CN110554413B - 基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法 - Google Patents

基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法 Download PDF

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CN110554413B CN201910825427.8A CN201910825427A CN110554413B CN 110554413 B CN110554413 B CN 110554413B CN 201910825427 A CN201910825427 A CN 201910825427A CN 110554413 B CN110554413 B CN 110554413B
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Abstract

本发明公开了一种基于相位‑幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法，该方法采用时域前端干扰检测与辨识技术对常见连续波干扰进行检测与特征识别。首先，对传统的相位锁定环路（phase locked loop，PLL）加以改进，采用微分器辅助（differential auxiliary，DA）PLL提高PLL对动态应力的容忍性。其次，通过微分器辅助的PLL估计连续波干扰的频率，以微分器辅助的PLL的估计参数为基础，通过幅值锁定环路（amplitude locked loop，ALL）估计连续波干扰的幅值，根据估计频率与幅值实现连续波干扰的检测与辨识，为连续波干扰抑制方法的研究提供基础。

Description

基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法
技术领域
本发明属于GNSS接收机抗干扰技术领域，特别涉及一种基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法，检测常见的连续波干扰并识别其特征与类型，为后续的抗连续波干扰算法的研究提供必要的参考信息。
背景技术
全球卫星导航系统(Global Navigation Satellite System,GNSS)为海、陆、空、天各领域用户提供全天时、全天候高精度位置、速度和时间信息，逐渐成为当代最重要的基础设施之一。但卫星信号经过长距离传播的损耗，到达地面时功率仅约-160dBW，很容易被无意或有意的电磁干扰影响，使GNSS的可靠性与可用性受到威胁。因此，提高GNSS接收机的抗干扰能力十分重要。由于干扰类型多样，性质不一，对干扰进行检测和辨识是研究针对性干扰抑制技术的必要步骤，也是提高GNSS鲁棒性的重要前提。
压制式干扰是最恶劣的有意电磁干扰之一，能够阻塞卫星信号，造成接收机跟踪环路噪声增大，进而导致定位误差增大，甚至无法定位。连续波干扰作为典型的压制式干扰，可根据作用频段分为窄带、宽带干扰，也可依据时域的连续性和离散型分为时域连续的连续波干扰和时域离散的连续波干扰两种类型。目前常见的连续波干扰检测方法主要集中在接收机天线、前端、基带与定位四大模块。其中，天线端干扰检测技术涉及天线阵列，受限于相位校正误差、天线互耦合及用户通道状况等硬件条件，常用于高端接收机；而基带与定位端干扰检测技术则受到相关处理的影响，无法估计干扰信号的具体参数；因此，考虑在前端对干扰信号进行检测与辨识。
前端干扰检测与辨识技术主要分为时域、频域与时频域三类，其中频域与时频域方法均需进行傅里叶变换(FFT)，计算量大，快速性差，而时域方法则避免了FFT，成为快速有效的干扰检测与辨识方法。
发明内容
为了解决现有技术中的问题，本发明提供一种基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法，该方法采用时域前端干扰检测与辨识技术对常见连续波干扰进行检测与特征识别。首先，对传统的相位锁定环路(phase locked loop，PLL)加以改进，采用微分器辅助(differential auxiliary，DA)PLL提高PLL对动态应力的容忍性。其次，通过微分器辅助的PLL估计连续波干扰的频率，以微分器辅助的PLL的估计参数为基础，通过幅值锁定环路(amplitude locked loop，ALL)估计连续波干扰的幅值，根据估计频率与幅值实现连续波干扰的检测与辨识，为连续波干扰抑制方法的研究提供基础。
为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：
一种基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法，连续波干扰和GNSS信号混合后的混合信号rIF(n)输入到混频器，混合信号rIF(n)分别与同相本地载波信号
Figure BDA0002188871230000021
和正交相本地载波信号
Figure BDA0002188871230000022
混频，其中，混合信号rIF(n)与同相本地载波信号
Figure BDA0002188871230000023
混频得到同相混频结果ir(n)，混合信号rIF(n)与正交相本地载波信号
Figure BDA0002188871230000024
混频得到正交相混频结果qr(n)；同相混频结果ir(n)输入到积分器，积分器输出同相积分结果Ir(k)，正交相混频结果qr(n)输入到积分器，积分器输出正交相积分结果Qr(k)；同相积分结果Ir(k)和正交相积分结果Qr(k)输入鉴相器，鉴相器输出本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)；本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)输入到二阶低通滤波器，二阶低通滤波器输出fe(k)，本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)输入到微分器，微分器输出相位差的一阶微分结果
Figure BDA0002188871230000025
相位差的一阶微分结果
Figure BDA0002188871230000026
与二阶低通滤波器的输出结果fe(k)输入加法器，加法器输出微分器补偿后的本地复制信号与干扰信号频率差δfJ(k)；将本地复制信号与干扰信号频率差δfJ(k)输入到数控振荡器NCO，数控振荡器NCO输出同相本地载波信号
Figure BDA0002188871230000027
同相本地载波信号
Figure BDA0002188871230000028
输入正交变相器，输出90°变相后的正交相本地载波信号
Figure BDA0002188871230000029
Figure BDA00021888712300000210
即为本地复制信号
Figure BDA00021888712300000211
将本地复制信号
Figure BDA00021888712300000212
反馈到混频器；将同相积分结果Ir(k)和正交相积分结果Qr(k)输入估计器，输出幅值估计结果
Figure BDA00021888712300000213
根据干扰估计频率与幅值，进行干扰检测与类型辨识。
一种基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法，包括以下步骤：
S1、将中频连续波干扰信号和中频GNSS信号混合后的中频混合信号输入到混频器中，与本地复制的两份相位互差90°的同相和正交相信号相乘混频，将输入信号与同相本地载波信号
Figure BDA00021888712300000214
混频的支路称为同相支路，即I支路，将输入信号与正交相本地载波信号
Figure BDA00021888712300000215
混频的支路称为正交支路，即Q支路，这样，经过相乘混频后，混频器输出两路信号：同相混频结果ir(n)与正交相混频结果qr(n)；
S2、两路混频结果输入到积分器，积分器分别对同相混频结果ir(n)与正交相混频结果qr(n)进行相干积分，积分后混频结果中的高频分量与噪声被滤除，只有低频成分被保留；积分器输出同相积分结果Ir(k)和正交相积分结果Qr(k)；
S3、将同相积分结果Ir(k)和正交相积分结果Qr(k)输入二象限反正切函数鉴相器，输出本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)；
S4、将本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)输入二阶低通滤波器，输出fe(k)，同时将本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)输入到微分器，输出相位差的一阶微分结果
Figure BDA0002188871230000031
用相位差的一阶微分结果
Figure BDA0002188871230000032
补偿本地复制信号与干扰信号频率差，将微分器输出结果
Figure BDA0002188871230000033
与二阶低通滤波器输出结果fe(k)输入加法器，输出微分器补偿后的本地复制信号与干扰信号频率差δfJ(k)；
S5、将本地复制信号与干扰信号频率差δfJ(k)输入到NCO，调整NCO的频率，得到NCO的频率为
Figure BDA0002188871230000034
从而输出同相本地载波信号
Figure BDA0002188871230000035
即
Figure BDA0002188871230000036
将同相本地载波信号
Figure BDA0002188871230000037
输入正交变相器，得到90°相变后的本地正交相信号
Figure BDA0002188871230000038
即
Figure BDA0002188871230000039
Figure BDA00021888712300000310
即为本地复制信号
Figure BDA00021888712300000311
将本地复制信号
Figure BDA00021888712300000312
反馈到混频器，重复步骤S1～S4；
S6、将同相积分结果Ir(k)和正交相积分结果Qr(k)输入估计器，采用估计器估计干扰信号幅值，输出幅值估计结果
Figure BDA00021888712300000313
S7、若干扰信号幅值
Figure BDA00021888712300000314
ε为接近于0的极小值，σ0为干扰幅值标准差，说明干扰信号幅值为ε附近的噪声，则干扰检测结果为无干扰；若
Figure BDA00021888712300000315
说明干扰幅值为某一常值，这一常值与干扰功率有关，则干扰检测结果为有干扰；
S8、在检测到干扰的情况下，对估计频率进行一阶差分，若一阶差分结果
Figure BDA00021888712300000316
σc为干扰频率一阶差分的标准差，说明干扰频率的一阶差分为0附近的噪声，即干扰频率不随时间变化，则干扰辨识结果为频率不变的连续波干扰；若
Figure BDA00021888712300000317
说明干扰频率的一阶差分不等于0，即干扰频率随时间变化，干扰辨识结果为扫频调制连续波干扰，对估计幅值进行一阶差分，若一阶差分结果
Figure BDA00021888712300000318
σA为干扰幅值一阶差分的标准差，说明干扰幅值一直大于0，则干扰辨识结果为时域连续的连续波干扰；若
Figure BDA0002188871230000041
说明干扰幅值有时大于0，有时为0附近的噪声，则干扰辨识结果为时域断续的连续波干扰；
S9、重复S1～S8，实现干扰检测与类型辨识。
所述步骤S1中，中频混合信号表达为：
rIF(n)＝rIF,G(n)+rIF,J(n)+wIF(n) (1)
其中：n为中频采样点，rIF,G(n)为中频GNSS信号，rIF,J(n)为中频连续波干扰信号，wIF为高斯白噪声；
式(1)中，rIF,G(n)为GNSS信号，表达为：
Figure BDA0002188871230000042
其中：e为自然对数的底，j为虚数单位，π为圆周率，t为时间，i为卫星信号伪随机码(pseudo random noise,PRN)，L为可见卫星数量，
Figure BDA0002188871230000043
为卫星信号功率，ci为卫星i的C/A码、di为卫星i的导航数据，
Figure BDA0002188871230000044
为L1载波标称中频，
Figure BDA0002188871230000045
为卫星i的载波初相位；
式(1)中，rIF,J(n)为连续波干扰信号，表达为：
Figure BDA0002188871230000046
其中：PJ为干扰信号功率，fIF,J、θJ分别为干扰信号的频率与初相位；
本地复制信号由相位差为90°的同相与正交相信号组合而成，表达为：
Figure BDA0002188871230000047
式(4)中，
Figure BDA0002188871230000048
为本地复制信号频率；
本地同相信号为
Figure BDA0002188871230000049
本地正交相信号为
Figure BDA00021888712300000410
其中，Re表示取实部，Im表示取虚部；
中频混合信号与本地复制信号输入混频器相乘后得混频结果为：
Figure BDA00021888712300000411
式中：
Figure BDA00021888712300000412
依然为高斯白噪声；
经过相乘混频后，混频器分别输出两路相位差为90°的混频结果，其中，同相混频结果为：
Figure BDA0002188871230000051
式中：
Figure BDA0002188871230000054
wi,mix为I支路的白噪声；
正交相混频结果为：
Figure BDA0002188871230000052
式中：wq,mix(n)为Q支路的白噪声；
环路处于稳定运行状态时，2πδfIF,J(n)t(n)+θJ≈0，则此时同相混频结果简化为：
Figure BDA0002188871230000053
正交相混频结果简化为：
Figure BDA0002188871230000061
所述步骤S2中：混频结果输入到积分器，由于积分时间对于混频结果中的高频分量来说足够长，混频结果中的高频成分被积分器滤除了，即式(8)中的
Figure BDA0002188871230000062
Figure BDA0002188871230000063
与式(9)中的
Figure BDA0002188871230000064
被滤除了；
因此，同相积分结果Ir(k)表达为：
Figure BDA0002188871230000065
式中：k为积分采样点，nk为积分起始时刻，Nint为积分时间内的采样点数，
Figure BDA0002188871230000066
为GNSS信号在I支路上的分量；
正交相积分结果Qr(k)表达为：
Figure BDA0002188871230000067
式中：wQ,G(k)为GNSS信号在Q支路上的分量；
由于ci(n)为二进制随机序列，GNSS信号经过ci(n)调制后，呈现白噪声特征，因此，wI,G(k)与wQ,G(k)均认为是白噪声；
也就是说，当混合信号中存在连续波干扰，即PJ≠0时，Ir(k)为与PJ有关的常值，而Qr(k)为白噪声。
所述步骤S3中，同相积分结果Ir(k)与正交相积分结果Qr(k)输入鉴相器，鉴相器采用二象限反正切函数，输出本地复制信号与干扰信号相位差，传递函数表达为：
Figure BDA0002188871230000071
所述步骤S4中：鉴相器输出结果输入到二阶低通滤波器，二阶低通滤波器的s域传递函数表达为：
Figure BDA0002188871230000072
式中：s为微分算子，a＝3ξωn,b＝(1+2ξ2)ωn 2,c＝ξωn 3,ξ是三阶PLL环路阻尼比，ωn为三阶PLL环路的自然阻尼频率；
在微分器的辅助下，传递函数FSL(s)转换为：
Figure BDA0002188871230000073
所述步骤S5中：NCO输出为同相本地载波信号
Figure BDA0002188871230000074
即
Figure BDA0002188871230000075
Figure BDA0002188871230000076
输入正交变相器后，输出正交相本地载波信号
Figure BDA0002188871230000077
即
Figure BDA0002188871230000078
因此，本地复制信号
Figure BDA0002188871230000079
所述步骤S6中：估计器的表达式为：
Figure BDA00021888712300000710
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
(1)、通过时域方法估计干扰参数，不需要进行频域转换，降低了计算量；
(2)、不仅能够检测常见连续波干扰，而且能够保证强功率的连续波干扰的参数估计能力，实现常见连续波干扰类型的辨识，为连续波干扰抑制算法提供依据；
(3)、提高了导航接收机对压制式干扰攻击的承受程度，增强了导航接收机的抗压制式干扰能力，且结构简单，容易实现，具有重要工程意义；
(4)、该方法通过软件算法完成，既保证了算法的灵活性，又具有低成本的优势。
附图说明
图1是本发明中相位-幅值锁定环路算法结构图。
具体实施方式
下面结合实施例对本发明作更进一步的说明。
本发明公开的基于相位-幅值锁定环路的压制式干扰检测与辨识方法，具体可通过软件算法完成，主要包括混频器、积分器、鉴相器、二阶低通滤波器、微分器、数控振荡器(numerical controlled oscillator，NCO)、估计器等程序模块。
一种基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法，连续波干扰和GNSS信号混合后的混合信号rIF(n)输入到混频器，混合信号rIF(n)分别与同相本地载波信号
Figure BDA0002188871230000081
和正交相本地载波信号
Figure BDA0002188871230000082
混频，其中，混合信号rIF(n)与同相本地载波信号
Figure BDA0002188871230000083
混频得到同相混频结果ir(n)，混合信号rIF(n)与正交相本地载波信号
Figure BDA0002188871230000084
混频得到正交相混频结果qr(n)；同相混频结果ir(n)输入到积分器，积分器输出同相积分结果Ir(k)，正交相混频结果qr(n)输入到积分器，积分器输出正交相积分结果Qr(k)；同相积分结果Ir(k)和正交相积分结果Qr(k)输入鉴相器，鉴相器输出本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)；本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)输入到二阶低通滤波器，二阶低通滤波器输出fe(k)，本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)输入到微分器，微分器输出相位差的一阶微分结果
Figure BDA0002188871230000085
相位差的一阶微分结果
Figure BDA0002188871230000086
与二阶低通滤波器的输出结果fe(k)输入加法器，加法器输出微分器补偿后的本地复制信号与干扰信号频率差δfJ(k)；将本地复制信号与干扰信号频率差δfJ(k)输入到数控振荡器NCO，数控振荡器NCO输出同相本地载波信号
Figure BDA0002188871230000087
同相本地载波信号
Figure BDA0002188871230000088
输入正交变相器，输出90°变相后的正交相本地载波信号
Figure BDA0002188871230000089
Figure BDA00021888712300000810
即为本地复制信号
Figure BDA00021888712300000811
将本地复制信号
Figure BDA00021888712300000812
反馈到混频器；将同相积分结果Ir(k)和正交相积分结果Qr(k)输入估计器，输出幅值估计结果
Figure BDA00021888712300000813
根据干扰估计频率与幅值，进行干扰检测与类型辨识。
一种基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法，包括以下步骤：
S1、将中频连续波干扰信号和中频GNSS信号混合后的中频混合信号输入到混频器中，与本地复制的两份相位互差90°的同相和正交相信号相乘混频，将输入信号与同相本地载波信号
Figure BDA0002188871230000091
混频的支路称为同相支路，即I支路，将输入信号与正交相本地载波信号
Figure BDA0002188871230000092
混频的支路称为正交支路，即Q支路，这样，经过相乘混频后，混频器输出两路信号：同相混频结果ir(n)与正交相混频结果qr(n)；
具体地讲：所述步骤S1中，中频混合信号表达为：
rIF(n)＝rIF,G(n)+rIF,J(n)+wIF(n) (1)
其中：n为中频采样点，rIF,G(n)为中频GNSS信号，rIF,J(n)为中频连续波干扰信号，wIF为高斯白噪声；
式(1)中，rIF,G(n)为GNSS信号，表达为：
Figure BDA0002188871230000093
其中：e为自然对数的底，j为虚数单位，π为圆周率，t为时间，i为卫星信号伪随机码(pseudo random noise,PRN)，L为可见卫星数量，
Figure BDA0002188871230000094
为卫星信号功率，ci为卫星i的C/A码、di为卫星i的导航数据，
Figure BDA0002188871230000095
为L1载波标称中频，
Figure BDA0002188871230000096
为卫星i的载波初相位；
式(1)中，rIF,J(n)为连续波干扰信号，表达为：
Figure BDA0002188871230000097
其中：PJ为干扰信号功率，fIF,J、θJ分别为干扰信号的频率与初相位；
本地复制信号由相位差为90°的同相与正交相信号组合而成，表达为：
Figure BDA0002188871230000098
式(4)中，
Figure BDA0002188871230000099
为本地复制信号频率；
本地同相信号为
Figure BDA00021888712300000910
本地正交相信号为
Figure BDA00021888712300000911
其中，Re表示取实部，Im表示取虚部；
中频混合信号与本地复制信号输入混频器相乘后得混频结果为：
Figure BDA00021888712300000912
式中：
Figure BDA00021888712300000913
依然为高斯白噪声；
经过相乘混频后，混频器分别输出两路相位差为90°的混频结果，其中，同相混频结果为：
Figure BDA0002188871230000101
式中：
Figure BDA0002188871230000102
wi,mix为I支路的白噪声；
正交相混频结果为：
Figure BDA0002188871230000103
式中：wq,mix(n)为Q支路的白噪声；
环路处于稳定运行状态时，2πδfIF,J(n)t(n)+θJ≈0，则此时同相混频结果简化为：
Figure BDA0002188871230000104
正交相混频结果简化为：
Figure BDA0002188871230000111
S2、两路混频结果输入到积分器，积分器分别对同相混频结果ir(n)与正交相混频结果qr(n)进行相干积分，积分后混频结果中的高频分量与噪声被滤除，只有低频成分被保留；积分器输出同相积分结果Ir(k)和正交相积分结果Qr(k)；
具体地讲：所述步骤S2中：混频结果输入到积分器，由于积分时间对于混频结果中的高频分量来说足够长，混频结果中的高频成分被积分器滤除了，即式(8)中的
Figure BDA0002188871230000112
与式(9)中的
Figure BDA0002188871230000113
Figure BDA0002188871230000114
被滤除了；
因此，同相积分结果Ir(k)表达为：
Figure BDA0002188871230000115
式中：k为积分采样点，nk为积分起始时刻，Nint为积分时间内的采样点数，
Figure BDA0002188871230000116
为GNSS信号在I支路上的分量；
正交相积分结果Qr(k)表达为：
Figure BDA0002188871230000117
式中：wQ,G(k)为GNSS信号在Q支路上的分量；
由于ci(n)为二进制随机序列，GNSS信号经过ci(n)调制后，呈现白噪声特征，因此，wI,G(k)与wQ,G(k)均认为是白噪声；
也就是说，当混合信号中存在连续波干扰，即PJ≠0时，Ir(k)为与PJ有关的常值，而Qr(k)为白噪声。
S3、将同相积分结果Ir(k)和正交相积分结果Qr(k)输入二象限反正切函数鉴相器，输出本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)；
具体地讲：所述步骤S3中，同相积分结果Ir(k)与正交相积分结果Qr(k)输入鉴相器，鉴相器采用二象限反正切函数，输出本地复制信号与干扰信号相位差，传递函数表达为：
Figure BDA0002188871230000121
S4、将本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)输入二阶低通滤波器，输出fe(k)，同时将本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)输入到微分器，输出相位差的一阶微分结果
Figure BDA0002188871230000122
用相位差的一阶微分结果
Figure BDA0002188871230000123
补偿本地复制信号与干扰信号频率差，将微分器输出结果
Figure BDA0002188871230000124
与二阶低通滤波器输出结果fe(k)输入加法器，输出微分器补偿后的本地复制信号与干扰信号频率差δfJ(k)；
具体地讲：所述步骤S4中：鉴相器输出结果输入到二阶低通滤波器，二阶低通滤波器的s域传递函数表达为：
Figure BDA0002188871230000125
式中：s为微分算子，a＝3ξωn,b＝(1+2ξ2)ωn 2,c＝ξωn 3,ξ是三阶PLL环路阻尼比，ωn为三阶PLL环路的自然阻尼频率；
在微分器的辅助下，传递函数FSL(s)转换为：
Figure BDA0002188871230000126
S5、将本地复制信号与干扰信号频率差δfJ(k)输入到NCO，调整NCO的频率，得到NCO的频率为
Figure BDA0002188871230000127
从而输出同相本地载波信号
Figure BDA0002188871230000128
即
Figure BDA0002188871230000129
将同相本地载波信号
Figure BDA00021888712300001210
输入正交变相器，得到90°相变后的本地正交相信号
Figure BDA00021888712300001211
即
Figure BDA00021888712300001212
Figure BDA00021888712300001213
即为本地复制信号
Figure BDA00021888712300001214
将本地复制信号
Figure BDA00021888712300001215
反馈到混频器，重复步骤S1～S4；
具体地讲：所述步骤S5中：NCO输出为同相本地载波信号
Figure BDA0002188871230000131
即
Figure BDA0002188871230000132
Figure BDA0002188871230000133
输入正交变相器后，输出正交相本地载波信号
Figure BDA0002188871230000134
即
Figure BDA0002188871230000135
因此，本地复制信号
Figure BDA0002188871230000136
S6、将同相积分结果Ir(k)和正交相积分结果Qr(k)输入估计器，采用估计器估计干扰信号幅值，输出幅值估计结果
Figure BDA0002188871230000137
具体地讲：所述步骤S6中：估计器的表达式为：
Figure BDA0002188871230000138
S7、若干扰信号幅值
Figure BDA0002188871230000139
ε为接近于0的极小值，σ0为干扰幅值标准差，说明干扰信号幅值为ε附近的噪声，则干扰检测结果为无干扰；若
Figure BDA00021888712300001310
说明干扰幅值为某一常值，这一常值与干扰功率有关，则干扰检测结果为有干扰；
S8、在检测到干扰的情况下，对估计频率进行一阶差分，若一阶差分结果
Figure BDA00021888712300001311
σc为干扰频率一阶差分的标准差，说明干扰频率的一阶差分为0附近的噪声，即干扰频率不随时间变化，则干扰辨识结果为频率不变的连续波干扰；若
Figure BDA00021888712300001312
说明干扰频率的一阶差分不等于0，即干扰频率随时间变化，干扰辨识结果为扫频调制连续波干扰，对估计幅值进行一阶差分，若一阶差分结果
Figure BDA00021888712300001313
σA为干扰幅值一阶差分的标准差，说明干扰幅值一直大于0，则干扰辨识结果为时域连续的连续波干扰；若
Figure BDA00021888712300001314
说明干扰幅值有时大于0，有时为0附近的噪声，则干扰辨识结果为时域断续的连续波干扰；
S9、重复S1～S8，实现干扰检测与类型辨识。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (8)

1.一种基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法，其特征在于：连续波干扰和GNSS信号混合后的混合信号rIF(n)输入到混频器，混合信号rIF(n)分别与同相本地载波信号
Figure FDA0002188871220000011
和正交相本地载波信号
Figure FDA0002188871220000012
混频，其中，混合信号rIF(n)与同相本地载波信号
Figure FDA0002188871220000013
混频得到同相混频结果ir(n)，混合信号rIF(n)与正交相本地载波信号
Figure FDA0002188871220000014
混频得到正交相混频结果qr(n)；同相混频结果ir(n)输入到积分器，积分器输出同相积分结果Ir(k)，正交相混频结果qr(n)输入到积分器，积分器输出正交相积分结果Qr(k)；同相积分结果Ir(k)和正交相积分结果Qr(k)输入鉴相器，鉴相器输出本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)；本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)输入到二阶低通滤波器，二阶低通滤波器输出fe(k)，本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)输入到微分器，微分器输出相位差的一阶微分结果
Figure FDA0002188871220000015
相位差的一阶微分结果
Figure FDA0002188871220000016
与二阶低通滤波器的输出结果fe(k)输入加法器，加法器输出微分器补偿后的本地复制信号与干扰信号频率差δfJ(k)；将本地复制信号与干扰信号频率差δfJ(k)输入到数控振荡器NCO，数控振荡器NCO输出同相本地载波信号
Figure FDA0002188871220000017
同相本地载波信号
Figure FDA0002188871220000018
输入正交变相器，输出90°变相后的正交相本地载波信号
Figure FDA0002188871220000019
Figure FDA00021888712200000110
即为本地复制信号
Figure FDA00021888712200000111
将本地复制信号
Figure FDA00021888712200000112
反馈到混频器；将同相积分结果Ir(k)和正交相积分结果Qr(k)输入估计器，输出幅值估计结果
Figure FDA00021888712200000113
根据干扰估计频率与幅值，进行干扰检测与类型辨识。
2.一种基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1、将中频连续波干扰信号和中频GNSS信号混合后的中频混合信号输入到混频器中，与本地复制的两份相位互差90°的同相和正交相信号相乘混频，将输入信号与同相本地载波信号
Figure FDA00021888712200000114
混频的支路称为同相支路，即I支路，将输入信号与正交相本地载波信号
Figure FDA00021888712200000115
混频的支路称为正交支路，即Q支路，这样，经过相乘混频后，混频器输出两路信号：同相混频结果ir(n)与正交相混频结果qr(n)；
S2、两路混频结果输入到积分器，积分器分别对同相混频结果ir(n)与正交相混频结果qr(n)进行相干积分，积分后混频结果中的高频分量与噪声被滤除，只有低频成分被保留；积分器输出同相积分结果Ir(k)和正交相积分结果Qr(k)；
S3、将同相积分结果Ir(k)和正交相积分结果Qr(k)输入二象限反正切函数鉴相器，输出本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)；
S4、将本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)输入二阶低通滤波器，输出fe(k)，同时将本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)输入到微分器，输出相位差的一阶微分结果
Figure FDA0002188871220000021
用相位差的一阶微分结果
Figure FDA0002188871220000022
补偿本地复制信号与干扰信号频率差，将微分器输出结果
Figure FDA0002188871220000023
与二阶低通滤波器输出结果fe(k)输入加法器，输出微分器补偿后的本地复制信号与干扰信号频率差δfJ(k)；
S5、将本地复制信号与干扰信号频率差δfJ(k)输入到NCO，调整NCO的频率，得到NCO的频率为
Figure FDA0002188871220000024
从而输出同相本地载波信号
Figure FDA0002188871220000025
即
Figure FDA0002188871220000026
将同相本地载波信号
Figure FDA0002188871220000027
输入正交变相器，得到90°相变后的本地正交相信号
Figure FDA0002188871220000028
即
Figure FDA0002188871220000029
Figure FDA00021888712200000210
即为本地复制信号
Figure FDA00021888712200000211
将本地复制信号
Figure FDA00021888712200000212
反馈到混频器，重复步骤S1～S4；
S6、将同相积分结果Ir(k)和正交相积分结果Qr(k)输入估计器，采用估计器估计干扰信号幅值，输出幅值估计结果
Figure FDA00021888712200000213
S7、若干扰信号幅值
Figure FDA00021888712200000214
ε为接近于0的极小值，σ0为干扰幅值标准差，说明干扰信号幅值为ε附近的噪声，则干扰检测结果为无干扰；若
Figure FDA00021888712200000215
说明干扰幅值为某一常值，这一常值与干扰功率有关，则干扰检测结果为有干扰；
S8、在检测到干扰的情况下，对估计频率进行一阶差分，若一阶差分结果
Figure FDA00021888712200000216
σc为干扰频率一阶差分的标准差，说明干扰频率的一阶差分为0附近的噪声，即干扰频率不随时间变化，则干扰辨识结果为频率不变的连续波干扰；若
Figure FDA00021888712200000217
说明干扰频率的一阶差分不等于0，即干扰频率随时间变化，干扰辨识结果为扫频调制连续波干扰，对估计幅值进行一阶差分，若一阶差分结果
Figure FDA00021888712200000218
σA为干扰幅值一阶差分的标准差，说明干扰幅值一直大于0，则干扰辨识结果为时域连续的连续波干扰；若
Figure FDA0002188871220000031
说明干扰幅值有时大于0，有时为0附近的噪声，则干扰辨识结果为时域断续的连续波干扰；
S9、重复S1～S8，实现干扰检测与类型辨识。
3.根据权利要求2所述的基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法，其特征在于，所述步骤S1中，中频混合信号表达为：
rIF(n)＝rIF,G(n)+rIF,J(n)+wIF(n) (1)
其中：n为中频采样点，rIF,G(n)为中频GNSS信号，rIF,J(n)为中频连续波干扰信号，wIF为高斯白噪声；
式(1)中，rIF,G(n)为GNSS信号，表达为：
Figure FDA0002188871220000032
其中：e为自然对数的底，j为虚数单位，π为圆周率，t为时间，i为卫星信号伪随机码，L为可见卫星数量，
Figure FDA0002188871220000033
为卫星信号功率，ci为卫星i的C/A码、di为卫星i的导航数据，
Figure FDA0002188871220000034
为L1载波标称中频，
Figure FDA0002188871220000035
为卫星i的载波初相位；
式(1)中，rIF,J(n)为连续波干扰信号，表达为：
Figure FDA0002188871220000036
其中：PJ为干扰信号功率，fIF,J、θJ分别为干扰信号的频率与初相位；
本地复制信号由相位差为90°的同相与正交相信号组合而成，表达为：
Figure FDA0002188871220000037
式(4)中，
Figure FDA0002188871220000038
为本地复制信号频率；
本地同相信号为
Figure FDA0002188871220000039
本地正交相信号为
Figure FDA00021888712200000310
其中，Re表示取实部，Im表示取虚部；
中频混合信号与本地复制信号输入混频器相乘后得混频结果为：
Figure FDA00021888712200000311
Figure FDA0002188871220000041
式中：
Figure FDA0002188871220000042
依然为高斯白噪声；
经过相乘混频后，混频器分别输出两路相位差为90°的混频结果，其中，同相混频结果为：
Figure FDA0002188871220000043
式中：
Figure FDA0002188871220000044
wi,mix为I支路的白噪声；
正交相混频结果为：
Figure FDA0002188871220000045
式中：wq,mix(n)为Q支路的白噪声；
环路处于稳定运行状态时，2πδfIF,J(n)t(n)+θJ≈0，则此时同相混频结果简化为：
Figure FDA0002188871220000046
正交相混频结果简化为：
Figure FDA0002188871220000051
4.根据权利要求3所述的基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法，其特征在于，所述步骤S2中：混频结果输入到积分器，由于积分时间对于混频结果中的高频分量来说足够长，混频结果中的高频成分被积分器滤除了，即式(8)中的
Figure FDA0002188871220000052
与式(9)中的
Figure FDA0002188871220000053
Figure FDA0002188871220000054
被滤除了；
因此，同相积分结果Ir(k)表达为：
Figure FDA0002188871220000055
式中：k为积分采样点，nk为积分起始时刻，Nint为积分时间内的采样点数，
Figure FDA0002188871220000056
为GNSS信号在I支路上的分量；
正交相积分结果Qr(k)表达为：
Figure FDA0002188871220000057
式中：wQ,G(k)为GNSS信号在Q支路上的分量；
由于ci(n)为二进制随机序列，GNSS信号经过ci(n)调制后，呈现白噪声特征，因此，WI,G(k)与wQ,G(k)均认为是白噪声；
也就是说，当混合信号中存在连续波干扰，即PJ≠0时，Ir(k)为与PJ有关的常值，而Qr(k)为白噪声。
5.根据权利要求2所述的基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法，其特征在于：
所述步骤S3中，同相积分结果Ir(k)与正交相积分结果Qr(k)输入鉴相器，鉴相器采用二象限反正切函数，输出本地复制信号与干扰信号相位差，传递函数表达为：
Figure FDA0002188871220000061
6.根据权利要求2所述的基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法，其特征在于，所述步骤S4中：鉴相器输出结果输入到二阶低通滤波器，二阶低通滤波器的s域传递函数表达为：
Figure FDA0002188871220000062
式中：s为微分算子，a＝3ξωn,b＝(1+2ξ2)ωn 2,c＝ξωn 3,ξ是三阶PLL环路阻尼比，ωn为三阶PLL环路的自然阻尼频率；
在微分器的辅助下，传递函数FSL(s)转换为：
Figure FDA0002188871220000063
7.根据权利要求2所述的基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法，其特征在于，所述步骤S5中：NCO输出为同相本地载波信号
Figure FDA0002188871220000064
即
Figure FDA0002188871220000065
Figure FDA0002188871220000066
输入正交变相器后，输出正交相本地载波信号
Figure FDA0002188871220000067
即
Figure FDA0002188871220000068
因此，本地复制信号
Figure FDA0002188871220000069
8.根据权利要求2所述的基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法，其特征在于，所述步骤S6中：估计器的表达式为：
Figure FDA0002188871220000071
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113009521B (zh) * 2021-03-02 2022-11-18 北京航空航天大学 一种基于gnss前向散射特性的空中目标探测装置

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101489153A (zh) * 2009-02-27 2009-07-22 航天恒星科技有限公司 一种卫星转发器干扰信号的监测装置及监测方法
CN101571585A (zh) * 2009-03-18 2009-11-04 杭州中科微电子有限公司 用于gps接收机干扰信号的消除方法及其系统
CN102590835A (zh) * 2012-03-01 2012-07-18 哈尔滨工程大学 一种gps/ins深组合跟踪环路高斯码相位鉴别器及其设计方法
CN104111465A (zh) * 2014-07-29 2014-10-22 豪芯微电子科技（上海）有限公司 连续波干扰信号的估计器、估计方法、消除器及消除方法
CN105911575A (zh) * 2016-04-07 2016-08-31 南京航空航天大学 一种级联式惯性/卫星深组合导航滤波器观测量提取方法
CN107290758A (zh) * 2017-05-02 2017-10-24 南京航空航天大学 Gnss干扰信号多级辨识检测系统及方法

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101489153A (zh) * 2009-02-27 2009-07-22 航天恒星科技有限公司 一种卫星转发器干扰信号的监测装置及监测方法
CN101571585A (zh) * 2009-03-18 2009-11-04 杭州中科微电子有限公司 用于gps接收机干扰信号的消除方法及其系统
CN102590835A (zh) * 2012-03-01 2012-07-18 哈尔滨工程大学 一种gps/ins深组合跟踪环路高斯码相位鉴别器及其设计方法
CN104111465A (zh) * 2014-07-29 2014-10-22 豪芯微电子科技（上海）有限公司 连续波干扰信号的估计器、估计方法、消除器及消除方法
CN105911575A (zh) * 2016-04-07 2016-08-31 南京航空航天大学 一种级联式惯性/卫星深组合导航滤波器观测量提取方法
CN107290758A (zh) * 2017-05-02 2017-10-24 南京航空航天大学 Gnss干扰信号多级辨识检测系统及方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
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对GPS接收机的一种新宽带压制干扰样式分析;毛虎等;《电子与信息学报》;20141215(第12期);全文 *

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