CN110582939A - 多工器、高频前端电路以及通信装置 - Google Patents

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Abstract

多工器(10)具备：滤波器(40)，配置在公共端子(100)与独立端子(400)之间；以及滤波器(30)，配置在公共端子(100)与独立端子(300)之间，通带的频率比滤波器(40)低，滤波器(40)具有配置在连结公共端子(100)和独立端子(400)的第一路径上的串联臂谐振器(401以及402)，串联臂谐振器(401以及402)分别由利用漏泄波作为主要弹性波的压电性基板以及IDT电极构成，串联臂谐振器(401)中的瑞利波响应的产生频率与串联臂谐振器(402)中的瑞利波响应的产生频率不同。

Description

多工器、高频前端电路以及通信装置
技术领域
本发明涉及多工器、高频前端电路以及通信装置。
背景技术
近年来，关于便携式电话终端等通信装置，为了用一个终端应对多个频带以及多个无线方式，即，所谓的多频段化以及多模式化，广泛使用了将高频信号按每个频带进行分离(分波)的多工器(分波器)。
在专利文献1公开了将梯型带通滤波器和多模耦合型带通滤波器进行了公共连接的单片漏泄(leaky)声表面波分波器。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2013-81068号公报
发明内容
发明要解决的课题
然而，在像专利文献1那样构成分波器的带通滤波器利用漏泄波(leaky wave)作为主要弹性波的情况下，各弹性波谐振器的瑞利波响应成为问题。即，在像上述那样将多个带通滤波器进行公共连接的情况下，若一方的带通滤波器内的弹性波谐振器的瑞利波响应产生在另一方的带通滤波器的通带内，则在该另一方的带通滤波器的通带内产生纹波，存在该另一方的带通滤波器的插入损耗变差这样的问题。
本发明正是为了解决上述课题而完成的，其目的在于，提供一种能够抑制由弹性波谐振器的瑞利波响应造成的通带内的插入损耗的劣化的多工器、高频前端电路以及通信装置。
用于解决课题的技术方案
为了达到上述目的，本发明的一个方式涉及的多工器具备：公共端子、第一端子以及第二端子；第一滤波器，配置在所述公共端子与所述第一端子之间；以及第二滤波器，配置在所述公共端子与所述第二端子之间，通带的频率比所述第一滤波器低，所述第一滤波器至少具有配置在连结所述公共端子和所述第一端子的第一路径上的第一串联臂谐振器以及第二串联臂谐振器，所述第一串联臂谐振器以及所述第二串联臂谐振器分别由利用漏泄波作为主要弹性波的压电性基板以及IDT电极构成，所述第一串联臂谐振器中的瑞利波响应的产生频率与所述第二串联臂谐振器中的瑞利波响应的产生频率不同。
在具有利用漏泄波作为主要弹性波的第一滤波器和第二滤波器通过公共端子连接的结构的多工器中，构成第一滤波器的串联臂谐振器的瑞利波响应(瑞利波杂散)产生在比第一滤波器的通带靠低频侧的频率。在该情况下，从公共端子侧观察第一滤波器的情况下的上述低频侧的频率处的反射系数会变差(下降)。因此，在上述低频侧的频率包含于第二滤波器的通带的情况下，在第二滤波器的通带内产生起因于上述瑞利波响应的纹波。由于该纹波，第二滤波器的通带内的插入损耗变差。
相对于此，根据上述结构，构成第一滤波器的第一串联臂谐振器以及第二串联臂谐振器的瑞利波响应的产生频率不同，因此能够使在第一滤波器的通带的低频侧的频率产生的瑞利波杂散进行频率分散。因而，可避免在多个串联臂谐振器产生的瑞利波响应集中于特定的频率被相加，能够降低瑞利波杂散的大小。因而，能够降低在第二滤波器的通带内产生的、起因于上述瑞利波响应的纹波的大小，因此能够降低第二滤波器的通带内的插入损耗。
此外，也可以是，由构成所述第一串联臂谐振器的所述IDT电极的多个电极指的重复间距(repeated pitch)规定的第一IDT波长与由构成所述第二串联臂谐振器的所述IDT电极的多个电极指的重复间距规定的第二IDT波长相差该第二IDT波长的2％以上。
若调整串联臂谐振器的IDT波长，则瑞利波响应的产生频率与该串联臂谐振器的谐振频率一起变化。
据此，构成第一滤波器的第一串联臂谐振器以及第二串联臂谐振器的IDT波长相差2％以上，因此能够使在第一滤波器的通带的低频侧的频率产生的瑞利波杂散进行频率分散。此外，第一串联臂谐振器以及第二串联臂谐振器的瑞利波响应的产生频率相差2％以上，从而还能够将第一串联臂谐振器或第二串联臂谐振器的瑞利波响应的产生频率配置到第二滤波器的通带外。因而，能够降低第二滤波器的通带内的瑞利波杂散的大小，因此能够降低第二滤波器的通带内的插入损耗。
此外，也可以是，在相对于所述第二IDT波长的所述第一IDT波长与所述第二IDT波长之差为Dλ(％)的情况下，在相对于所述第一滤波器的中心频率而产生DR(％)的所述第一串联臂谐振器的瑞利波响应的产生频率与所述第二串联臂谐振器的瑞利波响应的产生频率的频率差的情况下，在所述第二滤波器的相对频带为X2(％)的所述多工器中，相对于所述第二IDT波长的所述第一IDT波长与所述第二IDT波长之差Dλx(％)满足Dλx(％)≥(X2/DR)×Dλ的关系。
若调整串联臂谐振器的IDT波长，则瑞利波响应的产生频率与该串联臂谐振器的谐振频率一起变化。在第一滤波器中，在使第一IDT波长以及第二IDT波长偏移了Dλ(％)的情况下，瑞利波响应的产生频率的频率差成为DR(％)。在该情况下，在具有X2(％)的相对频带的第二滤波器中，为了使第一串联臂谐振器以及第二串联臂谐振器的瑞利波响应位于比第二滤波器的通带靠低频侧以及高频侧，只要将第一IDT波长与第二IDT波长之差Dλx(％)设为上式的关系即可。由此，能够将第一串联臂谐振器以及第二串联臂谐振器的瑞利波响应的产生频率配置到第二滤波器的通带外。因而，能够消除第二滤波器的通带内的上述瑞利波杂散，因此能够降低第二滤波器的通带内的插入损耗。
此外，也可以是，在使相对于所述第二IDT波长的所述第一IDT波长与所述第二IDT波长之差偏移了2％的情况下，相对于所述第一滤波器的中心频率而产生1.47％的所述第一串联臂谐振器的瑞利波响应的产生频率与所述第二串联臂谐振器的瑞利波响应的产生频率的频率差，在所述第二滤波器的相对频带为2.93％的所述多工器中，相对于所述第二IDT波长的所述第一IDT波长与所述第二IDT波长之差为4％以上。
由此，能够将第一串联臂谐振器以及第二串联臂谐振器的瑞利波响应的产生频率配置到第二滤波器的通带外。因而，例如，能够消除将具有2.93％的相对频带的LTE的Band1设为第二滤波器的情况下的通带内的上述瑞利波杂散，因此能够降低第二滤波器的通带内的插入损耗。
此外，也可以是，所述第一滤波器还具有配置在所述第一路径上的第三串联臂谐振器，所述第三串联臂谐振器由利用漏泄波作为主要弹性波的压电性基板以及IDT电极构成，所述第一串联臂谐振器中的瑞利波响应的产生频率与所述第三串联臂谐振器中的瑞利波响应的产生频率不同，在所述第一串联臂谐振器、所述第二串联臂谐振器以及所述第三串联臂谐振器之中，所述第一串联臂谐振器连接得最靠近所述公共端子。
在具有多个串联臂谐振器的第一滤波器中，在从公共端子侧观察第一滤波器的反射系数中，该多个串联臂谐振器之中最接近公共端子的串联臂谐振器的反射系数成为支配性的。
根据上述结构，第一串联臂谐振器的瑞利波响应的产生频率与第二串联臂谐振器以及第三串联臂谐振器的瑞利波响应的产生频率不同(不重复)，因此能够使第一串联臂谐振器的瑞利波响应的产生频率处的反射系数大于第二串联臂谐振器以及第三串联臂谐振器的瑞利波响应的产生频率处的反射系数。进而，第一串联臂谐振器连接得比第二串联臂谐振器以及第三串联臂谐振器更靠近公共端子，因此能够相对地增大第二串联臂谐振器以及第三串联臂谐振器的瑞利波响应的产生频率处的反射系数。因而，能够降低第二滤波器的通带内的起因于上述瑞利波杂散的纹波，因此能够降低第二滤波器的通带内的插入损耗。
此外，也可以是，所述第一滤波器还具有配置在所述第一路径上的第三串联臂谐振器，所述第三串联臂谐振器由利用漏泄波作为主要弹性波的压电性基板以及IDT电极构成，所述第一串联臂谐振器中的瑞利波响应的产生频率位于所述第二滤波器的通带外，在所述第一串联臂谐振器、所述第二串联臂谐振器以及所述第三串联臂谐振器之中，所述第一串联臂谐振器连接得最靠近所述公共端子。
根据上述结构，第一串联臂谐振器的瑞利波响应的产生频率位于第二滤波器的通带外，第一串联臂谐振器连接得比第二串联臂谐振器以及第三串联臂谐振器更靠近公共端子，因此能够减小第二串联臂谐振器以及第三串联臂谐振器的瑞利波响应对反射系数的影响。因而，能够降低第二滤波器的通带内的起因于上述瑞利波杂散的纹波，因此能够降低第二滤波器的通带内的插入损耗。
此外，也可以是，所述第一滤波器还具有配置在连结所述第一路径和接地的路径上的并联臂谐振器，所述第一滤波器具有由所述第一串联臂谐振器、所述第二串联臂谐振器以及所述并联臂谐振器构成的梯型的滤波器构造。
由此，能够在确保第一滤波器的低损耗性的同时降低第二滤波器的通带内的插入损耗。
此外，也可以是，所述第一滤波器还具有配置在所述第一路径上的纵向耦合型的滤波器构造。
由此，能够在确保第一滤波器的高衰减量的同时降低第二滤波器的通带内的插入损耗。
此外，也可以是，所述第一滤波器的通带是LTE(Long Term Evolution，长期演进)的Band41n中的下行频带，所述第二滤波器的通带是所述LTE的Band1中的下行频带。
在第一滤波器的通带为LTE的Band41n中的频带且第二滤波器的通带为LTE的Band1中的下行频带的情况下，第二滤波器的通带内的纹波容易增大。因此，通过将第一滤波器的串联臂谐振器构成为满足上述的条件，从而能够有效地降低该纹波并降低插入损耗。
此外，本发明的一个方式涉及的多工器具备：公共端子、第一端子以及第二端子；第一滤波器，配置在所述公共端子与所述第一端子之间；以及第二滤波器，配置在所述公共端子与所述第二端子之间，通带的频率比所述第一滤波器低，所述第一滤波器具有：串联臂谐振电路，配置在连结所述公共端子和所述第一端子的第一路径上；以及第一并联臂谐振器以及第二并联臂谐振器，配置在连结所述第一路径和接地的路径上，所述第一并联臂谐振器以及所述第二并联臂谐振器分别由利用漏泄波作为主要弹性波的压电性基板以及IDT电极构成，所述第一并联臂谐振器中的瑞利波响应的产生频率与所述第二并联臂谐振器中的瑞利波响应的产生频率不同。
在具有利用漏泄波作为主要弹性波的第一滤波器和第二滤波器通过公共端子连接的结构的多工器中，在比第一滤波器的通带靠低频侧的频率产生构成第一滤波器的并联臂谐振器的瑞利波响应(瑞利波杂散)。在该情况下，从公共端子侧观察第一滤波器的情况下的上述低频侧的频率处的反射系数变差(下降)。因此，在上述低频侧的频率包含于第二滤波器的通带的情况下，在第二滤波器的通带内产生起因于上述瑞利波响应的纹波。由于该纹波，第二滤波器的通带内的插入损耗变差。
相对于此，根据上述结构，构成第一滤波器的第一并联臂谐振器以及第二并联臂谐振器的瑞利波响应的产生频率不同，因此能够使在第一滤波器的通带的低频侧的频率产生的瑞利波响应进行频率分散。因而，可避免多个并联臂谐振器产生的瑞利波响应集中于特定的频率被相加，能够降低瑞利波杂散的大小。因而，能够降低在第二滤波器的通带内产生的、起因于上述瑞利波杂散的纹波的大小，因此能够降低第二滤波器的通带内的插入损耗。
此外，本发明的一个方式涉及的高频前端电路具备上述任一个记载的多工器和与所述多工器连接的放大电路。
由此，能够提供一种能够降低位于第一滤波器以及第二滤波器被公共连接的多工器的低频侧的第二滤波器的通带内的插入损耗的高频前端电路。
此外，本发明的一个方式涉及的通信装置具备：RF信号处理电路，对由天线元件收发的高频信号进行处理；以及上述记载的高频前端电路，在所述天线元件与所述RF信号处理电路之间传递所述高频信号。
由此，能够提供一种能够降低位于第一滤波器以及第二滤波器被公共连接的多工器的低频侧的第二滤波器的通带内的插入损耗的通信装置。
发明效果
根据本发明涉及的多工器、高频前端电路以及通信装置，能够抑制由弹性波谐振器的瑞利波响应造成的通带内的插入损耗的劣化。
附图说明
图1是实施方式1涉及的多工器的电路结构图。
图2是示意性地表示实施方式1涉及的滤波器的谐振器的俯视图以及剖视图。
图3A是多工器的结构框图。
图3B是表示以往的多工器的插入损耗的劣化的图。
图3C是说明抑制实施例涉及的多工器的插入损耗的劣化的结构的图。
图3D是说明抑制变形例涉及的多工器的插入损耗的劣化的结构的图。
图4是表示Band41n滤波器以及Band1滤波器被公共连接的多工器中的Band1滤波器的插入损耗的劣化的曲线图。
图5是表示Band41n滤波器以及Band1滤波器被公共连接的多工器中的Band41n滤波器的各弹性波谐振器的阻抗特性的曲线图。
图6是对实施例以及比较例涉及的多工器的Band1滤波器的通过特性进行了比较的曲线图。
图7是表示实施方式1涉及的多工器中的、相对于串联臂谐振器的波长λ之差的第一滤波器的滤波器特性的曲线图。
图8是实施方式2涉及的高频前端电路以及通信装置的结构图。
具体实施方式
以下，使用附图对本发明的实施方式进行详细地说明。另外，以下说明的实施方式均示出总括性的或具体的例子。在以下的实施方式中示出的数值、形状、材料、构成要素、构成要素的配置以及连接方式等是一个例子，其主旨并不在于限定本发明。关于以下的实施方式中的构成要素之中未记载于独立权利要求的构成要素，作为任意的构成要素而进行说明。此外，附图所示的构成要素的大小或大小之比未必严谨。此外，在各图中，对于实质上相同的结构标注相同的附图标记，有时省略或简化重复的说明。此外，在以下的实施方式中，所谓“连接”，不仅包含直接连接的情况，还包含经由其它元件等电连接的情况。
(实施方式1)
[1.多工器的基本结构]
图1是实施方式1涉及的多工器10的结构图。多工器10是具备通带相互不同的多个滤波器(在此为三个滤波器20、30以及40)且这些多个滤波器的天线侧的端子连接于公共端子100的三工器(分波器)。具体地，如图1所示，多工器10具有公共端子100、三个独立端子200、300以及400、和三个滤波器20、30以及40。
公共端子100公共地设置于三个滤波器20、30以及40，在多工器10的内部与这些滤波器20、30以及40连接。此外，公共端子100在多工器10的外部与天线(未图示)连接。也就是说，公共端子100还是多工器10的天线端子。
独立端子200、300以及400依次与三个滤波器20、30以及40独立对应地设置，在多工器10的内部与对应的滤波器连接。此外，独立端子200、300以及400在多工器10的外部，经由放大电路等(未图示)而与RF信号处理电路(RFIC：Radio Frequency IntegratedCircuit，射频集成电路，未图示)连接。
滤波器20配置在连结公共端子100和独立端子200的路径上，在本实施方式中，是将LTE(Long Term Evolution，长期演进)的Band3中的下行频带(接收频带：1805-1880MHz)作为通带的接收滤波器。
滤波器40配置在连结公共端子100和独立端子400的第一路径上，在本实施方式中，是将LTE的Band41n中的频带(2555-2655MHz)作为通带的滤波器。滤波器40相当于配置在公共端子100与第一端子(在此为独立端子400)之间的第一滤波器。
滤波器30配置在连结公共端子100和独立端子300的路径上，在本实施方式中，是将LTE的Band1中的下行频带(接收频带：2110-2170MHz)作为通带的接收滤波器。滤波器30相当于配置在公共端子100与第二端子(在此为独立端子300)之间且通带的频率比滤波器40低的第二滤波器。
另外，三个滤波器20、30以及40的通带并不限于Band3、Band1以及Band41n的组合。此外，与公共端子100连接的滤波器的数目只要是两个以上即可。此外，多工器10可以由多个发送滤波器或多个接收滤波器构成，也可以由发送滤波器以及接收滤波器这两者构成。
[2.滤波器的基本结构]
接着，对各滤波器20、30以及40的基本结构进行说明。
如图1所示，滤波器40具备串联臂谐振器401、402以及403、并联臂谐振器411以及412、和纵向耦合型谐振器421。
串联臂谐振器401(第一串联臂谐振器)、串联臂谐振器402(第二串联臂谐振器)、纵向耦合型谐振器421以及串联臂谐振器403(第三串联臂谐振器)，从公共端子100侧起依次串联配置在连结公共端子100和独立端子400的第一路径(串联臂)上。此外，并联臂谐振器411配置在连结串联臂谐振器401与402的连接点和接地的路径(并联臂)上。此外，并联臂谐振器412配置在连结纵向耦合型谐振器421与串联臂谐振器403的连接点和接地的路径(并联臂)上。
纵向耦合型谐振器421例如由在弹性波传播方向上相邻地配置的五个IDT(InterDigital Transducer，叉指换能器)电极构成。另外，纵向耦合型谐振器的IDT电极的数目只要为两个以上即可。
滤波器40通过基于纵向耦合型谐振器421的纵向耦合型结构和串联臂谐振器401～403以及并联臂谐振器411～412而构成了将Band41n作为通带的带通滤波器。
此外，如图1所示，滤波器30具备串联臂谐振器301、302以及303、并联臂谐振器311以及312、和纵向耦合型谐振器321。滤波器30的各弹性波谐振器的连接结构与滤波器40的各弹性波谐振器的连接结构相同，因此省略关于各弹性波谐振器的连接关系的说明。
滤波器30通过基于纵向耦合型谐振器321的纵向耦合型结构和串联臂谐振器301～303以及并联臂谐振器311～312而构成了将Band1作为通带的带通滤波器。
此外，如图1所示，滤波器20具备串联臂谐振器201、并联臂谐振器211、以及纵向耦合型谐振器221。串联臂谐振器201以及纵向耦合型谐振器221从公共端子100侧起依次串联配置在连结公共端子100和独立端子200的路径(串联臂)上。此外，并联臂谐振器211配置在连结纵向耦合型谐振器221与独立端子200的连接点和接地的路径(并联臂)上。
滤波器20通过基于纵向耦合型谐振器221的纵向耦合型结构和串联臂谐振器201以及并联臂谐振器211而构成了将Band3作为通带的带通滤波器。
另外，在上述的滤波器20、30以及40中，也可以不具有纵向耦合型谐振器221、321以及421。此外，也可以代替纵向耦合型谐振器221、321以及421而配置由串联臂谐振器以及并联臂谐振器构成的梯型谐振器。纵向耦合型谐振器适合于确保通带外的高衰减量，梯型谐振器适合于确保通带内的低损耗性。
此外，滤波器40只要具备串联臂谐振器401～403中的至少两个串联臂谐振器即可，并联臂谐振器的数目是任意的。
此外，滤波器20以及30也可以不由弹性波谐振器构成，例如，也可以是LC谐振滤波器或介电滤波器等。
[3.谐振器的基本构造]
接着，对构成滤波器40(第一滤波器)的各谐振器(串联臂谐振器、并联臂谐振器以及纵向耦合型谐振器)的基本构造进行说明。在本实施方式中，该谐振器是声表面波(SAW：Surface Acoustic Wave)谐振器。
图2是示意性地表示实施方式1涉及的滤波器40的谐振器的俯视图以及剖视图。在该图例示了表示构成滤波器40的多个谐振器中的串联臂谐振器401的构造的俯视示意图以及剖视示意图。另外，图2所示的串联臂谐振器401用于说明上述多个谐振器的典型的构造，构成电极的电极指的根数、长度等并不限定于此。
如图2的俯视图所示，串联臂谐振器401具有相互对置的一对梳齿状电极11a以及11b。此外，虽然未图示，但是串联臂谐振器401还具有相对于一对梳齿状电极11a以及11b在弹性波的传播方向上相邻地配置的反射器。一对梳齿状电极11a以及11b构成了IDT电极。
梳齿状电极11a配置为梳齿形状，由相互平行的多个电极指110a和将多个电极指110a各自的一端彼此连接的汇流条电极111a构成。此外，梳齿状电极11b配置为梳齿形状，由相互平行的多个电极指110b和将多个电极指110b各自的一端彼此连接的汇流条电极111b构成。多个电极指110a以及110b形成为在弹性波传播方向的正交方向上延伸。
另外，梳齿状电极11a以及11b并不限于上述结构，例如也可以具有偏移电极指。此外，串联臂谐振器401也可以具有汇流条电极111a以及111b相对于弹性波传播方向倾斜的所谓的倾斜IDT。进而，也可以具有电极指110a以及110b以给定的间隔被间隔剔除的所谓的间隔剔除电极。
此外，如图2的剖视图所示，由多个电极指110a以及110b和汇流条电极111a以及111b构成的IDT电极成为密接层51和主电极层52的层叠构造。
密接层51是用于提高压电基板50与主电极层52的密接性的层，作为材料，例如可使用Ti。密接层51的膜厚例如为12nm。
主电极层52作为材料，例如可使用含有1％的Cu的Al。主电极层52的膜厚例如为162nm。
保护层53形成为覆盖IDT电极。保护层53是以保护主电极层52不受外部环境的影响、调整频率温度特性、以及提高耐湿性等为目的的层，例如是以二氧化硅为主成分的膜。保护层53的膜厚例如为25nm。
另外，构成密接层51、主电极层52以及保护层53的材料并不限定于上述的材料。进而，IDT电极也可以不是上述层叠构造。IDT电极例如可以由Ti、Al、Cu、Pt、Au、Ag、Pd等的金属或合金构成，此外，也可以由上述的金属或合金所构成的多个层叠体来构成。此外，也可以不形成保护层53。
压电基板50是在主面上配置了IDT电极以及反射器的压电性基板。压电基板50例如由42°Y切割X传播LiTaO3压电单晶或压电陶瓷(用将以X轴为中心轴从Y轴旋转了42°的轴作为法线的面切断的钽酸锂单晶或陶瓷，声表面波在X轴方向上传播的单晶或陶瓷)构成。
以串联臂谐振器401作为代表，串联臂谐振器402以及403、并联臂谐振器411以及412和纵向耦合型谐振器421由上述IDT电极以及压电基板50构成的滤波器40，成为利用漏泄波作为主要弹性波的滤波器。
另外，构成滤波器40的压电基板50也可以是具有依次层叠了高声速支承基板、低声速膜以及压电膜的层叠构造的压电性基板。压电膜例如由42°Y切割X传播LiTaO3压电单晶或压电陶瓷构成。关于压电膜，例如厚度为600nm。高声速支承基板是对低声速膜、压电膜以及IDT电极进行支承的基板。进而，高声速支承基板是高声速支承基板中的体波(Bulkwave)的声速与在压电膜中传播的表面波、边界波的弹性波相比成为高速的基板，发挥功能以使得将声表面波封闭在层叠有压电膜以及低声速膜的部分，不会泄漏到比高声速支承基板靠下方。高声速支承基板例如为硅基板，厚度例如为200μm。低声速膜是低声速膜中的体波的声速与在压电膜中传播的体波相比成为低速的膜，配置在压电膜与高声速支承基板之间。通过该构造和弹性波的能量本质上集中于低声速的介质这样的性质，可抑制声表面波能量向IDT电极外的泄漏。低声速膜例如是以二氧化硅为主成分的膜，厚度例如为670nm。根据该层叠构造，与以单层使用压电基板50的构造相比较，能够大幅提高谐振频率以及反谐振频率处的Q值。即，能够构成Q值高的声表面波谐振器，因此能够使用该声表面波谐振器来构成插入损耗小的滤波器。
另外，高声速支承基板也可以具有层叠了支承基板和传播的体波的声速与在压电膜中传播的表面波、边界波的弹性波相比成为高速的高声速膜的构造。在该情况下，支承基板能够使用蓝宝石、钽酸锂、铌酸锂、石英等压电体、矾土、氧化镁、氮化硅、氮化铝、碳化硅、氧化锆、堇青石、莫来石、块滑石、镁橄榄石等各种陶瓷、玻璃等电介质或硅、氮化镓等半导体以及树脂基板等。此外，高声速膜能够使用氮化铝、氧化铝、碳化硅、氮化硅、氮氧化硅、DLC膜或金刚石、以上述材料为主成分的介质、以上述材料的混合物为主成分的介质等各种各样的高声速材料。
在此，对构成声表面波谐振器的IDT电极的电极参数进行说明。
所谓声表面波谐振器的波长，由图2所示的作为构成IDT电极的多个电极指110a或110b的重复周期的波长λ规定。此外，电极间距P为波长λ的1/2，在将构成梳齿状电极11a以及11b的电极指110a以及110b的线宽设为W并将相邻的电极指110a与电极指110b之间的空间宽度设为S的情况下，可用(W+S)来定义。此外，一对梳齿状电极11a以及11b的交叉宽度L是从传播方向观察的情况下的重复的电极指长度。此外，各谐振器的电极占空比R是多个电极指110a以及110b的线宽占有率，是多个电极指110a以及110b的线宽相对于该线宽和空间宽度的相加值的比例，可用W/(W+S)来定义。
[4.瑞利波杂散的影响]
在此，对在利用漏泄波作为主要弹性波的滤波器产生的瑞利波杂散的影响进行说明。
图3A是多工器500的结构框图。在该图示出了一般的多工器500的概略结构图。多工器500具有应用于频段Ba的滤波器501和应用于频段Bb的滤波器502连接于公共端子600的结构。在此，频段Ba是分配在比频段Bb靠低频侧的频段。也就是说，滤波器501的通带位于比滤波器502的通带靠低频侧。滤波器502是利用漏泄波作为主要弹性波的声表面波滤波器。
图3B是表示以往的多工器500的插入损耗的劣化的图。像上述的那样，滤波器502是利用漏泄波作为主要弹性波的声表面波滤波器，因此在比滤波器502的通带靠低频侧产生瑞利波响应(瑞利波杂散)。在产生了该瑞利波响应的频率处，从公共端子600侧观察滤波器502的情况下的反射系数变差(下降)。起因于此，在产生了上述瑞利波响应的频率包含于滤波器501的通带的情况下，如图3B所示，在滤波器501的通带内产生起因于上述瑞利波响应的纹波。由于在该通带内产生的纹波，滤波器501的通带内的插入损耗变差。
图4是表示Band41n滤波器以及Band1滤波器被公共连接的多工器中的由Band41n滤波器的瑞利波响应造成的Band1滤波器的插入损耗的劣化的曲线图。另外，图4的Band41n滤波器具有与图1的滤波器40相同的谐振器的连接结构，图4的Band1滤波器具有与图1的滤波器30相同的谐振器的连接结构。在此，Band41n滤波器的三个串联臂谐振器401、402以及403的波长λ大致相等，该三个串联臂谐振器401、402以及403的瑞利波响应集中在Band1通带的高频端。
图5是表示Band41n滤波器以及Band1滤波器被公共连接的多工器中的Band41n滤波器的各弹性波谐振器的阻抗特性的曲线图。该图所示的各谐振器的阻抗特性是对从公共端子100侧观察Band41n滤波器的情况下的反射特性进行分析而得到的。根据该图，在Band1通带的高频端出现了阻抗的拐点(极大点)，特别是，连接得最靠近公共端子100的串联臂谐振器401的阻抗拐点出现得最显著，随着从公共端子100远离，谐振器的阻抗拐点逐渐变小。由此，在图5中，可判断Band41n滤波器的反射损耗的极大点R42起因于串联臂谐振器401以及402的瑞利波响应的产生频率一致。可知在该频率处，Band1滤波器的纹波(R32)变大，使Band1滤波器的插入损耗变差。
发明人们进行了精心研究，结果发现：使滤波器501(Band1滤波器)的插入损耗劣化的主要原因为上述的瑞利波响应，通过应用如以下所示的结构，从而能够抑制滤波器501(Band1滤波器)的插入损耗的劣化。
图3C是说明抑制实施方式1的实施例涉及的多工器10的插入损耗的劣化的结构的图。在本实施例涉及的多工器10中，为了使上述的瑞利波杂散的大小降低，使构成第一滤波器的多个串联臂谐振器的瑞利波响应的产生频率不同。由此，能够使在第一滤波器的通带的低频侧的频率产生的上述瑞利波响应进行频率分散。因而，可避免在构成第一滤波器的多个串联臂谐振器产生的瑞利波响应集中于特定的频率，能够降低瑞利波杂散的大小。因而，能够降低在第二滤波器的通带内产生的、起因于上述瑞利波响应的纹波的大小，因此能够降低第二滤波器的通带内的插入损耗。
图3D是说明抑制实施方式1的变形例涉及的多工器10的插入损耗的劣化的变形例的结构的图。在本变形例涉及的多工器10中，为了避免瑞利波杂散对第二滤波器的影响，使构成第一滤波器的多个串联臂谐振器的瑞利波响应的产生频率配置到第二滤波器的通带外。因而，能够消除第二滤波器的通带内的上述瑞利波杂散，因此能够降低第二滤波器的通带内的插入损耗。
[5.实施例涉及的多工器]
在表1中示出实施例以及比较例涉及的多工器的B41n滤波器的IDT电极参数(波长λ、对数N、交叉宽度L、以及电极占空比R)。
[表1]
另外，虽然在表1中仅显示了Band41n滤波器的IDT电极参数，但是关于Band1滤波器以及Band3滤波器，在实施例以及比较例涉及的多工器中使用相同的IDT电极参数，因此省略。
如表1所示，在比较例涉及的多工器中，将构成Band41n滤波器的串联臂谐振器401、402以及403的波长λ设为大致相同。在此，所谓多个串联臂谐振器的波长λ大致相同，定义为该多个串联臂谐振器的波长λ之差(最大的λ与最小的λ之差)在0.5％以内。在该情况下，串联臂谐振器401、402以及403的谐振频率大致一致，并且瑞利波响应的产生频率也大致一致。
相对于此，在实施例涉及的多工器10中，将构成Band41n滤波器(滤波器40)的串联臂谐振器401、402以及403的波长λ之差(最大的λ与最小的λ之差)设为2％。更具体地，相对于比较例，使串联臂谐振器401以及403的波长λ分别减小2％以及1.8％。由此，使串联臂谐振器401以及403的瑞利波响应的产生频率位于Band1滤波器(滤波器30)的通带外(比通带靠高频侧)。
图6是对实施例涉及的多工器10以及比较例的多工器的Band1滤波器的通过特性进行了比较的曲线图。如该图所示，在比较例涉及的多工器的Band1滤波器中，由于Band41n滤波器的串联臂谐振器401、402以及403的波长λ大致相等，因此在Band1通带中央附近产生了大的纹波。这起因于，像上述的那样，在串联臂谐振器401、402以及403之间大致一致的瑞利波响应位于Band1滤波器的通带中央附近。
相对于此，在实施例涉及的多工器10的Band1滤波器(滤波器30)中，Band41n滤波器(滤波器40)的串联臂谐振器401以及403的瑞利波响应与串联臂谐振器402的瑞利波响应不一致。也就是说，串联臂谐振器401、402以及403的瑞利波杂散被进行了频率分散。进而，串联臂谐振器401以及403的瑞利波响应位于Band1的通带外。因而，如图6所示，在Band1的通带内观测到仅起因于串联臂谐振器402的瑞利波响应的纹波，但是与比较例涉及的Band1滤波器的纹波相比较，该纹波小。因而，实施例涉及的多工器10与比较例涉及的多工器相比较，能够抑制Band1滤波器(滤波器30)的通带的插入损耗的劣化。
[6.变形例涉及的多工器]
在实施例涉及的多工器10中，如图3C所示，通过使构成第一滤波器的多个串联臂谐振器的瑞利波响应的产生频率不同，从而使该瑞利波杂散进行频率分散，使第二滤波器的通带内的纹波降低。相对于此，在变形例涉及的多工器中，如图3D所示，通过使构成第一滤波器的多个串联臂谐振器的瑞利波响应的产生频率位于第二滤波器的通带外，从而使第二滤波器的通带内的纹波降低。
首先，在多工器10中，使滤波器40(第一滤波器)的串联臂谐振器401的波长(第一IDT波长)与串联臂谐振器402的波长(第二IDT波长)之差偏移Dλ(％)。在该情况下，设相对于滤波器40(第一滤波器)的中心频率而产生DR(％)的串联臂谐振器401的瑞利波响应的产生频率与串联臂谐振器402的瑞利波响应的产生频率的频率差。
在该情况下，在滤波器30(第二滤波器)的相对频带为X2(％)的多工器10中，相对于第二IDT波长的第一IDT波长与第二IDT波长之差Dλx(％)优选满足以下的式1。
Dλx(％)≥(X2/DR)×Dλ (式1)
若调整串联臂谐振器的IDT波长，则瑞利波响应的产生频率与该串联臂谐振器的谐振频率一起变化。在滤波器40(第一滤波器)中，在使第一IDT波长以及第二IDT波长偏移了Dλ(％)的情况下，瑞利波响应的产生频率的频率差成为DR(％)。因此，在具有X2(％)的相对频带的滤波器30(第二滤波器)中，为了将上述瑞利波响应配置到滤波器30(第二滤波器)的通带外，只要将第一IDT波长与第二IDT波长之差Dλx(％)设为上述式1的关系即可。由此，能够将串联臂谐振器的瑞利波响应的产生频率配置到滤波器30(第二滤波器)的通带外。因而，能够消除第二滤波器的通带内的上述瑞利波杂散，因此能够降低第二滤波器的通带内的插入损耗。
另外，在本实施例中，将滤波器40(第一滤波器)的IDT电极参数设定为如表1所示，在使相对于第二IDT波长的第一IDT波长与第二IDT波长之差偏移了2％的情况下，相对于滤波器40(第一滤波器)的中心频率而产生1.47％的串联臂谐振器401的瑞利波响应的产生频率与串联臂谐振器402的瑞利波响应的产生频率的频率差。也就是说，在上述式1中，Dλ＝2％，DR＝1.47％。在此，滤波器30(第二滤波器)为Band1滤波器，相对频带X2为2.93％。
因而，通过将上述Dλ、DR以及X2代入到式1，从而可导出相对于第二IDT波长的第一IDT波长与第二IDT波长之差Dλx(％)为4％以上。
由此，能够将串联臂谐振器401以及串联臂谐振器402的瑞利波响应的产生频率配置到滤波器30(第二滤波器)的通带外。因而，例如，能够消除将具有2.93％的相对频带的LTE的Band1作为第二滤波器的情况下的通带内的上述瑞利波杂散，因此能够降低第二滤波器的通带内的插入损耗。
在上述实施例以及变形例中，示出了：在串联臂谐振器401、402以及403的IDT电极的波长λ之差为2％以上或4％以上的情况下，能够降低滤波器30(第二滤波器)的通带内的插入损耗。在此，对构成滤波器40(第一滤波器)的多个串联臂谐振器的波长λ之差的范围进行说明。
图7是表示实施方式1涉及的多工器10中的、相对于串联臂谐振器的波长λ之差的滤波器40(第一滤波器)的滤波器特性的曲线图。在该图示出了使串联臂谐振器401的波长λ相对于串联臂谐振器402以及403的波长λ在2％～40％的范围变化的情况下的、滤波器40(第一滤波器)的通过特性以及电压驻波比。图7的(a)表示滤波器40(第一滤波器)的宽带通过特性。此外，图7的(b)表示滤波器40(第一滤波器)的通带附近的通过特性。此外，图7的(c)表示公共端子100处的滤波器40(第一滤波器)的电压驻波比(VSWR)。此外，图7的(d)表示独立端子400处的滤波器40(第一滤波器)的电压驻波比(VSWR)。此外，图7的(e)表示除去了不匹配损耗之后的滤波器40(第一滤波器)的通带附近的通过特性。
如图7的(b)以及(e)所示，即便使串联臂谐振器401的波长λ在2％～40％的范围变化，滤波器40(第一滤波器)的通带内的插入损耗也观察不到有意义的变化。如图7的(c)以及(d)所示，电压驻波比(VSWR)随着使串联臂谐振器401的波长λ从2％变化到40％而变大，但是维持在2以下，是良好的范围。进而，如图7的(a)所示，即便在滤波器40(第一滤波器)的衰减带中，也维持良好的衰减量。
通过以上，在使构成滤波器40(第一滤波器)的多个串联臂谐振器之中最靠近公共端子100的串联臂谐振器401的波长λ相对于其它的串联臂谐振器的波长λ在2％以上且40％以下变化的情况下，能够在良好地维持滤波器40(第一滤波器)的通过特性的同时使滤波器30(第二滤波器)的通带内的插入损耗降低。
另外，在上述实施方式涉及的多工器10中，构成滤波器40(第一滤波器)的三个以上的串联臂谐振器之中连接得最靠近公共端子100的串联臂谐振器401中的瑞利波响应的产生频率与其它的串联臂谐振器中的瑞利波响应的产生频率也可以不同。
据此，能够使串联臂谐振器401的瑞利波响应的产生频率处的反射系数比其它的串联臂谐振器的瑞利波响应的产生频率处的反射系数大。进而，因为串联臂谐振器401连接得比其它的串联臂谐振器更靠近公共端子100，所以能够相对地增大该其它的串联臂谐振器的瑞利波响应的产生频率处的反射系数。因而，能够降低滤波器30(第二滤波器)的通带内的起因于上述瑞利波响应的纹波，因此能够降低滤波器30(第二滤波器)的通带内的插入损耗。
此外，在上述实施方式涉及的多工器10中，构成滤波器40(第一滤波器)的三个以上的串联臂谐振器之中连接得最靠近公共端子100的串联臂谐振器401中的瑞利波响应的产生频率也可以位于滤波器30(第二滤波器)的通带外。
根据上述结构，串联臂谐振器401的瑞利波响应的产生频率位于滤波器30(第二滤波器)的通带外，串联臂谐振器401连接得比其它的串联臂谐振器更靠近公共端子100，因此能够减小该其它的串联臂谐振器的瑞利波响应对反射系数的影响。因而，能够降低滤波器30(第二滤波器)的通带内的起因于上述瑞利波响应的纹波，因此能够降低滤波器30(第二滤波器)的通带内的插入损耗。
另外，此时，像实施例那样，串联臂谐振器403的瑞利波响应的产生频率也可以不位于滤波器30(第二滤波器)的通带外。
(实施方式2)
实施方式1涉及的多工器能够应用于高频前端电路，进而能够应用于具备该高频前端电路的通信装置。因此，在本实施方式中，对这样的高频前端电路以及通信装置进行说明。
图8是实施方式2涉及的高频前端电路3以及通信装置1的结构图。另外，在该图对与高频前端电路3连接的各构成要素(天线元件2、RF信号处理电路(RFIC)70、以及基带信号处理电路(BBIC)80)也一并进行了图示。高频前端电路3、RF信号处理电路70、以及基带信号处理电路80构成了通信装置1。
高频前端电路3具备实施方式1涉及的多工器10、开关61、以及低噪声放大器电路62。
开关61是如下的开关电路，其具有：选择端子，连接于多工器10的独立端子200、300以及400；选择端子，连接于使与滤波器20、30以及40的通带不同的频带的高频信号通过的其它信号路径；以及公共端子，连接于低噪声放大器电路62。
开关61由按照来自控制部(未图示)的控制信号将公共端子和多工器10或上述其它信号路径连接的例如SPDT(Single Pole Double Throw，单刀双掷)型的开关构成。另外，与公共端子连接的选择端子并不限于一个，也可以是多个。也就是说，高频前端电路3也可以应对载波聚合。
低噪声放大器电路62是如下的接收放大电路，即，对经由了天线元件、多工器10(或上述其它信号路径)以及开关61的高频信号(在此为高频接收信号)进行放大，并向RF信号处理电路70输出。
RF信号处理电路70通过下转换等对从天线元件2经由接收信号路径输入的高频接收信号进行信号处理，并向基带信号处理电路80输出进行该信号处理而生成的接收信号。RF信号处理电路70例如为RFIC。
由基带信号处理电路80处理的信号例如作为图像信号而用于图像显示，或者作为声音信号而用于通话。
另外，高频前端电路3也可以在上述的各构成要素之间具备其它电路元件。此外，高频前端电路3也可以不具备上述其它信号路径，在该情况下，也可以不具有开关61。
根据像以上那样构成的高频前端电路3以及通信装置1，通过具备上述(包含实施例以及变形例)实施方式1涉及的多工器10，从而能够降低位于低频侧的第二滤波器的通带内的插入损耗。
此外，通信装置1也可以根据高频信号的处理方式而不具备基带信号处理电路80。
此外，虽然本实施方式涉及的高频前端电路3成为多个接收侧滤波器连接于公共端子的结构，但也可以是发送侧滤波器也连接于公共端子的结构。例如，可举出多个双工器连接于公共端子的结构。
(其它实施方式)
以上，列举实施例以及变形例对本发明的实施方式涉及的多工器、高频前端电路以及通信装置进行了说明，但是关于本发明，将上述实施方式、实施例以及变形例中的任意的构成要素进行组合而实现的其它实施方式、在不脱离本发明的主旨的范围对上述实施方式实施本领域技术人员想到的各种变形而得到的变形例、内置了本发明涉及的高频前端电路以及通信装置的各种设备也包含于本发明。
虽然在上述说明中，作为多工器以三工器为例进行了说明，但是本发明例如能够应用于两个以上的滤波器的天线端子被公共化的多工器。
进而，多工器并不限于具备接收滤波器的结构，也可以是仅具备发送滤波器或具备接收滤波器以及发送滤波器这两者的结构。
此外，在上述实施方式中，为了使利用漏泄波作为主要弹性波的第一滤波器的瑞利波响应进行频率分散，而使构成多个串联臂谐振器的IDT电极的波长λ变化。相对于此，为了使利用漏泄波作为主要弹性波的第一滤波器的瑞利波响应进行频率分散，也可以使构成多个并联臂谐振器的IDT电极的波长λ变化，其中，多个并联臂谐振器构成第一滤波器。
即，可以是，本发明涉及的多工器具备：公共端子100、独立端子300以及400、配置在公共端子100与独立端子400之间的第一滤波器、以及配置在公共端子100与独立端子300之间且通带的频率比第一滤波器低的第二滤波器，第一滤波器具有：配置在连结公共端子100和独立端子400的第一路径上的串联臂谐振电路(例如，纵向耦合型谐振器421)、以及配置在连结该第一路径和接地的路径上的并联臂谐振器411以及并联臂谐振器412，并联臂谐振器411以及412分别由利用漏泄波作为主要弹性波的压电性基板以及IDT电极构成，并联臂谐振器411中的瑞利波响应的产生频率和并联臂谐振器412中的瑞利波响应的产生频率不同。
在具有利用漏泄波作为主要弹性波的第一滤波器和第二滤波器通过公共端子100连接的结构的多工器中，构成第一滤波器的并联臂谐振器411的瑞利波响应(瑞利波杂散)产生在比第一滤波器的通带靠低频侧的频率。在该情况下，从公共端子100侧观察第一滤波器的情况下的上述低频侧的频率处的反射系数变差(下降)。因此，在上述低频侧的频率包含于第二滤波器的通带的情况下，在第二滤波器的通带内产生起因于上述瑞利波响应的纹波。由于该纹波，第二滤波器的通带内的插入损耗变差。
相对于此，根据上述结构，构成第一滤波器的并联臂谐振器411以及412的瑞利波响应的产生频率不同，因此能够使在第一滤波器的通带的低频侧的频率产生的瑞利波响应进行频率分散。因而，可避免多个并联臂谐振器产生的瑞利波响应集中于特定的频率被相加，能够降低瑞利波杂散的大小。因而，能够降低在第二滤波器的通带内产生的、起因于上述瑞利波杂散的纹波的大小，因此能够降低第二滤波器的通带内的插入损耗。
产业上的可利用性
本发明作为能够应用于多频段系统的多工器、前端电路以及通信装置，能够广泛利用于便携式电话等通信设备。
附图标记说明
1：通信装置；
2：天线元件；
3：高频前端电路；
10、500：多工器；
11a、11b：梳齿状电极；
20、30、40、501、502：滤波器；
50：压电基板；
51：密接层；
52：主电极层；
53：保护层；
61：开关；
62：低噪声放大器电路；
70：RF信号处理电路(RFIC)；
80：基带信号处理电路(BBIC)；
100、600：公共端子；
110a、110b：电极指；
111a、111b：汇流条电极；
200、300、400：独立端子；
201、301、302、303、401、402、403：串联臂谐振器；
211、311、312、411、412：并联臂谐振器；
221、321、421：纵向耦合型谐振器。

Claims (12)

1.一种多工器，具备：
公共端子、第一端子以及第二端子；
第一滤波器，配置在所述公共端子与所述第一端子之间；以及
第二滤波器，配置在所述公共端子与所述第二端子之间，通带的频率比所述第一滤波器低，
所述第一滤波器至少具有配置在连结所述公共端子和所述第一端子的第一路径上的第一串联臂谐振器以及第二串联臂谐振器，
所述第一串联臂谐振器以及所述第二串联臂谐振器分别由利用漏泄波作为主要弹性波的压电性基板以及IDT电极构成，
所述第一串联臂谐振器中的瑞利波响应的产生频率与所述第二串联臂谐振器中的瑞利波响应的产生频率不同。
2.根据权利要求1所述的多工器，其中，
由构成所述第一串联臂谐振器的所述IDT电极的多个电极指的重复间距规定的第一IDT波长与由构成所述第二串联臂谐振器的所述IDT电极的多个电极指的重复间距规定的第二IDT波长相差该第二IDT波长的2％以上。
3.根据权利要求2所述的多工器，其中，
在相对于所述第二IDT波长的所述第一IDT波长与所述第二IDT波长之差为Dλ(％)的情况下，在相对于所述第一滤波器的中心频率而产生DR(％)的所述第一串联臂谐振器的瑞利波响应的产生频率与所述第二串联臂谐振器的瑞利波响应的产生频率的频率差的情况下，
在所述第二滤波器的相对频带为X2(％)的所述多工器中，相对于所述第二IDT波长的所述第一IDT波长与所述第二IDT波长之差Dλx(％)满足Dλx(％)≥(X2/DR)×Dλ的关系。
4.根据权利要求3所述的多工器，其中，
在使相对于所述第二IDT波长的所述第一IDT波长与所述第二IDT波长之差偏移了2％的情况下，相对于所述第一滤波器的中心频率而产生1.47％的所述第一串联臂谐振器的瑞利波响应的产生频率与所述第二串联臂谐振器的瑞利波响应的产生频率的频率差，
在所述第二滤波器的相对频带为2.93％的所述多工器中，相对于所述第二IDT波长的所述第一IDT波长与所述第二IDT波长之差为4％以上。
5.根据权利要求1～4中的任一项所述的多工器，其中，
所述第一滤波器还具有配置在所述第一路径上的第三串联臂谐振器，
所述第三串联臂谐振器由利用漏泄波作为主要弹性波的压电性基板以及IDT电极构成，
所述第一串联臂谐振器中的瑞利波响应的产生频率与所述第三串联臂谐振器中的瑞利波响应的产生频率不同，
在所述第一串联臂谐振器、所述第二串联臂谐振器以及所述第三串联臂谐振器之中，所述第一串联臂谐振器连接得最靠近所述公共端子。
6.根据权利要求1～4中的任一项所述的多工器，其中，
所述第一滤波器还具有配置在所述第一路径上的第三串联臂谐振器，
所述第三串联臂谐振器由利用漏泄波作为主要弹性波的压电性基板以及IDT电极构成，
所述第一串联臂谐振器中的瑞利波响应的产生频率位于所述第二滤波器的通带外，
在所述第一串联臂谐振器、所述第二串联臂谐振器以及所述第三串联臂谐振器之中，所述第一串联臂谐振器连接得最靠近所述公共端子。
7.根据权利要求1～6中的任一项所述的多工器，其中，
所述第一滤波器还具有配置在连结所述第一路径和接地的路径上的并联臂谐振器，
所述第一滤波器具有由所述第一串联臂谐振器、所述第二串联臂谐振器以及所述并联臂谐振器构成的梯型的滤波器构造。
8.根据权利要求1～7中的任一项所述的多工器，其中，
所述第一滤波器还具有配置在所述第一路径上的纵向耦合型的滤波器构造。
9.根据权利要求1～8中的任一项所述的多工器，其中，
所述第一滤波器的通带是长期演进LTE的Band41n中的下行频带，
所述第二滤波器的通带是所述LTE的Band1中的下行频带。
10.一种多工器，具备：
公共端子、第一端子以及第二端子；
第一滤波器，配置在所述公共端子与所述第一端子之间；以及
第二滤波器，配置在所述公共端子与所述第二端子之间，通带的频率比所述第一滤波器低，
所述第一滤波器具有：
串联臂谐振电路，配置在连结所述公共端子和所述第一端子的第一路径上；以及
第一并联臂谐振器以及第二并联臂谐振器，配置在连结所述第一路径和接地的路径上，
所述第一并联臂谐振器以及所述第二并联臂谐振器分别由利用漏泄波作为主要弹性波的压电性基板以及IDT电极构成，
所述第一并联臂谐振器中的瑞利波响应的产生频率与所述第二并联臂谐振器中的瑞利波响应的产生频率不同。
11.一种高频前端电路，具备：
权利要求1～10中的任一项所述的多工器；以及
放大电路，与所述多工器连接。
12.一种通信装置，具备：
RF信号处理电路，对由天线元件收发的高频信号进行处理；以及
权利要求11所述的高频前端电路，在所述天线元件与所述RF信号处理电路之间传递所述高频信号。
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