CN112968595B - 低纹波输出电流pwm电流变换器的滤波电路参数设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种低纹波输出电流PWM电流变换器的滤波电路参数设计方法，构建开关频率次谐波等效电路，计算出滤波电路并联电容支路的开关频率次谐波电压幅值和负载开关频率次谐波端电压幅值，选择滤波电路并联电容支路开关频率次谐波电流与感性负载支路开关频率次谐波电流之间的电流分配系数，计算出滤波电路并联电容支路的开关频率次谐波电流幅值，将感性负载支路近似成开路，滤波并联电容支路近似成纯电容支路，计算出滤波电路电感，根据公式计算出电气时间常数、滤波电路并联电容支路的开关频率次谐波阻抗的模以及阻尼电阻与滤波电容，本发明实现对负载上开关频率次谐波电流进行有效抑制，实现滤波参数的精确化设计。

Description

低纹波输出电流PWM电流变换器的滤波电路参数设计方法

技术领域

本发明涉及高精密、超高精密伺服驱动技术领域及电力电子变换与控制技术领域，具体涉及一种低纹波输出电流PWM电流变换器的滤波电路网络参数设计方法，特别适用于集成电路制造、精密数控机床、工业机器人等高端制造设备的精密伺服驱动系统。

背景技术

伺服系统是使被控对象的位置、状态等输出量能够达到系统给定值的自动控制系统。随着伺服控制系统性能指标要求的不断提高，伺服电机控制技术正在向数字化、智能化、精密化的方向发展。在高精密、超高精密的伺服控制系统中，更加强调对控制命令的精确响应。对于各种执行电机而言，伺服控制系统可以看作是随动控制系统，通常既可以是转速的高精密随动控制，也可以是位置的高精密随动控制。

由高性能PWM电流变换器驱动的执行电机是各种精密伺服控制系统的重要组成部分，其运行速度与定位精度直接决定了设备的生产效率和精密程度。现代高端工业制造设备对伺服控制系统的精度提出了极高的要求，尤其在涉及IC制造的高精密、超高精密场合，如在IC制造的核心设备光刻机中，要求精密工件台的定位精度要达到3nm，这就要求控制系统中电流变换器的输出电流要达到极高的精度，输出电流的纹波噪声必须极小。在数字伺服控制系统中，脉宽调制(PWM)驱动方式因其发热小、效率高的优点获得了普遍广泛的应用。虽然PWM驱动系统能够有效地减少电流的脉动量，改善输出电压/电流波形质量，提高系统的平稳性，但同时开关噪声的频带宽、幅度大，给系统带来了严重的干扰，对系统的可靠性、稳定性和精密性产生了巨大影响。

通常，为降低PWM电流变换器输出电流纹波噪声，提高系统的可靠性、稳定性和精密性，PWM电流变换器在功率变换主电路与感性负载之间需插入LCR滤波电路。当PWM电流变换器的功率变换主电路为单相全桥逆变电路时，如图1所示单相全桥逆变电路由四个功率开关器件T₁、T₂、T₃、T₄和四个反并联续流二极管D₁、D₂、D₃、D₄组成，其直流母线电压为U_d。单相感性负载是由单相负载电感L_o和单相负载电阻R_o串联组成。单相LCR滤波电路由一个单相滤波电路电感L_s、一个单相滤波电路电容C_s和一个单相滤波电路阻尼电阻R_s组成，单相滤波电路电感L_s与单相感性负载串联，单相滤波电路电容C_s与单相滤波电路阻尼电阻R_s串联后与单相感性负载并联。当PWM电流变换器的功率变换主电路为三相全桥逆变电路时，如图2所示，三相全桥逆变电路由六个功率开关器件T₁、T₂、T₃、T₄、T₅、T₆和六个反并联续流二极管D₁、D₂、D₃、D₄、D₅、D₆组成，其直流母线电压为U_d。三相感性负载是由a、b、c三相负载电感L_oa、L_ob、L_oc和对应的a、b、c三相负载电阻R_oa、R_ob、R_oc串联组成的三相对称感性负载，三相对称感性负载接成星形连接。三相LCR滤波电路是由三个相同的a、b、c三相滤波电路电感L_a、L_b、L_c、三个相同的a、b、c三相滤波电路电容C_a、C_b、C_c和三个相同的a、b、c三相滤波电路阻尼电阻R_a、R_b、R_c组成的a、b、c三相对称电路网络。a、b、c三相滤波电路电感L_a、L_b、L_c分别与三相感性负载中的a、b、c三相负载电感L_oa、L_ob、L_oc串联，a、b、c三相滤波电路电容C_a、C_b、C_c分别与a、b、c三相滤波电路阻尼电阻R_a、R_b、R_c串联后，接成星形连接与三相对称感性负载并联。

在PWM电流变换器中，输出到感性负载上的电压是脉宽可变的方波电压，通过傅里叶级数分解可分解为直流分量与一系列高频交流分量之和。针对开关频率次及更高次的谐波电流，通过合理地设置滤波器参数可以较好地抑制纹波电流，提高变换器的性能。对于高精密、超高精密的控制系统，要求纹波电流噪声极小。传统的滤波电路参数设计方法是以滤波理论为基础展开设计，这就导致设计滤波器参数时需要反复试凑、迭代，无法快速地确定滤波器的参数，难以满足高精密电流的设计指标。因此，如何高效快速地设计PWM变换器中LCR滤波电路网络的参数，使其达到系统要求低纹波输出电流的设计指标成为急需解决的问题。

发明内容

本发明的目的在于提出一种低纹波输出电流PWM电流变换器的滤波电路参数设计方法，在设计PWM电流变换器的LCR滤波电路的参数时，无需反复迭代试凑，在保证输出电流纹波满足设计要求的基础上，实现了滤波电路网络参数设计的精确化，设计过程简单快捷，方法高效实用。

为实现上述目的，本发明采用如下方案：给定PWM电流变换器的直流母线电压U_d、功率开关器件的开关频率f_c或开关频率次谐波角频率ω_c＝2πf_c、负载纹波电流最大允许振幅ΔI_o、负载电感L_o和负载电阻R_o，然后按以下步骤实施：

步骤A：构建由开关频率次谐波角频率为ω_c的开关频率次谐波电源、串联电抗ω_cL、感性负载支路和滤波电路并联电容支路组成的开关频率次谐波等效电路，滤波电路并联电容支路由滤波容抗ω_cC和阻尼电阻R串联组成，感性负载支路由感性负载阻抗Z_o组成，滤波容抗ω_cC和阻尼电阻R串联后与感性负载阻抗Z_o并联，L为待设计的滤波电路电感，C为待设计的滤波电容，R为待设计的阻尼电阻；

步骤B：根据所述的负载纹波电流最大允许振幅ΔI_o确定出感性负载阻抗Z_o的开关频率次谐波电流幅值I_m＝ΔI_o，取负载纹波电流为最大时的PWM占空比，对此时的全桥逆变电路输出方波电压进行傅里叶级数分解，得到开关频率次谐波交流电源电压幅值计算出所述的滤波电路并联电容支路的开关频率次谐波电压幅值U_cm和负载开关频率次谐波端电压幅值U_om，U_cm＝U_om＝|Z_o|I_m；

步骤C：选择所述的滤波电路并联电容支路开关频率次谐波电流与所述的感性负载支路开关频率次谐波电流之间的电流分配系数K_d，计算出滤波电路并联电容支路的开关频率次谐波电流幅值I_cm＝K_dI_m，K_d≥K_dmin，K_dmin为设定的最小电流分配系数；

步骤D：将所述的感性负载支路近似成开路，所述的滤波并联电容支路近似成纯电容支路，由所述的直流母线电压U_d、开关频率次谐波电压幅值U_cm、开关频率次谐波电流幅值I_cm以及开关频率次谐波角频率ω_c计算出滤波电路电感L；

步骤E：根据公式

计算出电气时间常数τ，

步骤F：如果τ＞τ_m，将步骤C中的电流分配系数K_d增加1，重复步骤C～E，直至τ≤τ_m为止，然后计算出滤波电路并联电容支路的开关频率次谐波阻抗的模

以及阻尼电阻

与滤波电容

τ_m为最大允许电气时间常数。

步骤F结束后，根据公式计算出滤波电路并联电容支路的谐振频率

应满足要求

否则，等比例增大C或L或L_o的大小并重新校验f₀只到满足要求为止。

本发明与现有的参数设计方法相比，具有以下优点：

1.本发明提出的参数设计方法，在PWM电流变换电路拓扑结构及调制方式确定的条件下，构建开关频率次谐波等效电路，直接以系统的纹波电流最大允许振幅、直流母线电压和负载参数对PWM电流变换器输出滤波电路参数进行反向设计，实现了对负载上开关频率次谐波电流进行有效抑制，能够很容易保证输出电流纹波满足设计要求。

2.本发明基于给定的直流母线电压、电力电子器件的开关频率和负载参数完成滤波电路的参数设计，通过引入电流分配系数K_d，清晰直观地描述了滤波网络中电容并联支路谐波电流与负载中纹波电流之间的数量关系，在保证满足输出电流纹波满足设计要求的基础上，实现了滤波参数的精确化设计，省去了传统方法需要反复试凑、迭代的步骤，设计方法高效实用，过程简单。

3.验证结果表明，该方法所得到的滤波电路网络参数能够有效地抑制开关频率次及高次谐波电流，特别适用于要求输出高精密、超高精密电流的功率变换场合，具有极高的推广应用价值，同时由于阻尼电阻的存在，电路的谐振也得到了明显的抑制。

附图说明

图1为本发明所涉及的单相全桥PWM电流变换器的电路原理图；

图1中：U_d-直流母线电压；T₁、T₂、T₃、T₄-功率开关器件；D₁、D₂、D₃、D₄-续流二极管；L_s-单相滤波电路电感；C_s-单相滤波电路电容；R_s-单相滤波电路阻尼电阻；L_o-单相负载电感；R_o-单相负载电阻；

图2为本发明所涉及的三相全桥PWM电流变换器的电路原理图；

图2中：U_d-直流母线电压；T₁、T₂、T₃、T₄、T₅、T₆-功率开关器件；D₁、D₂、D₃、D₄、D₅、D₆-续流二极管；L_a、L_b、L_c-a、b、c三相滤波电路电感；C_a、C_b、C_c-a、b、c三相滤波电路电容；R_a、R_b、R_c-a、b、c三相滤波电路阻尼电阻；L_oa、L_ob、L_oc-a、b、c三相负载电感；R_oa、R_ob、R_oc-a、b、c三相负载电阻。

图3为单相全桥PWM电流变换器开关频率次谐波等效电路原理图；

图3中：

-开关频率次谐波电源电压；

电流变换器输出开关频率次谐波电流；

-负载开关频率次谐波电流；

-滤波电路并联电容支路开关频率次谐波电流；

-滤波电路串联电抗ω_cL_s上的开关频率次谐波电压；

-滤波电路并联电容支路开关频率次谐波电压；

-负载开关频率次谐波端电压；

图4为三相全桥PWM电流变换器开关频率次谐波等效电路原理图；

图4中：

-a、b、c三相开关频率次谐波电源电压；

-电流变换器输出a、b、c三相开关频率次谐波电流；

-a、b、c三相负载开关频率次谐波电流；

-a、b、c三相滤波电路并联电容支路开关频率次谐波电流；

-a、b、c三相滤波电路串联电抗上的开关频率次谐波电压；

-a、b、c三相滤波电路并联电容支路开关频率次谐波电压；

-a、b、c三相对称负载开关频率次谐波端电压。

图5为本发明提出的LCR滤波电路参数设计方法流程图。

具体实施方式

为使本发明的目的和技术方案更加清晰，下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步地详细描述：

如图1、2和图5所示，PWM电流变换器由桥式拓扑功率变换主电路和LCR滤波电路组成，在功率变换主电路与感性负载之间连接LCR滤波电路，其中，功率变换主电路为全桥逆变电路，是由功率开关器件和相应的反并联续流二极管组成。

先给定PWM电流变换器的基本参数如下：直流母线电压U_d、功率开关器件的开关频率f_c或开关频率次谐波角频率ω_c＝2πf_c、负载纹波电流最大允许振幅ΔI_o、负载电感L_o和负载电阻R_o。

基于PWM电流变换器的拓扑结构以及上述给定的基本参数，构建开关频率次谐波等效电路，该开关频率次谐波等效电路由角频率为ω_c的开关频率次谐波电源、串联电抗ω_cL、感性负载支路和滤波电路并联电容支路组成，其中，滤波电路并联电容支路由滤波容抗ω_cC和阻尼电阻R串联组成，感性负载支路由感性负载阻抗Z_o组成。开关频率次谐波电源U、串联电抗ω_cL、感性负载阻抗Z_o构成串联回路，滤波容抗ω_cC和阻尼电阻R串联后与感性负载阻抗Z_o并联，即滤波电路并联电容支路与感性负载支路并联。该等效电路中，L为待设计的滤波电路电感，C为待设计的滤波电容，R为待设计的阻尼电阻。

根据所述的负载纹波电流最大允许振幅ΔI_o确定出流过该等效电路中的感性负载阻抗Z_o的开关频率次谐波电流幅值I_m，该开关频率次谐波电流幅值I_m等于负载纹波电流最大允许振幅ΔI_o，即I_m＝ΔI_o。

根据负载纹波电流最大时的PWM占空比，对全桥逆变电路输出的方波电压即此时的直流母线电压U_d进行傅里叶级数分解。根据傅里叶级数分解，得到开关频率次谐波交流电源电压幅值。

在等效电路中，采用电路欧姆定律，计算出滤波电路并联电容支路开关频率次谐波电压幅值U_cm＝|Z_o|I_m，该滤波电路并联电容支路开关频率次谐波电压幅值U_cm等于负载开关频率次谐波端电压幅值U_om，即U_cm＝U_om＝|Z_o|I_m。

根据设计要求，选择所述的滤波电路并联电容支路的开关频率次谐波电流与所述的感性负载支路的开关频率次谐波电流之间的电流分配系数K_d，根据电流分配系数K_d计算出滤波电路并联电容支路的开关频率次谐波电流幅值I_cm＝K_dI_m。为保证计算精度，电流分配系数K_d≥K_dmin，K_dmin为设定的滤波电路并联电容支路最小电流分配系数，其最佳值为10。

将开关频率次谐波等效电路中所述的感性负载支路近似成开路，所述的滤波并联电容支路近似成纯电容支路，根据电路欧姆定律，由直流母线电压U_d、滤波电路并联电容支路开关频率次谐波电压幅值U_cm、滤波电路并联电容支路开关频率次谐波电流幅值I_cm以及开关频率次谐波角频率ω_c计算出滤波电路电感L。

根据滤波电路电感L、负载电感L_o和负载电阻R_o计算出电气时间常数

并判断电气时间常数τ是否满足要求：如果τ＞τ_m，τ_m为最大允许电气时间常数，将上述的电流分配系数K_d增加1，重新计算出滤波电路并联电容支路开关频率次谐波电流幅值I_cm并得出对应的滤波电路电感L和电气时间常数τ，直至对应的电气时间常数τ符合τ≤τ_m为止，否则，如果τ≤τ_m，说明设计参数满足电流过渡快速性要求，则根据电路欧姆定律，计算出滤波电路并联电容支路开关频率次谐波阻抗的模

在LCR滤波电路中，根据所述的滤波容抗和阻尼电阻相等的原则，确定出滤波并联电容支路阻尼电阻R与滤波电容C，则根据电路基本定律和计算公式可得阻尼电阻

滤波电容

由此，得到LCR滤波电路的滤波电路电感L、阻尼电阻R和滤波电容C这三个参数，则根据这三个参数设计的PWM电流变换器，是基于纹波电流最大允许振幅、直流母线电压和负载参数设计得到，能对负载上开关频率次谐波电流进行有效抑制，保证低纹波输出。

最后，根据公式计算出PWM电流变换器滤波电路并联电容支路的的谐振频率

并校验谐振频率f₀，应满足要求

否则，等比例增大C或L或L_o的大小，等比例增大的增大比例最佳值为10％，并重新校验谐振频率f₀，只到满足

为止。

以下提供本发明的两个实施例，分别描述当PWM电流变换器的功率变换主电路为单相全桥逆变电路和三相全桥逆变电路时的滤波电路参数的具体设计步骤：

实施例1

参见图1，PWM电流变换器的功率变换主电路为单相全桥逆变电路，首先给定单相全桥逆变电路的直流母线电压U_d、功率开关器件的开关频率f_c或开关频率次谐波角频率ω_c＝2πf_c、负载纹波电流最大允许振幅ΔI_o、负载电感L_o和负载电阻R_o。然后按以下步骤实施：

第一步：构建如图3所示的开关频率次谐波等效电路，该电路由一个角频率为ω_c的开关频率次谐波电源

一个串联电抗ω_cL_s、一个滤波容抗ω_cC_s、一个阻尼电阻R_s和一个感性负载阻抗Z_o＝R_o+jω_cL_o组成，其中，j为虚数单位，L_s是单相滤波电路电感，C_s是单相滤波电路电容。开关频率次谐波电源电压

串联电抗ω_cL_s、感性负载阻抗Z_o构成串联回路，滤波容抗ω_cC_s和阻尼电阻R_s串联构成滤波电路并联电容支路，滤波电路并联电容支路与感性负载阻抗Z_o并联，感性负载阻抗Z_o由感性负载电抗ω_cL_o和单相负载电阻R_o串联组成感性负载支路，其中，L_o是单相负载电感。PWM变流器输出开关频率次谐波电流为

负载开关频率次谐波电流为

滤波电路并联电容支路开关频率次谐波电流为

滤波电路串联电抗ω_cL_s上的开关频率次谐波电压为

滤波电路并联电容支路开关频率次谐波电压为

负载开关频率次谐波端电压为

根据负载纹波电流最大允许振幅ΔI_o确定流过感性负载阻抗Z_o的开关频率次谐波电流幅值I_m＝ΔI_o。由于PWM占空比为0.5时，负载电流纹波最大，取占空比为0.5时单相全桥逆变电路输出方波电压进行傅里叶级数分解。根据傅里叶级数分解，当PWM电流变换器采用单极性驱动单相全桥逆变电路时，开关频率次谐波电源

的电压幅值

当PWM电流变换器采用双极性驱动单相全桥逆变电路时，开关频率次谐波电源

的电压幅值

第二步：根据电路欧姆定律，计算滤波电路并联电容支路开关频率次谐波电压幅值U_cm，电压幅值U_cm等于负载开关频率次谐波端电压

的幅值U_om，即U_cm＝U_om＝|Z_o|I_m，

U_om为

的幅值。

第三步：选择滤波电路并联电容支路开关频率次谐波电流与感性负载支路开关频率次谐波电流之间的电流分配系数K_d，为保证计算精度，K_d≥K_dmin，K_dmin为滤波电路并联电容支路最小电流分配系数，其最佳值为10。

第四步：计算滤波电路并联电容支路的开关频率次谐波电流幅值I_cm＝K_dI_m。

第五步：计算出单相滤波电路电感L_s。将感性负载支路近似成开路，滤波网络并联电容支路近似成纯电容支路，则

其中，I_sm、I_cm分别为

的幅值；

与

相位差180°，U_l＝U_s+U_c，U_lm＝U_sm+U_cm，其中，U_lm、U_sm、U_cm分别为

的幅值。根据电路欧姆定律，对于单极性驱动单相全桥PWM电流变换器，单相滤波电路电感

对于双极性驱动单相全桥PWM电流变换器，单相滤波电路电感

即滤波电路电感L＝L_s。

第六步：计算电气时间常数

并判断τ是否满足要求。如果τ≤τ_m，τ_m为最大允许电气时间常数，说明设计参数满足电流过渡快速性要求，则进入第七步，否则，电流分配系数K_d增加1并返回第四步。

第七步：根据电路欧姆定律，计算该支路开关频率次谐波阻抗的模

第八步：根据阻尼电阻R_s与滤波容抗ω_cC_s相等的原则确定滤波电路并联电容支路的阻尼电阻R_s与滤波电容C_s，则根据电路基本定律和计算公式可得

最后，计算出滤波电路并联电容支路的谐振频率

并校验，应满足要求

否则，等比例增大C_s或L_s或L_o的大小，等比例典型值为10％，并重新校验谐振频率。

实施例2

参见图2，PWM电流变换器的功率变换主电路为三相全桥逆变电路，首先给定三相全桥逆变电路的直流母线电压U_d、功率开关器件的开关频率f_c或开关频率次谐波角频率ω_c＝2πf_c、负载纹波电流最大允许振幅ΔI_o、a、b、c三相负载电感L_oa、L_ob、L_oc和负载电阻R_oa、R_ob、R_oc，然后按以下步骤实施：

第一步：基于图2所示的功率变换主电路为三相全桥逆变电路的PWM电流变换器拓扑结构，构建如图4所示的三相开关频率次谐波等效电路，该等效电路由角频率为ω_c的a、b、c三相开关频率次谐波电源

三个串联电抗ω_cL_a、ω_cL_b、ω_cL_c且ω_cL_a＝ω_cL_b＝ω_cL_c、三个滤波容抗ω_cC_a、ω_cC_b、ω_cC_c且ω_cC_a＝ω_cC_b＝ω_cC_c、三个阻尼电阻R_a、R_b、R_c且R_a＝R_b＝R_c和一个三相对称的感性负载阻抗Z_oa＝R_oa+jω_cL_oa、Z_ob＝R_ob+jω_cL_ob、Z_oc＝R_oc+jω_cL_oc且Z_oa＝Z_ob＝Z_oc组成。

该等效电路中，L_a、L_b、L_c为三个待设计的三相滤波电路电感，C_a、C_b、C_c为三个待设计的三相滤波电容，R_a、R_b、R_c三个待设计的三相阻尼电阻，并且L_a＝L_b＝L_c＝L，C_a＝C_b＝C_c＝C，R_a＝R_b＝R_c＝R。

该等效电路中，三相交流的电源电压

接成星形连接，分别与对应的串联电抗ω_cL_a、ω_cL_b、ω_cL_c串联后，再分别与接成星形连接的对应的三相对称的感性负载阻抗Z_oa、Z_ob、Z_oc串联构成串联回路，滤波容抗ω_cC_a、ω_cC_b、ω_cC_c分别和对应的阻尼电阻R_a、R_b、R_c串联后接成星形连接，再与接成星形连接的感性负载阻抗Z_o并联。

该等效电路中，PWM电流变换器输出的a、b、c三相开关频率次谐波电流为

a、b、c三相负载开关频率次谐波电流为

a、b、c三相滤波电路并联电容支路开关频率次谐波电流为

a、b、c三相滤波电路串联电抗上的开关频率次谐波电压为

a、b、c三相滤波电路并联电容支路开关频率次谐波电压为

三相对称负载开关频率次谐波端电压为

根据负载纹波电流最大允许振幅ΔI_o确定流过三相对称负载阻抗Z_oa、Z_ob、Z_oc的开关频率次谐波电流幅值I_oam、I_obm、I_ocm，为I_oam＝I_obm＝I_ocm＝ΔI_o。

由于某一相负载电流纹波最大的条件为：该相PWM占空比为0.5，另外两相PWM占空比分别为0和1，不失一般性，取a相PWM占空比为0.5，b相PWM占空比为0，c相PWM占空比为1，对a相的LRC滤波电路参数进行设计。对三相全桥逆变电路输出方波电压进行傅里叶级数分解可得，a相开关频率次谐波电源

的电压幅值

b相开关频率次谐波电源

的电压幅值U_bm＝0，c相开关频率次谐波电源

的电压幅值U_cm＝0。

第二步：根据电路欧姆定律，计算a相滤波电路并联电容支路开关频率次谐波电压幅值U_cam，该电压幅值U_cam等于a相对称负载开关频率次谐波端电压

的幅值U_oam，即U_cam＝U_oam＝|Z_oa|I_oam，

第三步：选择a相滤波电路并联电容支路开关频率次谐波电流与a相负载支路开关频率次谐波电流之间的电流分配系数K_d，为保证计算精度，K_d≥K_dmin，K_dmin为滤波电路并联电容支路最小电流分配系数，其最佳值为10。

第四步：根据公式计算出a相滤波电路并联电容支路的开关频率次谐波电流幅值I_cam，计算公式为I_cam＝K_dI_oam。

第五步：计算a相滤波电路串联电感L_a。将a相感性负载支路近似成开路，a相滤波电路并联电容支路近似成纯电容支路，则有

I_am≈I_cam，其中，I_am、I_cam分别为

的幅值；

与

相位差180°，

其中，U_lam、U_am、U_cam分别为

的幅值。根据电路欧姆定律可得a相滤波电路电感

b相和c相的滤波电路电感与a相相同。

第六步：根据公式计算出a相回路电气时间常数

并判断τ是否满足要求。如果τ≤τ_m，τ_m为最大允许电气时间常数，说明设计参数满足电流过渡快速性要求，则进入第七步，否则，电流分配系数K_d增加1并返回第四步。

第七步：根据电路欧姆定律，计算出该支路开关频率次谐波阻抗的模

即a相的开关频率次谐波阻抗的模|Z_RC|。

第八步：根据阻尼电阻R_a与滤波容抗ω_cC_a相等的原则，确定a相滤波电路并联电容支路的阻尼电阻R_a与滤波电容C_a，即R与C，则根据电路基本定律和计算公式可得

b相和c相的阻尼电阻与滤波电容与a相的相同。

最后，计算出a相滤波电路并联电容支路的谐振频率

并校验谐振频率f₀，应满足要求

否则，等比例增大C_a或L_a或L_oa的大小，等比例典型值为10％，并重新校验谐振频率。

Claims (9)

1.一种低纹波输出电流PWM电流变换器的滤波电路参数设计方法，给定PWM电流变换器的直流母线电压U_d、功率开关器件的开关频率f_c或开关频率次谐波角频率ω_c＝2πf_c、负载纹波电流最大允许振幅ΔI_o、负载电感L_o和负载电阻R_o，其特征是包括以下步骤：

步骤A：构建由开关频率次谐波角频率为ω_c的开关频率次谐波电源、串联电抗ω_cL、感性负载支路和滤波电路并联电容支路组成的开关频率次谐波等效电路，滤波电路并联电容支路由滤波容抗ω_cC和阻尼电阻R串联组成，感性负载支路由感性负载阻抗Z_o组成，滤波容抗ω_cC和阻尼电阻R串联后与感性负载阻抗Z_o并联，L为待设计的滤波电路电感，C为待设计的滤波电容，R为待设计的阻尼电阻；

步骤B：根据所述的负载纹波电流最大允许振幅ΔI_o确定出感性负载阻抗Z_o的开关频率次谐波电流幅值I_m＝ΔI_o，取负载纹波电流为最大时的PWM占空比，对此时的全桥逆变电路输出方波电压进行傅里叶级数分解，得到开关频率次谐波交流电源电压幅值，计算出所述的滤波电路并联电容支路的开关频率次谐波电压幅值U_cm和负载开关频率次谐波端电压幅值U_om，U_cm＝U_om＝|Z_o|I_m；

步骤C：选择所述的滤波电路并联电容支路开关频率次谐波电流与所述的感性负载支路开关频率次谐波电流之间的电流分配系数K_d，计算出滤波电路并联电容支路的开关频率次谐波电流幅值I_cm＝K_dI_m，K_d≥K_dmin，K_dmin为设定的最小电流分配系数；

步骤D：将所述的感性负载支路近似成开路，所述的滤波电路并联电容支路近似成纯电容支路，由所述的直流母线电压U_d、开关频率次谐波电压幅值U_cm、开关频率次谐波电流幅值I_cm以及开关频率次谐波角频率ω_c计算出滤波电路电感L；

步骤E：根据公式

计算出电气时间常数τ，

步骤F：如果τ＞τ_m，将步骤C中的电流分配系数K_d增加1，重复步骤C～E，直至τ≤τ_m为止，然后计算出滤波电路并联电容支路的开关频率次谐波阻抗的模

以及阻尼电阻

与滤波电容

τ_m为最大允许电气时间常数，

步骤G：根据公式计算出滤波电路并联电容支路的谐振频率

应满足要求

否则，等比例增大滤波电容C、滤波电路电感L或负载电感L_o的大小并重新校验f₀只到满足要求为止。

2.根据权利要求1所述的低纹波输出电流PWM电流变换器的滤波电路参数设计方法，其特征是：当PWM电流变换器的功率变换主电路为单相全桥逆变电路时，所述的感性负载阻抗Z_o＝R_o+jω_cL_o，

PWM占空比为0.5，电流分配系数K_d的最佳值为10。

3.根据权利要求1所述的低纹波输出电流PWM电流变换器的滤波电路参数设计方法，其特征是：当PWM电流变换器采用单极性驱动单相全桥逆变电路时，开关频率次谐波交流电源电压幅值

当PWM电流变换器采用双极性驱动单相全桥逆变电路时，开关频率次谐波交流电源电压幅值

4.根据权利要求1所述的低纹波输出电流PWM电流变换器的滤波电路参数设计方法，其特征是：当PWM电流变换器采用单极性驱动单相全桥逆变电路时，步骤D中，对于单极性驱动单相全桥PWM电流变换器，滤波电路电感

对于双极性驱动单相全桥PWM电流变换器，滤波电路电感

5.根据权利要求1所述的低纹波输出电流PWM电流变换器的滤波电路参数设计方法，其特征是：当PWM电流变换器的功率变换主电路为三相全桥逆变电路时，三相中的a相PWM占空比为0.5，b相PWM占空比为0，c相PWM占空比为1，电流分配系数K_d的最佳值为10。

6.根据权利要求1所述的低纹波输出电流PWM电流变换器的滤波电路参数设计方法，其特征是：当PWM电流变换器的功率变换主电路为三相全桥逆变电路时，a相开关频率次谐波交流电源

的电压幅值

b相开关频率次谐波电源

的电压幅值U_bm＝0，c相开关频率次谐波交流电源

的电压幅值U_cm＝0。

7.根据权利要求1所述的低纹波输出电流PWM电流变换器的滤波电路参数设计方法，其特征是：当PWM电流变换器的功率变换主电路为三相全桥逆变电路时，步骤D中，滤波电路电感

阻尼电阻

滤波电容

|Z_RCa|是a 相的滤波电路并联电容支路的开关频率次谐波阻抗的模|Z_RCa|，U_{o am}是a相滤波电路并联电容支路开关频率次谐波电压幅值，I_cam是a相滤波电路并联电容支路的开关频率次谐波电流幅值。

8.根据权利要求1所述的低纹波输出电流PWM电流变换器的滤波电路参数设计方法，其特征是：所述的滤波电容C、滤波电路电感L或负载电感L_o的增大比例最佳值为10％。

9.根据权利要求1所述的低纹波输出电流PWM电流变换器的滤波电路参数设计方法，其特征是：步骤C中，所述的最小电流分配系数K_dmin的最佳值为10。

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