CN110741546A - 整流电路以及电源装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种整流电路，具备：HEMT；和二极管，其与HEMT反向并联，二极管的导通开始时的正向电压降小于与HEMT以接通状态反向导通时的整流电流的量对应的HEMT以断开状态反向导通时的电压降，连结HEMT的源极端子和漏极端子的路径中的经由二极管的路径的电感大于经由HEMT的路径的电感，蓄积于二极管的寄生电容的电荷的量少于蓄积于HEMT的输出电容的电荷的量。由此，提供一种减少了由蓄积于HEMT的输出电容的电荷引起的开关损失的整流电路。

Description

整流电路以及电源装置
技术领域
本公开涉及一种开关电源装置，特别是涉及一种作为开关元件而包括HEMT(HighElectron Mobility Transistor：高电子迁移率晶体管)的整流电路、以及使用其的电源装置。
背景技术
开关电源装置作为电子设备的电源装置而被广泛利用。开关电源装置所包含的开关元件例如使用MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)。在MOSFET的漏极-源极之间寄生具有PN结的二极管。当电流在寄生二极管中流通时，在PN结中蓄积电荷，并流通有反向恢复电流。因此，使用了MOSFET的开关电源装置存在由于流通有反向恢复电流而使开关损失增大这一问题。
作为减少了开关损失的电源电路，专利文献1中记载了一种电源开关电路，与和半导体开关元件反向并联的第一二极管并联地设置第二二极管，通过蓄积于经由第二二极管的电流路径的磁能可减少反向恢复电流。非专利文献1也记载了相同的电路。
另外，作为不包括寄生二极管的晶体管，公知有使用了化合物半导体的晶体管。以下，着眼于使用了化合物半导体的一种晶体管亦即HEMT。HEMT是将二维电子气作为沟道的N沟道型的晶体管，不包括具有PN结的寄生二极管。因此，在HEMT中，在PN结中未蓄积电荷，未流通有反向恢复电流。因此，根据使用了HEMT的电源装置，能够大幅减少开关损失。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第4557015号公报
非专利文献
非专利文献1：D.Polenov等，“Influence of parasitic inductances ontransient current sharing in parallel connected synchronous rectifiers andSchottky-barrier diodes”，IET Circuits,Devices&Systems，第1卷，第5号，2007年10月
发明内容
本发明所要解决的技术问题
在使用了HEMT的开关电源装置中为了进一步减少开关损失，需要减少由蓄积于HEMT的输出电容的电荷引起的开关损失。
因此，作为课题可举出提供一种减少由蓄积于HEMT的输出电容的电荷引起的开关损失的整流电路、以及使用其的电源电路。
解决问题的方案
上述的课题例如能够通过以下的整流电路来解决，上述整流电路具备HEMT；和二极管，其与HEMT反向并联，二极管的导通开始时的正向电压降小于与HEMT以接通状态反向导通时的整流电流的量对应的HEMT以断开状态反向导通时的电压降，连结HEMT的源极端子和漏极端子的路径中的经由二极管的路径的电感大于经由HEMT的路径的电感，蓄积于二极管的寄生电容的电荷的量少于蓄积于HEMT的输出电容的电荷的量。上述的课题也能够通过具备这样的整流电路的电源电路来解决。
发明效果
根据上述的整流电路，在HEMT以接通状态反向导通且流通有整流电流时，若HEMT断开，则整流电流的一部分经由二极管而流通，在经由二极管的路径上的电感器(两个路径的电感之差)中蓄积有磁能。在整流电流停止时，会因蓄积的磁能而产生较低的电压，HEMT的输出电容以较低的电压来充电。因此，能够减少由蓄积于HEMT的输出电容的电荷引起的开关损失。另外，通过使蓄积于二极管的寄生电容的电荷的量少于蓄积于HEMT的输出电容的电荷的量，能够减少由蓄积于二极管的寄生电容的电荷引起的开关损失。另外，根据具备上述整流电路的电源电路，能够使用减少了开关损失的整流电路构成减少了开关损失的电源电路。
附图说明
图1是第一实施方式所涉及的整流电路的电路图。
图2是SJMOS的寄生二极管的特性图。
图3是表示图1所示的整流电路的HEMT的栅极电压的控制方法的图。
图4是GaN-HEMT和SiC-SBD的特性图。
图5是GaN-HEMT的剖视图。
图6是表示图1所示的HEMT的输出电容的详情的图。
图7是GaN-HEMT的特性图。
图8是表示GaN-HEMT的模型化的特性的图。
图9是第一实施方式所涉及的电源电路(升压斩波电路)的电路图。
图10是在图9所示的点D中流通的电流的波形图。
图11是在图9所示的各点中流通的电流的波形图。
图12是图11的放大图。
图13是表示图9所示的电源电路的电流路径的图。
图14是在图9所示的点G中流通的电流的波形图。
图15是表示图9所示的电源装置的开关损失的积分值的图。
图16是表示在第二实施方式所涉及的整流电路设置电感器的方法的图。
图17是表示第三实施方式所涉及的整流电路中的HEMT的栅极电压的控制方法的图。
图18是第四实施方式的第一例所涉及的电源电路(降压斩波电路)的电路图。
图19是第四实施方式的第二例所涉及的电源电路(中心抽头整流电路)的电路图。
图20是第四实施方式的第三例所涉及的电源电路(逆变电路)的电路图。
图21是第四实施方式的第四例所涉及的电源电路(图腾柱功率因数改善电路)的电路图。
具体实施方式
(第一实施方式)
图1是第一实施方式所涉及的整流电路的电路图。图1所示的整流电路10具备HEMT11和二极管12。二极管12的阳极端子与HEMT11的源极端子连接，二极管12的阴极端子与HEMT11的漏极端子连接。这样二极管12与HEMT11反向并联。此外，也可以在将二极管12与HEMT11反向并联的路径上设置不妨碍整流电路10的动作的元件。以下，将在HEMT11中电流从源极端子向漏极端子流通的情况称为反向导通，将反向导通时流通的电流称为反向电流。如图1所示，设定两点A、B。
在以下的说明中，HEMT11是氮化镓制的HEMT(以下称为GaN-HEMT)，二极管12是碳化硅制的肖特基势垒二极管(以下称为SiC-SBD)。更详细而言，HEMT11是漏极-源极间的额定电压为650V60A级、接通电阻为25mΩ(接合部温度Tj＝25℃)、阈值电压为2V的GaN-HEMT，二极管12是额定电压为650V、DC6A级(外壳温度Tc＝25℃)的SiC-SBD。
GaN-HEMT具有比硅晶体管高的绝缘破坏强度且为低电阻，因此适于整流电路10。在SiC-SBD中不产生反向恢复电流且为高耐压，因此适于整流电路10。此外，作为HEMT11，也可以使用GaAs(砷化镓)系、InP(磷化铟)系、或者SiGe(硅锗)系的HEMT。作为二极管12，也可以使用FRD(Fast Recovery Diode)、硅制的肖特基势垒二极管。GaN-HEMT具有输出电容比硅晶体管、碳化硅晶体管小这一优点。若相对于输出电容小的GaN-HEMT反向并联二极管，则电容增加，因此有损上述优点。
整流电路10具有以下的特征。第一：二极管12的导通开始时的正向电压降小于与HEMT11以接通状态反向导通时的整流电流的量对应的HEMT11以断开状态反向导通时的电压降。第二：连结HEMT11的源极端子与漏极端子的路径中的经由二极管12的路径的电感大于经由HEMT11的路径的电感。第三：蓄积于二极管12的寄生电容的电荷的量少于蓄积于HEMT11的输出电容的电荷的量。
HEMT11反向导通，整流电流在整流电路10中在附图内向上流通。此时，点A作为整流电流的分支点发挥功能，点B作为整流电流的合流点发挥功能。在HEMT11的源极端子与漏极端子之间，存在经由HEMT11的路径和经由二极管12的路径。在整流电路10中，经由二极管12的路径的电感大于经由HEMT11的路径的电感(第二特征)。例如，在经由HEMT11的路径的电感为5nH时，经由二极管12的路径的电感为50nH。为了表示该特征，附图中在经由二极管12的路径上记载有电感器13。电感器13用于表示两个路径的电感的大小关系，未必需要电感器元件。
HEMT11具有输出电容14，二极管12具有寄生电容15。HEMT11的输出电容14包括漏极-源极间的电容和漏极-栅极间的电容。后者比前者小，因此在附图中省略后者。二极管12的寄生电容15是阳极-阴极间的电容。
在整流电路10中流通的整流电流例如是使用电感器而被感应的矩形波。当未流通有整流电流时，以点A作为基准而对点B施加有高电压。在以下的说明中，整流电流是在0A和20A之间变化的矩形波，在未流通有整流电流时以点A作为基准对点B施加有400V的电压。
硅晶体管在施加了规定方向的电压时具有规定的耐压性能，但在施加了反向的电压时容易导通。例如，硅晶体管在以源极端子为基准对漏极端子施加了正的电压时具有规定的耐压性能，但在以漏极端子作为基准而对源极端子施加了正的电压时容易导通。其理由在于，因为在施加了反向的电压时与硅晶体管反向并联的寄生二极管导通。为了使用硅晶体管而实现上述GaN-HEMT的性能(650V60A级、接通电阻25mΩ)，需要使用被称为SJMOS(Super Junction Metal Oxide Semiconductor)的低电阻的硅晶体管。
图2是SJMOS的寄生二极管的特性图。图2中，横轴表示源极-漏极间电压(正向电压降)，纵轴表示正向电流。在图2所示的例子中，电流为2A时的正向电压降约为0.7V，电流为20A时的正向电压降约为0.8V。这样硅晶体管的寄生二极管的正向电压降为了用于整流电路10而较小。当在整流电路10中取代HEMT11而使用具有图2所示的特性的硅晶体管的情况下，为了使电流在二极管12中流通，需要二极管12的正向电压降比0.8V小。然而，具有这样的特性的二极管实际不存在。
HEMT11不具有寄生二极管，因此不会在HEMT11中产生由寄生二极管引起的电压降。另一方面，HEMT11具有横型构造(将源电极、栅电极、以及漏电极形成在相同面上的构造)，因此在HEMT11的反向导通时产生电压降。能够使HEMT11的反向导通时的电压降大于由硅晶体管的寄生二极管引起的电压降。
图3是表示控制HEMT11的栅极电压的方法的图。如图3所示，在HEMT11的栅极端子与源极端子之间设置有晶体管21。晶体管21的漏极端子与HEMT11的栅极端子连接，晶体管21的源极端子与HEMT11的源极端子连接。此外，也可以在连接HEMT11和晶体管21的路径上设置电阻、二极管。
在晶体管21接通时，将HEMT11的栅极电压控制为与源极电压相同的电平。若在该状态下以漏极端子为基准对HEMT11的源极端子施加正的电压(反向的电压)，则栅极电压与源极电压一起上升且比漏极电压高。若栅极-漏极间电压上升至HEMT11的阈值电压附近，则HEMT11反向导通。在HEMT11具有正的阈值电压的情况下，使HEMT11的栅极端子与源极端子短路，并使HEMT11反向导通，由此能够增大HEMT11的反向导通时的电压降，容易使电流在二极管12中流通。
图4是GaN-HEMT和SiC-SBD的特性图。图4中，纵轴表示在GaN-HEMT或者SiC-SBD中流通的电流，横轴表示GaN-HEMT的反向导通时的电压降、或者SiC-SBD的正向电压降。实线的坐标图表示本实施方式所涉及的SiC-SBD的特性。虚线的坐标图表示具有2V的阈值电压的本实施方式所涉及的GaN-HEMT的特性。点划线的坐标图表示具有0V的阈值电压的GaN-HEMT的特性。后二者的特性是栅极-源极间电压为0V时的特性(GaN-HEMT为断开状态时的特性)。针对双点划线的坐标图，在第三实施方式中进行说明。各坐标图的倾斜度表示元件的电阻成分。此外，图4所示的四个坐标图是对实测数据进行了线性近似的图。
具有0V的阈值电压的HEMT以比具有2V的阈值电压的HEMT低的电压反向导通。常开型的HEMT(未图示)以比具有0V的阈值电压的HEMT低的电压反向导通。越是开始反向导通的电压低的HEMT，反向导通时的电压降越小。
在本实施方式中，为了增大反向导通时的电压降，作为HEMT11，使用具有正的阈值电压的部件。但是，若HEMT11的阈值电压过高，则由电压降引起的损失增大。因此，HEMT11的阈值电压优选为0.5V以上且5V以下，更优选为1V以上且3V以下。
如图4中虚线所示那样，具有2V的阈值电压的GaN-HEMT的反向导通时的电压降在电流为2A时约为2.1V，在电流为20A时约为3.0V。HEMT11的反向导通时的电压降大于由硅晶体管的寄生二极管引起的的电压降，因此在HEMT11的反向导通时容易在二极管12中流通有电流。通过如上述那样使用晶体管21将HEMT11的栅极电压控制为与源极电压相同的电平，能够增大HEMT11的反向导通时的电压降。
如图4中实线所示那样，SiC-SBD的导通开始时的正向电压降为1V。另外，SiC-SBD的正向电压降在电流为2A时约为1.4V，在电流为20A时约为5.0V。SiC-SBD的正向电压降虽在电流少时较小，但在电流为规定以上时比GaN-HEMT的反向导通时的电压降大。SiC-SBD虽以较低的电压导通，但若电流增加，则SiC-SBD的正向电压降会因电阻成分的影响而变大。
在整流电路10中，最优选在所使用的电流的范围内，二极管12的正向电压降比HEMT11的反向导通时的电压降小。在图4所示的例子中，最优选在0A以上且20A以下的范围内该条件成立。若简单地考虑，则可认为较小得设置二极管12的电阻即可。但是，若较小得设置二极管12的电阻，则二极管12的寄生电容15增加，蓄积于寄生电容15的电荷增加。因此，在整流电路10中，需要使蓄积于二极管12的寄生电容15的电荷的量比蓄积于HEMT11的输出电容14的电荷的量少(第三特征)。因此，对该条件(正向电压降)带来影响的寄生电容15不能无条件变小。换言之，对寄生电容15带来影响的电阻成分不能无条件变小。在图4所示的实线的坐标图中，尽可能减少蓄积于二极管12的寄生电容15的电荷的量，并且二极管12的电阻被设定为不会过高。
在整流电路10中为了减少开关损失，需要使二极管12的导通开始时的正向电压降小于与HEMT11以接通状态反向导通时的整流电流的量对应的HEMT11以断开状态反向导通时的电压降(第一特征)。在上述的例子中，二极管12的导通开始时的正向电压降为1.0V，HEMT11以接通状态反向导通时的整流电流的量为20A，与20A对应的HEMT11以断开状态反向导通时的电压降约为3.0V。因此，整流电路10具有第一特征。
整流电路10优选为，除了第一至第三特征之外，还具有以下特征(第四特征)，即，与HEMT11以接通状态反向导通时的整流电流的量的10％对应的二极管12的正向电压降比与HEMT11以接通状态反向导通时的整流电流的量对应的HEMT11以断开状态反向导通时的电压降小0.2V以上。
当电压降之差为0.5V以上时，能够更有效地减少开关损失。另一方面，当电压降之差为10V以上时，前者的电压降为10V以上，因此由在HEMT11中流通的电流引起的损失增大。因此，优选电压降之差为0.2V以上且10V以下，更优选为0.5V以上且10V以下。在上述的例子中，与2A对应的SiC-SBD的正向电压降约为1.4V，与20A对应的GaN-HEMT的电压降约为3.0V。因此，整流电路10具有第四特征。在这种情况下，与2A对应的SiC-SBD的正向电压降为2.8V以下即可。
此处，对电感器13进行说明。在整流电路10中，在经由二极管12的路径上设置有电感器13。整流电路10具有第一特征，因此在HEMT11以接通状态反向导通时经由HEMT11而流通的电流的一部分在HEMT11断开后经由二极管12而流通。当该电流在电感器13中流通时，在电感器13中蓄积有磁能。在使用电感器13对HEMT11的输出电容14进行充电时，经由HEMT11的路径的电感会妨碍充电。因此，经由HEMT11的路径的电感优选尽可能小。
为了减少开关损失，经由二极管12的路径的电感优选为经由HEMT11的路径的电感的2倍以上，更优选为10倍以上。虽优选电感之差较大，但若该差过大，则在电流增加时耗费时间。因此，经由二极管12的路径的电感优选为经由HEMT11的路径的电感的10万倍以下。此处电感是指电流为0A附近的电感。
此外，图1中在点A与二极管12的阳极端子之间设置电感器13，但也可以在点B与二极管12的阴极端子之间设置电感器，也可以在点A与二极管12的阳极端子之间、以及在点B与二极管12的阴极端子之间这双方均设置电感器。无论在哪个位置设置电感器，只要电感相同，则可得到相同的效果。
以下，对蓄积于HEMT11的输出电容14的电荷的量与蓄积于二极管12的寄生电容15的电荷的量的关系进行说明。前者是将输出电容14充电至规定电压时流通的电荷的量，后者是将寄生电容15充电至规定电压时流通的电荷的量。为了抑制由蓄积于寄生电容15的电荷引起的损失，优选使蓄积于寄生电容15的电荷的量尽可能少。
在蓄积于寄生电容15的电荷的量为蓄积于输出电容14的电荷的量的70％以上时，由蓄积于寄生电容15的电荷引起的损失较大的情况成为问题。在蓄积于寄生电容15的电荷的量为蓄积于输出电容14的电荷的量的0.5％以下时，二极管12的电阻较大的情况成为问题。因此，蓄积于寄生电容15的电荷的量优选为蓄积于输出电容14的电荷的量的0.5％以上且70％以下，更优选为蓄积于输出电容14的电荷的量的5％以上且30％以下。在上述的例子中，当电压为400V时，蓄积于GaN-HEMT的输出电容的电荷的量为110nC，蓄积于SiC-SBD的寄生电容的电荷的量为8nC。在这种情况下，蓄积于寄生电容15的电荷的量为蓄积于输出电容14的电荷的量的约7％，且处于优选的范围内。
图5是GaN-HEMT的剖视图。如图5所示，GaN-HEMT具有在硅基板31上形成GaN层32和AlGaN层33、并在其上排列配置源电极34、栅电极35以及漏电极36的构造。在GaN层32与AlGaN层33之间形成有二维电子气层37。硅基板31被掺杂为N型，作为导电性层发挥功能。栅电极35下的二维电子气层37在栅极-源极间电压为0V时被耗尽。硅基板31与源电极34通过未图示的装置电连接。此外，也可以在硅基板31与GaN层32之间设置缓冲层。
在GaN-HEMT中，在二维电子气层37的下层存在导电性层(硅基板31)，导电性层与源电极34电连接。因此，在具有与源电极34相同的电压的导电性层与漏电极36之间形成有静电电容。在与漏电极36连接的二维电子气层37与导电性层之间也形成有静电电容。这样新形成两个静电电容，因此GaN-HEMT的输出电容变大。
即便未将导电性层与源电极34电连接的情况下，也会在导电性层与源电极34之间以及导电性层与漏电极36之间形成静电电容。因此，完全除去由设置导电性层而产生的影响较为困难。这一点在导电性层与二维电子气层37之间的距离为200μm以上时几乎不成为问题，但在距离为50μm以下时成为问题，距离为10μm以下时成为较大的问题。
图6是表示HEMT11的输出电容14的详情的图。如图6所示，输出电容14通常包括输出电容14a和由导电性层产生的输出电容14b。在除图6以外的附图中，将两个输出电容14a、14b记载为一个输出电容14。此外，HEMT的导电性层不局限于被掺杂为N型的硅基板，无论是被掺杂为P型的硅基板，还是具有导电性的其他构件均成为相同的结果。
图7是GaN-HEMT的特性图。图7中，横轴表示漏极电压，纵轴表示输出电容。在该例子中，GaN-HEMT的额定电压为650V。如图7所示，GaN-HEMT的输出电容根据漏极电压而变化。对于输出电容而言，漏极电压越低则输出电容越大，在漏极电压为规定值(此处50V)以下时输出电容特别大。
图8是表示GaN-HEMT的模型化的特性的图。图8所示的特性是对图7所示的特性进行了线性近似的结果。以下，为了容易说明，GaN-HEMT具有图8所示的特性。另外，将包括HEMT11且不包括二极管12和电感器13的整流电路称为比较例所涉及的整流电路。
在比较例所涉及的整流电路中，当对HEMT11的输出电容14进行充电时产生损失。特别是，当以高电压(施加于HEMT11的漏极端子的400V的电压)对输出电容14进行充电时容易产生损失。损失的大部分在充电的初始阶段输出电容14的电压低时产生。HEMT11的输出电容14在电压低时较大(参照图8)，因此在充电的初始阶段输出电容14的电压的上升变慢，由于电压低的期间持续得较长，所以损失更大。与输出电容14的电压高时流通的电荷相比，输出电容14的电压低时流通的电荷会产生更大的损失。
在本实施方式所涉及的整流电路10中，二极管12和电感器13在输出电容14的电压低时对HEMT11的输出电容14进行充电。电感器13在输出电容14的电压低时产生较低的电压，使用其对HEMT11的输出电容14进行充电。因此，针对示出电压越低则输出电容越大的特性的GaN-HEMT，能够有效地减少损失。
为了起到上述效果，HEMT11的漏极电压处于额定电压的0％以上且10％以下的范围内时的HEMT11的输出电容14的平均值优选为HEMT11的漏极电压为额定电压时的HEMT11的输出电容14的2倍以上，更优选为4倍以上。
在图8所示的例子中，漏极电压为0V以上且50V以下时的输出电容为1050pF，漏极电压为50V以上且650V时的输出电容为150pF。漏极电压处于额定电压的0％以上且10％以下的范围(0V以上且65V以下的范围)内时的输出电容的平均值为840pF。输出电容的平均值是漏极电压为额定电压时的输出电容的5.6倍，因此可以说是更优选的值。
以下，对整流电路10的动作进行说明。首先，以点B为基准对点A施加正的电压。此时，整流电路10反向导通，且流通有规定量的整流电流。HEMT11在整流电流开始流通后接通。在HEMT11为接通状态的期间，整流电流在HEMT11中流通。HEMT11在整流电流停止前断开。整流电路10具有第一特征，因此在HEMT11断开后，整流电流的一部分经由二极管12而流通。整流电流最终根据元件的电阻、上升电压特性，分为两个路径流通。例如，20A的整流电流分为在HEMT11中流通的12A的电流和在二极管12以及电感器13中流通的8A的电流。通过后者的电流，在电感器13中蓄积有磁能。当流通有20A的电流时，以点B为基准，点A的电压约为2.6V。
接下来，为了停止整流电流，以点A为基准对点B施加400V的正的电压。由此，整流电流减少。伴随着整流电流的减少，在电感器13中产生电压，流通有由蓄积于电感器13的磁能产生的电流，HEMT11的输出电容14被充电。
在比较例所涉及的整流电路中，HEMT11的输出电容14通过施加于两点A、B之间的400V的电压被充电。因此，电荷急剧流通，由充电引起的损失增大。在将输出电容14充电至400V的情况下，电荷在充电的初始阶段(输出电容14的电压低时)急剧流通。
相对于此，在整流电路10中，HEMT11的输出电容14通过由电感器13产生的较低的电压被充电。与比较例所涉及的整流电路不同，电荷未急剧流通，因此能够减少由充电引起的损失。由电感器13产生的电压与输出电容14的电压自动地一致，因此电感器13不产生必要以上高的电压。因此，根据整流电路10，能够减少HEMT11的输出电容14的充电开始时的损失。
在整流电路10中，HEMT11的输出电容14通过由电感器13产生的电压和施加于两点A、B之间的电压被充电。在比较例所涉及的整流电路中，由充电引起的损失大多在输出电容14的电压低时产生。另一方面，在整流电路10中，能够减少输出电容14的电压低时的损失。因此，根据整流电路10，即便在输出电容14的电压稍微变高后使用施加于两点A、B之间的电压对输出电容14进行充电，与比较例所涉及的整流电路相比也能够减少损失。
例如当在两点A、B之间施加400V的电压的情况下使用由电感器13产生的电压将输出电容14充电至20V(400V的5％)时，能够减少由充电引起的损失。为了起到损失减少的效果，只要能够使用由电感器13产生的电压将输出电容14至少充电至4V(400V的1％)即可。优选在将输出电容14充电为200V(400V的50％)以上的情况下，损失减少的效果变大。另外，能够对输出电容14进行充电的极限是电路的规格所规定的400V(400V的100％)。
至此为止，对在两点A、B之间施加400V的电压的情况进行了说明，施加电压越高则损失减少的效果越高。为了起到损失减少的效果，施加电压为100V以上即可。为了充分起到损失减少的效果，施加电压优选为100V以上，更优选为350V以上。此外，若考虑HEMT11的构造，则施加电压的极限为1200V。
这样根据本实施方式所涉及的整流电路10，通过使用电感器13对HEMT11的输出电容14进行充电，能够防止电荷急剧流通，从而减少由HEMT11的输出电容14的充电引起的损失。
以下，对包含整流电路10的电源电路进行说明。图9是本实施方式所涉及的电源电路(升压斩波电路)的电路图。图9所示的升压斩波电路40具备整流电路10、线圈41、HEMT42以及平滑电容器43，并与直流电源48和直流负载49连接。线圈41的一端(图9中左端)与直流电源48的正极连接。线圈的另一端与整流电路10的第二端子(图9中下侧的端子)和HEMT42的漏极端子连接。整流电路10的第一端子与直流负载49的一端(图9中上端)连接。HEMT42的源极端子与直流电源48的负极和直流负载49的另一端连接。平滑电容器43设置于直流负载49的两端之间。
以下，直流电源48的输出电压为200V，线圈41的电感为10mH，在线圈41中流通的电流的平均值为20A，直流负载49的电阻值为40Ω，平滑电容器43的静电电容为10mF，直流负载49的两端电压为400V，HEMT42是具有与HEMT11相同的特性的GaN-HEMT。HEMT42作为开关元件发挥功能。
如图9所示，设定点D、点E、点F以及点G。在点D中流通的电流是在整流电路10中流通的电流。在点E中流通的电流是在HEMT11中流通的电流。在点F中流通的电流是在二极管12中流通的电流。在点G中流通的电流是在HEMT42中流通的电流。在点D中流通的电流是在点E中流通的电流和在点F中流通的电流之和。在点D、E、F中流通的电流的附图标记当电流在附图内向上方流通时成为正。在点G中流通的电流的附图标记当电流在附图内向下方流通时成为正。
图10是在点D中流通的电流的波形图。图11是在点D、点E以及点F中流通的电流的波形图。在图11中，实线的坐标图表示在点D中流通的电流的变化，长虚线的坐标图表示在点E中流通的电流的变化，虚线的坐标图表示在点F中流通的电流的变化。图11与图10的虚线部对应。图12是图11的放大图。在图12中以放大的方式记载图11中的从5.00×10-7秒至5.30×10-7秒的部分。
HEMT42以规定周期进行开关。在HEMT42为接通状态时，电流在线圈41和HEMT42中流通，在线圈41中蓄积有磁能。在HEMT42为断开状态时，电流在线圈41和整流电路10中流通，并释放出蓄积于线圈41的磁能。在点D中流通的整流电流成为图10所示的矩形波，对直流负载49施加将直流电源48的输出电压升压后的电压。
HEMT11与HEMT42同步地进行开关。更详细而言，HEMT11在整流电流开始流通后接通，在整流电流停止前断开。另外，在HEMT11为接通状态时经由HEMT11而流通的电流的一部分在HEMT11断开后经由二极管12而流通。
图13是表示整流电路10的电流路径的图。首先，考虑整流电流未在整流电路10中流通的状态。在未流通有整流电流时，输出电容14和寄生电容15的电压较高，在输出电容14和寄生电容15中蓄积有电荷。若在该状态下HEMT11接通，则会因蓄积于输出电容14和寄生电容15的能量而产生损失。因此，HEMT11在整流电路10中开始流通整流电流后接通。若流通有整流电流，则蓄积于输出电容14和寄生电容15的电荷被放电，输出电容14和寄生电容15的电压降低。其后通过HEMT11被接通，能够减少损失。在上述的例子中，输出电容14和寄生电容15的电压的降低是指比400V的电压的20％的电压(80V的电压)低。更优选输出电容14和寄生电容15的电压比400V的5％的电压(20V的电压)低。
图13的(a)是表示流通有整流电流时的电流路径的图。此时，在线圈41中流通有20A的电流，通过了线圈41的电流利用线圈41的电动势而在整流电路10中流通。在整流电路10中，产生与20A的电流对应的电压降。为了减少由该电流引起的损失，在整流电路10中，以HEMT11的源极端子为基准对HEMT11的栅极端子施加6V的电压。因此，HEMT11接通。反向导通时的HEMT11的接通电阻约为50mΩ。因此，HEMT11的电压降成为1.0V，以点B为基准对点A施加1.0V的电压。二极管12的导通开始时的正向电压降比1.0V大，因此在整流电路10中流通的电流的大部分在HEMT11中流通。通过这样进行同步整流，能够减少整流电路10的导通损失。
接下来，在整流电路10中，以HEMT11的源极端子作为基准对HEMT11的栅极端子施加0V的电压。此时，HEMT11断开。图13的(b)中记载有HEMT11刚断开之后的电流路径。在HEMT11断开后，20A的电流还在整流电路10中流通，因此整流电路10的电压降成为2.6V(该值从图4中导出。在电压降为2.6V时，在HEMT11中流通的电流为12A，在二极管12中流通的电流为8A，两者之和成为20A)。通过整流电流的一部分在二极管12中流通，从而在电感器13中蓄积有磁能。
接下来，在升压斩波电路40中，以HEMT42的源极端子为基准对HEMT42的栅极端子施加6V的电压。此时，HEMT42接通。图13的(c)中记载有HEMT42接通后的电流路径。若HEMT42接通，则通过了线圈41的电流在HEMT42中流通，因此在点D中流通的整流电流急剧降低。整流电流中的在HEMT11中流通的电流(在点E中流通的电流)急剧降低，但在二极管12中流通的电流(在点F中流通的电流)在电感器13的作用下以比在HEMT11中流通的电流慢的速度降低。
在图11以及图12所示的例子中，HEMT11在比0秒前为接通状态。在比0秒前，在整流电路10中流通的整流电流全部在HEMT11流通。此时，在点D中流通的电流和在点E中流通的电流为20A，在点F中流通的电流为0A。HEMT11在0秒时断开。在5.00×10-7秒后，在HEMT11中流通的电流为12A，在二极管12中流通的电流为8A。HEMT42在5.02×10-7秒时接通。在5.03×10-7秒时，在点D中流通的电流为0A，在点E中流通的电流为-8A，在点F中流通的电流为8A。此时HEMT11的输出电容14通过蓄积于电感器13的磁能而被充电。
图14是在点G中流通的电流的波形图。图15是表示输出电容14的开关损失的积分值的图。在图14以及图15中，实线表示升压斩波电路40的特性，虚线表示具备比较例所涉及的整流电路的升压斩波电路(以下称为比较例所涉及的升压斩波电路)的特性。
如图14中虚线所示那样，在比较例所涉及的升压斩波电路中，在点G中流通的电流在5.07×10-7秒附近成为最大值且约为45A。相对于此，如图14中实线所示那样，在升压斩波电路40中，在点G中流通的电流在5.07×10-7秒附近成为最大值且约为39A。后者比前者小。因此，根据升压斩波电路40，与比较例所涉及的升压斩波电路相比，能够将损失减少与电流变少的量对应的量。另外，电流变少，因此能够稳定地保持栅极电压。
电流最大时的损失主要在HEMT42从断开状态向接通状态变化时产生。其理由在于，由于在向接通状态变化的中途，接通电阻未充分降低。如图15中虚线所示那样，在比较例所涉及的升压斩波电路中，开关期间的损失为8.9×10-5J。相对于此，如图15中实线所示那样，在升压斩波电路40中，开关期间的损失为7.5×10-5J。这样根据升压斩波电路40，能够减少损失。
HEMT存在由于输入电容小所以栅极电压不稳定这一问题。在GaN-HEMT中，当对输出电容施加了400V的电压时，流通有110nC的电荷。该电荷不仅在HEMT中流通，还在从400V的电压的供给点起的所有通电路径中流通，因此对周围的磁场、电场带来影响。特别是，GaN-HEMT的输入电容较小。例如，在蓄积于GaN-HEMT的输出电容的电荷为110nC时，有时GaN-HEMT的输入电容为400pF。在这样的情况下，GaN-HEMT的栅极电压容易受到周围的磁场、电场的影响。
在升压斩波电路40中，能够抑制每单位时间流通的电荷的量。因此，能够防止在对HEMT11的输出电容14进行充电时，HEMT11的栅极电压受到周围的磁场、电场的影响而不稳定。另外，对HEMT11的输出电容14进行充电的电荷不仅在HEMT11中通过，还在HEMT42中通过。因此，也能够防止在对HEMT11的输出电容14进行充电时HEMT42的栅极电压受到周围的磁场、电场的影响而不稳定。
升压斩波电路40当接通HEMT(具体而言，HEMT11、42)时以源极端子为基准对栅极端子施加6V的电压，当断开HEMT时以源极端子为基准对栅极端子施加0V的电压。其理由在于，由于HEMT的输入电容较小，HEMT的栅极电压容易变动，因此以3级以上的电压控制HEMT的栅极电压较为困难。
此外，作为将HEMT的栅极电压稳定地保持为6V的方法，也可以在HEMT接通期间，将具有HEMT的输入电容的5倍以上的电容(更优选为10倍以上的电容)的电容器与HEMT的输入电容并联连接。优选并联连接的电容器的电容较大。但是，具有HEMT的输入电容的100万倍以上的电容的电容器由于尺寸较大，所以配置较为困难。
如以上所示，本实施方式所涉及的整流电路10具备HEMT11和与HEMT11反向并联的二极管12。在整流电路10中，二极管12的导通开始时的正向电压降小于与HEMT11以接通状态反向导通时的整流电流的量对应的HEMT11以断开状态反向导通时的电压降。连结HEMT11的源极端子和漏极端子的路径中的经由二极管12的路径的电感大于经由HEMT11的路径的电感。蓄积于二极管12的寄生电容15的电荷的量少于蓄积于HEMT11的输出电容14的电荷的量。
因此，在整流电路10中，当HEMT11以接通状态反向导通且流通有整流电流时，若HEMT11断开，则整流电流的一部分经由二极管12而流通，在经由二极管12的路径上的电感器13(两个路径的电感之差)蓄积有磁能。在整流电流停止时，会因蓄积的磁能而产生较低的电压，HEMT11的输出电容14通过较低的电压被充电。因此，能够减少由蓄积于HEMT11的输出电容14的电荷引起的开关损失。另外，通过使蓄积于二极管12的寄生电容15的电荷的量比蓄积于HEMT11的输出电容14的电荷的量少，能够减少由蓄积于二极管12的寄生电容15的电荷引起的开关损失。另外，也能够防止HEMT的栅极电压受到周围的磁场、电场的影响而不稳定。
另外，与HEMT11以接通状态反向导通时的整流电流的量的10％对应的二极管12的正向电压降比与HEMT11以接通状态反向导通时的整流电流的量对应的HEMT11以断开状态反向导通时的电压降小0.2V以上。通过将电压降之差设为0.2V以上，当HEMT11断开时能够使电流在经由二极管12的路径上可靠地流通。
另外，HEMT11的阈值电压为0.5V以上且5V以下。由此，能够使二极管12的导通开始时的正向电压降小于HEMT11的反向导通时的电压降，当HEMT11断开时容易使电流在经由二极管12的路径上流通。
另外，HEMT11在整流电流开始流通后接通，在整流电流停止前断开。当HEMT11以接通状态反向导通时经由HEMT11流通的电流的一部分在HEMT11断开后经由二极管12而流通。若流通有整流电流，则HEMT11的输出电容14和二极管12的寄生电容15的电压降低。其后通过接通HEMT11，能够减少损失。另外，通过在HEMT11断开后使电流经由二极管12和电感器13而流通，从而在电感器13中蓄积有磁能。在整流电流停止时，HEMT11的输出电容14通过由电感器13产生的较低的电压被充电。因此，能够减少由蓄积于HEMT11的输出电容14的电荷引起的开关损失。
另外，HEMT11的漏极电压处于额定电压的0％以上且10％以下的范围内时的HEMT11的输出电容的平均值为HEMT11的漏极电压为额定电压时的HEMT11的输出电容的2倍以上。因此，当HEMT11的输出电容14的电压较低时通过由电感器13产生的较低的电压对输出电容14进行充电，能够有效地减少开关损失。
另外，HEMT11在二维电子气层37下具有导电性层。因此，在使用了在二维电子气层37下具有导电性层的HEMT11的整流电路10中能够减少开关损失。另外，整流电路10在断开HEMT11时将HEMT11的栅极电压控制为与源极电压相同的电平。因此，能够通过简单的电路断开HEMT11。
另外，本实施方式所涉及的电源电路(升压斩波电路40)具备整流电路10。根据本实施方式所涉及的电源电路，使用减少了开关损失的整流电路10，从而能够减少电源电路的开关损失。
(第二实施方式)
在第二实施方式中，对在连结HEMT11的源极端子和漏极端子的路径中的经由二极管12的路径上设置电感器13的方法进行说明。电感器13例如能够使用布线图案、部件的引线来形成。根据该方法，能够不追加新的部件而形成电感器13。
但是，在通过上述的方法形成电感器13的情况下，布线图案变长，由布线引起的损失增加。另外，在上述的方法中，有时会因以下的理由而产生共振。HEMT11的输出电容14不仅通过从电感器13流通的电流来充电，还通过从HEMT11的漏极端子侧供给的电流来充电。HEMT11的源极-漏极间电压高速变化，伴随于此，二极管12的阳极-阴极间电压也高速变化。但是，由于存在有电感器13，因此与HEMT11的源极-漏极间电压相比，二极管12的阳极-阴极间电压延迟地上升。通过该电压上升而二极管12的寄生电容15被充电，因此产生共振。若产生共振，则有时会产生辐射噪声或二极管12被破坏。
因此，在本实施方式中，在经由二极管12的路径上设置由磁性材料形成的部件，来作为电感器13。磁性材料具有以下特性，即，在100kHz以上的频率下电感成分减少，电阻成分增加，在1GHz以上的频率下电阻成分也减少。本实施方式所涉及的整流电路典型而言在1MHz以上且500MHz以下的频率下共振。因此，能够使用磁性材料的电阻成分。特别是通过作为磁性材料而使用铁氧体材料，能够更有效地减少共振。对于铁氧体材料，能够从MnZn(锰锌)系材料、NiZn(镍锌)系材料等之中选择优选的材料。
图16是表示设置电感器13的方法的图。在图16中，二极管12内置于具有两个引线26的封装25。通过使一方的引线26穿过由铁氧体材料形成的铁氧体磁珠27，能够在经由二极管12的路径上设置电感器13。此外，也可以通过相同的方法在其他布线设置由磁性材料形成的部件。
如以上所示，本实施方式所涉及的整流电路在连结HEMT11的源极端子和漏极端子的路径中的经由二极管12的路径上具有由磁性材料形成的部件。因此，根据本实施方式所涉及的整流电路，能够使经由二极管12的路径的电感比经由HEMT11的路径的电感大。另外，由于在布线较短时也能够形成较大的电感，所以能够缩短布线图案，能够减少由布线引起的损失。
(第三实施方式)
在第三实施方式中，对进一步减少了开关损失的整流电路进行说明。图17是表示本实施方式所涉及的整流电路的HEMT11的栅极电压的控制方法的图。如图17所示，在本实施方式所涉及的整流电路中，在HEMT11的栅极端子与源极端子之间设置有晶体管21和电容器22。晶体管21的漏极端子与HEMT11的栅极端子连接。晶体管21的源极端子与电容器22的第一电极(图17中左侧的电极)连接。电容器22的第二电极与HEMT11的源极端子连接。电容器22蓄积规定量的电荷，电容器22的第一电极的电压比第二电极的电压低规定量。此外，也可以在连接HEMT11和晶体管21的路径上设置电阻、二极管。
以下，HEMT11是具有2V的阈值电压的GaN-HEMT，电容器22的电极间电压为3V。在这种情况下，当晶体管21接通时，HEMT11的栅极电压比源极电压低3V。这样本实施方式所涉及的整流电路在断开HEMT11时将HEMT11的栅极电压控制得比源极电压低。
图4所示的双点划线的坐标图是表示具有2V的阈值电压的GaN-HEMT的栅极-源极间电压为-3V时的特性的图。该特性与具有5V的阈值电压的GaN-HEMT的栅极-源极间电压为0V时的特性相同。在本实施方式所涉及的整流电路中，GaN-HEMT的反向导通时的电压降比第一实施方式高3V。
HEMT11的反向导通时的电压降越大，则在HEMT11中流通的电流越减少，在二极管12和电感器13中流通的电流越增加。因此，更多得使用在电感器13中流通的电流对HEMT11的输出电容14进行充电，能够减少开关损失。
如以上所示，本实施方式所涉及的整流电路在断开HEMT11时将HEMT11的栅极电压控制得比源极电压低。由此，能够增大HEMT11的反向导通时的电压降。因此，根据本实施方式所涉及的整流电路，使更多的电流在经由二极管12和电感器13的路径上流通，能够进一步减少开关损失。另外，也能够使用具有0V以下的阈值电压的HEMT构成减少了开关损失的整流电路。
由于制造上以及构造上的限制，难以将HEMT的阈值电压设定为任意的值。对于当前的技术而言，阈值电压较高的一侧的极限约为2V。因此，如本实施方式那样，通过向HEMT的栅极端子施加负的电压，能够与具有较高的阈值电压的HEMT相同地被使用(参照图4)。其结果为，能够扩大能够控制在二极管中流通的电流的范围。
(第四实施方式)
在第四实施方式中，对包含第一实施方式所涉及的整流电路10的其他电源电路进行说明。在以下所示的电源电路中，在通常的电源电路中，在设置有二极管或者硅晶体管的位置设置有整流电路10。
图18是第一例所涉及的电源电路(降压斩波电路)的电路图。图18所示的降压斩波电路50包括整流电路10、开关元件51、线圈52以及平滑电容器53，并与直流电源58和直流负载59连接。开关元件51的漏极端子与直流电源58的正极连接。开关元件51的源极端子与整流电路10的第一端子(图18中上侧的端子)和线圈52的一端(图18中左端)连接。线圈52的另一端与直流负载59的一端(图18中上端)连接。整流电路10的第二端子与直流电源58的负极和直流负载59的另一端连接。平滑电容器43设置于直流负载59的两端之间。
对于开关元件51使用硅晶体管、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、HEMT等。整流电路10具有使整流电流在附图内向上流通的功能。通过在设置二极管的位置设置整流电路10，能够构成减少了开关损失的降压斩波电路50。
图19是第二例所涉及的电源电路(绝缘型DC/DC转换器的中心抽头整流电路)的电路图。在图19中，在绝缘变压器67的初级侧连接有全桥电路、推挽电路等开关电路(未图示)。绝缘变压器67的次级侧卷线具有中心抽头68。中心抽头整流电路60包括两个整流电路10a、10b、平滑线圈61、以及平滑电容器62，并与绝缘变压器67的次级侧卷线的两端以及中心抽头68、和直流负载69连接。整流电路10a的第一端子(图19中左侧的端子)与绝缘变压器67的次级侧卷线的一端(图19中下端)连接。整流电路10b的第一端子与绝缘变压器67的次级侧卷线的另一端连接。平滑线圈61的一端(图19中左端)与中心抽头68连接。平滑线圈61的另一端与直流负载69的一端(图19中左端)连接。整流电路10a、10b的第二端子与直流负载69的另一端连接。平滑电容器62设置于直流负载69的两端之间。
整流电路10a、10b具有使整流电流在附图内向左流通的功能。通过在设置二极管的位置设置整流电路10a、10b，能够构成减少了开关损失的中心抽头整流电路60。
图20是第三例所涉及的电源电路(逆变电路)的电路图。图20所示的逆变电路70包括四个整流电路10a～10d，并与直流电源78和交流负载79连接。交流负载79包括未图示的线圈。整流电路10b、10d的第一端子(图20中上侧的端子)与直流电源78的正极连接。整流电路10b、10d的第二端子分别与整流电路10a、10c的第一端子连接。整流电路10a、10c的第二端子与直流电源78的负极连接。整流电路10a、10b的连接点与交流负载79的一端(图20中上端)连接，整流电路10c、10d的连接点与交流负载79的另一端连接。
整流电路10a～10d选择性地执行作为开关的动作和作为整流电路的动作。当在第一端子侧施加有正的电压的状态下，在HEMT11为接通状态时，从HEMT11的漏极端子朝向源极端子流通有(从整流电路10a～10d的第一端子朝向第二端子)正向电流。此时整流电路10a～10d作为开关进行动作。当在第二端子侧施加有正的电压的状态下，整流电路10a～10d在整流电流中流通。此时整流电路10a～10d作为整流电路进行动作。通过在设置硅晶体管的位置设置整流电路10a～10d，能够构成减少了开关损失的逆变电路70。
此外，也可以通过追加相对于逆变电路70串联连接有两个整流电路10的电路，构成三相逆变电路。由此，能够构成减少了开关损失的三相逆变电路。
图21是第四例所涉及的电源电路(图腾柱功率因数改善电路)的电路图。图21所示的图腾柱功率因数改善电路80具备两个硅晶体管81、82、两个整流电路10a、10b、平滑线圈83、以及平滑电容器84，并与交流电源88和直流负载89连接。交流电源88的一端(图21中上端)与硅晶体管81的漏极端子和硅晶体管82的源极端子连接。交流电源88的另一端与平滑线圈83的一端(图21中左端)连接。平滑线圈83的另一端与整流电路10a的第一端子(图21中上侧的端子)和整流电路10b的第二端子连接。硅晶体管82的漏极端子与整流电路10b的第一端子和直流负载89的一端(图21中上端)连接。硅晶体管81的源极端子与整流电路10a的第二端子和直流负载89的另一端连接。平滑电容器84设置于直流负载89的两端之间。
硅晶体管81、82通过商用频率(例如50Hz以上且60Hz以下的频率)进行开关。整流电路10a、10b通过比较高的频率(例如10kHz以上且200kHz以下的频率)进行开关。平滑线圈83使输入电流平滑化，平滑电容器84使输出电压平滑化。整流电路10a、10b选择性地执行作为开关的动作和作为整流电路的动作。通过在设置硅晶体管的位置设置整流电路10a、10b，能够构成减少了开关损失的图腾柱功率因数改善电路80。
此外，也可以是，第一至第四例所涉及的电源电路具备第二或者第三实施方式所涉及的整流电路，以取代第一实施方式所涉及的整流电路10。如以上所示，本实施方式所涉及的电源电路具备第一至第三实施方式所涉及的整流电路中的任一个。根据本实施方式所涉及的电源电路，能够使用减少了开关损失的整流电路，来减少电源电路的开关损失。
本申请是要求基于2017年6月20日提出申请的“整流电路以及电源装置”这一名称的日本特愿2017-120527号的优先权的申请，该申请的内容通过引用而包含于本申请中。
附图标记说明
10…整流电路
11…HEMT
12…二极管
13…电感器
14…输出电容
15…寄生电容
27…铁氧体磁珠
31…硅基板(导电性层)
37…二维电子气层
40…升压斩波电路
50…降压斩波电路
60…中心抽头整流电路
70…逆变电路
80…图腾柱功率因数改善电路

Claims (10)

1.一种整流电路，其特征在于，具备：
HEMT；和
二极管，其与所述HEMT反向并联，
所述二极管的导通开始时的正向电压降小于与所述HEMT以接通状态反向导通时的整流电流的量对应的、所述HEMT以断开状态反向导通时的电压降，
连结所述HEMT的源极端子和漏极端子的路径中的、经由所述二极管的路径的电感大于经由所述HEMT的路径的电感，
蓄积于所述二极管的寄生电容的电荷的量少于蓄积于所述HEMT的输出电容的电荷的量。
2.根据权利要求1所述的整流电路，其特征在于，
与所述HEMT以接通状态反向导通时的整流电流的量的10％对应的所述二极管的正向电压降，比与所述HEMT以接通状态反向导通时的整流电流的量对应的所述HEMT以断开状态反向导通时的电压降小0.2V以上。
3.根据权利要求1所述的整流电路，其特征在于，
所述HEMT的阈值电压为0.5V以上且5V以下。
4.根据权利要求1所述的整流电路，其特征在于，
所述HEMT在所述整流电流开始流通后接通，在所述整流电流停止前断开，
在所述HEMT以接通状态反向导通时经由所述HEMT而流通的电流的一部分在所述HEMT断开后经由所述二极管而流通。
5.根据权利要求1所述的整流电路，其特征在于，
所述HEMT的漏极电压处于额定电压的0％以上且10％以下的范围内时的所述HEMT的输出电容的平均成为，所述HEMT的漏极电压为所述额定电压时的所述HEMT的输出电容的2倍以上。
6.根据权利要求1所述的整流电路，其特征在于，
所述HEMT在二维电子气层下具有导电性层。
7.根据权利要求1所述的整流电路，其特征在于，
在经由所述二极管的路径上具有由磁性材料形成的部件。
8.根据权利要求1所述的整流电路，其特征在于，
在断开所述HEMT时，将所述HEMT的栅极电压控制为与源极电压相同的电平。
9.根据权利要求1所述的整流电路，其特征在于，
在断开所述HEMT时，将所述HEMT的栅极电压控制为比源极电压低。
10.一种电源装置，其特征在于，
具备权利要求1至9中任一项所述的整流电路。
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