CN110535390A - 一种永磁同步电机mtpa控制与fw控制的切换方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种永磁同步电机MTPA控制与FW控制的切换方法，在由MTPA控制切换至FW控制的过程中，基于调制比确定切换点；在由FW控制切换至MTPA控制的过程中，基于d轴电流确定切换点。基于调制比或d轴电流的永磁同步电机MTPA控制与FW控制的切换方法，能够避免电机转速、输出转矩的大小、直流母线电压的高低、电机参数的变化等对切换点的影响，保证了电机输出转矩与参考转矩基本一致，提高了永磁体同步电机工作的平顺性。

Description

一种永磁同步电机MTPA控制与FW控制的切换方法

技术领域

本发明涉及电机控制领域，具体地说是一种永磁同步电机MTPA控制与FW控制的切换方法。

背景技术

在永磁同步电机(PMSM)控制中，当直流母线电压为额定值且电机输出转矩为额定转矩时，所对应的电机转速称为基速。基速以下称为恒转矩区，通常采用单位电流最大转矩(MTPA)控制以降低电机铜耗，提高运行效率。基速以上称为恒功率区，通常采用弱磁(FW)控制以削弱气隙磁链并限制反电动势使其不随转速提高而增大。

MTPA是指在参考转矩给定的前提下，通过合理分配d轴和q轴的电流分量，使定子电流最小，即单位电流下电机输出转矩最大的控制方法。MTPA控制可以减小电机铜耗，提高运行效率，优化系统性能。此外，由于逆变器所需输出的电流较小，对逆变器的容量要求可相对降低。FW控制是实现永磁同步电机高速运行的重要手段，通过FW控制以削弱气隙磁链并限制反电动势使其不随转速提高而增大。

当永磁同步电机工作在恒转矩区时，为了提高驱动系统效率，一般采用MTPA控制策略；而当永磁同步电机工作在恒功率区时，为了保证电机的正常工作，必须采用FW控制策略。在恒功率区，为提高逆变器效率，逆变器输出最大空间电压矢量，此时可通过控制最大电压矢量与q轴电压之间的夹角来保证输出转矩与目标转矩相一致，称为基于空间电压矢量角度的FW控制。

MTPA控制一般是双闭环的控制策略，而基于空间电压矢量角度的FW控制是单闭环控制。如何实现永磁同步电机在双闭环控制器与单闭环控制器之间的切换，是保证电机能够在全速度范围内工作的前提。

发明内容

本发明的目的就是提供一种永磁同步电机MTPA控制与FW控制的切换方法，以改善永磁同步电机MTPA控制与FW控制切换时的平顺性。

本发明的目的是这样实现的：一种永磁同步电机MTPA控制与FW控制的切换方法，，在由MTPA控制切换至FW控制的过程中，基于调制比确定切换点。具体是，当调制比等于或大于0.907时，由MTPA控制切换至FW控制。

在由FW控制切换至MTPA控制的过程中，基于d轴电流确定切换点。对于表贴式永磁同步电机，当d轴电流大于零时，由FW控制切换至MTPA控制。对于内置式永磁同步电机，由FW控制切换至MTPA控制的条件为i_d＞i_{d_MTPA}，i_d为d轴电流，i_{d_MTPA}为MTPA控制时的d轴电流。

本发明提出了一种基于调制比或d轴电流的永磁同步电机MTPA控制与FW控制的切换方法，在由MTPA控制切换至FW控制的过程中，基于调制比确定切换点；在由FW控制切换至MTPA控制的过程中，基于d轴电流确定切换点。基于调制比或d轴电流的永磁同步电机MTPA控制与FW控制的切换方法，能够避免电机转速、输出转矩的大小、直流母线电压的高低、电机参数的变化等对切换点的影响，保证了电机输出转矩与参考转矩基本一致，提高了永磁体同步电机工作的平顺性。

附图说明

图1是永磁同步电机的输出转速转矩特性map图。

图2是MTPA控制与FW控制的切换方法流程图。

图3是逆变器在线性区输出的最大电压矢量图。

图4是dq坐标系下逆变器最大输出电压V_smax与dq轴电压的关系图。

图5是基于空间电压矢量角度的FW控制的原理框图。

具体实施方式

在分析三相PMSM时，一般需要做如下假设：

1)定子绕组Y形连接，且通对称的三相正弦交流电流；2)硅钢片的饱和效应忽略不计，气隙磁场成正弦分布；3)不考虑电机的涡流损耗和磁滞损耗；4)转子上没有励磁绕组。

按照上述假设，PMSM在dq两相旋转坐标系下的电压方程为：

式(1)中，V_d、V_q分别为dq两相旋转坐标系下定子电压分量；L_d、L_q分别为直轴(d轴)电感和交轴(q轴)电感，对于表贴式PMSM有L_d＝L_q，对于内置式PMSM有L_d<L_q；i_d、i_q分别为d轴和q轴的电流；R_s为定子绕组电阻；ω_r为转子的电角速度；λ_f为永磁体产生的磁链。

电机的转矩方程为：

式(2)中，T_e为输出电磁转矩，P为PMSM的极数。

如图1所示，图1为永磁同步电机的输出转速转矩特性map图。一般来说，当永磁同步电机工作在基速以下时，应采用MTPA控制；当永磁同步电机工作在基速以上时，应采用FW控制。然而，电机在实际工作过程中，MTPA控制与FW控制切换点的选择除了受电机转速影响以外，输出转矩的大小、直流母线电压的高低、电机参数的变化等均会对切换点的选择产生影响，如图1中的A、B两个区域。

图1中由虚线分成两部分：MTPA区域与FW区域，虚线是由电机转速与输出转矩共同确定的控制策略切换曲线。在切换曲线上，MTPA控制与FW的控制均适用。当直流母线电压(V_dc)保持不变时，调制比(MI)为最大值(0.907)，此时逆变器输出最大电压V_smax。根据永磁同步电机在dq两相旋转坐标系下的电压方程(公式(1))及转矩计算公式(公式(2))可知，在切换曲线上，当输出转矩增大时，所对应的转速降低；当输出转矩减小时，所对应的转速升高。例如，在区域A，输出转矩T_e小于额定值T_erated时，切换点的转速高于基速n_rated。在区域B，输出转矩T_e大于额定值T_erated，切换点的转速低于基速n_rated。

此外，在MTPA控制与FW控制切换的过程中，为了保证电机工作的平顺性，需使电机实际输出转矩与参考转矩相一致。因此，MTPA控制与FW控制之间的平顺切换，关键是确定两个切换点：一是MTPA控制切换到FW控制的切换点；二是FW控制切换到MTPA控制的切换点。

当采用MTPA控制时，MI的值应小于0.907；当MI值等于或大于0.907时，电机应从MTPA控制切换至FW控制。当电机采用FW控制时，由于MI的值一直为0.907，此时需要根据d轴电流来判断切换点。参见图2，图2为MTPA控制与FW控制的切换方法流程图。

(一)由MTPA控制切换至FW控制

为了提高直流母线电压的利用率，并避免逆变器进入非线性区而产生转矩脉动，本发明中MI的最大值取0.907。即当MI的值增大到0.907时，为了保证电机能够正常工作，MTPA控制必须切换至FW控制。

对于基于空间电压矢量角度的FW控制，当MTPA控制切换至FW控制的切换点确定以后，为保证切换过程的平顺性，即保证电机输出转矩与参考转矩基本一致，还需要计算电压矢量的初始角度γ₀。如果γ₀选择不当，将会导致输出转矩偏离参考值，并引起电机转速的波动。在切换点上，MTPA控制与FW控制均适用，可以得到下面公式：

式(3)中，V_d0，V_q0是切换点的dq轴电压。

切换点处的空间电压矢量的初始角度γ₀可以通过下面公式计算：

(二)由FW控制切换至MTPA控制

根据永磁同步电机的工作原理可知，受转速、转矩的降低或直流母线电压的升高等因素的影响，电机应该从FW控制切换至MTPA控制。而当电机采用FW控制时MI的值一直为0.907，因此无法像MTPA控制切换至FW控制时依据MI判断切换点。

MTPA控制可以降低定子电流，提高驱动系统的效率，因此当电机工作在恒转矩区时一般都采用MTPA控制。如果在恒转矩区，采用了FW控制，并且保持电机输出转矩和电机转速为给定参考值，此时施加在电机上的电压矢量V_s将等于V_smax，该电压值大于实际需求电压。根据电机的数学方程(公式(1))可知，dq轴电压值增大后，电机定子电流将大于采用MTPA控制时的电流，即：

式(5)中，i_{q_MTPA}、i_{d_MTPA}分别为采用MTPA控制时的dq轴电流，i_{q_FW}、i_{d_FW}为采用FW控制时的dq轴电流。

对于表贴式永磁同步电机，在相同的输出转矩下其q轴电流是不变的。此时增加的电流为d轴电流。因此当d轴电流值大于零时，FW控制应切换至MTPA控制；对于内置式永磁同步电机，由于q轴电感L_q大于d轴电感L_d，可以利用d轴电流产生磁阻转矩，因此采用MTPA控制时d轴电流的值将小于零。此时，由FW控制切换至MTPA控制的条件应为：

i_d＞i_{d_MTPA} (6)

下面描述下基于空间电压矢量角度的FW控制。

逆变器的传递特性是指线电压有效值与调制比之间的关系。调制比定义为逆变器基波相电压相量的峰值与最大基波相电压之比，其计算方法如下：

式(7)中，V_dc为直流母线电压。

当逆变器输出电压V_s为空间电压矢量六边形的最大内切圆时，调制比的值为：

空间电压矢量调制(Space Vector Pulse Width Modulation，SVPWM)控制策略的优势是可以直接控制交流电机定子磁链旋转轨迹，以获得准圆形旋转磁场，因此可以在不高的开关频率下降低转矩脉动、减少电流谐波。当调制比小于0.907时，逆变器输出线电压与调制比之间是线性关系。一旦调制比大于或等于0.907，逆变器输出线电压与调制比会呈现非线性，与此同时电流谐波增大，转矩脉动增加。为保证逆变器工作在线性区，调制比的最大值应取0.907。

当调制比等于0.907时，逆变器输出的电压矢量为其在线性区的最大值V_smax，如图3所示，该值为空间电压矢量六边形的最大内切圆的半径。图3中六边形为没有零电压矢量时逆变器所能输出的最大电压矢量，但此时电流谐波增大，转矩脉动增加，逆变器工作在非线性区。为降低电流谐波，采用空间电压矢量调制技术使逆变器输出的电压矢量为六边形的内切圆。此时调制比等于0.907，逆变器输出的电压矢量为内切圆的半径V_smax。

对于永磁同步电机而言，无论是采用单位电流最大转矩控制还是弱磁控制，其在dq两相旋转坐标系下的电压方程都是一样的，即公式(1)。但是这两种控制策略下逆变器的输出电压矢量(见公式(10))的约束条件是不同的(如公式(11)、(12))，因此方程组的性质有明显差异。

V_s＜V_smax (11)

V_s＝V_smax (12)

当采用单位电流最大转矩控制时，电机工作所需的电压矢量V_s小于逆变器最大输出电压V_smax(见公式(11))，永磁同步电机在dq两相旋转坐标系下的电压方程是两个独立的线性方程，因此可以采用解耦的方法求解。理论上，当电机转速与参考转矩给定后，这两个方程有无数组解，通过单位电流最大转矩控制可获得使定子电流最小的最优解。

受直流母线电压的限制，逆变器的最大输出电压为V_smax。在弱磁控制下，为了提高直流母线电压的利用率，电机工作的电压矢量V_s应等于逆变器最大输出电压V_smax(见公式(12))，此时永磁同步电机在dq两相旋转坐标系下的电压方程组是两个相互耦合的非线性方程。当电机转速与参考转矩给定以后，该非线性方程组仅有唯一解。在非线性方程组的求解过程中，即便是存在很小的扰动，也可能造成解的巨大差异。而电机在工作过程中，各种扰动是无法避免的，如直流母线电压的波动、电机参数的变化、逆变器输出电压的非线性等等。因此，该非线性方程组求解是弱磁控制的难点之一。

逆变器输出的最大空间电压矢量V_smax与dq轴电压的关系如图4所示，图中γ为V_smax与q轴电压V_q之间的夹角。此时，dq轴电压可通过公式(13)计算。

将公式(13)代入永磁同步电机在dq两相旋转坐标系下的电压方程公式(1)中，可得：

公式(14)即是基于空间电压矢量角度的弱磁控制的理论基础。通过分析可知，公式(14)为单输入(γ)、双输出(i_q、i_d)的非线性方程组，且每一个给定输入量(γ)仅可求得方程组的一组解(i_q、i_d)，基于方程的该组解，根据转矩公式(2)就可计算出此时的输出转矩。

因此，基于空间电压矢量角度的弱磁控制能够在不解耦非线性方程组(公式(14))的前提下，通过控制空间电压矢量的角度(γ)使电机输出所需的参考转矩，而不用计算应给定的弱磁电流(i_d)。

当采用基于空间电压矢量角度的弱磁控制时，给定电压矢量角度后，电机的输出转矩是唯一的。因此可以基于参考转矩与实际转矩之间的误差，采用PI控制策略，得到所需的空间电压矢量的角度γ^*，如下式所示：

式中，ΔT_e为参考转矩T_e ^*与实际转矩T_e之间的转矩误差，K_pT、K_iT分别为转矩误差的比例和积分系数，γ₀为电压矢量的初始角度。

图5为基于空间电压矢量角度的FW控制的原理框图。首先，将电流传感器反馈的信号进行Clarke变换与Park变换，获得当前电机输出转矩T_e，并计算其与参考转矩T_e ^*之间的误差ΔT_e；然后，对转矩误差进行PI(公式(15))可得到逆变器输出的空间电压矢量的角度γ^*，并根据公式(13)计算出d轴和q轴电压；最后，对d轴和q轴电压进行Park逆变换得到v_α ^*、v_β ^*，并基于SVPWM调制出所需电压矢量。

Claims (5)

1.一种永磁同步电机MTPA控制与FW控制的切换方法，其特征是，在由MTPA控制切换至FW控制的过程中，基于调制比确定切换点。

2.根据权利要求1所述的永磁同步电机MTPA控制与FW控制的切换方法，其特征是，当调制比等于或大于0.907时，由MTPA控制切换至FW控制。

3.根据权利要求1所述的永磁同步电机MTPA控制与FW控制的切换方法，其特征是，在由FW控制切换至MTPA控制的过程中，基于d轴电流确定切换点。

4.根据权利要求3所述的永磁同步电机MTPA控制与FW控制的切换方法，其特征是，对于表贴式永磁同步电机，当d轴电流大于零时，由FW控制切换至MTPA控制。

5.根据权利要求3所述的永磁同步电机MTPA控制与FW控制的切换方法，其特征是，对于内置式永磁同步电机，由FW控制切换至MTPA控制的条件为i_d＞i_{d_MTPA}，i_d为d轴电流，i_{d_MTPA}为MTPA控制时的d轴电流。