CN108322054A - 降低二极管电压应力的软开关谐振直流变换器及计算方法 - Google Patents

降低二极管电压应力的软开关谐振直流变换器及计算方法 Download PDF

Info

Publication number
CN108322054A
CN108322054A CN201810194010.1A CN201810194010A CN108322054A CN 108322054 A CN108322054 A CN 108322054A CN 201810194010 A CN201810194010 A CN 201810194010A CN 108322054 A CN108322054 A CN 108322054A
Authority
CN
China
Prior art keywords
mode
resonant capacitance
resonant
resonance
diode
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
CN201810194010.1A
Other languages
English (en)
Inventor
顾玲
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nanjing University of Science and Technology
Original Assignee
Nanjing University of Science and Technology
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nanjing University of Science and Technology filed Critical Nanjing University of Science and Technology
Priority to CN201810194010.1A priority Critical patent/CN108322054A/zh
Publication of CN108322054A publication Critical patent/CN108322054A/zh
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明公开了降低二极管电压应力的软开关谐振直流变换器，涉及的降低二极管电压应力的软开关谐振直流变换器吸收变压器的漏感作为谐振电感的一部分，吸收开关管的结电容以及二极管的结电容作为谐振电容的一部分。本发明涉及的变换器可以同时实现开关管和二极管的零电压开关以及二极管的零电流关断，变换器的开关损耗几乎为零，提高了变换器的效率，并且保证二极管的电压应力被钳位至输出电压的两倍，降低了电压应力。

Description

降低二极管电压应力的软开关谐振直流变换器及计算方法
技术领域
本发明涉及一种谐振变换器的技术，特别是一种降低二极管电压应力的软开关谐振直流变换器及方法。
背景技术
提高变换器的开关频率是提高其功率密度的有效手段，但是对于硬开关电路来说，提高开关频率意味着开关损耗的增加，会大大降低变换器的整体效率。因此研究软开关技术，即在不增加开关损耗的基础上提高变换器的开关频率十分重要。
谐振技术是实现软开关的重要手段。由于目前常用的开关管大多采用MOSFET，利用其体二极管实现零电压开关是常用的方法，如LLC谐振变换器、移相全桥变换器等。但是这些变换器大多是多管变换器，在一些功率较小的场合，需要研究单管软开关变换器来降低成本以及控制与驱动电路的复杂程度，并且在开关频率不断提高的过程中，多管变换器不能避免浮地驱动，可能导致变换器工作不可靠。目前已有的单管零电压开关准谐振或者多谐振变换器的二极管电压应力均较大，不适合肖特基二极管的应用，使得选择的二极管导通压降较大而增加导通损耗，从而影响变换效率。
发明内容
本发明的目的在于提供一种降低二极管电压应力的软开关谐振直流变换器及电压增益计算方法，实现了开关管和二极管的零电压开关以及二极管的零电流关断，变换器的开关损耗几乎为零，提高了变换器的效率，解决了零电压开关准谐振变换器只能改善开关管和二极管中一个器件开关条件、零电压开关多谐振变换器二极管电压应力过大的技术问题。
一种降低二极管电压应力的软开关谐振直流变换器，包括直流电源、输入侧电感、开关管、第一谐振电容、隔直电容、谐振电感、隔离变压器、第一二极管、第二二极管、第二谐振电容、第三谐振电容、输出滤波电容；所示隔离变压器包括原边绕组、第一副边绕组、第二副边绕组；输入侧电感第一引脚接直流电源正端，输入侧电感第二引脚分别接开关管的漏极、第一谐振电容的第一引脚、隔直电容的第一引脚，隔直电容的第二引脚接谐振电感第一引脚，谐振电感第二引脚接隔离变压器原边绕组的同名端，直流电源负端、开关管的源极、第一谐振电容的第二引脚和隔离变压器原边绕组的异名端接地，第一二极管阳极分别接第二谐振电容的第一引脚、隔离变压器第一副边绕组的同名端，第二二极管阳极分别接第三谐振电容的第一引脚、隔离变压器第二副边绕组的异名端，第一二极管阴极、第二谐振电容第二引脚、第二二极管阴极、第三谐振电容第二引脚、输出滤波电容第一引脚相连接，输出滤波电容第二引脚、隔离变压器第一副边绕组异名端、隔离变压器第二副边绕组同名端接地。
一种降低二极管电压应力的软开关谐振直流变换器的电压增益计算方法，包括以下步骤：
步骤1，设置第一个模态为第一谐振电容、谐振电感、第二谐振电容、第三谐振电容四者均参与谐振；
以输入侧电感电流上升至Io的时刻为起始时刻t0，设置初始条件为：iL(t0)＝Io，vs(t0)＝Vs0，vd1(t0)＝2Vo，vd2(t0)＝0；
设置输出电压与第一谐振电容两端电压初始值作为迭代变量，Vs0、Vo分别为预设迭代变量初始值；
在t1时刻，第一谐振电容两端电压谐振到0，计算出第一个模态的持续时间 t01，同时计算出第二个模态的初始条件iL(t1)＝iL(t01)，vs(t1)＝0，vd1(t1)＝vd1(t01)， vd2(t1)＝vd2(t01)；
步骤2，变换器进入第二个模态，第二个模态为谐振电感、第二谐振电容、第三谐振电容三者参与谐振；
在t2时刻，第二谐振电容两端电压下降至0，第三谐振电容两端电压vd2上升至2Vo，计算出第二个模态的持续时间t12；同时计算出第三个模态的初始条件： iL(t2)＝iL(t12)，vs(t2)＝0，vd1＝0，vd2＝2Vo；
步骤3，变换器进入第三个模态，第三个模态为不存在谐振，电感电流线性下降；
在t3时刻，电感电流下降至Io，由此可以计算出第三个模态的持续时间t23；同时计算出第四个模态的初始条件：iL(t3)＝Io，vs(t3)＝0，vd1(t3)＝0，vd2(t3)＝2Vo；
步骤4，第四个模态为谐振电感、第二谐振电容、第三谐振电容三者参与谐振；
若在t4时刻，第三谐振电容两端电压先下降至0，则转步骤S401；若在t4时刻，开关管先关断，则转步骤S411；
步骤S401，计算出第四个模态的持续时间t34；同时计算出第五个模态的初始条件：iL(t4)＝iL(t34)，vs(t4)＝0，vd1(t4)＝2Vo，vd2(t4)＝0；转步骤S501；
步骤S501，第五个模态不存在谐振，电感电流线性上升或下降；
在t5时刻，开关管关断，假设第五个模态的持续时间为tx，计算出第六个模态的初始条件：iL(t5)＝iL(tx)，vs(t5)＝0，vd1(t5)＝2Vo，vd2(t5)＝0；转步骤S601；
步骤S601，第六个模态为谐振电感与第一谐振电容谐振；
在t6时刻，电感电流上升至Io，将回到第一个模态，由此可以计算出第六个模态的持续时间t56；第六个模态的终值：iL(t6)＝Io，vs(t6)＝vs(t56)，vd1(t6)＝2Vo， vd2(t6)＝0；
步骤S701，整个开关周期的持续时间可以计算得到：Ts＝t01+t12+t23+t34+tx+t56；通过二极管两端电压vd1或者vd2在一个开关周期内的平均值计算出输出电压Vof。
步骤S411，第一谐振电容开始参与谐振，假设第四个模态的持续时间为t’x，可以计算出第五个模态的初始条件：iL(t4)＝iL(t’x)，vs(t4)＝vs(t’x)，vd1(t4)＝vd1(t’x)， vd2(t4)＝vd2(t’x)；转步骤S511；
步骤S511，第五个模态参与谐振的元件有第一谐振电容、谐振电感、第二谐振电容、第三谐振电容；在t5时刻，第三谐振电容两端电压下降至0，由此计算出第五个模态的持续时间为t45，同时计算出第六个模态的初始条件： iL(t5)＝iL(t45)，vs(t5)＝vs(t45)，vd1(t5)＝2Vo，vd2(t5)＝0；转步骤S611，
步骤S611，设置第六个模态为谐振电感与第一谐振电容谐振；
在t6时刻，电感电流上升至Io，将回到第一个模态，由此可以计算出第六个模态的持续时间t’56；第六个模态的终值：iL(t6)＝Io，vs(t6)＝vs(t’56)，vd1(t6)＝2Vo， vd2(t6)＝0；
步骤S711，整个开关周期的持续时间可以计算得到： Ts＝t01+t12+t23+t’x+t45+t’56；通过二极管两端电压vd1或者vd2在一个开关周期内的平均值计算出输出电压Vof。
如果第一谐振电容两端电压不能谐振到0，或者在关断开关管S时，出现输入电流小于电感电流即Iin<iL的情况，或者第六个模态电感电流不能上升到Io，或者分别将输出电压终值Vof以及第一谐振电容两端电压终值vs(t56)分别与预设迭代变量初始值Vo与Vs0进行比较，两者有任何一项不在误差允许范围内，均认为迭代失败，需改变预设迭代变量初始值Vo与Vs0重新进行计算。如果没有出现上述情况中的任何一种，则认为迭代成功，记录Ts与Vo的对应关系，经过多次迭代，即得到电压增益随开关频率(开关周期)变化的曲线。
本发明与现有技术相比，具有以下优点：
(1)降低二极管电压应力的软开关谐振直流变换器可以同时实现开关管和二极管的零电压开关以及二极管的零电流关断，而且与现有的零电压开关多谐振变换器相比，具有二极管电压应力更低的优点；
(2)降低二极管电压应力的软开关谐振直流变换器吸收变压器的漏感作为谐振电感的一部分，吸收开关管的结电容以及二极管的结电容作为谐振电容的一部分，既解决了高频工作下寄生参数影响明显的问题又提高了变换器效率。
下面结合说明书附图对本发明做进一步描述。
附图说明
图1是降低二极管电压应力的软开关谐振直流变换器电路结构示意图。
图2是降低二极管电压应力的软开关谐振直流变换器等效电路结构示意图。
图3是降低二极管电压应力的软开关谐振直流变换器工作模式A主要波形示意图。
图4是降低二极管电压应力的软开关谐振直流变换器工作模式B主要波形示意图。
图5是工作模式A开关模态1和工作模式B开关模态2的等效电路结构示意图。
图6是工作模式A开关模态2和工作模式B开关模态1、3的等效电路结构示意图。
图7是工作模式A开关模态3、5和工作模式B开关模态4、6的等效电路结构示意图。
图8是工作模式A开关模态4和工作模式B开关模态5的等效电路结构示意图。
图9是工作模式A开关模态6的等效电路结构示意图。
图10是降低二极管电压应力的软开关谐振直流变换器电压增益计算方法以及模态切换流程图。
具体实施方式
为解决零电压开关准谐振变换器只能改善开关管和二极管中一个器件开关条件、零电压开关多谐振变换器二极管电压应力过大的技术问题，本发明提出了适用于需要电气隔离场合的降低二极管电压应力的软开关谐振直流变换器。
图1为降低二极管电压应力的软开关谐振直流变换器的电路基本结构示意图，由直流电源Vin、输入侧电感Lf、开关管S、开关管寄生体二极管Ds、第一谐振电容Cs、隔直电容Cb、谐振电感Ls、隔离变压器Tr、第一二极管D1、第二二极管D2、第二谐振电容Cd1、第三谐振电容Cd2、输出滤波电容Co组成。隔离变压器包括原边绕组np、第一副边绕组ns1、第二副边绕组ns2。输入侧电感Lf第一引脚接直流电源Vin正端，输入侧电感Lf第二引脚与开关管S的漏极、第一谐振电容Cs的第一引脚、隔直电容Cb的第一引脚相连接，隔直电容Cb第二引脚接谐振电感Ls第一引脚，谐振电感Ls第二引脚接隔离变压器原边绕组np的同名端，直流电源Vin的负端、开关管S的源极、第一谐振电容Cs的第二引脚、隔离变压器原边绕组np的异名端均接地，第一二极管D1阳极与第二谐振电容Cd1的第一引脚、隔离变压器第一副边绕组ns1的同名端相连接，第二二极管D2阳极与第三谐振电容Cd2的第一引脚、隔离变压器第二副边绕组ns2的异名端相连接，第一二极管D1阴极、第二谐振电容Cd1的第二引脚、第二二极管D2阴极、第三谐振电容Cd2的第二引脚、输出滤波电容Co的第一引脚均相连接，输出滤波电容Co的第二引脚、隔离变压器第一副边绕组ns1的异名端、隔离变压器第二副边绕组ns2的同名端均接地。开关管S包括并联在其漏极、源极之间的开关管寄生体二极管Ds。第一谐振电容Cs包括开关管S本身的结电容以及外加并联在开关管S两端的电容；第二谐振电容Cd1包括第一二极管D1本身的结电容以及外加并联在二极管两端的电容；第三谐振电容Cd2包括第二二极管D2本身的结电容以及外加并联在二极管两端的电容；谐振电感Ls包括变压器的漏感以及外加串联的谐振电感。降低二极管电压应力的软开关谐振直流变换器吸收隔离变压器的漏感作为谐振电感的一部分，吸收开关管的结电容以及二极管的结电容作为谐振电容的一部分，可解决高频工作下寄生参数影响明显的问题。
下面以图1中的变换器为例，结合图2至图9叙述降低二极管电压应力的软开关谐振直流变换器的具体工作原理。在分析之前，作如下假设：(1)所有电感、电容和变压器均为理想元件；(2)输入电感足够大，可近似认为是一个电流源Iin， Iin为输入电流；(3)输出滤波电容足够大，可近似认为是一个电压源Vo，Vo为输出电压；(4)隔直电容足够大，可近似认为是一个电压源Vin，Vin为输入电压。由此可以得到如图2所示的变换器等效电路。下面对变换器进行模态分析介绍变换器的工作原理。
根据不同的工作情况，变换器共有两种工作模式，主要波形分别如图3和图 4所示。
一、工作模式A：
1、开关模态1[t0，t1]
在t0时刻，开关管S关断，第二二极管D2为导通状态，第一谐振电容Cs与谐振电感Ls谐振，该开关模态的等效电路如图5所示。
2、开关模态2[t1，t2]
在t1时刻，谐振电感电流iL上升至Io时，流经第二二极管D2的电流下降至 0而自然关断，第二谐振电容Cd1与第三谐振电容Cd2也参与谐振，参与谐振的元件有第一谐振电容Cs、谐振电感Ls、第二谐振电容Cd1、第三谐振电容Cd2，第二谐振电容Cd1两端电压vd1谐振下降，第三谐振电容Cd2两端电压vd2谐振上升，该开关模态的等效电路如图6所示。
3、开关模态3[t2，t3]
在t2时刻，第一谐振电容Cs两端电压vs谐振到0而退出谐振，在该时刻之后开通开关管S可以实现零电压开关。该开关模态的等效电路如图7所示，参与谐振的元件有谐振电感Ls、第二谐振电容Cd1、第三谐振电容Cd2，第二谐振电容Cd1两端电压vd1继续谐振下降，第三谐振电容Cd2两端电压vd2继续谐振上升。
4、开关模态4[t3，t4]
在t3时刻，第三谐振电容Cd2两端电压vd2上升至2Vo，第二谐振电容Cd1两端电压vd1下降至0，第一二极管D1实现零电压开通，第三谐振电容Cd2两端电压vd2被钳位至2Vo，该开关模态的等效电路如图8所示。该模态不存在任何谐振过程，电感电流iL线性下降。
5、开关模态5[t4，t5]
在t4时刻，谐振电感电流iL下降至Io时，流经第一二极管D1的电流下降至 0而自然关断，第二谐振电容Cd1与第三谐振电容Cd2也参与谐振，参与谐振的元件有谐振电感Ls、第二谐振电容Cd1、第三谐振电容Cd2，第二谐振电容Cd1两端电压vd1谐振上升，第三谐振电容Cd2两端电压vd2谐振下降，该开关模态的等效电路如图7所示。
6、开关模态6[t5，t6]
在t5时刻，第二谐振电容Cd1两端电压vd1上升至2Vo，第三谐振电容Cd2两端电压vd2下降至0，第二二极管D2实现零电压开通，第二谐振电容Cd1两端电压vd1被钳位至2Vo，该开关模态的等效电路如图9所示。该模态不存在任何谐振过程，电感电流iL线性上升或下降。
在t6时刻，开关管S被关断，回到开关模态1，至此一个开关周期完成。
二、工作模式B：
1、开关模态1[t0，t1]
在t0时刻，开关管S关断，第一谐振电容Cs开始参与谐振，该模态参与谐振的元件有第一谐振电容Cs、谐振电感Ls、第二谐振电容Cd1、第三谐振电容 Cd2，该开关模态的等效电路如图6所示。
2、开关模态2[t1，t2]
在t1时刻，第三谐振电容Cd2两端电压vd2下降至0，第二谐振电容Cd1两端电压vd1上升至2Vo，第二二极管D2实现零电压开通，第二谐振电容Cd1两端电压vd1被钳位至2Vo，参与谐振的元件有谐振电感Ls、第一谐振电容Cs、该开关模态的等效电路如图5所示。
3、开关模态3[t2，t3]
在t2时刻，谐振电感电流iL上升至Io时，流经第二二极管D2的电流下降至 0而自然关断，第二谐振电容Cd1与第三谐振电容Cd2也参与谐振，参与谐振的元件有第一谐振电容Cs、谐振电感Ls、第二谐振电容Cd1、第三谐振电容Cd2，第二谐振电容Cd1两端电压vd1谐振下降，第三谐振电容Cd2两端电压vd2谐振上升，该开关模态的等效电路如图6所示。
4、开关模态4[t3，t4]
在t3时刻，第一谐振电容Cs两端电压vs谐振到0而退出谐振，在该时刻之后开通开关管S可以实现零电压开关。该开关模态的等效电路如图7所示，参与谐振的元件有谐振电感Ls、第二谐振电容Cd1、第三谐振电容Cd2，第二谐振电容Cd1两端电压vd1继续谐振下降，第三谐振电容Cd2两端电压vd2继续谐振上升。
5、开关模态5[t4，t5]
在t4时刻，第二谐振电容Cd1两端电压vd1下降至0，第三谐振电容Cd2两端电压vd2上升至2Vo，第一二极管D1实现零电压开通，第三谐振电容Cd2两端电压vd2被钳位至2Vo，该开关模态的等效电路如图8所示。该模态不存在任何谐振过程，电感电流iL线性下降。
6.开关模态6[t5，t6]
在t5时刻，谐振电感电流iL下降至Io时，流经第一二极管D1的电流下降至 0而自然关断，第二谐振电容Cd1与第三谐振电容Cd2也参与谐振，参与谐振的元件有谐振电感Ls、第二谐振电容Cd1、第三谐振电容Cd2，第二谐振电容Cd1两端电压vd1谐振上升，第三谐振电容Cd2两端电压vd2谐振下降，该开关模态的等效电路如图7所示。
在t6时刻，开关管S被关断，回到开关模态1，至此一个开关周期完成。
由以上的分析可知，无论是工作模式A还是工作模式B，降低二极管电压应力的软开关谐振直流变换器均可以实现开关管S和二极管D1、D2的零电压开通、以及二极管D1、D2的零电流关断。
本发明所述的降低二极管电压应力的软开关谐振直流变换器可以将二极管 D1、D2的电压应力钳位至输出电压的两倍2Vo，因此具有电压应力更低的优点。
为了计算变换器的增益，本发明提供结合两种工作模式的增益计算方法，如图10所示。
步骤1，设置第一个模态为第一谐振电容Cs、谐振电感Ls、第二谐振电容 Cd1、第三谐振电容Cd2四者均参与谐振；
以输入侧电感Lf电流上升至Io的时刻为起始时刻t0，设置初始条件为： iL(t0)＝Io，vs(t0)＝Vs0，vd1(t0)＝2Vo，vd2(t0)＝0；
设置输出电压Vo与第一谐振电容Cs两端电压vs初始值作为迭代变量，Vs0、 Vo分别为预设迭代变量初始值；
在t1时刻，第一谐振电容Cs两端电压vs谐振到0，计算出第一个模态的持续时间t01，同时计算出第二个模态的初始条件iL(t1)＝iL(t01)，vs(t1)＝0，vd1(t1)＝vd1(t01)， vd2(t1)＝vd2(t01)；
步骤2，变换器进入第二个模态，第二个模态为谐振电感Ls、第二谐振电容 Cd1、第三谐振电容Cd2三者参与谐振；
在t2时刻，第二谐振电容Cd1两端电压vd1下降至0，第三谐振电容Cd2两端电压vd2上升至2Vo，计算出第二个模态的持续时间t12；同时计算出第三个模态的初始条件：iL(t2)＝iL(t12)，vs(t2)＝0，vd1＝0，vd2＝2Vo；
步骤3，变换器进入第三个模态，第三个模态为不存在谐振，电感电流线性下降；
在t3时刻，电感电流下降至Io，由此可以计算出第三个模态的持续时间t23；同时计算出第四个模态的初始条件：iL(t3)＝Io，vs(t3)＝0，vd1(t3)＝0，vd2(t3)＝2Vo；
步骤4，第四个模态为谐振电感Ls、第二谐振电容Cd1、第三谐振电容Cd2三者参与谐振；
若在t4时刻，第三谐振电容Cd2两端电压vd2先下降至0，则转步骤S401；若在t4时刻，开关管S先关断，则转步骤S411；
步骤S401，计算出第四个模态的持续时间t34；同时计算出第五个模态的初始条件：iL(t4)＝iL(t34)，vs(t4)＝0，vd1(t4)＝2Vo，vd2(t4)＝0；转步骤S501；
步骤S501，第五个模态不存在谐振，电感电流线性上升或下降；
在t5时刻，开关管S关断，假设第五个模态的持续时间为tx，计算出第六个模态的初始条件：iL(t5)＝iL(tx)，vs(t5)＝0，vd1(t5)＝2Vo，vd2(t5)＝0；转步骤S601；
步骤S601，第六个模态为谐振电感Ls与第一谐振电容Cs谐振；
在t6时刻，电感电流上升至Io，将回到第一个模态，由此可以计算出第六个模态的持续时间t56；第六个模态的终值：iL(t6)＝Io，vs(t6)＝vs(t56)，vd1(t6)＝2Vo， vd2(t6)＝0；
步骤S701，整个开关周期的持续时间可以计算得到：Ts＝t01+t12+t23+t34+tx+t56；通过二极管两端电压vd1或者vd2在一个开关周期内的平均值计算出输出电压Vof。
步骤S411，第一谐振电容Cs开始参与谐振，假设第四个模态的持续时间为 t’x，可以计算出第五个模态的初始条件：iL(t4)＝iL(t’x)，vs(t4)＝vs(t’x)，vd1(t4)＝vd1(t’x)，vd2(t4)＝vd2(t’x)；转步骤S511；
步骤S511，第五个模态参与谐振的元件有第一谐振电容Cs、谐振电感Ls、第二谐振电容Cd1、第三谐振电容Cd2；在t5时刻，第三谐振电容Cd2两端电压vd2下降至0，由此计算出第五个模态的持续时间为t45，同时计算出第六个模态的初始条件：iL(t5)＝iL(t45)，vs(t5)＝vs(t45)，vd1(t5)＝2Vo，vd2(t5)＝0；转步骤S611，
步骤S611，第六个模态为谐振电感Ls与第一谐振电容Cs谐振；
在t6时刻，电感电流上升至Io，将回到第一个模态，由此可以计算出第六个模态的持续时间t’56；第六个模态的终值：iL(t6)＝Io，vs(t6)＝vs(t’56)，vd1(t6)＝2Vo， vd2(t6)＝0；
步骤S711，整个开关周期的持续时间可以计算得到： Ts＝t01+t12+t23+t’x+t45+t’56；通过二极管两端电压vd1或者vd2在一个开关周期内的平均值计算出输出电压Vof。
如果第一谐振电容(Cs)两端电压(vs)不能谐振到0，或者在关断开关管 S时，出现输入电流小于电感电流即Iin<iL的情况，或者第六个模态电感电流不能上升到Io，或者分别将输出电压终值Vof以及第一谐振电容(Cs)两端电压终值vs(t56)分别与预设迭代变量初始值Vo与Vs0进行比较，两者有任何一项不在误差允许范围内，均认为迭代失败，需改变预设迭代变量初始值Vo与Vs0重新进行计算。如果没有出现上述情况中的任何一种，则认为迭代成功，记录Ts与Vo的对应关系，经过多次迭代，即得到电压增益随开关频率(开关周期)变化的曲线。

Claims (5)

1.一种降低二极管电压应力的软开关谐振直流变换器，其特征在于，包括直流电源(Vin)、输入侧电感(Lf)、开关管(S)、第一谐振电容(Cs)、隔直电容(Cb)、谐振电感(Ls)、隔离变压器(Tr)、第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、第二谐振电容(Cd1)、第三谐振电容(Cd2)、输出滤波电容(Co)；
隔离变压器(Tr)包括原边绕组(np)、第一副边绕组(ns1)、第二副边绕组(ns2)；
输入侧电感(Lf)第一引脚接直流电源(Vin)正端，
输入侧电感(Lf)第二引脚分别接开关管(S)漏极、第一谐振电容(Cs)第一引脚、隔直电容(Cb)第一引脚，
隔直电容(Cb)第二引脚接谐振电感(Ls)第一引脚，
谐振电感(Ls)第二引脚接隔离变压器(Tr)原边绕组(np)的同名端，
直流电源(Vin)负端、开关管(S)源极、第一谐振电容(Cs)第二引脚和隔离变压器(Tr)原边绕组(np)异名端接地，
第一二极管(D1)阳极分别接第二谐振电容(Cd1)第一引脚、隔离变压器(Tr)第一副边绕组(ns1)同名端，
第二二极管(D2)阳极分别接第三谐振电容(Cd2)第一引脚、隔离变压器(Tr)第二副边绕组(ns2)异名端，
第一二极管(D1)阴极、第二谐振电容(Cd1)第二引脚、第二二极管(D2)阴极、第三谐振电容(Cd2)第二引脚、输出滤波电容(Co)第一引脚相连接，
输出滤波电容(Co)第二引脚、隔离变压器(Tr)第一副边绕组(ns1)异名端、隔离变压器(Tr)第二副边绕组(ns2)同名端接地。
2.根据权利要求1所述的降低二极管电压应力的软开关谐振直流变换器，其特征在于，所述开关管(S)并联一开关管寄生体二极管(Ds)，开关管寄生体二极管(Ds)阳极与开关管(S)源极相连接，寄生体二极管(Ds)阴极与开关管(S)漏极相连接。
3.根据权利要求1或2所述的降低二极管电压应力的软开关谐振直流变换器，其特征在于，
所述第一谐振电容(Cs)容量等效为开关管(S)结电容容量与并联在开关管(S)源极、漏极之间的谐振电容的容量之和；
所述第二谐振电容(Cd1)容量等效为第一二极管(D1)结电容容量与并联在第一二极管(D1)两端的谐振电容的容量之和；
所述第三谐振电容(Cd2)容量等效为第二二极管(D2)结电容容量与并联在第二二极管(D2)两端的谐振电容的容量之和；
所述谐振电感(Ls)的电感值等效为隔离变压器(Tr)漏感电感值与串接在隔直电容(Cb)、隔离变压器(Tr)原边绕组(np)之间的谐振电感的电感值之和。
4.一种采用上述任一权利要求所述的降低二极管电压应力的软开关谐振直流变换器的电压增益计算方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1，设置第一个模态为第一谐振电容(Cs)、谐振电感(Ls)、第二谐振电容(Cd1)、第三谐振电容(Cd2)四者均参与谐振，
以输入侧电感(Lf)电流上升至Io的时刻为起始时刻t0，设置初始条件为iL(t0)＝Io、vs(t0)＝Vs0、vd1(t0)＝2Vo、vd2(t0)＝0，其中iL为流经谐振电感(Ls)的电流，vs为第一谐振电容(Cs)两端电压，vd1为第二谐振电容(Cd1)两端电压，vd2为第三谐振电容(Cd2)两端电压，Vs0、Vo分别为预设迭代变量初始值，
设置输出电压(Vo)与第一谐振电容(Cs)两端电压vs初始值作为迭代变量，
在t1时刻，第一谐振电容(Cs)两端电压vs谐振到0，计算出第一个模态的持续时间t01，同时计算出第二个模态的初始条件iL(t1)＝iL(t01)，vs(t1)＝0，vd1(t1)＝vd1(t01)，vd2(t1)＝vd2(t01)；
步骤2，变换器进入第二个模态，第二个模态为谐振电感(Ls)、第二谐振电容(Cd1)、第三谐振电容(Cd2)三者参与谐振，
在t2时刻，第二谐振电容(Cd1)两端电压vd1下降至0，第三谐振电容(Cd2)两端电压vd2上升至2Vo，计算出第二个模态的持续时间t12，
同时计算出第三个模态的初始条件iL(t2)＝iL(t12)、vs(t2)＝0、vd1＝0、vd2＝2Vo；
步骤3，变换器进入第三个模态，第三个模态为不存在谐振，电感电流线性下降，
在t3时刻，电感电流下降至Io，计算出第三个模态的持续时间t23，同时计算出第四个模态的初始条件iL(t3)＝Io、vs(t3)＝0、vd1(t3)＝0、vd2(t3)＝2Vo；
步骤4，第四个模态为谐振电感(Ls)、第二谐振电容(Cd1)、第三谐振电容(Cd2)三者参与谐振，
若在t4时刻，第三谐振电容(Cd2)两端电压(vd2)先下降至0，则转步骤S401；
步骤S401，计算出第四个模态的持续时间t34；同时计算出第五个模态的初始条件iL(t4)＝iL(t34)、vs(t4)＝0、vd1(t4)＝2Vo、vd2(t4)＝0，转步骤S501；
步骤S501，第五个模态不存在谐振，电感电流线性上升或下降，
在t5时刻，开关管(S)关断，假设第五个模态的持续时间为tx，计算出第六个模态的初始条件iL(t5)＝iL(tx)、vs(t5)＝0、vd1(t5)＝2Vo、vd2(t5)＝0；转步骤S601；
步骤S601，第六个模态为谐振电感(Ls)与第一谐振电容(Cs)谐振，
在t6时刻，电感电流上升至Io，将回到第一个模态，由此可以计算出第六个模态的持续时间t56；第六个模态的终值iL(t6)＝Io、vs(t6)＝vs(t56)、vd1(t6)＝2Vo、vd2(t6)＝0；
步骤S701，整个开关周期的持续时间可以计算得到Ts＝t01+t12+t23+t34+tx+t56，通过二极管两端电压vd1或者vd2在一个开关周期内的平均值计算出输出电压Vof；
若第一谐振电容(Cs)两端电压(vs)不能谐振到0，或者在关断开关管S时出现输入电流小于电感电流即Iin<iL的情况，或者第六个模态电感电流不能上升到Io，或者分别将输出电压终值Vof以及第一谐振电容(Cs)两端电压终值vs(t56)分别与预设迭代变量初始值Vo与Vs0进行比较且两者有任何一项不在误差允许范围内，均认为迭代失败，改变预设迭代变量初始值Vo与Vs0重新进行步骤1至步骤S701；
如果没有出现上述情况中的任何一种，则认为迭代成功，记录Ts与Vo的对应关系，得到电压增益随开关频率/开关周期变化的曲线。
5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，在步骤4中，若在t4时刻，开关管(S)先关断，则转步骤S411；
步骤S411，第一谐振电容(Cs)开始参与谐振，假设第四个模态的持续时间为t’x，可以计算出第五个模态的初始条件iL(t4)＝iL(t’x)、vs(t4)＝vs(t’x)、vd1(t4)＝vd1(t’x)、vd2(t4)＝vd2(t’x)、转步骤S511；
步骤S511，第五个模态参与谐振的元件有第一谐振电容(Cs)、谐振电感(Ls)、第二谐振电容(Cd1)、第三谐振电容(Cd2)，在t5时刻，第三谐振电容(Cd2)两端电压(vd2)下降至0，由此计算出第五个模态的持续时间为t45，同时计算出第六个模态的初始条件iL(t5)＝iL(t45)、vs(t5)＝vs(t45)、vd1(t5)＝2Vo、vd2(t5)＝0；转步骤S611，
步骤S611，第六个模态为谐振电感(Ls)与第一谐振电容(Cs)谐振，
在t6时刻，电感电流上升至Io，将回到第一个模态，由此可以计算出第六个模态的持续时间t’56；第六个模态的终值：iL(t6)＝Io，vs(t6)＝vs(t’56)，vd1(t6)＝2Vo，vd2(t6)＝0；
步骤S711，整个开关周期的持续时间可以计算得到：Ts＝t01+t12+t23+t’x+t45+t’56，通过二极管两端电压vd1或者vd2在一个开关周期内的平均值计算出输出电压Vof。
如果第一谐振电容(Cs)两端电压(vs)不能谐振到0，或者在关断开关管S时出现输入电流小于电感电流即Iin<iL的情况，或者第六个模态电感电流不能上升到Io，或者分别将输出电压终值Vof以及第一谐振电容(Cs)两端电压终值vs(t’56)分别与预设迭代变量初始值Vo与Vs0进行比较且两者有任何一项不在误差允许范围内，均认为迭代失败，改变预设迭代变量初始值Vo与Vs0重新进行步骤1至步骤S711；
如果没有出现上述情况中的任何一种，则认为迭代成功，记录Ts与Vo的对应关系，得到电压增益随开关频率/开关周期变化的曲线。
CN201810194010.1A 2018-03-09 2018-03-09 降低二极管电压应力的软开关谐振直流变换器及计算方法 Withdrawn CN108322054A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201810194010.1A CN108322054A (zh) 2018-03-09 2018-03-09 降低二极管电压应力的软开关谐振直流变换器及计算方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201810194010.1A CN108322054A (zh) 2018-03-09 2018-03-09 降低二极管电压应力的软开关谐振直流变换器及计算方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN108322054A true CN108322054A (zh) 2018-07-24

Family

ID=62901517

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201810194010.1A Withdrawn CN108322054A (zh) 2018-03-09 2018-03-09 降低二极管电压应力的软开关谐振直流变换器及计算方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN108322054A (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110780141A (zh) * 2019-11-14 2020-02-11 东北电力大学 基于消除无源器件的方式分析电力电子器件应力的方法
CN111262468A (zh) * 2020-02-02 2020-06-09 南京理工大学 高频电外科逆变器及其双模式平滑切换与软开关控制方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105207490A (zh) * 2015-09-29 2015-12-30 南京航空航天大学 反激式多谐振Sepic变换器
CN105934876A (zh) * 2014-01-22 2016-09-07 丹麦技术大学 谐振降压dc-dc功率转换器
CN106887945A (zh) * 2017-04-10 2017-06-23 东莞理工学院 单级谐振式隔离软开关升压功率因数校正电路及校正方法
CN108092515A (zh) * 2017-12-08 2018-05-29 南京理工大学 高频软开关谐振直流变换器及电压增益计算方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105934876A (zh) * 2014-01-22 2016-09-07 丹麦技术大学 谐振降压dc-dc功率转换器
CN105207490A (zh) * 2015-09-29 2015-12-30 南京航空航天大学 反激式多谐振Sepic变换器
CN106887945A (zh) * 2017-04-10 2017-06-23 东莞理工学院 单级谐振式隔离软开关升压功率因数校正电路及校正方法
CN108092515A (zh) * 2017-12-08 2018-05-29 南京理工大学 高频软开关谐振直流变换器及电压增益计算方法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
WEI QIN, ET AL: "A current-feed single-switch forward resonant DC transformer (DCX) with secondary diode-clamping", 《2017 IEEE APPLIED POWER ELECTRONICS CONFERENCE AND EXPOSITION (APEC)》 *
陈琦，等: "隔离型SEPIC漏感影响及其吸收电路的研究", 《电子技术应用》 *

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110780141A (zh) * 2019-11-14 2020-02-11 东北电力大学 基于消除无源器件的方式分析电力电子器件应力的方法
CN110780141B (zh) * 2019-11-14 2021-09-07 东北电力大学 基于消除无源器件的方式分析电力电子器件应力的方法
CN111262468A (zh) * 2020-02-02 2020-06-09 南京理工大学 高频电外科逆变器及其双模式平滑切换与软开关控制方法
CN111262468B (zh) * 2020-02-02 2022-05-20 南京理工大学 高频电外科逆变器及其双模式平滑切换与软开关控制方法

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN105896986B (zh) 一种谐振变换器及其控制方法
CN102201739B (zh) 一种对称半桥llc谐振式双向直流-直流变换器
CN204696926U (zh) 一种可调压定频llc谐振变换器
CN203942447U (zh) 一种zvt交错并联高增益式dc/dc变换器
CN109217681A (zh) 一种双向谐振变换器
CN105305829B (zh) 电流型单向dc‑dc变换器及对称双pwm加移相控制方法
CN110138225A (zh) 用于电流源型双变压器双向dc-dc变换器的控制方法
CN104980037B (zh) 一种副边调整型定频谐振变换器及其控制方法
CN106981994A (zh) 一种单管双端逆变隔离型dc‑dc升压变换器
CN103595260A (zh) 一种推挽串联谐振软开关变换器
CN205847105U (zh) 一种三电平倍频llc谐振变换装置
CN106100344A (zh) 一种具有升高电压增益的llc谐振变换器
CN104852590B (zh) 一种新型三电平llc谐振变换器
CN104167925A (zh) 一种基于移向全桥和同步整流的双向直流变换器
CN105871219A (zh) 一种辅助管电压箝位型软开关推挽直流变换器
CN109586583B (zh) 一种软开关电流馈推挽式直流-直流变换器
CN106026665B (zh) 一种新型三电平倍频llc谐振变换器
CN108322054A (zh) 降低二极管电压应力的软开关谐振直流变换器及计算方法
CN114157150A (zh) 一种高增益的双向y源-llc隔离直流-直流变换器
CN108092515A (zh) 高频软开关谐振直流变换器及电压增益计算方法
CN107171564A (zh) 一种有源钳位正激变换器
CN109104092B (zh) 低开关管电压应力电流型输出谐振变换器
CN110995004A (zh) 三相星型连接双向llc变换器
CN210807076U (zh) 三相星型连接双向llc变换器
CN109149954B (zh) 一种宽负载范围软开关电流型推挽直流变换器

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
WW01 Invention patent application withdrawn after publication

Application publication date: 20180724

WW01 Invention patent application withdrawn after publication