充电时间；接收放电信号，所述放电信号依赖于变压器放电时间；接收期望输出电流输入信号；至少在SMPS的一个切换周期上对初级电流进行平均；以及使用平均的初级电流、充电信号、放电信号和期望输出电流信号中的每一个来计算用于控制SMPS输出电流的误差信号。

本发明还提供了一种SMPS控制器，包括如上所述的用于产生误差信号的系统。在优选实施例中，控制模块具有零点，所述零点被配置为抑制输出电流估计模块的极点，更具体地，是估计模块中低通滤波器的极点。在实施例中，这有助于简化控制环路并因此便于实现改进的SMPS控制。

本发明还提供了一种用于调节开关模式电源的输出电流的系统，所述系统包括：用于使用平均的初级电流信号、充电信号、放电信号和期望输出电流输入信号来计算误差信号的装置，其中所述平均的初级电流信号来自包括SMPS的变压器的初级绕组，所述充电信号依赖于变压器的初级绕组的充电时间，所述放电信号依赖于变压器的次级绕组的放电时间；用于响应于误差信号来调节SMPS的输出电流的装置。

本发明还提供了一种开关模式电源(SMPS)，所述SMPS包括：变压器，所述变压器至少具有耦合到SMPS的输入的初级绕组和耦合到SMPS的输出的次级绕组；开关，将变压器的初级绕组与电源耦合和去耦合；以及根据权利要求12至21中任意一项所述的系统，其中，响应于所述系统产生的误差信号来控制所述开关，以控制耦合到SMPS的输出的电流。

本发明还提供了一种用于开关模式电源(SMPS)的乘法器和除法器，所述乘法器和除法器包括：多个输入，用于接收多个输入信号；输出；除法级，接收至少两个输入信号，所述除法级适于产生表示所述至少两个输入信号的商的除法结果信号；以及乘法级，接收至少一个其他输入信号，并适于将所述至少一个其他输入信号与除法结果信号相乘，其中，除法级包括具有积分器、量化器和反馈路径的delta-sigma电路，所述delta-sigma电路被设置为适于产生除法结果信号。

可以通过多种SMPS拓扑来使用本发明的实施例，SMPS拓扑包括但不限于：反激式转换器以及直接耦合的升压转换器。变压器可以包括传统变压器或自动变压器，可以在初级绕组上感测次级侧电压(例如当该电压较高时使用分压器)或使用变压器上的辅助绕组来感测次级侧电压。

SMPS可以在不连续传导模式(DCM)下操作，或在连续传导模式(CCM)下操作，或在两者的边界上，即在临界传导模式下操作。

在相关方面，本发明提供了一种估计SMPS的输出电流的方法，所述SMPS包括变压器，所述变压器至少具有耦合到SMPS的输入的初级绕组和耦合到SMPS的输出的次级绕组，所述方法包括：感测所述变压器的所述初级绕组中的电流；在电流在所述初级绕组中流动的时间段上对从所述感测的电流获得的信号进行平均，以提供平均电流信号；确定通过所述变压器的所述次级绕组的电流的放电时间的估计；以及使用所述放电时间来对所述平均电流信号进行缩放以估计所述SMPS的输出电流。

本领域普通技术人员将理解，可以使用数字或模拟硬件或两者的组合来实现本发明的上述方面和实施例。然而，一些优选实施例特别便于实质上模拟的实现方式。

附图说明

现参考附图，仅以示例的方式来对本发明的这些方面和其它方面进行进一步描述，在附图中：

图1示出了使用根据本发明的SMPS误差信号产生系统的实施例的开关模式电源的示例；

图2示出了用于图1的SMPS的可选电压感测电路；

图3示出了用于图1的SMPS的可选电流感测电路；

图4示出了示意图1的SMPS的操作的波形集合；

图5示出了图1的定时信号产生器(定时器)的示例实现方式；

图6示出了使用低通滤波器的图1的电流模型(CM)模块的示例实现方式；

图7示出了使用低通滤波器的图1的电流模型(CM)模块的第一可选实现方式；

图8示出了使用低通滤波器的图1的电流模型(CM)模块的第二可选实现方式；

图9示出了图6和7的乘法器/除法器的delta-sigma电路实现方式；

图10示出了图6和7的乘法器/除法器的跨导线性电路实现方式；

图11示出了图1的控制器(CTRL)模块的示例实现方式；

图12示出了用于图1所示的、在不连续传导模式(DCM)下操作的SMPS的初级侧充电和次级侧放电波形，示意了平均的初级侧和次级侧电流；

图13示出了跨导线性电路核心。。

具体实施方式

一般而言，我们将描述使用低通滤波器来估计开关模式电源(SMPS)中的变压器的次级侧电流的技术。我们所描述的技术对初级侧电流进行平均。该技术也可以对充电和放电信号进行平均。

在优选实施例中，使用sigma-delta模数转换器，通过将初级侧电流的平均值与(次级侧上的)放电时间除以(初级侧上的)充电时间的商相乘，以估计开关模式电源中的变压器的次级侧的电流。优选地，使用驱动信号来感测充电时间，使用初级侧的电流来感测初级侧电流的平均值，使用来自次级绕组的反射电压来感测次级侧的放电时间。在可选实施例中，通过发送驱动信号并感测初级侧绕组中的过零点来感测充电时间。

参见图1，图1示出了典型的单开关反激式SMPS的简化方框图。DC源20连接到与初级侧开关31和电流感测电阻器30串联的变压器21的初级绕组。变压器21的次级绕组连接到与电容器23串联的输出二极管22。负载24跨接在输出电容器23两端。变压器21上的辅助绕组连接在DC源20的负端子和产生电压感测信号VS的定时器27之间。初级电流IP产生跨过电阻器30的电压，产生了电流感测信号CS。驱动器25使用DRIVE信号来控制开关31的接通时间和断开时间。

通过感测DRIVE和VS信号，定时器模块27产生两个定时信号：T₀和T₁。T₀表示充电时间，即电流流过变压器21的初级侧的时间。T₁表示放电时间，即电流流过变压器21的次级侧的时间。

在电流模型(CM)模块28中使用信号T₀、T₁、CS和OCT，以产生误差信号ERR。(恒定的)OCT信号表示次级绕组的目标输出电流。ERR信号是OCT与输出电流OC之间的差。然后，以误差信号ERR向零收敛的方式，在控制模块26中使用ERR信号来控制驱动器25。

一种感测电流的可选方式是如图3所示将电流感测电阻器31放在返回路径中。当开关31是双极性器件时这样的配置尤为有利，其中电流感测电阻器位于返回路径中，能够直接测量初级电流。一种感测电压的可选方式是如图2所示在初级侧使用电阻性分压器(电阻器32和33)，从而消除了辅助绕组。

定时器模块

通过感测DRIVE和VS信号，定时器模块27产生两个定时信号：T₀和T₁。T₀表示充电时间，即电流流过变压器21的初级侧的时间。T1表示放电时间，即电流流过变压器21的次级侧的时间。信号的波形绘于图4中。

图5示出了定时器的一个示例实现方式。在该示例中，DRIVE直接用于产生T₀，变压器21的辅助(或初级)绕组感测到的反射的次级侧电压用于产生放电时间信号T₁。优选地，使用初级侧感测用于放电时间，因为这能够构建在其中只使用初级侧感测的SMPS。然而，在其他实施例中，可以使用次级侧感测来确定放电时间。

图5示出了使用具有输出OV的输出电压模型(OVM)模块40来确定放电时间的一种方式，OV近似于SMPS的输出电压(参见图4)，比较器41可以将其与感测到的电压信号VS进行比较以产生信号T₁。一般而言，使用初级侧感测来进行输出电压调节的SMPS控制器已经包括一些形式的输出电压模型。

对输出电压模型的使用的一种简单替换实质上是简单地将感测到的电压波形与参考电平进行比较，以产生放电时间信号T1。

现在我们概述一些未来可能用于产生T₁的技术。再次参见图4(DCM模式)，可以看出，在VS(辅助绕组电压)对时间的曲线的拐点处，OC波形降到零。这也是次级侧电流降到零的时刻。在该点之后，VS呈现出振荡(ringing)，在该拐点(之后)振荡的四分之一循环处，VS第一次通过零点。可以使用例如在PCT/GB2005/050242(作为参考并入本申请)中所描述的技术来识别VS曲线的拐点；或者可以将过零点以及(例如通过在移位寄存器中保存VC的抽样值)识别在此之前四分之一振荡循环的点识别为产生T₁的转变(一旦已经测量了振荡循环的周期)；或者通过开启电源开关(信号T₀)来启动T₁并通过近似真实拐点位置的第一过零点终止T₁。

输出电流模型理论

首先考虑作为本发明实施例的基础的一些理论是有帮助的。

可以使用变压器21的初级绕组和次级绕组之间的关系来估计输出电流。图12示出了输入(IP)和输出(OC)电流的图。在t₀期间，初级绕组中的电流平均值(IP₀)等于在t₁期间次级绕组中的电流平均值(OC₁)：

${\mathrm{nIP}}_0=n\frac{1}{T0}\underset{T0}{\∫}\mathrm{IPdt}=\frac{1}{T1}\underset{T1}{\∫}\mathrm{OCdt}={\mathrm{OC}}_1$           (等式1)

其中n是次级绕组和初级绕组之间的匝数比(即初级绕组的匝数÷次级绕组的匝数)。整个(SMPS)周期T的平均输出电流(OC_T)是：

${\mathrm{OC}}_T=\frac{1}{T}\underset{T1}{\∫}\mathrm{OCdt}={\mathrm{OC}}_1\frac{T1}{T}=n{\mathrm{IP}}_0\frac{T1}{T}$            (等式2)

使用如下等式，可以以在周期T上的平均输入电流IP_T的形式来重写平均输出电流：

${\mathrm{IP}}_0=\frac{1}{T0}\underset{T0}{\∫}\mathrm{IPdt}=\frac{T}{T0}\frac{1}{T}\underset{T}{\∫}\mathrm{IPdt}=\frac{T}{T0}{\mathrm{IP}}_T$           (等式3)

现在，可以从下面的等式计算平均输出电流：

${\mathrm{OC}}_T=n{\mathrm{IP}}_0\frac{T1}{T}=n{\mathrm{IP}}_T\frac{T1}{T0}$                       (等式4)

电流模型模块

现在返回CM模块28，用于估计输出电流的等式为：

$\mathrm{OCM}=\frac{<\mathrm{CS}><T_1>}{<T_0>}$                         (等式5)

其中<CS>是电流感测信号的平均值，<T₁>是依赖于放电时间的放电信号的平均值，<T₀>是依赖于充电时间的充电信号的平均值。至少在整个SMPS周期T之内取平均值。可选地，T₁和T₀可以分别替换<T₁>和<T₀>来估计输出电流。

等式5用于实现误差函数，其结果可以用于控制SMPS的输出电流。有三种方式来实现误差函数；这些方式全部可以用于控制输出电流：

误差函数的第一种实现方式如图6所示。第一种实现方式的误差函数为：

$\mathrm{ERR}=\frac{<\mathrm{CS}><T1>}{<T0>}-\mathrm{OCT}$               (等式6)

在这种实现方式中，将CS、T₀和T₁馈送通过相应的低通滤波器12、13和14，以产生三个信号的平均值<CS>、<T₁>和<T₀>。在乘法器/除法器11中使用平均的信号来产生OCM。然后在15中将OCM与输出电流目标值OCT进行比较，以产生误差信号ERR。

如以上所讨论的，<T₁>和<T₀>可以分别由T₁和T₀所替换。如果使用T₁和T₀来替代<T₁>和<T₀>，则将低通滤波器13和14从实现方式中除去。

误差函数的第二种实现方式如图7所示。通过将等式6的右边与<T₀>/<T₁>相乘，误差信号变为：

$\mathrm{ERR}=<\mathrm{CS}>-\frac{\mathrm{OCT}<T0>}{<T1>}$               (等式7)

这种实现方式中的区别在于，在乘法器/除法器11的输入上交换<T₀>和<T₁>，同样也交换OCT和<CS>，在这种实现方式中，在15中从<CS>中出去承载OCT的信号路径。

应该认识到，在第二种实现方式中产生的ERR信号在绝对值上与第一种实现方式中产生的ERR信号不同。然而，将在以后描述到，ERR信号的绝对值对周围电路的操作没有不利影响。

如以上所讨论的，<T₁>和<T₀>可以分别由T₁和T₀所替换。如果使用T₁和T₀来替代<T₁>和<T₀>，则将低通滤波器13和14从实现方式中除去。

误差函数的第三种实现方式如图8所示。等式6的右边可以与<T0>相乘，以消除对除法运算的需要。误差信号变为：

ERR＝<CS><T1>-OCT<TO>

                                    (等式8)

在这种实现方式中，使用两个乘法器16和17来替换乘法器/除法器11。在这种实现方式中，在15中除去承载OCT的信号路径。

应该认识到，在第三种实现方式中产生的ERR信号在绝对值上与第一和第二种实现方式中产生的ERR信号不同。然而，将在以后描述到，ERR信号的绝对值对周围电路的操作没有不利影响。

如以上所讨论的，<T₁>和<T₀>可以分别由T₁和T₀所替换。如果使用T₁和T₀来替代<T₁>和<T₀>，则将低通滤波器13和14从实现方式中除去。

可以使用多种技术来实现低通滤波器12、13和14。例如使用开关电容滤波器。

乘法器/除法器模块

有很多乘法器/除法器模块的可选实现方式。两种实现方式是delta-sigma(Δ∑)电路和跨导线性电路。

图9示出了乘法器/除法器模块的delta-sigma(Δ∑)电路实现方式。

图9中的Δ∑的DC传递函数为：

$\mathrm{VOUT}=\frac{G1}{G2}\frac{V1\&CenterDot;V3}{V2}$

                            (等式9)

Δ∑的传递函数按如下导出。输入电压V1通过跨导31转换为电流I1。输入电压V2通过跨导32和开关33转换为电流I2。在34中对两个电流的和进行积分。在35中将积分器的输出量化为比特流Q。在由时钟信号FS限定的时刻对ADC35提供时钟。时钟信号FS由振荡器37产生。比特流经由开关33反馈至输入。这是在DC处具有无限增益的反馈系统。因此，在DC处，两个电流I1和I2必须相等。

Q·G2·V2＝G1·V1

                           (等式10)

使用开关36将电压V3与比特流Q相乘。因此，输出电压为：

VOUT＝Q·V3

                          (等式11)

使用等式10和等式11来求解VOUT，产生等式9。

图10示出了乘法器/除法器模块的跨导线性电路实现方式。

图10中的跨导线性电路的传递函数为：

$\mathrm{VOUT}=R\&CenterDot;\mathrm{IC}4=R\frac{G1\&CenterDot;G3}{G2}\frac{V1\&CenterDot;V3}{V2}$

                              (等式12)

跨导线性电路的传递函数按如下导出。晶体管51至54的基极-发射极二极管形成跨导线性环路。假定晶体管具有为零的基极电流和无限大的厄利电压(Early voltage)，集电极电流之间的关系为：

IC1·IC3＝IC2·IC4

                             (等式13)

考虑作为上述等式的基础的理论是有帮助的。

跨导线性电路利用了双极性晶体管的集电极电流和基极-发射极电压之间的指数关系。图13示出了跨导线性核心。四个晶体管的基极-发射极形成电压环路。

V_BE1-V_BE2+V_BE3-V_BE4＝0

                                   (等式14)

基极-发射极电压为：

$V_{\mathrm{BE}}=V_T\ln \frac{I_C}{I_S}$

                         (等式15)

通过将等式15插入等式14，可以将集电极电流的关系表示为：

$\frac{I_{C1}\&CenterDot;I_{C3}}{I_{C2}\&CenterDot;I_{C4}}=1$

                         (等式16)

然而，该等式没有考虑晶体管的基极电流和厄利电压。

现在返回跨导线性电路，跨导55和57分别设置IC2和IC3。55、58和59的组合动作设置IC1。因为跨导58消除了晶体三极管53的发射极电流，集电极电流IC1由跨导59设置。输入电压和集电极电流之间的关系为：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{IC}1=G1\&CenterDot;V1\\ \mathrm{IC}2=G2\&CenterDot;V2\\ \mathrm{IC}3=G3\&CenterDot;V3\end{array}\right.$

                       (等式17)

使用等式13和等式17来求解IC4，产生等式12。

在乘法器/除法器模块的跨导线性电路实现方式中，电压源61是电源，电压源60用于将发射极电压偏置到合适的电压。

控制器

图11示出了图1的控制器26的示例实施例。控制器的主要功能是通过电阻器70、电容器72和放大器73的动作来执行对ERR信号的积分。这些组件一起形成了反相积分器。如果输出电流过高，误差电压ERR将为正，信号CC将减小，从而减小SMPS的输出电能(对于过低的输出电流则相反)。

电阻器71的目的在于通过插入零点来消除来自CM 28的残留极点。通过这种方式，从OC到CC的传递函数只在零频率处具有一个显著的极点。

可选地，通过将电阻器71替换为导线，在没有电阻器71的情况下也能够实现控制器。在控制器的这种可选实现方式中，不再需要电流模块CM28中的低通滤波器14。实际上，除去低通滤波器14(即使时间常数τ3变为零)使电阻器71所需值减小为零。

驱动器

图1中的驱动器25可以包括控制DRIVE信号的脉冲宽度和/或脉冲频率调制器。DRIVE信号接通和断开初级侧开关31。DRIVE信号的宽度和频率控制传送到变压器21的次级侧的电能。输入信号CC优选地控制驱动器25，使得传送到次级侧的电能线性依赖于输入信号CC(相对于输入信号CC单调增加)。进一步的细节可参考本申请人的共同待审的申请PCT/GB2005/050244、PCT/GB2005/050242以及GB0526118.5(将所有这些申请全部并入此处作为参考)。

一般而言，我们将描述使用低通滤波器来估计开关模式电源(SMPS)中的变压器的次级侧电流的技术。我们所描述的技术对初级侧电流进行平均。该技术也可以对充电和放电信号进行平均。

一般而言，我们已经描述了使用低通滤波器来产生开关模式电源的输出电流模型，并因此估计开关模式电源的输出电流的方法，特别是通过初级侧感测方式来执行的方法。在一些优选实施例中，输出电流模型可以使用开关电容滤波器来实现。在实施例中，使用了三个信号以创建输出电流模型：磁场能量存储设备(变压器)的初级侧充电时间、初级绕组电流信号以及次级侧放电时间。可以使用电压感测信号来产生这些信号，所述电压感测信号包括变压器的次级的反射电压、表示初级侧上的电流的电流感测信号以及表示初级(电源)开关接通时间的DRIVE信号。在优选实施例中，SMPS的控制器使用该电流模型来控制SMPS的次级侧输出电流。

然而，也可以结合电压控制环路(优选地，初级侧感测电压控制环路)来使用实施例，以实现恒定电压、恒定电流控制。我们先前已经描述了可以用于使用初级侧反馈来进行输出电压调节的多种不同技术，例如本申请人在2006年5月23日所提交的英国专利申请号为0610206.5、0610210.7、0610208.1以及0610211.5的专利申请中所描述的技术，其全部并入此处作为参考。例如，在一种技术中，使用衰减峰值检测器来提供与衰减的次级侧波形(反射在初级绕组或辅助绕组的波形中)的正切相近似的信号，在所反射的次级侧电压波形的拐点处对输出电压进行抽样，在该点处抽样的原因是实质上没有电流正在流向SMPS的输出，因此次级侧电压精确地反映了SMPS的输出电压。在另一种技术中，在开启电源设备之前，从变压器中已知的零通量点(并因此是零电流点)开始对初级(或辅助)电压波形进行积分，积分信号再次等于零的点与变压器中通量(从而次级侧电流)为零的下一个点相对应。这样就在对辅助(或初级)绕组上的电压进行抽样的点发出信号，以获得SMPS输出电压的精确指示。

我们已经描述了在不连续传导模式(DCM)下操作的SMPS的示例环境下上述输出电流估计技术的实施例的操作，但是，由于没有假设所涉及的波形具体形状，这些技术在临界传导模式和连续传导模式(CCM)下同样有效，只是所述的信号处理代之以使用实际的、感测到的信号波形。

毫无疑问，本领域普通技术人员可想到很多其它有效的可选方案。应理解，本发明不限于所述的实施例，还包括了对于本领域普通技术人员而言显而易见的修改，这些修改落入所附权利要求的精神和范围之内。

Claims (36)

1.一种用于估计开关模式电源SMPS的输出电流的系统，所述SMPS包括变压器，所述变压器至少具有耦合到SMPS的输入的初级绕组和耦合到SMPS的输出的次级绕组，所述SMPS具有电源切换器件，用于将电源切换到变压器的初级绕组，所述系统包括：

初级电流感测输入，用于感测变压器的初级绕组中的初级电流；

充电信号输入，用于感测依赖于变压器充电时间的充电信号；

放电信号输入，用于感测依赖于变压器放电时间的放电信号；

至少一个平均器；以及

计算器；

其中，平均器至少在SMPS的一个切换周期上对初级电流进行平均；以及

计算器使用平均的初级电流、充电信号和放电信号来估计SMPS的输出电流。

2.根据权利要求1所述的系统，其中，所述平均器至少在SMPS的一个切换周期上对充电和放电信号中的每一个进行平均。

3.根据权利要求1或2所述的系统，其中，所述计算器通过将平均的初级电流和放电信号的乘积除以充电信号来估计SMPS的输出电流。

4.根据前述权利要求中任意一项所述的系统，其中，所述计算器包括乘法器和除法器，所述乘法器和除法器具有多个输入以接收多个输入信号，并适于对输入信号执行乘法和除法以产生输出信号。

5.根据权利要求4所述的系统，其中，所述乘法器和除法器是delta-sigma电路。

6.根据权利要求4所述的系统，其中，所述乘法器和除法器是跨导线性电路。

7.根据权利要求1至6中任意一项所述的系统，其中，所述平均器是低通滤波器。

8.根据权利要求7所述的系统，其中，所述低通滤波器是开关电容滤波器。

9.一种估计开关模式电源SMPS的输出电流的方法，所述SMPS包括变压器，所述变压器至少具有耦合到SMPS的输入的初级绕组和耦合到SMPS的输出的次级绕组，所述SMPS具有电源切换器件，用于将电源切换到变压器的初级绕组，所述方法包括：

感测变压器的初级绕组中的初级电流；

感测依赖于变压器充电时间的充电信号；

感测依赖于变压器放电时间的放电信号；

至少在SMPS的一个切换周期上对初级电流进行平均；以及

使用平均的初级电流、充电信号和放电信号中的每一个来计算SMPS的输出电流。

10.根据权利要求9所述的方法，其中，至少在SMPS的一个切换周期上对充电和放电信号中的每一个进行平均。

11.根据权利要求9或10所述的方法，其中，所述计算包括：

将平均的初级电流和放电信号的乘积除以充电信号。

12.一种产生用于控制开关模式电源SMPS的输出电流的误差信号的系统，所述SMPS包括变压器，所述变压器至少具有耦合到SMPS的输入的初级绕组和耦合到SMPS的输出的次级绕组，所述SMPS具有电源切换器件，用于将电源切换到变压器的初级绕组，所述系统包括：

初级电流感测输入，用于感测变压器的初级绕组中的初级电流；

充电信号输入，用于感测依赖于变压器充电时间的充电信号；

放电信号输入，用于感测依赖于变压器放电时间的放电信号；

期望输出电流信号输入，用于感测期望输出电流；

至少一个平均器；以及

计算器；

其中，平均器在SMPS的切换周期上对初级电流进行平均；

计算器使用平均的初级电流、充电信号、放电信号和期望输出电流来产生误差信号。

13.根据权利要求12所述的系统，其中，所述平均器至少在SMPS的一个切换周期上对充电和放电信号中的每一个进行平均。

14.根据权利要求12或13所述的系统，其中，所述计算器通过以下方式来计算误差信号：

将平均的初级电流和放电信号的乘积除以充电信号；以及

从已被除的乘积中减去期望输出电流信号。

15.根据权利要求12或13所述的系统，其中，所述计算器通过以下方式来计算误差信号：

将期望输出电流信号和充电信号的乘积除以放电信号；以及

从平均的初级电流中减去已被除的乘积。

16.根据权利要求12或13所述的系统，其中，所述计算器通过以下方式来计算误差信号：

从平均的初级电流和放电信号的乘积中减去期望输出电流信号和充电信号的乘积。

17.根据权利要求12至16任意一项所述的系统，其中所述计算器包括乘法器和除法器，所述乘法器和除法器具有多个输入以接收多个输入信号，并适于对输入信号执行乘法和除法以产生输出信号。

18.根据权利要求17所述的系统，其中，所述乘法器和除法器是delta-sigma电路。

19.根据权利要求17所述的系统，其中，所述乘法器和除法器是跨导线性电路。

20.根据权利要求12至19中任意一项所述的系统，其中，所述平均器是低通滤波器。

21.根据权利要求20所述的系统，其中，所述低通滤波器是开关电容滤波器。

22.一种产生用于控制开关模式电源SMPS的输出电流的误差信号的方法，所述SMPS包括变压器，所述变压器至少具有耦合到SMPS的输入的初级绕组和耦合到SMPS的输出的次级绕组，所述SMPS具有电源切换器件，用于将电源切换到变压器的初级绕组，所述方法包括：

接收变压器的初级绕组中的初级电流；

接收充电信号，所述充电信号依赖于变压器充电时间；

接收放电信号，所述放电信号依赖于变压器放电时间；

接收期望输出电流输入信号；

至少在SMPS的一个切换周期上对初级电流进行平均；以及

使用平均的初级电流、充电信号、放电信号和期望输出电流信号中的每一个来计算用于控制SMPS的输出电流的误差信号。

23.根据权利要求22所述的方法，其中，至少在SMPS的一个切换周期上对充电和放电信号中的每一个进行平均。

24.根据权利要求22或23所述的方法，其中，所述计算包括：

将平均的初级电流和放电信号的乘积除以充电信号；以及

从已被除的乘积中减去期望输出电流信号。

25.根据权利要求22或23所述的方法，其中，所述计算包括：

将期望输出电流信号和充电信号的乘积除以放电信号；以及

从平均的初级电流中减去已被除的乘积。

26.根据权利要求22或23所述的方法，其中，所述计算包括：

从平均的初级电流和放电信号的乘积中减去期望输出电流信号和充电信号的乘积。

27.一种用于控制包括根据权利要求12至21中任意一项所述的系统的开关模式电源SMPS的输出电流的控制器，其中，响应于误差信号来调节SMPS的输出电流。

28.根据权利要求27所述的控制器，还包括适于估计SMPS的输出电压的模块。

29.根据权利要求28所述的控制器，其中，所述模块接收来自变压器的初级侧绕组的电压感测信号，所述电压感测信号表示在变压器的次级侧的信号，所述模块使用所述电压感测信号来估计SMPS的输出电压。

30.根据权利要求29所述的控制器，其中，将所述电压感测信号与所估计的SMPS的输出电压进行比较，以产生放电信号。

31.根据权利要求27至30中任意一项所述的控制器，其中，所述充电信号依赖于表示电源切换器件的接通时间的驱动信号。

32.一种用于调节开关模式电源的输出电流的系统，所述系统包括：

用于使用平均的初级电流信号、充电信号、放电信号和期望输出电流输入信号来计算误差信号的装置，其中所述平均的初级电流信号来自包括SMPS的变压器的初级绕组，所述充电信号依赖于变压器的充电时间，所述放电信号依赖于变压器的放电时间；

用于响应于误差信号来调节SMPS的输出电流的装置。

33.一种开关模式电源SMPS，所述SMPS包括：

变压器，所述变压器至少具有耦合到SMPS的输入的初级绕组和耦合到SMPS的输出的次级绕组；

开关，将变压器的初级绕组与电源电耦合和去耦合；以及

根据权利要求12至21中任意一项所述的系统，

其中，响应于所述系统产生的误差信号来控制所述开关，以控制耦合到SMPS的输出的电流。

34.一种用于开关模式电源SMPS的乘法器和除法器，所述乘法器和除法器包括：

多个输入，用于接收多个输入信号；

输出；

除法级，接收至少两个输入信号，所述除法级适于产生表示所述至少两个输入信号的商的除法结果信号；以及

乘法级，接收至少一个其他输入信号，并适于将所述至少一个其他输入信号与除法结果信号相乘，

其中，所述除法级包括具有积分器、量化器和反馈路径的delta-sigma电路，所述delta-sigma电路被设置为适于产生除法结果信号。

35.根据权利要求34所述的乘法器和除法器，其中，所述乘法级包括切换器件，所述切换器件耦合在至少一个其他输入信号与所述乘法器和除法器的输出之间，所述切换器件具有控制输入，所述控制输入接收来自除法级的除法结果信号以提供乘法结果输出。

36.根据权利要求34或35所述的乘法器和乘法器，还包括切换器件，所述切换器件被放置在所述至少两个输入信号之一至delta-sigma电路的输入之间，并具有耦合到delta-sigma电路的反馈路径的控制输入，其中，经由反馈路径反馈除法结果信号，以控制切换器件选择性地将所述至少两个输入信号之一与delta-sigma电路的输入耦合和去耦合。

Images