CN110601638B - 用于电动汽车电机逆变器的pwm调制方法 - Google Patents

用于电动汽车电机逆变器的pwm调制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种用于电动汽车电机逆变器的PWM调制方法，本方法采用NZPWM调制方法对逆变器进行PWM调制，并合理安排各扇区的参考电压矢量合成顺序和PWM脉冲作用模式；对由NZPWM调制生成的三相调制波进行修正，得到逆变器分界调制比参数，根据调制比参数分别执行NZPWM调制和SVPWM调制；当电压矢量从线性调制区跨入过调制区后，采用离散PWM调制方法对逆变器进行过调制并分为两个区域，设定两个区域下边界的调制比；根据调制比分别执行两个过调制区域的离散PWM调制，得到期望的PWM波形。本方法有效降低在零矢量时的共模电压输出幅度，抑制电机轴电流幅值，提高电机轴承使用寿命，减小电机逆变系统的振动和噪声输出，提升整车驾驶品质。

Description

用于电动汽车电机逆变器的PWM调制方法
技术领域
本发明涉及电机控制技术领域，尤其涉及一种用于电动汽车电机逆变器的PWM调制方法。
背景技术
通常在电动汽车的内嵌式三相永磁同步电机(PMSM)驱动逆变器调制中，使用脉冲宽度调制(PWM)策略，实现对电机定子电压空间矢量的控制。图1所示为三相逆变器的结构图，对其进行调制的PWM方法有正弦脉宽调制(SPWM)、空间电压矢量脉宽调制(SVPWM)、离散PWM调制等。若定义逆变器调制比为：
MI＝Vs/(0.6366UDC) (1)
其中，Vs为电机定子参考电压矢量，UDC为直流母线电压。
SPWM的调制波为三相正弦信号，其最大线性调制比为0.7854，远小于1，从而其输出电压最大值降低，输出功率峰值大大受限。SVPWM调制时最大线性调制比为0.9069，从而比SPWM具有更大的输出电压能力，输出电压提升约15.47％。另一方面，SVPWM可由SPWM经三次谐波注入得到，SVPWM的三次谐波在三相对称负载中可以互相抵消，即注入的三次谐波对输出电流没有谐波危害的负面影响，相反，SVPWM逆变系统谐波性能还可以得到进一步提升。综合考虑谐波性能和输出电压能力，工程实践中，通常选择SVPWM进行逆变器调制。
图2所示为PWM调制电压矢量扇区划分和合成参考矢量的基本电压矢量图，在各基本矢量作用下，得到SVPWM调制逆变器输出的共模电压见表1，
表1：
基本矢量 V<sub>0</sub>(000) V<sub>1</sub>(100) V<sub>2</sub>(110) V<sub>3</sub>(010) V<sub>4</sub>(011) V<sub>5</sub>(001) V<sub>6</sub>(101) V<sub>7</sub>(111)
共模电压 -U<sub>DC</sub>/2 -U<sub>DC</sub>/6 U<sub>DC</sub>/6 -U<sub>DC</sub>/6 U<sub>DC</sub>/6 -U<sub>DC</sub>/6 U<sub>DC</sub>/6 U<sub>DC</sub>/2
由表1可见，最大共模电压±UDC/2出现在零矢量V7和V0处，图3示出了SVPWM调制第一扇区脉冲作用模式及输出的共模电压，其中，uao、ubo、uco为相电压，uab、ubc、uca为线电压，ucmv为共模电压。共模电压经电机内部的耦合电容会在电机的转轴上产生轴电压，同时会通过电机的转轴轴承产生轴电流，对轴承进行电腐蚀，增大轴承的磨损，减少轴承的使用寿命，且伴随有共模干扰现象，加重电机逆变系统的振动和噪声输出，影响整车驾驶品质(NVH)。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种用于电动汽车电机逆变器的PWM调制方法，本方法克服传统电机逆变器调制的缺陷，有效降低在零矢量时的共模电压输出幅度，抑制电机轴电流幅值，提高电机轴承使用寿命，减小电机逆变系统的振动和噪声输出，提升整车驾驶品质。
为解决上述技术问题，本发明用于电动汽车电机逆变器的PWM调制方法包括如下步骤：
步骤一、设定逆变器调制比为：
MI＝Vs/(0.6366UDC) (1)
其中，Vs为电机定子参考电压矢量，UDC为直流母线电压；
采用无零矢量PWM调制方法对逆变器进行PWM调制，其参考电压矢量合成选择邻近的两个非零矢量V1、V2和两个非零相反矢量V3、V6，并使其两个非零相反矢量V3和V6分别作用相同的时间来等效零矢量的作用，利用伏秒平衡原理，计算各电压矢量作用时间：
Figure GDA0002907267100000021
其中，Tz为载波周期，T1、T2、T3、T6分别为电压矢量V1、V2、V3、V6的作用时间，设定电压矢量作用顺序为V3、V2、V1、V6、V1、V2、V3，由电压矢量作用顺序得到对应的作用时间顺序为T3、T2、T1、T6、T1、T2、T3，计算U相调制波为TU＝T2+T1+T6，其中T6对应零矢量时间T0/2，V相调制波为TV＝T3+T2，其中T3对应零矢量时间T0/2，W相调制波为TZ＝T6，其中T6对应零矢量时间T0/2，则三相调制波的有效作用时间为第一扇区三相PWM脉冲作用模式；
其中，各电压矢量分别定义为V1代表100、V2代表110、V3代表010、V4代表011、V5代表001、V6代表101；
步骤二、对由无零矢量PWM调制生成的三相调制波进行修正，设逆变器死区时间和最小脉宽时间的和为Tmin，使用Tpu＝Tmin/Tz表示其标幺值，为满足共模电压输出抑制条件，对T1和T2进行约束，约束条件为T1<Tmin、T2<Tmin，得到采用无零矢量PWM调制方法中用Tpu表示的逆变器分界调制比参数为MI1和MI2，其中MI2>MI1，当调制比范围为MI1≤MI<MI2时，无零矢量PWM调制方法有效，当调制比范围为0≤MI<MI1时，采用SVPWM调制方法对逆变器进行PWM调制；
步骤三、对T1和T2进行约束后，调制第一扇区各电压矢量作用时间具有如下形式：
Figure GDA0002907267100000031
Figure GDA0002907267100000032
其中，usα、usβ分别为两相静止坐标系电压，式(3)为参考电压矢量所处位置区域0～30°，式(4)为参考电压矢量所处位置区域30～60°，根据式(3)和式(4)，结合第一扇区三相PWM脉冲作用模式，计算逆变器U相调制波为TU＝T2+T1+T6、V相调制波为TV＝T3+T2、W相调制波为TZ＝T6；
步骤四、无零矢量PWM调制方法在第一扇区的一个开关周期内形成两个相位相差180°、周期均为载波周期Tz、幅度均为1的三角调制波形，由参考电压矢量所在扇区选择两个相位相差180°的三角载波，对三相调制波进行调制，得到期望的PWM波形；
步骤五、当电压矢量从线性调制区跨入过调制区后，采用60°连续调制的离散PWM调制方法对逆变器进行过调制，其零矢量选择规则为在以基本电压矢量V1、V3、V5为中心的60°扇区内选用零矢量V7，在以基本电压矢量V2、V4、V6为中心的60°扇区内选用零矢量V0，将离散PWM过调制分为两个区域，设第一过调制区下边界的调制比为MI3，第二过调制区下边界的调制比为MI4；
步骤六、根据第一过调制区的定子电压矢量轨迹，在控制角αr内将超过正六边形的定子电压矢量幅度修正至正六边形，在控制角αr外不做修正，在整个周期内，保持电压相位的跟随，且控制角αr与调制比具有如下关系：
Figure GDA0002907267100000041
其中，MI为调制比；
步骤七、根据第二过调制区的定子电压矢量轨迹，在保持角αh内，电压矢量处于六边形顶点，在保持角αh外，对电压矢量角度进行修正，第一扇区相位修正为：
Figure GDA0002907267100000042
其中，θs电压矢量角度；
保持角αh与调制比具有如下关系：
Figure GDA0002907267100000043
其中，MI为调制比；
步骤八、根据式(5)和式(7)，控制角αr与调制比为递减关系，保持角αh与调制比为递增关系，由式(5)和式(7)计算得到MI3和MI4的值；
步骤九、当调制比范围为MI2≤MI<MI3时，使用离散PWM调制方法对逆变器进行调制，当MI3≤MI<MI4时，使用第一过调制区的调制方法进行调制，当MI4≤MI<1时，使用第二过调制区的调制方法进行调制。
进一步，上述步骤五中，第一过调制区下边界的调制比MI3根据式(1)取
Figure GDA0002907267100000044
计算得到，第二过调制区下边界的调制比MI4根据式(7)取αh＝0计算得到。
进一步，当调制比范围从0≤MI<MI1切换至MI1≤MI<MI2时，设置切换的第一滞环区域，第一滞环区域按如下步骤设置：
第一步：电机转矩闭环控制并仅运行SVPWM调制，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI1，记录输出电压矢量幅度最大值，记为Vs1，得到调制比MIs1＝Vs1/(2UDC/π)；
第二步：电机转矩闭环控制并仅运行无零矢量PWM调制，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI1，记录输出电压矢量幅度最大值，记为Vs2，得到调制比MIs2＝Vs2/(2UDC/π)；
第三步：计算第一滞环区域宽度MIs＝max(MIs1,MIs2)-min(MIs1,MIs2)；
第四步：计算第一滞环区域上限为MI1+MIs，第一滞环区域下限选择为MI1；
第五步：电机转矩闭环运行，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI1，并上下拉动调制比运行，采集调制比变量并观察是否有突变，若有突变，执行第六步；若无突变，执行第七步；
第六步：修正第一滞环区域上限为MI1+MIs+ΔMI，记为MI1'，ΔMI为极小正数，返回第五步；
第七步：结束；
当调制比范围从MI1≤MI<MI2切换至MI2≤MI<MI3时，设置切换的第二滞环区域，第二滞环区域按如下步骤设置：
第一步：电机转矩闭环控制并仅运行离散PWM调制，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI2，记录输出电压矢量幅度最大值，记为Vs11，得到调制比MIs11＝Vs11/(2UDC/π)；
第二步：电机转矩闭环控制并仅运行无零矢量PWM调制，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI2，记录输出电压矢量幅度最大值，记为Vs21，得到调制比MIs21＝Vs21/(2UDC/π)；
第三步：计算第二滞环区域宽度MIs1＝max(MIs11,MIs21)-min(MIs11,MIs21)；
第四步：计算第二滞环区域下限为MI2-MIs1，第二滞环区域上限选择为MI2；
第五步：电机转矩闭环运行，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI2，并上下拉动调制比运行，采集调制比变量观察是否有突变，若有突变，执行第六步；若无突变，执行第七步；
第六步：修正第二滞环区域下限为MI2-MIs1-ΔMI1，记为MI'2，ΔMI1为极小正数，返回第五步；
第七步：结束。
进一步，设定第一滞环区域和第二滞环区域的判断条件，在第一滞环区域，当MI<MI1时，执行SVPWM调制，当MI>MI1'时，进入第二滞环区域判断；在第二滞环区域，当MI<MI'2时，执行无零矢量PWM调制，当MI>MI2时，对MI<MI3进行判断，如是执行离散PWM调制，如否，对MI<MI4进行判断，如是，执行第一过调制区的离散PWM调制，如否，执行第二过调制区的离散PWM调制。
由于本发明用于电动汽车电机逆变器的PWM调制方法采用了上述技术方案，即本方法采用无零矢量PWM调制方法对逆变器进行PWM调制，并合理安排各扇区的参考电压矢量合成顺序和PWM脉冲作用模式；对由无零矢量PWM调制生成的三相调制波进行修正，得到逆变器分界调制比参数，根据调制比参数分别执行无零矢量PWM调制和SVPWM调制；当电压矢量从线性调制区跨入过调制区后，采用离散PWM调制方法对逆变器进行过调制并分为两个区域，设定两个区域下边界的调制比；根据调制比分别执行两个过调制区域的离散PWM调制，得到期望的PWM波形。本方法克服传统电机逆变器调制的缺陷，有效降低在零矢量时的共模电压输出幅度，抑制电机轴电流幅值，提高电机轴承使用寿命，减小电机逆变系统的振动和噪声输出，提升整车驾驶品质。
附图说明
下面结合附图和实施方式对本发明作进一步的详细说明：
图1为三相逆变器的结构示意图；
图2为电机PWM调制电压矢量扇区划分和合成参考矢量示意图；
图3为SVPWM调制第一扇区脉冲作用模式及输出的共模电压示意图；
图4为本方法中无零矢量PWM调制第一扇区PWM脉冲作用模式示意图；
图5为本方法中无零矢量PWM第一扇区三角脉冲调制波形示意图；
图6为本方法中第一过调制区电压矢量轨迹示意图；
图7为本方法中第二过调制区电压矢量轨迹示意图；
图8为本方法中第一和第二过调制区的控制角/保持角与调制比MI关系示意图；
图9为本方法中第一滞环区域和第二滞环区域的判断条件框图；
图10为SPWM/SVPWM/离散PWM调制输出谐波含量对比示意图。
具体实施方式
本发明用于电动汽车电机逆变器的PWM调制方法包括如下步骤：
步骤一、设定逆变器调制比为：
MI＝Vs/(0.6366UDC) (1)
其中，Vs为电机定子参考电压矢量，UDC为直流母线电压；
采用无零矢量PWM调制方法对逆变器进行PWM调制，其参考电压矢量合成选择邻近的两个非零矢量V1、V2和两个非零相反矢量V3、V6，并使其两个非零相反矢量V3和V6分别作用相同的时间来等效零矢量的作用，例如，如图2所示，参考电压矢量Vs在第一扇区，利用非零电压矢量V1、V2用来合成参考电压矢量Vs，矢量V3和V6分别作用相同的时间来代替零矢量；
利用伏秒平衡原理，计算各电压矢量作用时间：
Figure GDA0002907267100000071
其中，Tz为载波周期，T1、T2、T3、T6分别为电压矢量V1、V2、V3、V6的作用时间，设定电压矢量作用顺序为V3、V2、V1、V6、V1、V2、V3，由电压矢量作用顺序得到对应的作用时间顺序T3、T2、T1、T6、T1、T2、T3，计算U相调制波为TU＝T2+T1+T6，其中T6对应零矢量时间T0/2)，V相调制波为TV＝T3+T2，其中T3对应零矢量时间T0/2，W相调制波为TZ＝T6，其中T6对应零矢量时间T0/2，则三相调制波的有效作用时间为第一扇区三相PWM脉冲作用模式；
无零矢量PWM调制各扇区的参考电压矢量作用顺序如表2所示，PWM脉冲作用模式如图4所示，理论上，图4的三相脉冲安排时序，共模电压可降低至±UDC/6；
表2:
Figure GDA0002907267100000072
其中，各电压矢量分别定义为V1代表100、V2代表110、V3代表010、V4代表011、V5代表001、V6代表101；
步骤二、从图4可以看出，线电压uab、ubc存在翻转现象，当翻转之间的零电平持续时间较短时，电机端可能存在过压现象，共模电压抑制失效，特别是当插入逆变器IGBT死区时间、并考虑最小脉宽时间的限制后，这种情况将会发生并恰好出现在非零电压矢量V1的作用时间T1和非零电压矢量V2的作用时间T2较小的时候，因此，对由无零矢量PWM调制生成的三相调制波进行修正，设逆变器死区时间和最小脉宽时间的和为Tmin，使用Tpu＝Tmin/Tz表示其标幺值，为满足共模电压输出抑制条件，对T1和T2进行约束，约束条件为T1<Tmin、T2<Tmin，得到采用无零矢量PWM调制方法中用Tpu表示的逆变器分界调制比参数为MI1和MI2，其中MI2>MI1，当调制比范围为MI1≤MI<MI2时，无零矢量PWM调制方法有效，当调制比范围为0≤MI<MI1时，采用SVPWM调制方法对逆变器进行PWM调制；
步骤三、对T1和T2进行约束后，调制第一扇区各电压矢量作用时间具有如下形式：
Figure GDA0002907267100000081
Figure GDA0002907267100000082
其中，usα、usβ分别为两相静止坐标系电压，式(3)为参考电压矢量所处位置区域0～30°，式(4)为参考电压矢量所处位置区域30～60°，根据式(3)和式(4)，结合第一扇区三相PWM脉冲作用模式，计算逆变器U相调制波为TU＝T2+T1+T6、V相调制波为TV＝T3+T2、W相调制波为TZ＝T6；
步骤四、如图5所示，无零矢量PWM调制方法在第一扇区的一个开关周期内形成两个相位相差180°、周期均为载波周期Tz、幅度均为1的三角调制波形，由参考电压矢量所在扇区选择两个相位相差180°的三角载波，对三相调制波进行调制，得到期望的PWM波形；
图5所示为无零矢量PWM调制方法的第一扇区一个开关周期内的脉冲调制波形，其载波频率为10KHz，其中，UpDuty、VpDuty、WpDuty为逆变器上桥U、V、W三相调制波，UWTri为U、W相载波，VTri为V相载波，PWM1、PWM3、PWM5为U、V、W三相PWM脉冲；根据图4的脉冲安排方式，使用图5所示的两个三角载波对三相调制波进行调制，就可以得到期望的PWM波形；
步骤五、当电压矢量从线性调制区跨入过调制区后，采用60°连续调制的离散PWM调制方法对逆变器进行过调制，其零矢量选择规则为在以基本电压矢量V1、V3、V5为中心的60°扇区内选用零矢量V7，在以基本电压矢量V2、V4、V6为中心的60°扇区内选用零矢量V0，将离散PWM过调制分为两个区域，设第一过调制区下边界的调制比为MI3，第二过调制区下边界的调制比为MI4；
在电压矢量从线性调制区跨入过调制区后，随着调制比的增加，离散PWM调制的电压增益特性明显优于SVPWM调制，即随着调制比的增加，离散PWM调制的电压输出线性度优于SVPWM调制，为了使在过调制区输出电压尽可能接近基波电压，且输出电压谐波尽可能小，将离散PWM过调制分为两个过调制区域，从而可对两个过调制区域分别施以不同的控制策略；
步骤六、如图6所示，根据第一过调制区的定子电压矢量轨迹，在控制角αr内将超过正六边形的定子电压矢量幅度修正至正六边形(见图中粗实线)，在控制角αr外不做修正，在整个周期内，保持电压相位的跟随，且控制角αr与调制比具有如下关系：
Figure GDA0002907267100000091
其中，MI为调制比；
步骤七、如图7所示，根据第二过调制区的定子电压矢量轨迹，在保持角αh内，电压矢量处于六边形顶点，在保持角αh外，对电压矢量角度进行修正，第一扇区相位修正为：
Figure GDA0002907267100000092
其中，θs电压矢量角度；
保持角αh与调制比具有如下关系：
Figure GDA0002907267100000093
其中，MI为调制比；
步骤八、如图8所示，根据式(5)和式(7)，控制角αr与调制比为递减关系，保持角αh与调制比为递增关系，由式(5)和式(7)计算得到MI3和MI4的值；
步骤九、当调制比范围为MI2≤MI<MI3时，使用离散PWM调制方法对逆变器进行调制，当MI3≤MI<MI4时，使用第一过调制区的调制方法进行调制，当MI4≤MI<1时，使用第二过调制区的调制方法进行调制。
本方法随着调制比的变化，逆变器在不同的调制策略中进行切换控制，整个调制策略形成一个连续的整体，在不同的调制比阶段，将发挥各个子调制策略的优势，消除对系统影响较大的不利因素，取得电机逆变系统的优化性能输出。即在调制比2段，降低共模电压，在调制比3段，降低电流谐波含量和逆变器切换损耗，在调制比4段和5段，提高电压和功率的输出能力，本方法不仅可以达到上述控制效果，还可以起到降低系统共模干扰的作用。
优选的，上述步骤五中，第一过调制区下边界的调制比MI3根据式(1)取
Figure GDA0002907267100000101
计算得到，第二过调制区下边界的调制比MI4根据式(7)取αh＝0计算得到。
优选的，为避免无零矢量PWM算法与其它算法之间切换的抖动，设置切换的滞环区域，降低切换损耗，当调制比范围从0≤MI<MI1切换至MI1≤MI<MI2时，设置切换的第一滞环区域，第一滞环区域按如下步骤设置：
第一步：电机转矩闭环控制并仅运行SVPWM调制，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI1，记录输出电压矢量幅度最大值，记为Vs1，得到调制比MIs1＝Vs1/(2UDC/π)；
第二步：电机转矩闭环控制并仅运行无零矢量PWM调制，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI1，记录输出电压矢量幅度最大值，记为Vs2，得到调制比MIs2＝Vs2/(2UDC/π)；
第三步：计算第一滞环区域宽度MIs＝max(MIs1,MIs2)-min(MIs1,MIs2)；
第四步：计算第一滞环区域上限为MI1+MIs，第一滞环区域下限选择为MI1；
第五步：电机转矩闭环运行，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI1，并上下拉动调制比运行，采集调制比变量并观察是否有突变，若有突变，执行第六步；若无突变，执行第七步；
第六步：修正第一滞环区域上限为MI1+MIs+ΔMI，记为MI1'，ΔMI为极小正数，返回第五步；
第七步：结束；
当调制比范围从MI1≤MI<MI2切换至MI2≤MI<MI3时，设置切换的第二滞环区域，第二滞环区域按如下步骤设置：
第一步：电机转矩闭环控制并仅运行离散PWM调制，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI2，记录输出电压矢量幅度最大值，记为Vs11，得到调制比MIs11＝Vs11/(2UDC/π)；
第二步：电机转矩闭环控制并仅运行无零矢量PWM调制，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI2，记录输出电压矢量幅度最大值，记为Vs21，得到调制比MIs21＝Vs21/(2UDC/π)；
第三步：计算第二滞环区域宽度MIs1＝max(MIs11,MIs21)-min(MIs11,MIs21)；
第四步：计算第二滞环区域下限为MI2-MIs1，第二滞环区域上限选择为MI2；
第五步：电机转矩闭环运行，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI2，并上下拉动调制比运行，采集调制比变量观察是否有突变，若有突变，执行第六步；若无突变，执行第七步；
第六步：修正第二滞环区域下限为MI2-MIs1-ΔMI1，记为MI'2，ΔMI1为极小正数，返回第五步；
第七步：结束。
优选的，如图9所示，设定第一滞环区域和第二滞环区域的判断条件，在第一滞环区域，当MI<MI1时，执行SVPWM调制，当MI>MI1'时，进入第二滞环区域判断；在第二滞环区域，当MI<MI'2时，执行无零矢量PWM调制，当MI>MI2时，对MI<MI3进行判断，如是执行离散PWM调制，如否，对MI<MI4进行判断，如是，执行第一过调制区的离散PWM调制，如否，执行第二过调制区的离散PWM调制。
对于SVPWM和离散PWM调制，在载波大小相同的情况下进行逆变器中IGBT元件的开关切换损耗和输出谐波对比，在线性区SVPWM调制的开关切换次数为离散PWM调制的开关切换次数的1.5倍，但电流谐波含量SVPWM调制明显优于离散PWM调制。为了得到更优的切换损耗和谐波输出性能，且兼顾受调制比参数约束的各调制方法之间的切换，可以提高离散PWM调制的载波到1.5倍，则满足开关切换不增加切换损耗的情况下，得到输出谐波性能的提升。如图10所示为载波提高1.5倍后的SPWM/SVPWM/离散PWM随调制比MI变化的电流谐波图形，图中可以看出，相同条件下，在线性调制范围(MI＝0～0.9069)，SPWM调制比SVPWM调制具有更高的谐波含量，随着调制比的增加，SPWM的谐波含量越来越大，在调制比MI大于约0.68时，离散PWM调制有比SVPWM调制更低的谐波输出含量。事实上，根据电机控制器的散热能力，一般可提高载波在1.0～1.5倍之间，也可以得到相对较小的开关切换损耗，但谐波含量有些许提高，以满足逆变器的散热性能和谐波含量为准。但是，首先要满足无零矢量PWM调制与离散PWM调制切换时的调制比约束，即优先满足无零矢量PWM的上限调制比限制。
本方法用于电动汽车电机逆变驱动系统中，有效降低在零矢量时的共模电压输出幅度，电机轴电流幅值得到有效抑制，NZPWM调制(无零矢量PWM)可以较好的弥补这个方面的不足，因此，本方法NZPWM调制采用其它基本矢量代替零矢量，进行零矢量替代工作。其中，NZPWM技术可以降低电机驱动系统的共模电压峰值，从而降低共模电流，延长电机轴承的使用寿命，且能抑制系统的共模干扰；离散PWM技术的应用，在IGBT开关切换损耗减小的同时，逆变器输出电流谐波含量明显减少；而离散PWM的过调制技术，有效的提高电机控制器输出电压约10.3％，从而其峰值功率也得到较大的提升，满足车辆瞬时的加速性能要求。

Claims (4)

1.一种用于电动汽车电机逆变器的PWM调制方法，其特征在于本方法包括如下步骤：
步骤一、设定逆变器调制比为：
MI＝Vs/(0.6366UDC) (1)
其中，Vs为电机定子参考电压矢量，UDC为直流母线电压；
采用无零矢量PWM调制方法对逆变器进行PWM调制，其参考电压矢量合成选择邻近的两个非零矢量V1、V2和两个非零相反矢量V3、V6，并使其两个非零相反矢量V3和V6分别作用相同的时间来等效零矢量的作用，利用伏秒平衡原理，计算各电压矢量作用时间：
Figure FDA0002907267090000011
其中，Tz为载波周期，T1、T2、T3、T6分别为电压矢量V1、V2、V3、V6的作用时间，设定电压矢量作用顺序为V3、V2、V1、V6、V1、V2、V3，由电压矢量作用顺序得到对应的作用时间顺序为T3、T2、T1、T6、T1、T2、T3，计算U相调制波为TU＝T2+T1+T6，其中T6对应零矢量时间T0/2，V相调制波为TV＝T3+T2，其中T3对应零矢量时间T0/2，W相调制波为TZ＝T6，其中T6对应零矢量时间T0/2，则三相调制波的有效作用时间为第一扇区三相PWM脉冲作用模式；
其中，各电压矢量分别定义为V1代表100、V2代表110、V3代表010、V4代表011、V5代表001、V6代表101；
步骤二、对由无零矢量PWM调制生成的三相调制波进行修正，设逆变器死区时间和最小脉宽时间的和为Tmin，使用Tpu＝Tmin/Tz表示其标幺值，为满足共模电压输出抑制条件，对T1和T2进行约束，约束条件为T1<Tmin、T2<Tmin，得到采用无零矢量PWM调制方法中用Tpu表示的逆变器分界调制比参数为MI1和MI2，其中MI2>MI1，当调制比范围为MI1≤MI<MI2时，无零矢量PWM调制方法有效，当调制比范围为0≤MI<MI1时，采用SVPWM调制方法对逆变器进行PWM调制；
步骤三、对T1和T2进行约束后，第一扇区各电压矢量作用时间具有如下形式：
Figure FDA0002907267090000021
Figure FDA0002907267090000022
其中，usα、usβ分别为两相静止坐标系电压，式(3)为参考电压矢量所处位置区域0～30°，式(4)为参考电压矢量所处位置区域30～60°，根据式(3)和式(4)，结合第一扇区三相PWM脉冲作用模式，计算逆变器U相调制波为TU＝T2+T1+T6、V相调制波为TV＝T3+T2、W相调制波为TZ＝T6；
步骤四、无零矢量PWM调制方法在第一扇区的一个开关周期内形成两个相位相差180°、周期均为载波周期Tz、幅度均为1的三角调制波形，由参考电压矢量所在扇区选择两个相位相差180°的三角载波，对三相调制波进行调制，得到期望的PWM波形；
步骤五、当电压矢量从线性调制区跨入过调制区后，采用60°连续调制的离散PWM调制方法对逆变器进行过调制，其零矢量选择规则为在以基本电压矢量V1、V3、V5为中心的600扇区内选用零矢量V7，在以基本电压矢量V2、V4、V6为中心的600扇区内选用零矢量V0，将离散PWM过调制分为两个区域，设第一过调制区下边界的调制比为MI3，第二过调制区下边界的调制比为MI4；
步骤六、根据第一过调制区的定子电压矢量轨迹，在控制角αr内将超过正六边形的定子电压矢量幅度修正至正六边形，在控制角αr外不做修正，在整个周期内，保持电压相位的跟随，且控制角αr与调制比具有如下关系：
Figure FDA0002907267090000023
其中，MI为调制比；
步骤七、根据第二过调制区的定子电压矢量轨迹，在保持角αh内，电压矢量处于六边形顶点，在保持角αh外，对电压矢量角度进行修正，第一扇区相位修正为：
Figure FDA0002907267090000031
其中，θs电压矢量角度；
保持角αh与调制比具有如下关系：
Figure FDA0002907267090000032
其中，MI为调制比；
步骤八、根据式(5)和式(7)，控制角αr与调制比为递减关系，保持角αh与调制比为递增关系，由式(5)和式(7)计算得到MI3和MI4的值；
步骤九、当调制比范围为MI2≤MI<MI3时，使用离散PWM调制方法对逆变器进行调制，当MI3≤MI<MI4时，使用第一过调制区的调制方法进行调制，当MI4≤MI<1时，使用第二过调制区的调制方法进行调制。
2.根据权利要求1所述的用于电动汽车电机逆变器的PWM调制方法，其特征在于：步骤五中，第一过调制区下边界的调制比MI3根据式(1)取
Figure FDA0002907267090000033
计算得到，第二过调制区下边界的调制比MI4根据式(7)取αh＝0计算得到。
3.根据权利要求1或2所述的用于电动汽车电机逆变器的PWM调制方法，其特征在于：当调制比范围从0≤MI<MI1切换至MI1≤MI<MI2时，设置切换的第一滞环区域，第一滞环区域按如下步骤设置：
第一步：电机转矩闭环控制并仅运行SVPWM调制，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI1，记录输出电压矢量幅度最大值，记为Vs1，得到调制比MIs1＝Vs1/(2UDC/π)；
第二步：电机转矩闭环控制并仅运行无零矢量PWM调制，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI1，记录输出电压矢量幅度最大值，记为Vs2，得到调制比MIs2＝Vs2/(2UDC/π)；
第三步：计算第一滞环区域宽度MIs＝max(MIs1,MIs2)-min(MIs1,MIs2)；
第四步：计算第一滞环区域上限为MI1+MIs，第一滞环区域下限选择为MI1；
第五步：电机转矩闭环运行，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI1，并上下拉动调制比运行，采集调制比变量并观察是否有突变，若有突变，执行第六步；若无突变，执行第七步；
第六步：修正第一滞环区域上限为MI1+MIs+ΔMI，记为MI1'，ΔMI为极小正数，返回第五步；
第七步：结束；
当调制比范围从MI1≤MI<MI2切换至MI2≤MI<MI3时，设置切换的第二滞环区域，第二滞环区域按如下步骤设置：
第一步：电机转矩闭环控制并仅运行离散PWM调制，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI2，记录输出电压矢量幅度最大值，记为Vs11，得到调制比MIs11＝Vs11/(2UDC/π)；
第二步：电机转矩闭环控制并仅运行无零矢量PWM调制，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI2，记录输出电压矢量幅度最大值，记为Vs21，得到调制比MIs21＝Vs21/(2UDC/π)；
第三步：计算第二滞环区域宽度MIs1＝max(MIs11,MIs21)-min(MIs11,MIs21)；
第四步：计算第二滞环区域下限为MI2-MIs1，第二滞环区域上限选择为MI2；
第五步：电机转矩闭环运行，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI2，并上下拉动调制比运行，采集调制比变量观察是否有突变，若有突变，执行第六步；若无突变，执行第七步；
第六步：修正第二滞环区域下限为MI2-MIs1-ΔMI1，记为MI'2，ΔMI1为极小正数，返回第五步；
第七步：结束。
4.根据权利要求3所述的用于电动汽车电机逆变器的PWM调制方法，其特征在于：设定第一滞环区域和第二滞环区域的判断条件，在第一滞环区域，当MI<MI1时，执行SVPWM调制，当MI>MI′1时，进入第二滞环区域判断；在第二滞环区域，当MI<MI'2时，执行无零矢量PWM调制，当MI>MI2时，对MI<MI3进行判断，如是执行离散PWM调制，如否，对MI<MI4进行判断，如是，执行第一过调制区的离散PWM调制，如否，执行第二过调制区的离散PWM调制。
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