CN110780141A - 基于消除无源器件的方式分析电力电子器件应力的方法 - Google Patents

Abstract

基于消除无源器件的方式分析电力电子器件应力的方法,涉及开关变换器应力分析领域。解决了现有电力电子电路中电子器件电压电流应力分析方法，求解电子器件电压应力和电流应力过程复杂的问题。本发明方法包括如下过程：步骤一、通过去除开关变换器电路中电容支路的方式，获得开关变换器电路中各电子器件的电流值，实现对电子器件的电流应力的分析；步骤二、通过短路开关变换器电路中电感支路的方式，获得开关变换器电路中各电子器件的电压值，实现对电子器件的电压应力的分析，从而完成对开关变换器电路中各电子器件的电压电流应力分析。主要用于对开关变换器电路中电子器件应力分析。

Description

基于消除无源器件的方式分析电力电子器件应力的方法

技术领域

本发明涉及开关变换器应力分析领域。

背景技术

图1和图2为对器件电压电流应力的传统电力电子分析法的实施流程。这套分析方法结合了实际应用的需求，利用了大容量无源器件在一个开关周期内能量几乎不变的特性，将电感电流和电容电压等状态变量约等为常数，使得在分析电力电子电路时不用求解复杂的微分方程。但是，通过传统分析方法分析多状态变量多模态电路时依然显得较为复杂。

以图3所示的高升压比Y源逆变器(High Step-Up Y-Source Inverter,HS-YSI)为例，其具有三个主要工作模态。根据传统电力电子电路分析方法实施流程，在每个模态下都需要求解出流过四个电容C₁，C₂，C₃，C₄的电流表达式和在三个电感L_in，L_f，L_o两端的电压表达式，这一过程中至少需要列写3×7＝21个表达式。同时，由于HS-YSI的电路结构较为复杂，独特的耦合电感结构也使得不同状态变量之间相互耦合，因此，要得出上面21个表达式还需要借助数量不等的KCL、KVL与耦合电感电流、电压关系式进行求解。最后，对每个电感列写伏秒平衡积分式，对每个电容列写安秒平衡积分式，会得到7个线性方程。而这7个线性方程的求解过程较为复杂，故以上问题亟需解决。

发明内容

本发明是为了现有电力电子电路中电子器件电压电流应力分析方法，求解电子器件电压应力和电流应力过程复杂的问题，本发明提供了一种基于消除无源器件的方式分析电力电子器件应力的方法。

基于消除无源器件的方式分析电力电子器件应力的方法，该方法用于对含有电感、电容和二极管的开关变换器电路中的电子器件电压、电流应力的分析；

该方法包括如下过程：

步骤一、通过去除开关变换器电路中电容支路的方式，获得开关变换器电路中各电子器件的电流值，实现对电子器件的电流应力的分析；

步骤二、通过短路开关变换器电路中电感支路的方式，获得开关变换器电路中各电子器件的电压值，实现对电子器件的电压应力的分析，从而完成对开关变换器电路中各电子器件的电压电流应力分析。

优选的是，步骤一中，通过去除开关变换器电路中电容支路的方式，获得开关变换器电路中各电子器件的电流值的具体过程为：

步骤一一、去除开关变换器电路中电容支路，获得简化后的电路；

步骤一二、对简化后的电路平均化，获得平均电流等效电路；

步骤一三、通过平均电流等效电路，构建一个开关周期内的电感电流与二极管平均电流的关系方程；

步骤一四、通过开关变换器电路，构建一个开关周期内的电感电流与二极管平均电流的关系方程；

步骤一五、由于一个开关周期内的电感电流在开关变换器电路和平均电流等效电路中相同，一个开关周期内的二极管平均电流在开关变换器电路和平均电流等效电路中相同，则，通过步骤一三和步骤一四中的两个关系方程，获得一个开关周期内的电感电流值和二极管平均电流值；

步骤一六、在开关变换器电路中，根据一个开关周期内的电感电流值以及基尔霍夫电流定律，求得开关变换器电路中一个开关周期内的各电子器件的电流值。

优选的是，步骤一四中，通过开关变换器电路，构建一个开关周期内的电感电流与二极管平均电流的关系方程的具体过程为：

步骤一四一、当开关变换器电路处于直通状态时，获得直通状态下，一个开关周期内的电感电流与二极管电流的关系方程；

当开关变换器电路处于非直通状态时，获得非直通状态下，一个开关周期内的电感电流与二极管电流的关系方程；

步骤一四二、根据直通状态下的电感电流与二极管电流的关系方程、以及非直通状态下的电感电流与二极管电流的关系方程，获得一个开关周期内电感电流与二极管平均电流的关系方程。

优选的是，步骤二中、通过短路开关变换器电路中电感支路的方式，获得开关变换器电路中各电子器件的电压值的具体过程为：

步骤二一、短路开关变换器电路中电感支路，获得简化后的电路；

步骤二二、对简化后的电路平均化，获得平均电压等效电路；

步骤二三、通过平均电压等效电路，构建一个开关周期内的电容电压与二极管平均电压的关系方程；

步骤二四、通过开关变换器电路，构建一个开关周期内的电容电压与二极管平均电压的关系方程；

步骤二五、由于一个开关周期内的电容电压在开关变换器电路和平均电压等效电路中相同，一个开关周期内的二极管平均电压在开关变换器电路和平均电压等效电路中相同，则，通过步骤二三和步骤二四中的两个关系方程，获得一个开关周期内的电容电压值和二极管平均电压值；

步骤二六、在开关变换器电路中，根据一个开关周期内的电容电压值以及基尔霍夫电压定律，求得开关变换器电路中一个开关周期内的各电子器件的电压值。

优选的是，步骤二四中、通过开关变换器电路，构建一个开关周期内的电容电压与二极管平均电压的关系方程的具体过程为：

步骤二四一、当开关变换器电路处于直通状态时，获得直通状态下，一个开关周期内的电容电压与二极管电压的关系方程；

当开关变换器电路处于非直通状态时，获得非直通状态下，一个开关周期内的电容电压与二极管电压的关系方程；

步骤二四二、根据直通状态下的电容电压与二极管电压的关系方程、以及非直通状态下的电容电压与二极管电压的关系方程，获得一个开关周期内电容电压与二极管平均电压的关系方程。

本发明带来的有益效果是，本发明方法是考虑到电路中需要求解的状态变量在一个开关周期内可以认为是不变的常量，因此，这些状态变量可以直接由平均化后电路中的物理量来表示。而对电流分析来说，如果对流过电容支路的电流进行平均化，由于能量平衡，流过电容支路的开关平均电流必然为零，因此电容支路是可以从平均化后的电路中去除的。而对电压分析来说，如果对电感两端的电压进行平均化，由于能量平衡，加在电感两端的一个开关周期内的平均电压必然是零，因此，电感支路是可以从平均化后的电路中短路的。故，本发明方法中所需要分析的电路被极大地简化了，这使得各个状态变量之间的关系变得更加清晰，另一方面，本发明中不需要像传统方法一样去求复杂的伏秒平衡和安秒平衡积分式，这也为工程计算带来了极大的便利性，简化了分析过程。

附图说明

图1为传统的对电力电子电路中器件电流应力分析方法的流程图；

图2为传统的对电力电子电路对器件电压应力分析方法的流程图；

图3为高升压比Y源逆变器(High Step-Up Y-Source Inverter,HS-YSI)电路的原理示意图；

图4为高升压比Y源逆变器的平均电流模型等效电路的原理示意图；

图5为高升压比Y源逆变器的平均电压模型等效电路的原理示意图；

图6 HS-YSI的直流链电压实验波形。

图7 HS-YSI的电容电压波形，

图8本发明所述的基于消除无源器件的方式分析电力电子器件应力的方法的流程图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。

本实施例所述的基于消除无源器件的方式分析电力电子器件应力的方法，该方法用于对含有电感、电容和二极管的开关变换器电路中的电子器件电压、电流应力的分析；

该方法包括如下过程：

步骤一、通过去除开关变换器电路中电容支路的方式，获得开关变换器电路中各电子器件的电流值，实现对电子器件的电流应力的分析；

步骤二、通过短路开关变换器电路中电感支路的方式，获得开关变换器电路中各电子器件的电压值，实现对电子器件的电压应力的分析，从而完成对开关变换器电路中各电子器件的电压电流应力分析。

本发明方法是考虑到电路中需要求解的状态变量在一个开关周期内可以认为是不变的常量，因此，这些状态变量可以直接由平均化后电路中的物理量来表示。而对电流分析来说，如果对流过电容支路的电流进行平均化，由于能量平衡，流过电容支路的开关平均电流必然为零，因此电容支路是可以从平均化后的电路中去除的。而对电压分析来说，如果对电感两端的电压进行平均化，由于能量平衡，加在电感两端的一个开关周期内的平均电压必然是零，因此，电感支路是可以从平均化后的电路中短路的。故，本发明方法中所需要分析的电路被极大地简化了，这使得各个状态变量之间的关系变得更加清晰，另一方面，本发明中不需要像传统方法一样去求复杂的伏秒平衡和安秒平衡积分式，这也为工程计算带来了极大的便利性，简化了分析过程。

优选实施方式为，步骤一中，通过去除开关变换器电路中电容支路的方式，获得开关变换器电路中各电子器件的电流值的具体过程为：

步骤一一、去除开关变换器电路中电容支路，获得简化后的电路；

步骤一二、对简化后的电路平均化，获得平均电流等效电路；

步骤一三、通过平均电流等效电路，构建一个开关周期内的电感电流与二极管平均电流的关系方程；

步骤一四、通过开关变换器电路，构建一个开关周期内的电感电流与二极管平均电流的关系方程；

步骤一五、由于一个开关周期内的电感电流在开关变换器电路和平均电流等效电路中相同，一个开关周期内的二极管平均电流在开关变换器电路和平均电流等效电路中相同，则，通过步骤一三和步骤一四中的两个关系方程，获得一个开关周期内的电感电流值和二极管平均电流值；

步骤一六、在开关变换器电路中，根据一个开关周期内的电感电流值以及基尔霍夫电流定律，求得开关变换器电路中一个开关周期内的各电子器件的电流值。

优选实施方式为，步骤一四中，通过开关变换器电路，构建一个开关周期内的电感电流与二极管平均电流的关系方程的具体过程为：

步骤一四一、当开关变换器电路处于直通状态时，获得直通状态下，一个开关周期内的电感电流与二极管电流的关系方程；

当开关变换器电路处于非直通状态时，获得非直通状态下，一个开关周期内的电感电流与二极管电流的关系方程；

步骤一四二、根据直通状态下的电感电流与二极管电流的关系方程、以及非直通状态下的电感电流与二极管电流的关系方程，获得一个开关周期内电感电流与二极管平均电流的关系方程。

参见图8说明本实施例的优选实施方式，本优选实施方式为：

步骤二中、通过短路开关变换器电路中电感支路的方式，获得开关变换器电路中各电子器件的电压值的具体过程为：

步骤二一、短路开关变换器电路中电感支路，获得简化后的电路；

步骤二二、对简化后的电路平均化，获得平均电压等效电路；

步骤二三、通过平均电压等效电路，构建一个开关周期内的电容电压与二极管平均电压的关系方程；

步骤二四、通过开关变换器电路，构建一个开关周期内的电容电压与二极管平均电压的关系方程；

步骤二五、由于一个开关周期内的电容电压在开关变换器电路和平均电压等效电路中相同，一个开关周期内的二极管平均电压在开关变换器电路和平均电压等效电路中相同，则，通过步骤二三和步骤二四中的两个关系方程，获得一个开关周期内的电容电压值和二极管平均电压值；

步骤二六、在开关变换器电路中，根据一个开关周期内的电容电压值以及基尔霍夫电压定律，求得开关变换器电路中一个开关周期内的各电子器件的电压值。

优选实施方式为，步骤二四中、通过开关变换器电路，构建一个开关周期内的电容电压与二极管平均电压的关系方程的具体过程为：

步骤二四一、当开关变换器电路处于直通状态时，获得直通状态下，一个开关周期内的电容电压与二极管电压的关系方程；

当开关变换器电路处于非直通状态时，获得非直通状态下，一个开关周期内的电容电压与二极管电压的关系方程；

步骤二四二、根据直通状态下的电容电压与二极管电压的关系方程、以及非直通状态下的电容电压与二极管电压的关系方程，获得一个开关周期内电容电压与二极管平均电压的关系方程。

对比本传统的安秒平衡和伏秒平衡原则求解法与本发明提出的无源器件消去的方式求解器件应力的方法，传统的方法中，电容电流与电感电压求解过程中需进行积分求取，该过程含有大量的计算，也是容易产生错误的步骤；本发明通过消除无源器件的方式求取器件的应力，只需仅需简单的几个公式即可求解。显然，本发明提出的无源器件消去法更为简单，这主要也是因为无源器件消去法仅考虑电路的平均稳态值，不必考虑器件的动态过程。

具体应用：

采用本发明方法对图3所述的HS-YSI进行分析，HS-YSI中V_in表示输入电压，L_in表示输入电感，N₁、N₂和N₃分别为HS-YSI中三端耦合电感的三个绕组的线圈匝数，D₁和D₂均为HS-YSI的二极管，C₁、C₂、C₃和C₄表示HS-YSI的电容，L_o表示输出电感，i_dc表示直流母线电流，逆变桥由开关管S₁，S₂，S₃，S₄组成，后接输出滤波电感L_f和输出滤波电容C_f。

假设输入电感L_in、输出电感L_o、三端耦合电感的等效励磁电感L_M以及电容C₁、C₂、C₃、C₄的值比较大，因此，电感电流和电容电压可以认为是恒定的。

(一)对电子器件进行电流应力分析

对高升压比Y源逆变器应用安秒平衡原则来化简图3电路，于是在一个开关周期里电容的平均电流等于0，因此，电容C₁、C₂、C₃、C₄的电流将不影响其它元器件的平均电流。也就是说，在分析一个开关周期的平均电流时，电容所在的支路可以被移除；

故，通过本发明方法对电子器件进行电流应力分析时，首先，简化高升压比Y源逆变器的结构，即：去除图3中电容支路，得到简化后的电路，根据简化后的电路获得平均电流模型等效电路，具体参见图4，在平均电流模型等效电路的一个开关周期里各电容的平均电流等于0，即：

<i_C1>_T＝<i_C2>_T＝<i_C3>_T＝<i_C4〉_T＝0 (1)；

其中，〈i_C1>_T表示电容C₁在一个开关周期T内的电流平均值；

〈i_C2〉_T表示电容C₂在一个开关周期T内的电流平均值；

〈i_C3〉_T表示电容C₃在一个开关周期T内的电流平均值；

〈i_C4〉_T表示电容C₄在一个开关周期T内的电流平均值；

等效电路中器件的电流(或电压)就是该器件在原电路下的一个开关周期内的平均电流(或电压)；无论是在图3所示电路或是图4所示电路中，电感电流恒定不变；

根据图4所示的平均电流模型等效电路，得到图如下公式(2)至公式(4)所示的关系式：

〈i_D1>_T＝<i₁>_T＝〈i₃>_T＝<i_D2>_T＝〈i_dc〉_T＝I_in (2)；

I_Lo＝I_in (3)；

<i₁>_T＝<i₁>_T+I_M (4)；

其中，<x>_T表示x变量在一个开关周期内的平均值；

i_D1表示流过二极管D₁的电流；

I_M表示流经等效电路中三端耦合电感的励磁电感L_M的电流；

i₁`表示等效电路中流经三端耦合电感中匝数为N₁的线圈的电流；

i₁表示等效电路中流经三端耦合电感中匝数为N₁的线圈的电流与流经三端耦合电感的等效励磁电感L_M的电流和；

i₃表示等效电路中流经三端耦合电感中匝数为N₃的线圈的电流；

i_D2表示流过二极管D₂的电流；

I_in表示流经输入电感L_in的电流；

I_Lo表示流经输出电感Lo的电流；

关系式(2)至(4)中，体现了等效电路中电感电流与二极管电流的关系，此外，虽然三端耦合电感中的线圈N₂，因为在电容C₁支路中而被消去了，但是剩下的线圈N₁和N₃仍然是耦合的，因此，一定满足公式5的所示关系：

N₁<i₁>_T+N₃<i₃>_T＝0 (5)；

将式(2)和式(4)代入式(5)，于是可以得到等效电路中电感电流与二极管平均电流的关系，如式(6)和式(7)：

N₁(<i₁>_T-I_M)+N₃<i₃>_T＝0 (6)；

与其它阻抗源逆变器类似，高升压比Y源逆变器也分为直通和非直通两个模态，在图3所示的高升压比Y源逆变器(即：原电路)处于直通模态时，直流母线电流i_dc可以表示为：

i_dc＝I_Lo+I_in+i₃ (8)；

在图3所示的高升压比Y源逆变器的直通模态中，满足：

N₁i′₁+(N₃-N₂)i₃＝0 (9)；

i′₁＝-I_M (10)；

在图3所示的高升压比Y源逆变器(即：原电路)处于直通模态时，逆变器稳定输出，流经滤波电感L_f后连接交流负载，此时电路中逆变桥后级部分可以等效为仅仅由滤波电感L_f构成的输出结构，流经该电感L_f的电流即为输出电流Io；进一步简化后，可以将非直通状态下的逆变桥及其后级部分等效为一个恒定的电流源，恒定的电流源的电流为I_o。因此，直流母线电流i_dc在非直通状态下等于Io；

因此，综上直通模态和非直通状态下，将公式(10)带入公式(9)后，再带入公式(8)，可得到高升压比Y源逆变器在原拓扑结构下的直流母线电流平均值<i_dc>_T；

其中，d为中间变量，

T₁为逆变器直通状态的时间，T₂为非直通状态的时间，T为开关周期；

再将公式(2)、(3)和(7)带入公式(11)，进一步得到I_o；

其中，K为三端耦合电感的匝数比，且

由式(3)、式(7)和式(12)所示的三个电感电流恒定值，即可，推导电路中其它元器件的电流应力。

(二)对电子器件进行电压应力分析

对高升压比Y源逆变器应用伏秒平衡原则来化简电路，于是在一个开关周期里电感的平均电压等于0，因此，电感电压将不影响其它元器件的平均电压。所以，在分析一个开关周期的平均电压时，电感可以被等效为导线；

因此，可以得到如图5所示的平均电压模型等效电路。

故，通过本发明方法对电子器件进行电压应力分析时，首先，简化高升压比Y源逆变器的结构，即：短路图3中电感支路，得到简化后的电路，根据简化后的电路获得平均电压模型等效电路，具体参见图5，在平均电压模型等效电路的一个开关周期里各电感的平均电压等于0，即：

其中，

表示输入电感L_in在一个开关周期T内的电压平均值；

表示三端耦合电感中匝数为N₁的线圈在一个开关周期T内的电压平均值；

表示三端耦合电感中匝数为N₂的线圈在一个开关周期T内的电压平均值；

表示三端耦合电感中匝数为N₃的线圈在一个开关周期T内的电压平均值；

表示输出电感Lo在一个开关周期T内的电压平均值；

在图3所示高升压比Y源逆变器处于直通模态时，可以推出二极管v_D1、v_D2两端的电压表达式：

v_D1＝V_C2+K(V_C1+V_C4) (14)；

v_D2＝V_C3+V_C4 (15)；

其中，v_D1表示二极管D₁两端的电压；

V_C2表示电容C₂两端的电压；

K表示三端耦合电感的匝数比，且

V_C1表示电容C₁两端的电压；

V_C4表示电容C₄两端的电压；

v_D2表示二极管D₂两端的电压；

V_C3表示电容C₃两端的电压；

在图3所示高升压比Y源逆变器处于非直通模态时，可以证明二极管两端电压几乎为零，因此，在一个开关周期内，两个二极管两端的平均电压<v_D1>_T、<v_D2>_T可以表示为：

<v_D1>_T＝d[V_C2+K(V_C1+V_C4)] (16)；

<v_D2>_T＝d(V_C3+V_C4) (17)；

其中，公式(16)由公式(14)获得，公式(17)由公式(15)获得，

T₁为逆变器直通状态的时间，T₂为非直通状态的时间，T为开关周期；

对图5所示的平均电压等效模型应用KVL方程(即：基尔霍夫电压定律)即可求解出四个电压恒定值，即：

V_C1＝<v_D1>_T+V_in (18)；

V_C2＝<v_D1>_T (19)；

V_C3＝V_C1+<v_D2>_T (20)；

V_C4＝<v_D2>_T (21)；

将式(16)代入式(18)至式(19)，式(17)代入式(20)至式(21)于是可以得到C₁、C₂、C₃和C₄上的电压：

V_C1＝(1-2d)BV_in (22)；

V_C2＝dKBV_in (23)；

V_C3＝(1-d)BV_in (24)；

V_C4＝dBV_in (25)；

其中，d为中间变量，

T₁为逆变器直通状态的时间，T₂为非直通状态的时间，T为开关周期；

是逆变器的升压比；

因此，可根据上述求得的电容电压值，推导电路中其它元器件的电电压应力。

如图6所示是HS-YSI的直流链电压实验波形。从图中可以看到HS-YSI的直流链电压最高值在200V左右，与理论电压非常接近。

图7为HS-YSI的电容电压波形，电容C₁，C₂，C₃和C₄上的平均电压分别为150V、69V、176V和20V，这个结果与理论公式(22)至(25)所计算出来的结果V_C1＝152V，V_C2＝72V，V_C3＝176V，V_C4＝24V是相符的。这验证了理论分析的正确性。

更值得一提的是，提出的方法可以推广应用于所有开关变换器的电压电流应力分析。表1列出了本发明与传统电力电子分析方法所需的方程数。通过对比可以发现，新方法和传统方法对于T源逆变器、源逆变器、Y源逆变器、Buck、Boost这几种较为简单的拓扑结构所需方程数几乎相同。而新方法对于HS-YSI这种为复杂的拓扑结构具有很大的优势，所需方程数不到传统方法的一半。事实上，新方法仅需要分析二极管不同模态的电流和电压，而传统方法需要分析每个电容上流过电流以及每个电感两端承受的电压。在实际电路中，二极管的数目往往较少，而且不需要特意去计算其关断电流和导通电压(均为零)，因此，分析二极管无疑比分析无源器件简单很多。

表1本发明与传统电力电子分析方法所需方程数

虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其它的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其它所述实施例。

Claims (5)

1.基于消除无源器件的方式分析电力电子器件应力的方法，该方法用于对含有电感、电容和二极管的开关变换器电路中的电子器件电压、电流应力的分析；

其特征在于，该方法包括如下过程：

步骤一、通过去除开关变换器电路中电容支路的方式，获得开关变换器电路中各电子器件的电流值，实现对电子器件的电流应力的分析；

步骤二、通过短路开关变换器电路中电感支路的方式，获得开关变换器电路中各电子器件的电压值，实现对电子器件的电压应力的分析，从而完成对开关变换器电路中各电子器件的电压电流应力分析。

2.根据权利要求1所述的基于消除无源器件的方式分析电力电子器件应力的方法，其特征在于，步骤一中，通过去除开关变换器电路中电容支路的方式，获得开关变换器电路中各电子器件的电流值的具体过程为：

步骤一一、去除开关变换器电路中电容支路，获得简化后的电路；

步骤一二、对简化后的电路平均化，获得平均电流等效电路；

步骤一三、通过平均电流等效电路，构建一个开关周期内的电感电流与二极管平均电流的关系方程；

步骤一四、通过开关变换器电路，构建一个开关周期内的电感电流与二极管平均电流的关系方程；

步骤一五、由于一个开关周期内的电感电流在开关变换器电路和平均电流等效电路中相同，一个开关周期内的二极管平均电流在开关变换器电路和平均电流等效电路中相同，则，通过步骤一三和步骤一四中的两个关系方程，获得一个开关周期内的电感电流值和二极管平均电流值；

步骤一六、在开关变换器电路中，根据一个开关周期内的电感电流值以及基尔霍夫电流定律，求得开关变换器电路中一个开关周期内的各电子器件的电流值。

3.根据权利要求2所述的基于消除无源器件的方式分析电力电子器件应力的方法，其特征在于，步骤一四中，通过开关变换器电路，构建一个开关周期内的电感电流与二极管平均电流的关系方程的具体过程为：

步骤一四一、当开关变换器电路处于直通状态时，获得直通状态下，一个开关周期内的电感电流与二极管电流的关系方程；

当开关变换器电路处于非直通状态时，获得非直通状态下，一个开关周期内的电感电流与二极管电流的关系方程；

步骤一四二、根据直通状态下的电感电流与二极管电流的关系方程、以及非直通状态下的电感电流与二极管电流的关系方程，获得一个开关周期内电感电流与二极管平均电流的关系方程。

4.根据权利要求1所述的基于消除无源器件的方式分析电力电子器件应力的方法，其特征在于，步骤二中、通过短路开关变换器电路中电感支路的方式，获得开关变换器电路中各电子器件的电压值的具体过程为：

步骤二一、短路开关变换器电路中电感支路，获得简化后的电路；

步骤二二、对简化后的电路平均化，获得平均电压等效电路；

步骤二三、通过平均电压等效电路，构建一个开关周期内的电容电压与二极管平均电压的关系方程；

步骤二四、通过开关变换器电路，构建一个开关周期内的电容电压与二极管平均电压的关系方程；

步骤二五、由于一个开关周期内的电容电压在开关变换器电路和平均电压等效电路中相同，一个开关周期内的二极管平均电压在开关变换器电路和平均电压等效电路中相同，则，通过步骤二三和步骤二四中的两个关系方程，获得一个开关周期内的电容电压值和二极管平均电压值；

步骤二六、在开关变换器电路中，根据一个开关周期内的电容电压值以及基尔霍夫电压定律，求得开关变换器电路中一个开关周期内的各电子器件的电压值。

5.根据权利要求4所述的基于消除无源器件的方式分析电力电子器件应力的方法，其特征在于，步骤二四中、通过开关变换器电路，构建一个开关周期内的电容电压与二极管平均电压的关系方程的具体过程为：

步骤二四一、当开关变换器电路处于直通状态时，获得直通状态下，一个开关周期内的电容电压与二极管电压的关系方程；

当开关变换器电路处于非直通状态时，获得非直通状态下，一个开关周期内的电容电压与二极管电压的关系方程；

步骤二四二、根据直通状态下的电容电压与二极管电压的关系方程、以及非直通状态下的电容电压与二极管电压的关系方程，获得一个开关周期内电容电压与二极管平均电压的关系方程。

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