CN109378972B - 一种充电模块变换器谐振网络设计方法及系统 - Google Patents

一种充电模块变换器谐振网络设计方法及系统 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种充电模块变换器谐振网络设计方法及系统，包括：确定变换器谐振网络拓扑结构；将变换器谐振网络拓扑结构转化为三相相互独立的线性等效电路；分别计算最小交流电压增益比和最大交流电压增益比；初步确定Ln和Q的值；分别判断在最小交流电压增益点和最大交流电压增益点时，开关频率是否满足设计要求；如果不满足，重新确定Ln和Q的值；如果满足，计算变压器副边整流部分、输出电容和负载对应的电阻折算到变压器原边后的等效电阻值以及谐振电容、谐振电感和励磁电感的值。本发明有益效果：通过对三相交错式LLC变换器分析计算，给出了通用的设计流程，旨在为加速工程设计周期，缩短设计迭代验证次数，为工程设计提供理论依据。

Description

一种充电模块变换器谐振网络设计方法及系统
技术领域
本发明涉及新能源电动汽车充电技术领域，特别是涉及一种充电模块变换器谐振网络设计方法及系统。
背景技术
电动汽车充电模块作为直流充电桩的电能核心转换装置，在充电桩内部装置中起到非常关键的作用，充电模块的发展也大大推动直流充电桩的发展。近年来，为了实现高效率，高功率密度，大部分充电模块采用LLC谐振变换器。LLC谐振变换器以其高效率，高功率密度，可实现全功率范围的零电压开通(ZVS)等特点，在新能源汽车充电模块、可再生能源并网等领域得到了广泛的应用。传统的LLC变换器均采用全桥或半桥功率变换拓扑，激励单个谐振网络，实现能量从变压器原边到副边的传输。如果对功率等级的需求更高，只能采用模块并联的解决方案。然而，随着新能源汽车充电市场对功率密度的需求进一步提高，传统的LLC变换器已难以满足要求。
但是随着充电桩的发展，又对充电模块提出了新的要求，要求充电模块具有宽输出范围、宽恒功率输出段、高功率密度等性能。传统的全桥或者半桥LLC已经无法很好满足上述性能指标，近年来，三相交错式LLC变换器得到了广泛关注。相比传统的LLC变换器，三相交错式的拓扑结构具有输出电压纹波小，功率密度更高等优点。谐振网络设计合理与否，直接决定LLC变换器是否工作在合理状态，是关系到LLC变换器性能的主要因素。由于三相交错式LLC变换器应用于工程实践时间较短，且谐振网络更加复杂，大多数专利文献仅对其工作模态进行定性分析，尚无科技文献给出关于谐振网络的具体计算和设计方法。
三相交错式LLC变换器是在单相LLC变换器的基础上演化而来的一种电路拓扑，其分析手段和传统的单相LLC变换器在本质上是一致的。但是，工作模态又不尽相同，如果直接套用单相LLC变换器谐振网络的计算设计方法，会带来很大的计算误差，甚至与三相交错式LLC变换器的实际工况差异很大。
发明内容
本发明的目的就是为了解决上述问题，提出一种充电模块变换器谐振网络设计方法及系统，能够加速工程设计周期，缩短设计迭代验证次数，为工程设计提供理论依据。
在一个或多个实施方式中公开的一种充电模块变换器谐振网络设计方法，包括：
确定变换器谐振网络拓扑结构，确定变压器匝数比；
将变换器谐振网络拓扑结构转化为三相相互独立的线性等效电路；
分别计算最小交流电压增益比和最大交流电压增益比；
定义Ln为励磁电感与谐振电感的比值，Q是谐振电感与谐振电容比值的均方根与变压器副边整流部分、输出电容和负载对应的电阻折算到变压器原边后的等效电阻的比值，根据经验公式，初步确定Ln和Q的值；
分别判断在最小交流电压增益点和最大交流电压增益点时，开关频率是否满足设计要求；如果不满足要求，重新确定Ln和Q的值；如果满足要求，计算变压器副边整流部分、输出电容和负载对应的等效电阻折算到变压器原边后的电阻值；
分别计算谐振电容、谐振电感和励磁电感的值。
进一步地，计算最小交流电压增益比，具体为：变压器变比与线性等效电路最小输出电压的乘积与线性等效电路最大输入电压的比值。
进一步地，计算最大交流电压增益比，具体为：变压器变比与线性等效电路最大输出电压的乘积与线性等效电路最小输入电压的比值。
进一步地，变压器副边整流部分、输出电容和负载对应的电阻为变压器副边绕组相电压与电流之比；将所述电阻折算到原边后得到的等效电阻与变压器变比和线性等效电路的输出电压成正比，与输出功率成反比。
进一步地，，谐振电容的值与谐振频率、变压器副边整流部分、输出电容和负载对应的电阻折算到变压器原边后的等效电阻以及Q的乘积成反比。
进一步地，谐振电感的值与谐振频率的平方与谐振电容的乘积成反比。
进一步地，励磁电感的值为谐振电感的值与励磁电感与谐振电感的比值的乘积。
进一步地，将变换器谐振网络拓扑结构转化为三相相互独立的、线性等效电路，具体为：
三相桥式电路工作在对称状态，在任一时刻，都有三个桥臂同时导通；
将三相谐振网络视为对称负载，根据三相桥式电路和谐振网络的相电压，确定变压器原边星形连接公共点N与直流母线中点O之间的电势差；
确定每相谐振网络的相电压的瞬时值；
在相电压的已知的情况下，三相谐振网络可以看成是三个单相的谐振网络，并且相互解耦。
在一个或多个实施方式中公开的一种充电模块变换器谐振网络设计系统，包括服务器，所述服务器包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述程序时实现上述的充电模块变换器谐振网络设计方法。
在一个或多个实施方式中公开的一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，该程序被处理器执行时执行上述的充电模块变换器谐振网络设计方法。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
本发明通过对三相交错式LLC变换器分析计算，给出了通用的设计流程，旨在为加速工程设计周期，缩短设计迭代验证次数，为工程设计提供理论依据。
附图说明
构成本申请的一部分的说明书附图用来提供对本申请的进一步理解，本申请的示意性实施例及其说明用于解释本申请，并不构成对本申请的不当限定。
图1是本发明一种三相交错式LLC变换器谐振网络计算方法的主功率电路拓扑；
图2(a)-(f)分别为本发明一种三相交错式LLC变换器的工作波形图；
图3是本发明一种三相交错式LLC变换器谐振网络计算方法的计算流程图；
图4为其中一相的线性等效电路图。
具体实施方式
应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
在一种或多种实施方式中公开的一种充电模块变换器谐振网络设计方法，如图3所示，包括以下步骤：
(1)确定变换器谐振网络拓扑结构，确定变压器匝数比；变压器匝数比n＝Ud/UO；
(2)将变换器谐振网络拓扑结构转化为三相相互独立的线性等效电路；
三相桥式电路工作在对称状态，在任一时刻，都有三个桥臂同时导通；
将三相谐振网络视为对称负载，根据三相桥式电路和谐振网络的相电压，确定变压器原边星形连接公共点N与直流母线中点O之间的电势差；
确定每相谐振网络的相电压的瞬时值；
在相电压的已知的情况下，三相谐振网络可以看成是三个单相的谐振网络，并且相互解耦。
如图1所示，变换器原边采用三相半桥拓扑结构，输入直流母线跨接一组滤波电容C1，C2，母线中点定义为O；S1-S6为全控型功率器件，优选MOSFET；由三相桥臂中点引出三相对称的谐振网络，包括谐振电感Lr，谐振电容Cr，变压器T，变压器的原边采用星形连接，公共节点定义为N；变压器的副边采用星形连接，公共节点定义为N’；D1-D6组成三相整流桥式电流，实现交流电压到直流的变换；Co为输出滤波电容。
为了使每一相桥臂传输功率相等，三相桥式电路工作在对称状态：每个桥臂的导电角为180°，同一相上下两个桥臂交替导电，各相开始导电的角度依次相差120°。这样，在任一瞬间，将有三个桥臂同时导通。
相桥式电路和谐振网络的工作波形如图2(a)-图2(f)所示。对于A相来说，当开关管1导通时，uAO＝Ud/2,当开关管2导通时，uAO＝-Ud/2。因此，uAO的波形是幅值为Ud/2的矩形波。B、C两相的情况和A相类似，uBO、uCO的波形和uAO幅值相同，相位依次相差120°。uAO、uBO、uCO的波形如图2(a)、图2(b)、图2(c)所示。
线电压可由下式求出
Figure BDA0001850062660000041
如此可绘出线电压波形如图2(d)所示。设变压器原边星形连接公共点N与直流母线中点O之间的电势差为uNO，则谐振网络各相的相电压分别为
Figure BDA0001850062660000042
把上面各式相加并整理求得
由于三相谐振网络中元件参数相同，故可将三相谐振网络视为对称负载，于是有下式成立
uAN+uBN+uCN＝0 (4)
进而，得到
于是uNO的波形如图2(e)所示。事实上，uNO的波形是幅值为Ud/6，频率为uAO 3倍的矩形波。最后，根据(1)、(5)式，可以绘出每相谐振网络的相电压波形，其中uAN如图2(f)所示，uBN、uCN的波形与uAN幅值和形状相同，相位依次相差120°。
通过上面的分析，得出了每相谐振网络的相电压的瞬时值。在相电压的已知的情况下，三相谐振网络可以看成是三个单相的谐振网络，并且相互解耦，可以独立分析。
为了得到准确的谐振网络参数，对每相谐振网络的相电压进行定量分析，把uAN展开成傅里叶级数得：
Figure BDA0001850062660000051
其中，(n＝6k±1)，k为自然数。uAN的基本分量为
Figure BDA0001850062660000052
其中ω＝2πfsw，fsw为开关频率。
在实际电路中，变压器副边绕组的电流呈准正弦波形，定义其相位角为
Figure BDA0001850062660000058
由于二极管钳位作用，在绕组电流过零点，每相变压器副边绕组的端电压也翻转极性，其波形与原边相电压形状相同，幅值为2UO/3，相位与绕组电流相同。对每相谐振网络的变压器副边相电压进行定量分析，把uA′N′展开成傅里叶级数得
Figure BDA0001850062660000053
其中，(n＝6k±1)，k为自然数。uA′N′的基本分量为
uA′N′基波分量的有效值为
Figure BDA0001850062660000055
与uA′N′同相位，副边绕组电流的可基波分量为
Figure BDA0001850062660000056
其中IA′_FHA为副边绕组电流的有效值。在系统进入稳态后，一个完整的开关周期里流经输出电容的电流平均值为零，即副边绕组电流的平均值等于输出电流的平均值，有考虑到三相绕组电流平均值相等，可以得到
Figure BDA0001850062660000057
考虑到每相谐振网络的变压器副边相电压和电流同相位，当仅考虑基波分量时，变压器副边整流部分、输出电容和负载可用一个交流电阻来简化电路。交流电阻的阻值等于变压器副边绕组相电压与电流之比：
Figure BDA0001850062660000061
进一步，将交流电阻由副边折算到原边，得到等效电阻：
Figure BDA0001850062660000062
RO为直流输出电阻。
至此，我们将图1中的三相相互耦合、非线性电路转化成了每相相独立的线性等效电路，图4给出了A相的先行等效电路，B相和C相的线性等效电路与A相一致。值得提出的是：该等效电路是在基于傅里叶分析理论基础上的基波近似下得出的，但该方法得到的模型精度满足工程设计的需要；此外，该模型仅适用于电路工作在稳态条件下。
(3)分别计算最小交流电压增益比和最大交流电压增益比；
最小交流电压增益比，具体为：
Figure BDA0001850062660000063
其中，n为变压器变比，UO_min为线性等效电路最小输出电压，Ud_max为线性等效电路最大输入电压。
最大交流电压增益比具体为：
Figure BDA0001850062660000064
其中，n为变压器变比，UO_max为线性等效电路最大输出电压，Ud_min为线性等效电路最小输入电压。
基波近似法是指能量通过谐振网络，从输入侧传输到输出侧的过程主要是依靠基波分量实现的。基于这样的事实，在分析电路工作时，仅用基波分量近似代替PWM激励源。基波近似法是分析LLC变换电路有效手段，虽然是一种近似计算，但很多文献和实践已经表明，其计算结果的精度满足工程设计的要求。本发明采用基波近似法对三相交错式LLC变换器谐振网络进行理论计算。
根据复阻抗理论，如图4所示的等效电路输出电压与输入电压的关系可用电压增益比表示：
Figure BDA0001850062660000071
对上式进行归一化处理，并定义以下变量：
Figure BDA0001850062660000072
可得交流电压增益比为：
Figure BDA0001850062660000073
于是，直流输出电压与直流输入电压的关系可表示为：
Figure BDA0001850062660000074
根据经验公式，初步确定Ln和Q的值；如Ln＝5，Q＝0.5。
(5)分别判断在最小交流电压增益点和最大交流电压增益点时，开关频率是否满足设计要求；根据所设计产品，会有一个预期的开关频率范围；如果在最小交流电压增益点和最大交流电压增益点时的开关频率均在预器的开关频率范围之内，则满足要求，否则，不满足要求；
(6)如果满足要求，计算变压器副边整流部分、输出电容和负载对应的等效电阻折算到变压器原边后的电阻值；如果不满足要求，重新确定Ln和Q的值；
(7)分别计算谐振电容、谐振电感和励磁电感的值。
变压器副边整流部分、输出电容和负载对应的电阻为变压器副边绕组相电压与电流之比；将所述电阻折算到原边后得到的等效电阻具体为：
Figure BDA0001850062660000075
其中，n为变压器变比，UO为线性等效电路的输出电压，Pout为输出功率，是设计参数中的已知量；
谐振电容的值具体为：
其中，fsw为谐振频率，是设计谐振网络时根据经验选定的一个值。
谐振电感的值具体为：
Figure BDA0001850062660000077
励磁电感的值具体为：Lm＝Ln×Lr
实施例二
一种充电模块变换器谐振网络设计系统，包括服务器，所述服务器包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述程序时实现实施例一中所述的充电模块变换器谐振网络设计方法。
实施例三
一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，该程序被处理器执行时执行实施例一中所述的充电模块变换器谐振网络设计方法。
上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。

Claims (7)

1.一种充电模块变换器谐振网络设计方法，其特征在于，包括：
确定变换器谐振网络拓扑结构，确定变压器匝数比；
将变换器谐振网络拓扑结构转化为三相相互独立的线性等效电路；
分别计算最小交流电压增益比和最大交流电压增益比；
定义Ln为励磁电感与谐振电感的比值，Q是谐振电感与谐振电容比值的均方根与变压器副边整流部分、输出电容和负载对应的电阻折算到变压器原边后的等效电阻的比值，根据经验公式，初步确定Ln和Q的值；
分别判断在最小交流电压增益点和最大交流电压增益点时，开关频率是否满足设计要求；如果不满足要求，重新确定Ln和Q的值；如果满足要求，计算变压器副边整流部分、输出电容和负载对应的等效电阻折算到变压器原边后的电阻值；
分别计算谐振电容、谐振电感和励磁电感的值；
将变换器谐振网络拓扑结构转化为三相相互独立的、线性等效电路，具体为：
三相桥式电路工作在对称状态，在任一时刻，都有三个桥臂同时导通；
将三相谐振网络视为对称负载，根据三相桥式电路和谐振网络的相电压，确定变压器原边星形连接公共点N与直流母线中点O之间的电势差；
确定每相谐振网络的相电压的瞬时值；
在相电压的已知的情况下，三相谐振网络看成是三个单相的谐振网络，并且相互解耦；
计算最小交流电压增益比，具体为：变压器变比与线性等效电路最小输出电压的乘积与线性等效电路最大输入电压的比值；
计算最大交流电压增益比，具体为：变压器变比与线性等效电路最大输出电压的乘积与线性等效电路最小输入电压的比值。
2.如权利要求1所述的一种充电模块变换器谐振网络设计方法，其特征在于，变压器副边整流部分、输出电容和负载对应的电阻为变压器副边绕组相电压与电流之比；将所述电阻折算到原边后得到的等效电阻与变压器变比和线性等效电路的输出电压成正比，与输出功率成反比。
3.如权利要求1所述的一种充电模块变换器谐振网络设计方法，其特征在于，谐振电容的值与谐振频率、变压器副边整流部分、输出电容和负载对应的电阻折算到变压器原边后的等效电阻以及Q的乘积成反比。
4.如权利要求1所述的一种充电模块变换器谐振网络设计方法，其特征在于，谐振电感的值与谐振频率的平方与谐振电容的乘积成反比。
5.如权利要求1所述的一种充电模块变换器谐振网络设计方法，其特征在于，励磁电感的值为谐振电感的值与励磁电感与谐振电感的比值的乘积。
6.一种充电模块变换器谐振网络设计系统，其特征在于，包括服务器，所述服务器包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述程序时实现权利要求1-5任一项所述的充电模块变换器谐振网络设计方法。
7.一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，该程序被处理器执行时执行权利要求1-5任一项所述的充电模块变换器谐振网络设计方法。
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