CN110729902A - 一种新型双向dc-dc变换器 - Google Patents

一种新型双向dc-dc变换器 Download PDF

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刘伟增
李�杰
马超群
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Abstract

本发明提供了一种新型双向DC‑DC变换器，包括原边侧电池单元V1和电池单元V2，副边侧直流母线Vbus、变压器T，功率管Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6，二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6，副边侧电感L，变压器包括第一绕组Np和第二绕组Ns；本发明采用本发明提供的改进型DAB拓扑结构，在原边侧多个单元需要与副边侧单独进行功率传输时所需的开关管、变压器、电感的数量大大减小，变换器体积减小，成本降低，可以减低生产成本，保护环境。

Description

一种新型双向DC-DC变换器
技术领域
本发明属于电池均压技术领域，尤其涉及在电池均压技术中使用优化DAB拓扑的一种新型双向DC-DC变换器。
背景技术
双有源全桥(Dual Active Bridge,简称DAB)拓扑是一种常见的DC-DC变换器拓扑，该拓扑能够实现能量双向传递，宽范围软开关等功能，应用较为广泛。
根据图1所示的DAB拓扑的电路中，原边侧需要四只开关管，并且只能实现原边侧和副边侧之间的功率传输，当原边侧由两个电池单元串联而成时，不能实现单一单元和副边侧之间直接的功率传输。为实现单一单元和副边侧之间的功率传输，只能令单一单元为DAB的原边侧，此时会带来开关管、变压器、电感数量的增加。
发明内容
针对上述背景技术的阐述，本发明提供一种新型双向DC-DC变换器，解决减少原边侧多个电池单元需要与副边侧单独进行功率传输时所需的开关管、变压器、电感的数量技术问题。
为了达到上述目的，本发明提供如下技术方案：
一种新型双向DC-DC变换器，包括原边侧电池单元V1和电池单元V2、副边侧直流母线Vbus、变压器T，功率管Q1、功率管Q2、功率管Q3、功率管Q4、功率管Q5、功率管Q6、二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6、副边侧电感L、所述变压器T包括第一绕组Np和第二绕组Ns；
连接方式为：
功率管Q1及二极管D1的导通电流流入端作为电池单元V1的输入正；功率管Q1及二极管D1的导通电流流出端连接变压器的第一绕组Np的同名端；
电池单元V1的输入负与V2输入正连接，电池单元V2的输入正连接变压器的第一绕组Np的异名端；
功率管Q2及二极管D2的导通电流流入端与变压器的第一绕组Np的同名端连接；功率管Q2及二极管D2的导通电流流出端与电池单元V2的输入负连接；
变压器的第二绕组Ns的同名端与电感L的A侧连接，电感L的B侧与功率管Q3及二极管D3导通电流的流出端连接，电感L的B侧与功率管Q6及二极管D6导通电流的流入端连接；功率管Q3及二极管D3导通电流的流出端与功率管Q4及二极管D4导通电流的流入端连接；功率管Q4及二极管D4导通电流的流入端与直流母线Vbus的输入正连接；直流母线Vbus的输入负与功率管Q5及二极管D5的导通电流流出端连接；功率管Q5及二极管D5的导通电流流出端与功率管Q6及二极管D6的导通电流流出端连接；功率管Q5及二极管D5的导通电流流入端与功率管Q4及二极管D4导通电流的流出端连接；功率管Q4及二极管D4导通电流的流出端与变压器的第二绕组Ns的异名端连接。
上述技术方案中，所述电感L放置在原边侧或副边侧的任一侧，所述电感L与变压器T串联。
上述技术方案中，所述变压器副边包括H桥全桥电路，H桥全桥电路包括四个开关管，所述H桥全桥电路的交流输入端与变压器的副边线圈连接。
上述技术方案中，所述H桥全桥电路的交流输入端与变压器的副边线圈通过电感L连接。
上述技术方案中，所述功率管Q1、功率管Q2、功率管Q3、功率管Q4、功率管Q5、功率管Q6中的任意开关管为以下的任一项：场效应晶体管、绝缘栅双极型晶体管、三极管、晶闸管或可控硅。
上述技术方案中，所述功率管Q1、功率管Q2、功率管Q3、功率管Q4、功率管Q5、功率管Q6中的任意开关管的两端并联反向的二极管。
上述技术方案中，所述功率管Q1、功率管Q2、功率管Q3、功率管Q4、功率管Q5、功率管Q6中的任意开关管的两端并联反向的二极管串联组，所述二极管串联组包括至少两个二极管串联组成。
上述技术方案中，所述二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6中的任意二极管为以下的任一项：肖特基二极管、快恢复二极管、硅管二极管或碳化硅二极管。
上述技术方案中，所述电池单元V1和电池单元V2分别并联电容，所述直流母线Vbus并联电容。
上述技术方案中，所述电池单元V1和电池单元V2任一为：电池单体，电池单体串联，电池单体串并联。
上述技术方案中，所述原边侧由N组半桥模块、变压器T和电感L并联后，连接设置在副边H桥全桥的交流输入端，副边侧为唯一的直流母线，所述N＞1。
本发明的有益效果：采用本发明提供的改进型DAB拓扑结构，在原边侧多个单元需要与副边侧单独进行功率传输时所需的开关管、变压器、电感的数量大大减小，变换器体积减小，成本降低，可以减低生产成本，保护环境。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是现有技术中DAB拓扑的结构示意图。
图2是本发明的结构示意图。
图3是本发明级联时的结构示意图。
图4(a)是为实施例2的模态一。
图4(b)是为实施例2的模态二。
图4(c)是为实施例2的模态三。
图4(d)是为实施例2的模态四。
图5是为实施例2的仿真波形图。
图6(a)是为实施例4的模态一。
图6(b)是为实施例4的模态二。
图6(c)是为实施例4的模态三。
图6(d)是为实施例4的模态四。
图7是为实施例4的仿真波形图。
其中：1电池单元V1、2电池单元V2、3副边侧直流母线Vbus、4变压器T，2副边侧电感L。
具体实施方式
下面将结合本发明的附图，对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
根据图2所示，本发明一种新型双向DC-DC变换器，包括原边侧电池单元V1、电池单元V2，副边侧直流母线Vbus、变压器T，功率管Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6，二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6，副边侧电感L，变压器包括第一绕组Np和第二绕组Ns；
连接方式为：
功率管Q1及二极管D1的导通电流流入端作为电池单元V1的输入正；功率管Q1及二极管D1的导通电流流出端连接变压器的第一绕组Np的同名端；
电池单元V1的输入负与V2输入正连接，电池单元V2的输入正连接变压器的第一绕组Np的异名端；
功率管Q2及二极管D2的导通电流流入端与变压器的第一绕组Np的同名端连接；功率管Q2及二极管D2的导通电流流出端与电池单元V2的输入负连接；
变压器的第二绕组Ns的同名端与电感L的A侧连接，电感L的B侧与功率管Q3及二极管D3导通电流的流出端连接，电感L的B侧与功率管Q6及二极管D6导通电流的流入端连接；功率管Q3及二极管D3导通电流的流出端与功率管Q4及二极管D4导通电流的流入端连接；功率管Q4及二极管D4导通电流的流入端与直流母线Vbus的输入正连接；直流母线Vbus的输入负与功率管Q5及二极管D5的导通电流流出端连接；功率管Q5及二极管D5的导通电流流出端与功率管Q6及二极管D6的导通电流流出端连接；功率管Q5及二极管D5的导通电流流入端与功率管Q4及二极管D4导通电流的流出端连接；功率管Q4及二极管D4导通电流的流出端与变压器的第二绕组Ns的异名端连接。
下面以不同实施例说明具体技术。
实施例1，当需要电池单元V1、电池单元V2同时与直流母线Vbus进行能量交换时，此时工作于DAB模式运行，原边侧上下管50％对称交替导通，副边侧功率管Q3、功率管Q5的驱动信号和功率管Q4、功率管Q6的驱动信号同样50％对称交替导通，原边侧和副边侧之间驱动相移取决于电池侧和直流母线间传输功率的要求，具体工作模态此处不再赘述。
当需要电池单元V1或电池单元V2与直流母线Vbus进行能量交换时，此时有四种情况：情况1如实施例2电池单元V1向直流母线Vbus传输功率；情况2如实施例3电池单元V2向直流母线Vbus传输功率；情况3如实施例4直流母线Vbus向电池单元V1传输功率；情况4如实施例5直流母线Vbus向电池单元V2传输功率，具体过程如下：
实施例2，电池单元V1向直流母线Vbus传输功率时，此时原边侧只给上管50％占空比驱动，下管常关，副边侧功率管Q3、功率管Q5的驱动信号和功率管Q4、功率管Q6的驱动信号同样50％对称交替导通，此时副边侧功率管Q3、功率管Q5的驱动信号相对原边侧上管驱动信号滞后的相移为
Figure BDA0002196391230000072
定义此时相移占空比
Figure BDA0002196391230000071
变压器变比为n：1，电感值为T，开关频率为fs。
此时电路一个周期内有四个模态。
根据图4(a)所示，模态一对应图5中t1时段，此时段原边侧上管开通，下管常闭，副边侧第四、六功率管开通，定义此时电感上电压为ΔV，电感电流正向增加，原边侧电池单元V1和直流母线Vbus同时向电感充电。
根据图4(b)所示，模态二对应图5中t2时段，此时原边侧开关状态不变，副边侧第四、六功率管关断，副边侧第三、五功率管开通，电流流经其反并联二极管，此时电感上电压为近似为0，电感电流保持不变，此时原边侧电池单元V1向直流母线Vbus传输功率。
根据图4(c)所示，模态三对应图5中t3时段，此时副边侧开关状态不变，原边侧上、下管均关断，此时电感上电压为-ΔV，电感电流正向减小，原边侧电流流经下管的反并联二极管，电感的储能向原边侧电池单元V2和直流母线Vbus释放。
根据图4(d)所示，模态四对应图5中t4时段，此时电感电流减小至零，相对于模态三开关状态没有变化，所以电感电流一直为零，整个电路中没有电流流过，也没有能量的交换，整个状态维持至下一个周期的模态一。
综上分析，可知电路运行过程中电池单元V1和电池单元V1，直流母线Vbus发出的平均功率分别为：
Figure BDA0002196391230000081
Figure BDA0002196391230000082
Figure BDA0002196391230000083
且有：
令|P2|/|P1|＜0.1，此时可近似认为电池单元V1直接向直流母线Vbus传输功率，电池单元V2几乎没有参与。
当
Figure BDA0002196391230000085
时，|P2|/|P1|＝1,Pbus，Pbus＝0，此时电池单元V1向电池单元V2直接传输能量。
实施例3，电池单元V2向直流母线Vbus传输功率时，此时原边侧上管常关，下管50％占空比驱动，此时原副边驱动相移定义为副边侧第四、六驱动信号相对原边侧下管驱动信号滞后的相移，其他定义均与实施例2类似，电路运行模态也与施例2类似，具体相移大小视传输功率而定。
当
Figure BDA0002196391230000091
时，|P1|/|P2|＝1,Pbus＝0，此时电池单元V2向电池单元V1直接向直流母线Vbus传输能量。
实施例4，直流母线Vbus向电池单元V1传输功率时，此时驱动信号与实施例3类似，且副边侧第四、六驱动信号相对原边侧下管驱动信号滞后的相移为
Figure BDA0002196391230000092
定义此时相移占空比
Figure BDA0002196391230000094
变压器变比为n:1，电感值为L，开关频率为fs。
此时电路一个周期内有四个模态：
根据图6(a)所示，模态一对应图7中t1时段，此时段原边侧下管开通，下管常闭，副边侧第三、五功率管开通，定义此时电感上电压为ΔV，电感电流反向增加，原边侧电池单元V2和直流母线Vbus同时向电感充电。
根据图6(b)所示，模态二对应图7中t2时段，此时副边侧开关状态不变，原边侧上、下管均关闭，电流流经原边侧上管的反并联二极管，此时电感上电压为近似为0，电感电流保持不变，此时副边侧直流母线Vbus向电池单元V1传输功率。
根据图6(c)所示，模态三对应图7中t3时段，此时原边侧开关状态不变，副边侧第四、六功率管开通，此时电感上电压为-ΔV，电感电流反向减小，副边侧电流流经第四、六功率管的反并联二极管，电感的储能向原边侧电池单元V1和直流母线Vbus释放。
根据图6(d)所示，模态四对应图7中t4时段，此时电感电流反向减小至零，相对于模态三开关状态没有变化，所以电感电流一直为零，整个电路中没有电流流过，也没有能量的交换，整个状态维持至下一个周期的模态一。
综上分析可知电路运行过程中电池单元V1、电池单元V2，直流母线Vbus发出的平均功率分别为：
Figure BDA0002196391230000101
Figure BDA0002196391230000102
Figure BDA0002196391230000103
且有：
Figure BDA0002196391230000104
令|P2|/|P1|＜0.1，此时可近似认为直流母线直流母线Vbus直接向电池单元V1传输功率，电池单元V2几乎没有参与。
当
Figure BDA0002196391230000106
时，|P2|/|P1|＝1,Pbus＝0，此时电池单元V1向电池单元V2直接传输能量。
实施例5，在直流母线Vbus向电池单元V2传输功率时，此时原边侧下管常关，上管50％占空比驱动，此时原副边驱动相移定义为副边侧第三、五驱动信号相对原边侧上管驱动信号滞后的相移，其他定义均与实施例4类似，电路运行模态也与实施例4类似，具体相移大小视传输功率而定。
当
Figure BDA0002196391230000105
时，|P1|/|P2|＝1,Pbus＝0，此时电池单元V1向电池单元V2直接传输能量。
实施例6，根据如图3所示，为级联应用的一种改进型DAB拓扑，此时原边侧有n组半桥模块、变压器和电感并联在副边整流桥的交流输入端，原边侧共有2n(n>1)个电池单元，副边侧有唯一的直流母线。由实施例1、2、3、4、5可知，此拓扑结构可以实现原边侧任一电池单元Vij与副边侧直流母线Vbus之间直接的能量双向流动，也可实现任一单元Vi1和Vi2串联运行时与副边侧直流母线Vbus之间的能量双向流动，也可实现任一组间Vi1和Vi2之间的能量双向流动。具体原理在实施例1、2、3、4、5中已详细叙述，此处不再赘述。
实施例7，拓扑结构如图2所示,原边侧电池单元V1、电池单元V2电压处于相同或者不同时，通过控制相应占空比，与实施例1、2、3、4、5类似，通过移相控制，此时同样可以实现以上所述的功率流动，具体原理与实施例1、2、3、4、5类似，此处不再赘述。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应所述以权利要求的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种新型双向DC-DC变换器，其特征在于：原边侧电池单元V1和电池单元V2、副边侧直流母线Vbus、变压器T，功率管Q1、功率管Q2、功率管Q3、功率管Q4、功率管Q5、功率管Q6、二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6、副边侧电感L、所述变压器T包括第一绕组Np和第二绕组Ns；
连接方式为：
功率管Q1及二极管D1的导通电流流入端作为电池单元V1的输入正；功率管Q1及二极管D1的导通电流流出端连接变压器的第一绕组Np的同名端；
电池单元V1的输入负与V2输入正连接，电池单元V2的输入正连接变压器的第一绕组Np的异名端；
功率管Q2及二极管D2的导通电流流入端与变压器的第一绕组Np的同名端连接；功率管Q2及二极管D2的导通电流流出端与电池单元V2的输入负连接；
变压器的第二绕组Ns的同名端与电感L的A侧连接，电感L的B侧与功率管Q3及二极管D3导通电流的流出端连接，电感L的B侧与功率管Q6及二极管D6导通电流的流入端连接；功率管Q3及二极管D3导通电流的流出端与功率管Q4及二极管D4导通电流的流入端连接；功率管Q4及二极管D4导通电流的流入端与直流母线Vbus的输入正连接；直流母线Vbus的输入负与功率管Q5及二极管D5的导通电流流出端连接；功率管Q5及二极管D5的导通电流流出端与功率管Q6及二极管D6的导通电流流出端连接；功率管Q5及二极管D5的导通电流流入端与功率管Q4及二极管D4导通电流的流出端连接；功率管Q4及二极管D4导通电流的流出端与变压器的第二绕组Ns的异名端连接。
2.根据权利要求1所述一种新型双向DC-DC变换器，其特征在于：所述电感L放置在原边侧或副边侧的任一侧，所述电感L与变压器T串联。
3.根据权利要求1或2所述一种新型双向DC-DC变换器，其特征在于：所述变压器副边包括H桥全桥电路，H桥全桥电路包括四个开关管。
4.根据权利要求3所述一种新型双向DC-DC变换器，其特征在于：所述H桥全桥电路的交流输入端与变压器的副边线圈连接。
5.根据权利要求3所述一种新型双向DC-DC变换器，其特征在于：所述H桥全桥电路的交流输入端与变压器的副边线圈通过电感L连接。
6.根据权利要求4所述一种新型双向DC-DC变换器，其特征在于：所述功率管Q1、功率管Q2、功率管Q3、功率管Q4、功率管Q5、功率管Q6中的任意开关管为以下的任一项：场效应晶体管、绝缘栅双极型晶体管、三极管、晶闸管或可控硅。
7.根据权利要求6所述一种新型双向DC-DC变换器，其特征在于：所述功率管Q1、功率管Q2、功率管Q3、功率管Q4、功率管Q5、功率管Q6中的任意开关管的两端为下述之一连接：并联反向的二极管或并联反向至少包括两个二极管串联的二极管串联组。
8.根据权利要求7所述一种新型双向DC-DC变换器，其特征在于：所述二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6中的任意二极管为以下的任一项：肖特基二极管、快恢复二极管、硅管二极管或碳化硅二极管。
9.根据权利要求8所述一种新型双向DC-DC变换器，其特征在于：所述电池单元V1和电池单元V2分别并联电容，所述直流母线Vbus并联电容，所述电池单元V1和电池单元V2任一为：电池单体，电池单体串联，电池单体串并联。
10.根据权利要求9所述一种新型双向DC-DC变换器，其特征在于：所述原边侧由N组半桥模块、变压器T和电感L并联后，连接设置在副边H桥全桥的交流输入端，副边侧为唯一的直流母线，所述N＞1。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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US6370050B1 (en) * 1999-09-20 2002-04-09 Ut-Batelle, Llc Isolated and soft-switched power converter
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