CN110554413A - 基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法 - Google Patents

基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法 Download PDF

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CN110554413A CN201910825427.8A CN201910825427A CN110554413A CN 110554413 A CN110554413 A CN 110554413A CN 201910825427 A CN201910825427 A CN 201910825427A CN 110554413 A CN110554413 A CN 110554413A
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Abstract

本发明公开了一种基于相位‑幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法，该方法采用时域前端干扰检测与辨识技术对常见连续波干扰进行检测与特征识别。首先，对传统的相位锁定环路（phase locked loop，PLL）加以改进，采用微分器辅助（differential auxiliary，DA）PLL提高PLL对动态应力的容忍性。其次，通过微分器辅助的PLL估计连续波干扰的频率，以微分器辅助的PLL的估计参数为基础，通过幅值锁定环路（amplitude locked loop，ALL）估计连续波干扰的幅值，根据估计频率与幅值实现连续波干扰的检测与辨识，为连续波干扰抑制方法的研究提供基础。

Description

基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法
技术领域
本发明属于GNSS接收机抗干扰技术领域，特别涉及一种基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法，检测常见的连续波干扰并识别其特征与类型，为后续的抗连续波干扰算法的研究提供必要的参考信息。
背景技术
全球卫星导航系统(Global Navigation Satellite System,GNSS)为海、陆、空、天各领域用户提供全天时、全天候高精度位置、速度和时间信息，逐渐成为当代最重要的基础设施之一。但卫星信号经过长距离传播的损耗，到达地面时功率仅约-160dBW，很容易被无意或有意的电磁干扰影响，使GNSS的可靠性与可用性受到威胁。因此，提高GNSS接收机的抗干扰能力十分重要。由于干扰类型多样，性质不一，对干扰进行检测和辨识是研究针对性干扰抑制技术的必要步骤，也是提高GNSS鲁棒性的重要前提。
压制式干扰是最恶劣的有意电磁干扰之一，能够阻塞卫星信号，造成接收机跟踪环路噪声增大，进而导致定位误差增大，甚至无法定位。连续波干扰作为典型的压制式干扰，可根据作用频段分为窄带、宽带干扰，也可依据时域的连续性和离散型分为时域连续的连续波干扰和时域离散的连续波干扰两种类型。目前常见的连续波干扰检测方法主要集中在接收机天线、前端、基带与定位四大模块。其中，天线端干扰检测技术涉及天线阵列，受限于相位校正误差、天线互耦合及用户通道状况等硬件条件，常用于高端接收机；而基带与定位端干扰检测技术则受到相关处理的影响，无法估计干扰信号的具体参数；因此，考虑在前端对干扰信号进行检测与辨识。
前端干扰检测与辨识技术主要分为时域、频域与时频域三类，其中频域与时频域方法均需进行傅里叶变换(FFT)，计算量大，快速性差，而时域方法则避免了FFT，成为快速有效的干扰检测与辨识方法。
发明内容
为了解决现有技术中的问题，本发明提供一种基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法，该方法采用时域前端干扰检测与辨识技术对常见连续波干扰进行检测与特征识别。首先，对传统的相位锁定环路(phase locked loop，PLL)加以改进，采用微分器辅助(differential auxiliary，DA)PLL提高PLL对动态应力的容忍性。其次，通过微分器辅助的PLL估计连续波干扰的频率，以微分器辅助的PLL的估计参数为基础，通过幅值锁定环路(amplitude locked loop，ALL)估计连续波干扰的幅值，根据估计频率与幅值实现连续波干扰的检测与辨识，为连续波干扰抑制方法的研究提供基础。
为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：
一种基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法，连续波干扰和GNSS信号混合后的混合信号rIF(n)输入到混频器，混合信号rIF(n)分别与同相本地载波信号和正交相本地载波信号混频，其中，混合信号rIF(n)与同相本地载波信号混频得到同相混频结果ir(n)，混合信号rIF(n)与正交相本地载波信号混频得到正交相混频结果qr(n)；同相混频结果ir(n)输入到积分器，积分器输出同相积分结果Ir(k)，正交相混频结果qr(n)输入到积分器，积分器输出正交相积分结果Qr(k)；同相积分结果Ir(k)和正交相积分结果Qr(k)输入鉴相器，鉴相器输出本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)；本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)输入到二阶低通滤波器，二阶低通滤波器输出fe(k)，本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)输入到微分器，微分器输出相位差的一阶微分结果相位差的一阶微分结果与二阶低通滤波器的输出结果fe(k)输入加法器，加法器输出微分器补偿后的本地复制信号与干扰信号频率差δfJ(k)；将本地复制信号与干扰信号频率差δfJ(k)输入到数控振荡器NCO，数控振荡器NCO输出同相本地载波信号同相本地载波信号输入正交变相器，输出90°变相后的正交相本地载波信号 即为本地复制信号将本地复制信号反馈到混频器；将同相积分结果Ir(k)和正交相积分结果Qr(k)输入估计器，输出幅值估计结果根据干扰估计频率与幅值，进行干扰检测与类型辨识。
一种基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法，包括以下步骤：
S1、将中频连续波干扰信号和中频GNSS信号混合后的中频混合信号输入到混频器中，与本地复制的两份相位互差90°的同相和正交相信号相乘混频，将输入信号与同相本地载波信号混频的支路称为同相支路，即I支路，将输入信号与正交相本地载波信号混频的支路称为正交支路，即Q支路，这样，经过相乘混频后，混频器输出两路信号：同相混频结果ir(n)与正交相混频结果qr(n)；
S2、两路混频结果输入到积分器，积分器分别对同相混频结果ir(n)与正交相混频结果qr(n)进行相干积分，积分后混频结果中的高频分量与噪声被滤除，只有低频成分被保留；积分器输出同相积分结果Ir(k)和正交相积分结果Qr(k)；
S3、将同相积分结果Ir(k)和正交相积分结果Qr(k)输入二象限反正切函数鉴相器，输出本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)；
S4、将本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)输入二阶低通滤波器，输出fe(k)，同时将本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)输入到微分器，输出相位差的一阶微分结果用相位差的一阶微分结果补偿本地复制信号与干扰信号频率差，将微分器输出结果与二阶低通滤波器输出结果fe(k)输入加法器，输出微分器补偿后的本地复制信号与干扰信号频率差δfJ(k)；
S5、将本地复制信号与干扰信号频率差δfJ(k)输入到NCO，调整NCO的频率，得到NCO的频率为从而输出同相本地载波信号即将同相本地载波信号输入正交变相器，得到90°相变后的本地正交相信号即 即为本地复制信号将本地复制信号反馈到混频器，重复步骤S1～S4；
S6、将同相积分结果Ir(k)和正交相积分结果Qr(k)输入估计器，采用估计器估计干扰信号幅值，输出幅值估计结果
S7、若干扰信号幅值ε为接近于0的极小值，σ0为干扰幅值标准差，说明干扰信号幅值为ε附近的噪声，则干扰检测结果为无干扰；若说明干扰幅值为某一常值，这一常值与干扰功率有关，则干扰检测结果为有干扰；
S8、在检测到干扰的情况下，对估计频率进行一阶差分，若一阶差分结果σc为干扰频率一阶差分的标准差，说明干扰频率的一阶差分为0附近的噪声，即干扰频率不随时间变化，则干扰辨识结果为频率不变的连续波干扰；若说明干扰频率的一阶差分不等于0，即干扰频率随时间变化，干扰辨识结果为扫频调制连续波干扰，对估计幅值进行一阶差分，若一阶差分结果σA为干扰幅值一阶差分的标准差，说明干扰幅值一直大于0，则干扰辨识结果为时域连续的连续波干扰；若说明干扰幅值有时大于0，有时为0附近的噪声，则干扰辨识结果为时域断续的连续波干扰；
S9、重复S1～S8，实现干扰检测与类型辨识。
所述步骤S1中，中频混合信号表达为：
rIF(n)＝rIF,G(n)+rIF,J(n)+wIF(n) (1)
其中：n为中频采样点，rIF,G(n)为中频GNSS信号，rIF,J(n)为中频连续波干扰信号，wIF为高斯白噪声；
式(1)中，rIF,G(n)为GNSS信号，表达为：
其中：e为自然对数的底，j为虚数单位，π为圆周率，t为时间，i为卫星信号伪随机码(pseudo random noise,PRN)，L为可见卫星数量，为卫星信号功率，ci为卫星i的C/A码、di为卫星i的导航数据，为L1载波标称中频，为卫星i的载波初相位；
式(1)中，rIF,J(n)为连续波干扰信号，表达为：
其中：PJ为干扰信号功率，fIF,J、θJ分别为干扰信号的频率与初相位；
本地复制信号由相位差为90°的同相与正交相信号组合而成，表达为：
式(4)中，为本地复制信号频率；
本地同相信号为本地正交相信号为其中，Re表示取实部，Im表示取虚部；
中频混合信号与本地复制信号输入混频器相乘后得混频结果为：
式中：依然为高斯白噪声；
经过相乘混频后，混频器分别输出两路相位差为90°的混频结果，其中，同相混频结果为：
式中：wi,mix为I支路的白噪声；
正交相混频结果为：
式中：wq,mix(n)为Q支路的白噪声；
环路处于稳定运行状态时，2πδfIF,J(n)t(n)+θJ≈0，则此时同相混频结果简化为：
正交相混频结果简化为：
所述步骤S2中：混频结果输入到积分器，由于积分时间对于混频结果中的高频分量来说足够长，混频结果中的高频成分被积分器滤除了，即式(8)中的 与式(9)中的被滤除了；
因此，同相积分结果Ir(k)表达为：
式中：k为积分采样点，nk为积分起始时刻，Nint为积分时间内的采样点数，为GNSS信号在I支路上的分量；
正交相积分结果Qr(k)表达为：
式中：wQ,G(k)为GNSS信号在Q支路上的分量；
由于ci(n)为二进制随机序列，GNSS信号经过ci(n)调制后，呈现白噪声特征，因此，wI,G(k)与wQ,G(k)均认为是白噪声；
也就是说，当混合信号中存在连续波干扰，即PJ≠0时，Ir(k)为与PJ有关的常值，而Qr(k)为白噪声。
所述步骤S3中，同相积分结果Ir(k)与正交相积分结果Qr(k)输入鉴相器，鉴相器采用二象限反正切函数，输出本地复制信号与干扰信号相位差，传递函数表达为：
所述步骤S4中：鉴相器输出结果输入到二阶低通滤波器，二阶低通滤波器的s域传递函数表达为：
式中：s为微分算子，a＝3ξωn,b＝(1+2ξ2)ωn 2,c＝ξωn 3,ξ是三阶PLL环路阻尼比，ωn为三阶PLL环路的自然阻尼频率；
在微分器的辅助下，传递函数FSL(s)转换为：
所述步骤S5中：NCO输出为同相本地载波信号即
输入正交变相器后，输出正交相本地载波信号即
因此，本地复制信号
所述步骤S6中：估计器的表达式为：
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
(1)、通过时域方法估计干扰参数，不需要进行频域转换，降低了计算量；
(2)、不仅能够检测常见连续波干扰，而且能够保证强功率的连续波干扰的参数估计能力，实现常见连续波干扰类型的辨识，为连续波干扰抑制算法提供依据；
(3)、提高了导航接收机对压制式干扰攻击的承受程度，增强了导航接收机的抗压制式干扰能力，且结构简单，容易实现，具有重要工程意义；
(4)、该方法通过软件算法完成，既保证了算法的灵活性，又具有低成本的优势。
附图说明
图1是本发明中相位-幅值锁定环路算法结构图。
具体实施方式
下面结合实施例对本发明作更进一步的说明。
本发明公开的基于相位-幅值锁定环路的压制式干扰检测与辨识方法，具体可通过软件算法完成，主要包括混频器、积分器、鉴相器、二阶低通滤波器、微分器、数控振荡器(numerical controlled oscillator，NCO)、估计器等程序模块。
一种基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法，连续波干扰和GNSS信号混合后的混合信号rIF(n)输入到混频器，混合信号rIF(n)分别与同相本地载波信号和正交相本地载波信号混频，其中，混合信号rIF(n)与同相本地载波信号混频得到同相混频结果ir(n)，混合信号rIF(n)与正交相本地载波信号混频得到正交相混频结果qr(n)；同相混频结果ir(n)输入到积分器，积分器输出同相积分结果Ir(k)，正交相混频结果qr(n)输入到积分器，积分器输出正交相积分结果Qr(k)；同相积分结果Ir(k)和正交相积分结果Qr(k)输入鉴相器，鉴相器输出本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)；本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)输入到二阶低通滤波器，二阶低通滤波器输出fe(k)，本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)输入到微分器，微分器输出相位差的一阶微分结果相位差的一阶微分结果与二阶低通滤波器的输出结果fe(k)输入加法器，加法器输出微分器补偿后的本地复制信号与干扰信号频率差δfJ(k)；将本地复制信号与干扰信号频率差δfJ(k)输入到数控振荡器NCO，数控振荡器NCO输出同相本地载波信号同相本地载波信号输入正交变相器，输出90°变相后的正交相本地载波信号 即为本地复制信号将本地复制信号反馈到混频器；将同相积分结果Ir(k)和正交相积分结果Qr(k)输入估计器，输出幅值估计结果根据干扰估计频率与幅值，进行干扰检测与类型辨识。
一种基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法，包括以下步骤：
S1、将中频连续波干扰信号和中频GNSS信号混合后的中频混合信号输入到混频器中，与本地复制的两份相位互差90°的同相和正交相信号相乘混频，将输入信号与同相本地载波信号混频的支路称为同相支路，即I支路，将输入信号与正交相本地载波信号混频的支路称为正交支路，即Q支路，这样，经过相乘混频后，混频器输出两路信号：同相混频结果ir(n)与正交相混频结果qr(n)；
具体地讲：所述步骤S1中，中频混合信号表达为：
rIF(n)＝rIF,G(n)+rIF,J(n)+wIF(n) (1)
其中：n为中频采样点，rIF,G(n)为中频GNSS信号，rIF,J(n)为中频连续波干扰信号，wIF为高斯白噪声；
式(1)中，rIF,G(n)为GNSS信号，表达为：
其中：e为自然对数的底，j为虚数单位，π为圆周率，t为时间，i为卫星信号伪随机码(pseudo random noise,PRN)，L为可见卫星数量，为卫星信号功率，ci为卫星i的C/A码、di为卫星i的导航数据，为L1载波标称中频，为卫星i的载波初相位；
式(1)中，rIF,J(n)为连续波干扰信号，表达为：
其中：PJ为干扰信号功率，fIF,J、θJ分别为干扰信号的频率与初相位；
本地复制信号由相位差为90°的同相与正交相信号组合而成，表达为：
式(4)中，为本地复制信号频率；
本地同相信号为本地正交相信号为其中，Re表示取实部，Im表示取虚部；
中频混合信号与本地复制信号输入混频器相乘后得混频结果为：
式中：依然为高斯白噪声；
经过相乘混频后，混频器分别输出两路相位差为90°的混频结果，其中，同相混频结果为：
式中：wi,mix为I支路的白噪声；
正交相混频结果为：
式中：wq,mix(n)为Q支路的白噪声；
环路处于稳定运行状态时，2πδfIF,J(n)t(n)+θJ≈0，则此时同相混频结果简化为：
正交相混频结果简化为：
S2、两路混频结果输入到积分器，积分器分别对同相混频结果ir(n)与正交相混频结果qr(n)进行相干积分，积分后混频结果中的高频分量与噪声被滤除，只有低频成分被保留；积分器输出同相积分结果Ir(k)和正交相积分结果Qr(k)；
具体地讲：所述步骤S2中：混频结果输入到积分器，由于积分时间对于混频结果中的高频分量来说足够长，混频结果中的高频成分被积分器滤除了，即式(8)中的与式(9)中的 被滤除了；
因此，同相积分结果Ir(k)表达为：
式中：k为积分采样点，nk为积分起始时刻，Nint为积分时间内的采样点数，为GNSS信号在I支路上的分量；
正交相积分结果Qr(k)表达为：
式中：wQ,G(k)为GNSS信号在Q支路上的分量；
由于ci(n)为二进制随机序列，GNSS信号经过ci(n)调制后，呈现白噪声特征，因此，wI,G(k)与wQ,G(k)均认为是白噪声；
也就是说，当混合信号中存在连续波干扰，即PJ≠0时，Ir(k)为与PJ有关的常值，而Qr(k)为白噪声。
S3、将同相积分结果Ir(k)和正交相积分结果Qr(k)输入二象限反正切函数鉴相器，输出本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)；
具体地讲：所述步骤S3中，同相积分结果Ir(k)与正交相积分结果Qr(k)输入鉴相器，鉴相器采用二象限反正切函数，输出本地复制信号与干扰信号相位差，传递函数表达为：
S4、将本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)输入二阶低通滤波器，输出fe(k)，同时将本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)输入到微分器，输出相位差的一阶微分结果用相位差的一阶微分结果补偿本地复制信号与干扰信号频率差，将微分器输出结果与二阶低通滤波器输出结果fe(k)输入加法器，输出微分器补偿后的本地复制信号与干扰信号频率差δfJ(k)；
具体地讲：所述步骤S4中：鉴相器输出结果输入到二阶低通滤波器，二阶低通滤波器的s域传递函数表达为：
式中：s为微分算子，a＝3ξωn,b＝(1+2ξ2)ωn 2,c＝ξωn 3,ξ是三阶PLL环路阻尼比，ωn为三阶PLL环路的自然阻尼频率；
在微分器的辅助下，传递函数FSL(s)转换为：
S5、将本地复制信号与干扰信号频率差δfJ(k)输入到NCO，调整NCO的频率，得到NCO的频率为从而输出同相本地载波信号即将同相本地载波信号输入正交变相器，得到90°相变后的本地正交相信号即 即为本地复制信号将本地复制信号反馈到混频器，重复步骤S1～S4；
具体地讲：所述步骤S5中：NCO输出为同相本地载波信号即 输入正交变相器后，输出正交相本地载波信号即因此，本地复制信号
S6、将同相积分结果Ir(k)和正交相积分结果Qr(k)输入估计器，采用估计器估计干扰信号幅值，输出幅值估计结果
具体地讲：所述步骤S6中：估计器的表达式为：
S7、若干扰信号幅值ε为接近于0的极小值，σ0为干扰幅值标准差，说明干扰信号幅值为ε附近的噪声，则干扰检测结果为无干扰；若说明干扰幅值为某一常值，这一常值与干扰功率有关，则干扰检测结果为有干扰；
S8、在检测到干扰的情况下，对估计频率进行一阶差分，若一阶差分结果σc为干扰频率一阶差分的标准差，说明干扰频率的一阶差分为0附近的噪声，即干扰频率不随时间变化，则干扰辨识结果为频率不变的连续波干扰；若说明干扰频率的一阶差分不等于0，即干扰频率随时间变化，干扰辨识结果为扫频调制连续波干扰，对估计幅值进行一阶差分，若一阶差分结果σA为干扰幅值一阶差分的标准差，说明干扰幅值一直大于0，则干扰辨识结果为时域连续的连续波干扰；若说明干扰幅值有时大于0，有时为0附近的噪声，则干扰辨识结果为时域断续的连续波干扰；
S9、重复S1～S8，实现干扰检测与类型辨识。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (8)

1.一种基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法，其特征在于：连续波干扰和GNSS信号混合后的混合信号rIF(n)输入到混频器，混合信号rIF(n)分别与同相本地载波信号和正交相本地载波信号混频，其中，混合信号rIF(n)与同相本地载波信号混频得到同相混频结果ir(n)，混合信号rIF(n)与正交相本地载波信号混频得到正交相混频结果qr(n)；同相混频结果ir(n)输入到积分器，积分器输出同相积分结果Ir(k)，正交相混频结果qr(n)输入到积分器，积分器输出正交相积分结果Qr(k)；同相积分结果Ir(k)和正交相积分结果Qr(k)输入鉴相器，鉴相器输出本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)；本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)输入到二阶低通滤波器，二阶低通滤波器输出fe(k)，本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)输入到微分器，微分器输出相位差的一阶微分结果相位差的一阶微分结果与二阶低通滤波器的输出结果fe(k)输入加法器，加法器输出微分器补偿后的本地复制信号与干扰信号频率差δfJ(k)；将本地复制信号与干扰信号频率差δfJ(k)输入到数控振荡器NCO，数控振荡器NCO输出同相本地载波信号同相本地载波信号输入正交变相器，输出90°变相后的正交相本地载波信号 即为本地复制信号将本地复制信号反馈到混频器；将同相积分结果Ir(k)和正交相积分结果Qr(k)输入估计器，输出幅值估计结果根据干扰估计频率与幅值，进行干扰检测与类型辨识。
2.一种基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1、将中频连续波干扰信号和中频GNSS信号混合后的中频混合信号输入到混频器中，与本地复制的两份相位互差90°的同相和正交相信号相乘混频，将输入信号与同相本地载波信号混频的支路称为同相支路，即I支路，将输入信号与正交相本地载波信号混频的支路称为正交支路，即Q支路，这样，经过相乘混频后，混频器输出两路信号：同相混频结果ir(n)与正交相混频结果qr(n)；
S2、两路混频结果输入到积分器，积分器分别对同相混频结果ir(n)与正交相混频结果qr(n)进行相干积分，积分后混频结果中的高频分量与噪声被滤除，只有低频成分被保留；积分器输出同相积分结果Ir(k)和正交相积分结果Qr(k)；
S3、将同相积分结果Ir(k)和正交相积分结果Qr(k)输入二象限反正切函数鉴相器，输出本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)；
S4、将本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)输入二阶低通滤波器，输出fe(k)，同时将本地复制信号与干扰信号相位差φe(k)输入到微分器，输出相位差的一阶微分结果用相位差的一阶微分结果补偿本地复制信号与干扰信号频率差，将微分器输出结果与二阶低通滤波器输出结果fe(k)输入加法器，输出微分器补偿后的本地复制信号与干扰信号频率差δfJ(k)；
S5、将本地复制信号与干扰信号频率差δfJ(k)输入到NCO，调整NCO的频率，得到NCO的频率为从而输出同相本地载波信号即将同相本地载波信号输入正交变相器，得到90°相变后的本地正交相信号即 即为本地复制信号将本地复制信号反馈到混频器，重复步骤S1～S4；
S6、将同相积分结果Ir(k)和正交相积分结果Qr(k)输入估计器，采用估计器估计干扰信号幅值，输出幅值估计结果
S7、若干扰信号幅值ε为接近于0的极小值，σ0为干扰幅值标准差，说明干扰信号幅值为ε附近的噪声，则干扰检测结果为无干扰；若说明干扰幅值为某一常值，这一常值与干扰功率有关，则干扰检测结果为有干扰；
S8、在检测到干扰的情况下，对估计频率进行一阶差分，若一阶差分结果σc为干扰频率一阶差分的标准差，说明干扰频率的一阶差分为0附近的噪声，即干扰频率不随时间变化，则干扰辨识结果为频率不变的连续波干扰；若说明干扰频率的一阶差分不等于0，即干扰频率随时间变化，干扰辨识结果为扫频调制连续波干扰，对估计幅值进行一阶差分，若一阶差分结果σA为干扰幅值一阶差分的标准差，说明干扰幅值一直大于0，则干扰辨识结果为时域连续的连续波干扰；若说明干扰幅值有时大于0，有时为0附近的噪声，则干扰辨识结果为时域断续的连续波干扰；
S9、重复S1～S8，实现干扰检测与类型辨识。
3.根据权利要求2所述的基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法，其特征在于，所述步骤S1中，中频混合信号表达为：
rIF(n)＝rIF,G(n)+rIF,J(n)+wIF(n) (1)
其中：n为中频采样点，rIF,G(n)为中频GNSS信号，rIF,J(n)为中频连续波干扰信号，wIF为高斯白噪声；
式(1)中，rIF,G(n)为GNSS信号，表达为：
其中：e为自然对数的底，j为虚数单位，π为圆周率，t为时间，i为卫星信号伪随机码，L为可见卫星数量，为卫星信号功率，ci为卫星i的C/A码、di为卫星i的导航数据，为L1载波标称中频，为卫星i的载波初相位；
式(1)中，rIF,J(n)为连续波干扰信号，表达为：
其中：PJ为干扰信号功率，fIF,J、θJ分别为干扰信号的频率与初相位；
本地复制信号由相位差为90°的同相与正交相信号组合而成，表达为：
式(4)中，为本地复制信号频率；
本地同相信号为本地正交相信号为其中，Re表示取实部，Im表示取虚部；
中频混合信号与本地复制信号输入混频器相乘后得混频结果为：
式中：依然为高斯白噪声；
经过相乘混频后，混频器分别输出两路相位差为90°的混频结果，其中，同相混频结果为：
式中：wi,mix为I支路的白噪声；
正交相混频结果为：
式中：wq,mix(n)为Q支路的白噪声；
环路处于稳定运行状态时，2πδfIF,J(n)t(n)+θJ≈0，则此时同相混频结果简化为：
正交相混频结果简化为：
4.根据权利要求3所述的基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法，其特征在于，所述步骤S2中：混频结果输入到积分器，由于积分时间对于混频结果中的高频分量来说足够长，混频结果中的高频成分被积分器滤除了，即式(8)中的与式(9)中的 被滤除了；
因此，同相积分结果Ir(k)表达为：
式中：k为积分采样点，nk为积分起始时刻，Nint为积分时间内的采样点数，为GNSS信号在I支路上的分量；
正交相积分结果Qr(k)表达为：
式中：wQ,G(k)为GNSS信号在Q支路上的分量；
由于ci(n)为二进制随机序列，GNSS信号经过ci(n)调制后，呈现白噪声特征，因此，WI,G(k)与wQ,G(k)均认为是白噪声；
也就是说，当混合信号中存在连续波干扰，即PJ≠0时，Ir(k)为与PJ有关的常值，而Qr(k)为白噪声。
5.根据权利要求2所述的基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法，其特征在于：
所述步骤S3中，同相积分结果Ir(k)与正交相积分结果Qr(k)输入鉴相器，鉴相器采用二象限反正切函数，输出本地复制信号与干扰信号相位差，传递函数表达为：
6.根据权利要求2所述的基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法，其特征在于，所述步骤S4中：鉴相器输出结果输入到二阶低通滤波器，二阶低通滤波器的s域传递函数表达为：
式中：s为微分算子，a＝3ξωn,b＝(1+2ξ2)ωn 2,c＝ξωn 3,ξ是三阶PLL环路阻尼比，ωn为三阶PLL环路的自然阻尼频率；
在微分器的辅助下，传递函数FSL(s)转换为：
7.根据权利要求2所述的基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法，其特征在于，所述步骤S5中：NCO输出为同相本地载波信号即 输入正交变相器后，输出正交相本地载波信号即因此，本地复制信号
8.根据权利要求2所述的基于相位-幅值锁定环路的连续波干扰检测与辨识方法，其特征在于，所述步骤S6中：估计器的表达式为：
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