CN110521277A - 用于建筑物穿透的毫米波的再生与转发 - Google Patents

Abstract

一种用于使信号穿透入建筑物中的系统，包括：第一电路，其位于所述建筑物的外部，用于接收在穿透入所述建筑物的内部时经历损耗的处于第一频率的信号，并且将接收的所述处于第一频率的信号转换成能克服由通过无线通信链路穿透入所述建筑物的内部所导致的损耗的第一格式。所述第一电路还包括：第一收发器，其实施第一传输芯片组，该第一传输芯片组用于以抵消在穿透入所述建筑物的内部时所产生的损耗的所述第一格式的RF传输，所述第一收发器用于接收所述处于第一频率的信号，并且将接收的所述处于第一频率的信号转换成能克服由穿透入所述建筑物的内部所导致的损耗的所述第一格式。第二电路，其位于所述建筑物的内部并且与所述第一电路通信地链接，用于接收和传输所述第一格式的经转换的接收的信号。所述第二电路还包括：第二收发器，其实施所述第一传输芯片组，用于接收和传输来自/去往所述建筑物的外部的所述第一收发器的所述第一格式的经转换的信号。

Description

用于建筑物穿透的毫米波的再生与转发

相关申请的交叉引用

本申请要求2017年3月22日提交的题为“用于波灵敏性的贴片天线”(律师案卷号NXGN-33520)的62/474937号美国临时申请的权益和/或优先权，并要求2017年8月23日提交的题为“使毫米波进入建筑物内部的60GHZ产品”(律师案卷号NXGN-33644)的62/549,314号美国临时申请的权益，并要求2017年8月25日提交的题为“波灵敏性系统”(律师案卷号NXGN-33649)的62/550,219号美国临时申请的权益，并要求2017年9月15日提交的题为“用于与组合的因特网、电视和电话服务一起使用的毫米波建筑物穿透系统”(律师案卷号NXGN-33757)的62/559286号美国临时申请的权益，并要求2017年12月13日提交的题为“磁谐振电力传输器”(律师案卷号NXGN-33952)的62/598,268号美国临时申请的权益，以及要求2018年3月5日提交的题为“采用5G内核并在VLOTHA上接入毫米波穿透系统的PON-FWA系统”(律师卷号NXGN60-34043)的62/638,555号美国临时申请的权益，其中的每一项申请均通过引用整体并入本文。

本申请也是2017年3月22日提交的题为“用于建筑物穿透的毫米波的再生与转发”的15/466,320号美国专利申请(其在2017年7月6日以US 2017-0195054号公开(律师案卷号NXGN-33318))的部分继续申请。15/466,320号美国专利申请要求于2016年4月4日提交的题为“用于建筑物穿透的毫米波的再生与转发”(律师案卷号NXGN-33067)的62/317,829号美国临时申请的权益，并且要求2016年4月12日提交的题为“用于建筑物穿透的毫米波的再生与转发”(律师案卷号NXGN-33087)的62/321245号美国临时申请的权益，并要求2016年7月29日提交的题为“用于室内穿透的毫米波的再生与转发”(律师案卷号NXGN-33229)的62/368,417号美国临时申请的权益，并要求2016年8月1日提交的题为“用于室内穿透的毫米波的再生与转发”(律师案卷号NXGN-33233)的62/369,393号美国临时申请的权益，并要求2016年11月22日提交的题为“利用喇叭天线用于建筑物穿透的毫米波的再生与转发”(律师案卷号NXGN-33391)的62/425,432号美国临时申请的权益。15/466,320号美国专利申请也是于2016年11月21日提交的题为“利用具有多层重叠调制的轨道角动量进行通信的系统和方法”的15/357,808号美国专利申请的部分继续申请，15/357,808号美国专利申请已于2017年7月18日被授权为9,712,238号(律师案卷号NXGN-33248)美国专利(其是2016年5月2日提交的题为“利用具有多层重叠调制的轨道角动量进行通信的系统和方法”的15/144,297号美国专利申请的继续申请)，15/144,297号美国专利申请已于2016年11月22日被授权为9,503,258号(律师案卷号NXGN-32804)美国专利(其是2014年7月3日提交的题为“利用具有多层重叠调制的轨道角动量进行通信的系统和方法”(律师案卷号NXGN-32173)的14/323,082号美国专利申请的继续申请，14/323,082号美国专利申请已于2016年5月3日被授权为9,331,875号(律师案卷号NXGN-32173)美国专利(其要求2014年4月4日提交的题为“用于利用具有调制的轨道角动量进行通信的系统和方法”的61/975,142号(律师案卷号NXGN-32131)美国临时申请的权益。15/466,320；62/317,829；62/321,245；62/368,417；62/369,393；62/425,432；15/357,808；15/144,297；14/323,082；61/975,142号美国申请、2017-0195054号美国专利公开、以及9,712,238；9,503,258；9,331,875号美国专利的全文均以引用的方式并入本文。

本申请也是2017年6月28日提交的题为“用于赫米特-高斯和拉盖尔-高斯波束的传输的贴片天线阵列”(律师案卷号NXGN-33590)的15/636,142号美国专利申请的部分继续申请，15/636,142号美国专利申请是2017年3月13日提交的题为“用于赫米特-高斯和拉盖尔-高斯波束的传输的贴片天线阵列”的15/457,444号美国专利申请的继续申请，15/457,444号美国专利申请现在是2017年10月17日授权的9,793,615号(律师案卷号NXGN-33377)美国专利，其是2016年6月20日提交的题为“用于赫米特-高斯和拉盖尔-高斯波束的传输的贴片天线阵列”的15/187,315号美国专利申请的继续申请，15/187,315号美国专利申请现在是2017年3月14日授权的9,595,766号(律师案卷号NXGN-33142)美国专利。15/187,315号美国专利申请要求2015年6月19日提交的题为“用于赫米特-高斯和拉盖尔-高斯波束的传输的贴片天线”(律师案卷号NXGN-32702)的62/182,227号美国临时申请的权益，并要求2015年9月28日提交的题为“用于赫米特-高斯和拉盖尔-高斯波束的传输的贴片天线”(律师案卷号NXGN-32812)的62/233,838号美国临时申请的权益，并要求2015年10月15日提交的题为“用于制造贴片天线的方法”(律师案卷号NXGN-32844))的62/242,056号美国临时申请的权益，并要求2016年3月22日提交的题为“具有抛物面反射器的混合贴片天线”(律师案卷号NXGN-33052)的62/3111,633号美国临时申请的权益。15/636,142；15/457,444；15/187,315；62/182,227；62/233,838；62/242,056；62/311,633号美国申请以及9,793,615；9,595,766号美国专利的全文均以引用的方式并入本文。

技术领域

本发明涉及毫米波的传输，并且更具体地，涉及一种用于提高毫米波传输的建筑物穿透的方式。

背景技术

毫米波传输被开发作为用于使1300MHz的本地多点分配业务(LMDS)频谱在美国内可用的带宽计划。毫米波传输满足了由于对无线移动设备的带宽和应用需求不断增加而对增加的带宽可用性的需求。然而，在增加带宽容量的同时，毫米波传输存在建筑物穿透能力很差的问题。当试图穿透大多数建筑结构时，信号急剧下降。这导致了严重的问题，因为绝大多数无线信令业务源自建筑物内且毫米波带宽的不可用性将极大地限制其在现代市场中的应用。因此，需要某些方式来提高毫米波传输的建筑物穿透性。

发明内容

如本文所公开和描述的，本发明的一个方面包括一种用于使信号穿透入建筑物中的系统，包括：第一电路，其位于所述建筑物的外部，用于接收在穿透入所述建筑物的内部时经历损耗的处于第一频率的信号，并且将接收的所述处于第一频率的信号转换成能克服由通过无线通信链路穿透入所述建筑物的内部所导致的损耗的第一格式。所述第一电路还包括：第一收发器，其实施第一传输芯片组，该第一传输芯片组用于以抵消在穿透入所述建筑物的内部时所产生的损耗的所述第一格式的RF传输，所述第一收发器用于接收所述处于第一频率的信号，并且将接收的所述处于第一频率的信号转换成能克服由穿透入所述建筑物的内部所导致的损耗的所述第一格式。第二电路，其位于所述建筑物的内部并且与所述第一电路通信地链接，用于接收和传输所述第一格式的经转换的接收的信号。所述第二电路还包括：第二收发器，其实施所述第一传输芯片组，用于接收和传输来自/去往所述建筑物的外部的所述第一收发器的所述第一格式的经转换的信号。

附图说明

为了更完整的理解，现在参考结合附图的以下描述，其中：

图1A是建筑物穿透系统的框图；

图1B示出了用于从外部传输的建筑物穿透系统的双向性质；

图1C示出了用于从内部传输的建筑物穿透系统的双向性质；

图1D示出了图1A的建筑物穿透系统的网络部署；

图2示出了基站与位于建筑物结构的内部和外部的接收器之间的毫米波传输；

图3A示出用于将毫米波传输透过窗口进行传输的光桥的框图；

图3B示出了一个实施例的框图，其中接收到的信号被下变频到更容易透过窗口或墙壁传输的水平；

图4是毫米波再生和转发电路的更详细的框图；

图5示出了与毫米波再生和转发电路相关联的失准损耗；

图6示出了毫米波再生和转发电路的RF收发器电路；

图7示出了毫米波再生和转发电路的光学聚焦电路；

图8示出了用于提高传输信号内的频谱效率的各种技术；

图9示出了用于提高传输信号内的频谱效率的特定技术；

图10示出了用于在各种通信协议接口之间提供通信带宽的方式的总体概览；

图11示出了利用双绞线/电缆接口进行多级叠加调制的方式；

图12示出了用于处理光通信系统内的多个数据流的总体框图；

图13是用于在通信系统内产生轨道角动量的系统的功能性框图；

图14是图7的轨道角动量信号处理块的功能性框图；

图15是示出用于从包括多个数据流的接收到的信号中去除轨道角动量的方式的功能性框图；

图16示出了具有两个量子自旋极化的单个波长，其提供无限数量的具有与其相关联的各种轨道角动量的信号；

图17A示出了仅具有自旋角动量变化的平面波；

图17B示出了具有被施加到其上的自旋角动量和轨道角动量的信号；

图18A至图18C示出了具有被施加到其上的不同轨道角动量的各种信号；

图18D示出了用于各种本征模的坡印亭矢量的传播；

图18E示出了螺旋相位板；

图19示出了多级叠加调制系统；

图20示出了多级叠加解调器；

图21示出了多级叠加发射器系统；

图22示出了多级叠加接收器系统；

图23A至图23K示出了代表性的多级叠加信号及其相应的频谱功率密度；

图24示出了时域和频域内的多级叠加信号的比较；

图25示出了针对不同信号带宽的多级叠加信号的频谱对准；

图26示出了多级叠加信号的可替代频谱对准；

图27示出了用于使用组合的三层多级叠加技术的各种信号层的功率谱密度；

图28示出了用于使用组合的三层多级叠加调制的层的以对数标度的功率谱密度；

图29示出了对于符号率为1/6的平方根升余弦与多层叠加之间的带宽效率比较；

图30示出了对于符号率为1/4的平方根升余弦与多层叠加之间的带宽效率比较；

图31示出了使用ACLR在平方根升余弦和多级叠加之间的性能比较；

图32示出了使用带外功率的平方根升余弦和多级叠加之间的性能比较；

图33示出了使用带边PSD的平方根升余弦和多级叠加之间的性能比较；

图34是用于与多级叠加一起使用的发射器子系统的框图；

图35是使用多级叠加的接收器子系统的框图；

图36示出了修改的多级叠加的等效离散时间正交信道；

图37示出了多级叠加、修改的多层叠加和平方根升余弦的PSD；

图38示出了基于-40dBc带外功率带宽的多层叠加和平方根升余弦之间的带宽比较；

图39示出了修改的多层叠加的等效离散时间并行正交信道；

图40示出了具有三层并且T_sym＝3的修改的多层叠加的并行正交信道的信道功率增益；

图41示出了基于ACLR1的修改的多层叠加和平方根升余弦之间的频谱效率比较；

图42示出了基于OBP的修改的多层叠加和平方根升余弦之间的频谱效率比较；

图43示出了基于ACLR1的修改的多层叠加和平方根升余弦之间的频谱效率比较；

图44示出了基于OBP的修改的多层叠加和平方根升余弦之间的频谱效率比较；

图45示出了用于低通等效修改的多层叠加系统的基带发射器的框图；

图46示出了用于低通等效修改的多层叠加系统的基带接收器的框图；

图47示出了自由空间通信系统；

图48示出了使用轨道角动量和多级叠加调制的自由空间光学系统的框图；

图49A至图49C示出了用于将多个数据信道多路复用到光链路中以实现更高数据容量的方式；

图49D示出了用于具有多个轨道角动量(OAM)阀的波长的同心环组；

图50示出了包含许多正交OAM波束的WDM信道；

图51示出了自由空间光学系统的节点；

图52示出了自由空间光学系统内的节点网络；

图53示出了用于在自由空间信号和RF信号之间进行多路复用的系统；

图54示出了使用喇叭天线用于透过窗口或墙壁传输数据的实施例；

图55示出了图54的实施例中的下行链路损耗；

图56示出了图54的实施例中的上行链路信号强度；

图57示出了当图54的实施例中功率放大器位于建筑物内部时的上行链路信号强度；

图58示出了当没有加入功率放大器时，图59的实施例中的下行链路上的增益和损耗；

图59示出了当图54的实施例中没有提供功率放大器时，在上行链路的各个点处的信号强度；

图60示出了与图56的实施例结合使用的屏蔽；

图61示出了使用贴片天线用于透过窗口或墙壁传输数据的实施例；

图62示出了图61的实施例中使用的贴片天线阵列；

图63示出了贴片天线阵列的贴片天线；

图64示出了贴片天线的天线增益模拟；

图65示出了使用贴片天线阵列来产生高方向性、高增益的波束；

图66示出了微带贴片天线阵列的又一实施例；

图67示出了贴片天线元件；

图68示出了贴片天线的电子辐射场；

图69示出了多层贴片天线阵列的俯视图；

图70示出了多层贴片天线阵列的侧视图；

图71示出了多层贴片天线阵列的第一层；

图72示出了多层贴片天线阵列的第二层；

图73示出了用于与多层贴片天线阵列一起使用的发射器；

图74示出了从多层贴片天线阵列发射的多路复用OAM信号；

图75示出了与多层贴片天线阵列一起使用的接收器；

图76示出了单矩形贴片天线的三维模型；

图77示出了图10的贴片天线的辐射图案；

图78A示出了OAM模阶数l＝0的圆形阵列的辐射图；

图78B示出了在阵列轴线附近的OAM模阶数l＝0的辐射图；

图78C示出了在阵列轴线附近的OAM模阶数l＝1的辐射图；

图78D示出了在阵列轴线附近的OAM模阶数l＝2的辐射图；

图79为示出了贴片天线的设计和布局过程的流程图；

图80为示出了在用于贴片天线的层压板上图案化铜层的过程的流程图；

图81为示出了用于制造的贴片天线的测试过程的流程图；

图82示出了用于使用Peraso芯片组透过窗口或墙壁传输无线信号的系统的实施例；

图83示出了使用Peraso芯片组实施中继器；

图84A为Peraso收发器的顶层的框图；

图84B示出了Peraso芯片组的详细应用图；

图85示出了Peraso收发器之间的串行传输；

图86示出了Peraso收发器之间的并行传输；

图87为位于外部窗口上的Peraso收发器的功能性框图；

图88示出了用于使用激光器向外部Peraso发射器供电的方法；

图89示出了VCSEL内的对准孔；

图90示出了使用对准孔用于对准VCSEL的光学电路；

图91示出了VCSEL之间的光功率耦合；

图92示出了使用太阳能电池板为外部系统部件供电的方式；

图93示出了使用激光器为外部系统部件供电的方式；

图94示出了利用电感耦合从内部电源为外部部件供电的方式；

图95示出了通过互感链接的一对圆环；

图96示出了提供有与线圈效率有关的信息的表格；

图97为通过电感耦合而耦合的线圈的示意图；

图98为通过磁谐振而耦合的线圈的示意图；

图99示出了磁谐振无线电力传输系统的功能性框图；

图100为磁耦合谐振器的示意图；

图101为简单的发电电路的示意图；

图102示意性地示出了使用阻抗匹配来克服涡流损耗；

图103示出了位于结构的外部和内部的Peraso收发器电路的透视图；

图104示出了位于结构的外部和内部的Peraso收发器电路的侧视图；

图105示出了与透过窗口玻璃进行信号传输相关联的各种参数的图表；

图106示出了与透过窗口玻璃进行信号传输相关联的各种参数的另一个图表；

图107示出了与透过窗口玻璃进行信号传输相关联的各种参数的又一个图表；

图108示出了毫米波系统可与住宅IP网络结合以提供宽带数据传输的方式；

图109示出了组合的IP住宅网络系统的功能性框图；

图110为住宅IP网络系统的功能性框图；

图111示出了可利用毫米波(mmwave)系统向住宅IP网络系统传输信息的方式；

图112示出了将宽带数据无线传输到住宅IP网络系统的第一实施例；

图113示出了将宽带数据无线传输到住宅IP网络系统的第二实施例；

图114示出了将宽带数据无线传输到住宅IP网络系统的第三实施例；

图115示出了用于向住宅网关提供宽带数据的组合的光学数据传输系统和RF数据传输系统；

图116示出了负载均衡技术可用于控制光网络数据传输系统和RF网络数据传输系统之间的网络配置的方式；

图117示出了中心局和客户驻地之间的各种光学连接；

图118示出了GPON架构；

图119示出了上游GTC帧和下游GTC帧；

图120示出了下游GTC帧格式；

图121示出了上游GTC帧格式；

图122示出了虚拟光线路终端硬件抽象(vOLTHA)层；

图123示出了在OLT和ONU链路上实施vOLTHA；

图124示出了OLT和家庭网关之间的宽带链路；

图125示出了ONU和多个家庭网关之间的接口；

图126示出了OLT和家庭网关之间的宽带数据通信链路的第一实施例；

图127示出了OLT和虚拟现实眼镜之间的宽带数据通信链路的第二实施例；

图128为60GHz收发器加密狗(dongle)的功能性框图；

图129示出了上述宽带通信链路的一个中的用于以太网接口的六字节MAC地址；

图130示出了上面描述的PON网络中的交换机。

具体实施方式

现在参考附图，其中在本文中使用相同的附图标记始终表示相同的元件，示出并描述了用于建筑物穿透的毫米波的再生和转发的各种视图和实施例，并示出和描述了与其相关联的各种实施例，并且描述了其他可能的实施例。附图不一定按比例绘制，并且在一些情况下，附图在某些地方已被夸大和/或简化，仅用于说明目的。基于可能的实施例的以下示例，本领域普通技术人员将理解许多可能的应用和变化。

无线通信的一个问题是高频射频(RF)波无法透过家庭和商务办公室的窗口和墙壁。如果窗口包括任何红外(IR)屏蔽以节省室内或办公建筑物内的能源，那么透过该屏蔽传输的信号的损失通常高达40或50分贝(dB)。因此，本文描述的毫米波系统具有提供这种光学和高频无线电波隧道的能力，而不需要钻穿玻璃、窗口或建筑物而从其提供物理入口，这将为无线通信技术带来巨大的好处。其可以在具有穿透玻璃或建筑物的问题的任何频率下完成。由于玻璃不断地提高太阳能和热性能，因此其是最受欢迎和最通用的物体之一。实施这种性能的一种方式是使用被动和太阳能控制的低发射率涂层。这些低发射率玻璃材料对于毫米波频谱传输造成巨大的损失，并且对于毫米波透过这种玻璃的传输造成巨大的问题。下文所描述的系统提供了这样一种能力，其允许对具有穿透玻璃或建筑物问题的频率进行处理，以使信号能够传入或传出房屋或建筑物。

当FCC设计了在整个美国的每个基本交易区域内可获得1300MHz的本地多点分配业务(local multipoint distribution service，LMDS)频谱的频带计划时，开发了毫米波信令。该计划为每个BTA(basic trading area，基本交易区域)分配了两个LMDS许可证，每个BTA分配了一个“A区块”和一个“B区块”。A区块许可证包括1150MHz的总带宽，和B区块许可证包含150MHz的总带宽。许可证持有者Teligent开发了一种用于固定无线点对多点技术的系统，该系统可以从屋顶向周围的中小型企业发送高速宽带。但是，该系统以及由Winstar和NextLink提供的其他系统都没有成功，并且许多LMDS许可证都落入了FCC的手中。这些许可证和相关频谱被视为对5G试验和服务有用。

现在参考图1A，图1A示出了建筑物穿透传输系统102的总框图。建筑物穿透传输系统102使用5G固定毫米波部署，以克服由于RF和光阻(如窗口、砖墙和混凝土墙壁)而造成的建筑物高穿透损失。建筑穿透传输系统102大大增加了能够将5G毫米波信号用于传输千兆以太网服务的企业和住宅建筑的数量。该系统提供了透过窗口或墙壁106的光学或RF隧道(tunnel)，而不需要在窗口或墙壁内钻孔或者创建某种类型的信号可穿透的入口。使用所描述系统生成的定向无线电波能生成定向波束以隧穿低发射率玻璃或墙壁。该系统可以满足内部和外部收发器之间的链路预算。该系统大大增加了可使用毫米波信号来提供使用了客户安装的设备的千兆位以太网的建筑物的数量。

建筑物穿透传输系统102通常包括位于窗口或墙壁106外部的外部中继器发射器104。中继器发射器104发射和接收若干频率，包括2.5GHz频带、3.5GHz频带、5GHz频带、24GHz频带、28GHz频带(A1、A2、B1和B2)、39GHz频带、60GHz频带、71GHz频带和81GHz频带。3.5GHz频带为CBRS(Citizens Band Radio Service，民用频带无线电服务)，60GHz频带为V频带，71GHz和81GHz频带为E频带。中继器发射器104使用磁谐振或电感耦合供电，使得外部单元不需要外部电源。中继器104将接收到的信号透过窗口或墙壁106传送到位于建筑物内部的收发器108。收发器108包括用于提供以太网和/或电源连接的天线110。建筑物穿透传输系统102可提供每秒一千兆位的隧穿建筑物结构(诸如窗口或墙壁)的吞吐量流量(traffic)。收发器108可包括提供毫微微小区(femto cell)连接的端口112，但通常使用天线110在室内传输Wi-Fi。可替选地，以太网或电源连接可以硬连接到收发器108。建筑物穿透传输系统102可以位于结构的墙壁或窗口上的任何点处。建筑物穿透传输系统102被设计成与不同类型的墙壁或窗口工作，以使毫米波信号穿透不同类型的结构。中继器104和收发器108采用金属/塑料设计的构造，以承受最恶劣的环境(包括降水、热/冷天气和高/低湿度)。

收发器108包括千兆以太网端口、电源输出、至少一个USB 2.0端口和双闪存图像支撑。建筑物穿透传输系统102提供上至200英尺(60米)的范围。该系统需要24V/M无源千兆位PoE，并且具有20W的最大功耗，其可以在一个实施例中使用磁谐振无线充电来供电。系统提供60GHz信道带宽的2GHz。

图1B和1C示出了位于窗口或墙壁106的外侧的收发器104与位于窗口或墙壁106的内侧的收发器108之间的双向通信。远程基站发射器109向外部收发器104传输无线信号。从外部收发器104到内部收发器108的通信传输通过通信链路114而发生。然后，可以使用光束成形或WiFi 113将向内部传输的信号从内部路由器115传输到客户驻地设备(consumerpremises equipment，CPE)111。如图1C所示，内部设备117(诸如移动设备或物联网设备)向内部路由器115发送信号。内部路由器115向内部收发器108提供信号。从窗口或墙壁106的内部到外部的传输是在通信链路116上从收发器108到收发器104。然后，外部收发器104将信号传输到外部基站109。因此，该系统能够实施双向通信，该双向通信可以使用RF、光学或其他类型的通信技术，如下文更充分地描述的。

现在参考图1D，该图示出了针对图1A至图1C所讨论的建筑物穿透系统的网络部署。供应商网络130通过光纤PoP(存在点)机柜132与本地网络进行接口连接。机柜132具有到接入点136的光纤链路134。接入点136中的每一个都与其他接入点136的网络进行无线通信，这些其他接入点例如位于使用本文将描述的任何数量的通信频率的无线通信链路上的局部区域内的光极上。接入点136与收发器系统138通信，收发器系统138包括本文所述的建筑物穿透系统，其中信号被无线地传输到外部收发器，然后被传输到企业或家庭的内部，使得信息可以从供应商网络130被双向传输到位于各种结构内部的设备，或者从这些设备中传输。以这种方式，可以在供应商网络130与使用通常不会穿透(这是由于信号穿透到结构内部而产生的损失)结构内部的无线通信的位于结构内的所有类型的设备之间提供数据。

现在参考图2，其示出了毫米波传输系统202用于通信的用途。基站204产生毫米波传输206，208，用于传输到各种接收器210，212。在没有太多环境干扰的情况下，毫米波传输206(其能够直接地从基站204行进到接收器210)能够容易地被接收。从基站204到位于建筑物214内部的接收器212的毫米波传输208将具有显著的干扰问题。毫米波传输208不容易穿透建筑物204。当穿过透明窗口或建筑物墙壁时，经历了显著的信号损耗。28GHz及更高频率不能穿透建筑物的墙壁和玻璃窗，然而85％的通信流量产生于建筑物内。

鉴于毫米波频谱传输不会传播很远并且缺乏穿透室内的能力，这些频率将用于约一英里的非常短距离的应用。以透视的方式，在2.4GHz，低功率Wi-Fi可以覆盖大多数3000平方英尺以下的房屋，但5GHz的Wi-Fi信号仅可以覆盖两层楼房屋的约60％，因为信号在较高频率范围内不会行进太远。对于5G应用，功率更高，但更高的频率具有更高的损耗和传播通过空间和其他介质。

当毫米波信号穿透入建筑物中时产生的损耗使数据速率降低到几乎为零。例如，当在下行链路上从基站通过透明玻璃传输到住宅或建筑物内部时，最大数据速率为每秒9.93Gb。当传输通过有色玻璃时，数据速率为每秒2.2Mb。当传输通过砖时，数据速率为每秒14Mb，和当传输通过混凝土时，数据速率一直下降到每秒0.018b。类似地，当在上行链路上从建筑物内部向基站传输时，通过透明玻璃的最大数据速率是每秒1.57Gb，并且通过有色玻璃的是每秒0.37Mb。在上行链路上传输的信号在传输通过砖时具有每秒5.5Mb的数据速率，和在传输通过混凝土时具有每秒0.0075b的数据速率。当向/从较旧或较新的建筑物传输时，也在下行链路和上行链路上存在差异。较旧的建筑物被定义为使用包括30％标准玻璃和70％混凝土墙的复合模型的建筑物。较新的建筑物被定义为包括70％红外反射玻璃(IRR玻璃)和30％混凝土墙的复合模型的建筑物。在下行链路上到建筑物内部的基站传输对于较旧的建筑物为每秒32Mb，对于较新的建筑物为每秒0.32Mb。类似地，从住宅/建筑物内部到基站的上行链路传输对于较旧的建筑物为每秒2.56Mb，对于较新的建筑物为每秒25.6kb。

尽管存在缺点，但是为了满足对带宽的增长的需求，RF服务供应商将越来越多地转向更高频率的载波频率速率。特别地，28GHz是用于提供本地多点分配业务(LMDS)的新兴频带。FCC正在考虑将28GHz和39GHz频带用于小型小区部署，以使用波束成形和波束控制(beam steering)来支持5G网络到用户住宅。除了在穿过建筑材料或窗口时巨大的穿透损耗所导致的缺点之外，这些更高频率的带宽具有许多优点。这些优点包括在提供毫米波频率的部件的更小占用空间中具有更高的频率速率，更精确的波束形成能力以及更有效的波束转向。

图3A示出了用于使用安装到窗口304的光桥302在建筑物内传输毫米波信号的一种方式。光桥302包括被包括在窗口304外部的第一部分306和被包括在窗口304内部的第二部分308。第一部分306包括被安装于窗口304外部的28GHz接收器310。28GHz收发器310接收例如参考例如图1所描述的正从基站104发送的毫米波传输。接收/发送的信号使用接收器光学子组件(ROSA)/发送光学子组件(TOSA)312被发送到收发器310和从收发器310发送。接收器光学子组件是用于在光纤系统中接收光信号的部件。类似地，收发器光学子组件是用于在光纤系统中发送光信号的部件。ROSA/TOSA部件312透过窗口304将光信号接收或发送到位于窗口304内部的ROSA/TOSA部件314。信号从ROSA/TOSA214转发到Wi-Fi发射器316以在建筑物内进行传输。

图3B示出了另一实施例，其中不容易穿透有色窗口或墙壁330的接收频率下变频接收信号以便于在窗口或墙壁330之间传输。在建筑物的外部，信号在收发器334的天线332处以不容易穿透窗口或墙壁的频率被接收。收发器334将信号转发到下变频器/上变频器336，用于将信号下变频到更容易穿透窗口/墙壁330的频带。另一收发器338获取来自转换器336的下变频信号并将所述信号传输通过墙壁或窗口330。被传输的信号由位于建筑物内部的收发器340以下变频后的频率接收。接收的信号被传递到上变频器/下变频器342，以将信号转换为用于在建筑物内部传输的水平。在许多情况下，这可能是Wi-Fi频带。上变频的信号被转发到路由器344用于在建筑物内传输。从位于建筑物内的设备接收的向外传输的信号以相反的方式被处理和发送，以从收发器334发送建筑物外部的信号。

现在参考图4，其示出了用于传输毫米波通过建筑物的窗口或墙壁的部件的更详细的图示。收发器210包括可选的天线增益元件402，所述天线增益元件402用于接收在下行/上行链路404上从基站104发送的毫米波传输。下行/上行链路404包括28GHz波束传输。然而也可以使用其他频率传输。RF接收器406用于在下行/上行链路404上从基站104接收信息。类似地，RF发射器408用于将下行/上行链路404上的信息发送到基站104。接收信号被提供给解调器410，用于解调任何接收到的信号。解调信号被提供给修整器412，所述修整器412将信号置于适当的配置中以便由光传输部件传输。当转换不同的调制(例如从高阶QAM到OOK(开关键控))时，存在需要一些整理(或信号调节)的信令转换，以确保所有比特正确地转译并且仍然提供低BER。本系统从高QAM率的RF转译为OOK的原始比特率，以使得能够使VCSEL的传输透过窗口的玻璃。VCSEL仅与OOK一起工作，并因此需要使用修整器412的转译。如果接收到的信号只是从28GHz直接下变频到5.8GHz(因为5.8GHz通过墙壁和玻璃)，那么我们不需要转译为低阶调制的复杂性。问题是将信号从28GHz下变频到5.8GHz需要昂贵的部件。修整器412完成将接收到的28GHz信号转译到某个频率，以便传输通过玻璃或墙壁而无需更昂贵的部件。

待传输的信号通过放大器414以放大信号用于传输。放大的信号被提供给VCSEL416，用于光学传输信号。VCSEL 416是垂直腔表面发射激光器，其是一种半导体激光二极管，具有垂直于顶表面的激光束遗漏。在优选实施例中，VCSEL 416包括菲尼萨(Finisar)VCSEL，其波长约为780nm，调制速率为每秒4Gb，和光输出功率为2.2mW(3.4to dBm)。在可替代实施例中，用于传输光信号穿过窗口404的部件可以包括LED(发光二极管)或EEL(边缘发射激光器)。不同的激光器基于窗口的不同特性，例如色彩，在不同频率下实现不同的光学转发。

VCSEL 416包括发送光学子组件(TOSA)，用于产生从VCSEL 416传输到VCSEL 418的光信号，VCSEL 418位于窗口404的相对侧。VCSEL316和VCSEL 318包括激光源，用于产生传输穿过窗口214的光信号。在一个实施例中，VCSEL包括菲尼萨VCSEL，其提供780nm光信号，当以每秒1Gb运行时具有每秒4Gb的最大调制速率，并且光输出功率为3mW(5dBm)。TOSA包括激光装置或LED装置，用于将来自放大器414的电信号转换成光信号传输。从外部VCSEL416到内部VCSEL 418的传输和相关联的接收器光学子组件(ROSA)。

使用光学聚焦电路417透过窗口404传输光信号。将结合图7更全面地在发射器侧和接收器侧描述光学聚焦电路417。VCSEL 416和VCSEL 418之间的光学链路428具有与其相关联的光链路预算，所述光链路预算定义了在仍然在VCSEL 416、418之间传输信息时可以接受的损耗。VCSEL具有大约5dBm的输出功率。VCSEL内的接收器处的检测器可以检测到大约-12dBm的信号。与在780nm波长处通过玻璃的光信号相关联的玻璃损耗是7.21dB。与传输相关联的耦合损耗和透镜增益约为0.1dB。透镜位移3.5mm引起的最大位移损耗为6.8dB。因此，基于从VCSEL输出功率减去检测器的灵敏度、玻璃损耗、耦合损耗和透镜增益以及最大位移损耗，总链路余量等于2.88dB。2.88dB的链路余量用于意外的额外损耗，例如透镜的损耗和意外的输出差异。

透镜位移或未对准可以视为系统内链路损耗的重要部分。如图5所示，可容许的未对准范围402从距离检测器接收的功率谱的中心约-6.5mm到+6.5mm。当未对准在±6.5mm之间移动时，对准损耗404的范围在0.6dB至6.8dB的区域内。最大允许的未对准损耗如406处所示，是9.4dB。

窗口204内部的VCSEL 418使用TOSA以每秒0.5Gb的数据速率将光信号透过窗口204发送到位于窗口外部的VCSEL 416内的ROSA。接收到的光信号被提供给去修整器(de-groomer)部件32，用于以高QAM速率处理从OOK的原始比特率到RF的信号，以在VCSEL接收信号之后实现RF传输。在调制器422内调制去修整的信号。使用RF发射器408在上行链路404上发送调制的信号。收发器310由电源输入424供电，窗口内的部件类似地由电源输入426供电。使用Wi-Fi发射器428在建筑物内提供信号，Wi-Fi发射器428被连接以接收由VCSEL 418接收到的光信号，并向VCSEL318提供信号以用于透过窗口304传输。Wi-Fi发射器使用802.11传输协议。

现在参考图6，其示出了收发器310的更详细的框图。接收部分602包括RF接收器604，用于接收在下行链路606上从基站发送的RF信号。接收器604产生具有实部BBI 608和虚部BBQ 610的输出信号。RF接收器604响应于接收信号以及来自锁相环/电压控制振荡器605的输入，产生实信号608和虚信号610。锁相环/电压控制振荡器605响应于由参考振荡器607提供的参考振荡器信号和由振荡器609提供的压控振荡器信号，向RF接收器604提供输入。实信号608和虚信号610被提供给模数转换器612，用于转换为数字信号。模数转换器612由从时钟生成电路616提供的相关联时钟输入614记时。时钟生成电路616还接收来自参考振荡器607的输入。实数字信号618和虚数字信号620被输入到数字下变频器622。数字信号被下变频为较低频率并作为比特流624输出到光传输电路(VCSEL)，以便穿过窗口玻璃传输。

发射器部分624从光学电路接收数字比特流626，并将所述比特流提供给数字上变频器628的实部和虚部，以将数字数据转换为更高的频率进行传输。上变频的数字信号的实部和虚部被提供给波峰因数降低处理器630。一些信号(特别是基于OFDM的系统)具有高峰值平均功率比(PAR)，其负面影响功率放大器(PA)的效率。由处理器实施的波峰因数降低(CFR)方案有助于降低PAR，并且已经用于许多网络(CDMA和OFDM)。然而，主要被开发用于CDMA信号的CFR方案在OFDM中使用时性能较差(考虑到严格的误差矢量幅度(EVM)要求)。通过在FPGA上精心设计的CFR算法，可以实现低延迟、高性能，这可以显著降低输出信号的PAR，其提高了PA效率并降低成本。

从波峰因数降低处理器630向数模转换器632提供实信号和虚信号。数模转换器632将实数字信号和虚数字信号转换为实模拟信号和虚模拟信号BBI 634和BBQ 636。实模拟信号和虚模拟信号被输入到RF发射器638。RF发射器638响应于来自锁相环/电压控制振荡器604的输入，处理实信号634和虚信号636，以产生将用于在上行链路640上传输的RF信号，从而产生毫米波和传输。

现在参考图7，其示出了与穿过窗口304的光传输接口相关联的光学聚焦电路317。位于窗口304的每一侧的VCSEL包括光学聚焦电路417，并且光学聚焦电路417包括发送部分602和接收部分604。当系统提供穿过窗口的双向通信时，窗口304的任一侧将包括发送部分602和接收部分604。在一个实施例中，发送部分602包括由菲尼萨提供的VCSEL 606，其以每秒4Gb发送780nm光信号并具有3.42dBm的功率输出。由VCSEL 606产生的光信号被提供给焦距为7.5mm的消色差双合透镜608，其将VCSEL 606产生的光信号准直进入小孔径。准直光束610穿过窗口304传输。准直光束离开窗口304，并且在接收部分604上首先通过焦距为25mm的双凸透镜612。双凸透镜612将光束柱610聚焦到半球透镜614上，半球透镜614将光信号聚焦到光电检测器616的半导体孔径上。在一个实施例中，检测器616具有10mm的孔径直径和12dBm的检测器灵敏度。

在一个特定实施例中，在不同VCSEL 606之间的传输和从VCSEL 606往返RF收发器10之间的传输可以使用正交功能信号传输技术，例如在15/357,808号美国申请中描述的那些技术，其名称为“用于使用具有多层叠加调制的轨道角动量的通信的系统和方法”，其于2016年11月21日提交，其全部内容通过引用合并到本文。然而，应该认识到也可以使用各种其他数据传输技术。

图7示出了用于提高通信系统的频谱效率的两种方式。通常，基本上有两种方法用于增加通信系统的频谱效率702。可以通过调制方案中的信号处理技术704或使用多址技术来实现增加。另外，可以通过在电磁传播内创建新的本征信道706来增加频谱效率。这两种技术完全相互独立，并且一类中的创新可以添加到第二类中的创新中。因此，这种技术的结合引入了进一步的创新。

频谱效率702是通信系统的商业模式中的关键驱动。频谱效率被定义为以比特/秒/赫兹为单位，并且频谱效率越高，商业模式越好。这是因为频谱效率可以转为通信系统中的更多的用户，更高的吞吐率，更高的质量或每类中的一些。

考虑使用信号处理技术或多址技术的技术。这些技术包例如TDMA、FDMA、CDMA、EVDO、GSM、WCDMA、HSPA以及4G WIMAX和LTE中使用的最新OFDM技术的创新。几乎所有这些技术都使用基于称为QAM调制的正弦本征函数的数十年的调制技术。在涉及创建新的本征信道706的第二类技术中，创新包括分集技术，分集技术包括空间和极化分集以及多输入/多输出(MIMO)，其中不相关的无线电路径创建独立的本征信道和电磁波的传播。

现在参考图8，通信系统配置引入两种技术，一种来自信号处理技术804类别，和一种来自创建新的本征信道806类别，它们彼此完全独立。它们的组合提供了一种独特的方式来中断了从双绞线和电缆到光纤、到自由空间光学、到用于移动电话、回程和卫星的RF的端到端通信系统的接入部分。第一技术涉及使用新的信号处理技术，使用新的正交信号来升级使用非正弦函数的QAM调制。该特定实施例被称为量子级叠加(quantum level overlay，QLO)802，如图9所示。第二实施例涉及使用电磁波或光子的被称为轨道角动量(orbitalangular momentum，OAM)904的特性的新的电磁波前的应用。每个量子级叠加技术902的应用和轨道角动量904的应用在他们组合中在通信系统内独特地提供数量级更高的频谱效率906。

关于量子级叠加技术902，引入了新的本征函数，本征函数在叠加时(在符号内彼此叠加)显著地增加了系统的频谱效率。量子级叠加技术302借鉴了量子力学，特殊正交信号，其减少时间带宽积，并因此提高了信道的频谱效率。每个正交信号在符号内叠加，充当独立的信道。这些独立的通道将该技术与现有的调制技术区分开来。

关于轨道角动量904的应用，本实施例引入了扭转的电磁波或光束，其具有带有轨道角动量(OAM)的螺旋波前。携带不同的OAM的波/波束可以在空间域内彼此相互正交，允许波/波束在通信链路内被有效地多路复用和多路解复用。OAM波束在通信中很有意义，因为它们具有特殊的多路复用多个独立数据承载信道的潜力。

关于量子级叠加技术902和轨道角动量应用904的组合，该组合是独特的，因为轨道角动量多路复用技术与诸如波长和极化分割多路复用的其他电磁技术兼容。这表明可以进一步提高系统性能。将这些技术一起应用于高容量数据传输中断了从双绞线和电缆到光纤、到自由空间光学、到移动电话/回程和卫星中使用的RF的端到端通信系统的接入部分。

这些技术中的每一种可以彼此独立地应用，但是其组合提供了独特的机会，不仅可以提高频谱效率，而且可以提高频谱效率而不牺牲距离或信噪比。

使用香农容量公式，可以确定光谱效率是否增加。这可以在数学上转译为更多带宽。由于带宽具有一定的值，因此可以容易地将频谱效率增益转换为财务收益，以用于使用更高频谱效率的业务影响。此外，当使用复杂的前向纠错(forward error correction，FEC)技术时，净影响是更高的质量，但牺牲了一些带宽。然而，如果可以实现更高的频谱效率(或更多的虚拟带宽)，则可以牺牲一些用于FEC的增益带宽，并且因此更高的频谱效率也可以转译为更高的质量。

电信运营商和供应商对提高频谱效率感兴趣。但是，对于这种增加的问题是成本。协议的不同层处的每种技术具有与其相关联联的不同价格标签。在物理层实施的技术具有最大影响，因为其他技术可以叠加在较低层技术之上，从而进一步提高频谱效率。当考虑其他相关联成本时，某些技术的价格标签可能会急剧上涨。例如，多输入多输出(multipleinput multiple output，MIMO)技术使用附加天线来创建附加路径，其中每个RF路径可被视为独立信道，并因此提高聚合频谱效率。在MIMO场景中，运营商还有其他相关联的处理结构问题、如天线安装等的软成本。这些技术不仅成本巨大，而且它们还具有巨大的时序问题，因为结构活动需要时间并且实施更高的频谱效率伴随着严重的延误，这也可以转译为经济损耗。

量子级叠加(QLO)技术902具有在符号内创建独立信道而无需新天线的优点。与其他技术相比，这将带来巨大的成本和时间收益。而且，量子层叠加技术902是物理层技术，这意味着在协议的更高层存在其他技术，这些技术都可以构架于QLO技术902之上，并且因此更进一步提高频谱效率。QLO技术902使用在基于多址技术(例如WIMAX或LTE)的OFDM中使用的标准QAM调制。QLO技术902通过将新信号注入到基带的I&Q分量并在QAM调制之前将它们叠加来基本上增强收发器处的QAM调制，这将在下文中被更全面地描述。在接收器处，反向过程用于分离重叠信号，以及净效应是脉冲整形，其与标准QAM或甚至根升余弦相比，允许更好地定位频谱。该技术的影响是显著更高的频谱效率。

现在更具体地参考图10，其示出了用于使用多级叠加调制1004和轨道角动量1006的应用的组合来增加通信信道数量以在各种通信协议接口1002内提供改进的通信带宽的方式的总体概述。以下关于轨道角动量处理和多级重叠调制的讨论说明了两种技术，这两种技术可能或不可能在以下描述的系统和实施例中的RF传输中实施。RF传输可以被配置以在所描述的实施例中实施一种技术、两种技术或两种技术都不实施。

各种通信协议接口1002可以包括各种通信链路，例如RF通信，诸如电缆或双绞线连接的有线通信，或利用诸如光纤通信或自由空间光学器件的光波长的光学通信。各种类型的RF通信可以包括RF微波或RF卫星通信的组合，以及在RF和自由空间光学器件之间的实时多路复用。

通过将多层叠加调制技术1004与轨道角动量(OAM)技术1006组合，可以实现在各种类型的通信链路1002上的更高吞吐率。在没有轨道角动量的情况下单独使用多级叠加调制提高了通信链路1002的频谱效率，无论是有线的、光学的还是无线的通信链路。然而，使用OAM，频谱效率的提高甚至更为显著。

多级叠加调制技术1004提供超出常规2个自由度的新的自由度，其中时间T和频率F是在信息图中限定正交轴的二维符号空间中的独立变量。这包括更通用的方法，而不是将信号建模为在频域或时域中是固定的。先前使用固定时间或固定频率的建模方法被认为是使用多级叠加调制1004的一般方法的更多限制情况。在多级叠加调制技术1004内，信号可以在二维空间中区分而不是沿着单个轴来区分。因此，通信信道的信息承载能力可以由占据不同时间和频率坐标的多个信号确定，并且可以在符号二维空间中区分。

在符号二维空间内，最小化时间带宽积，即最小化该空间中信号占的面积，能够实施更密集的堆积，并因此使用更多的信号，进而在分配的信道内获得更高的信息承载能力。给定频率信道增量(Δf)，在最小时间Δt中通过它传输的给定信号将具有由某些时间带宽最小化信号描述的包络。对于这些信号的时间带宽积采用这种形式：

ΔtΔf＝1/2(2n+1)

其中n是0到无穷大的整数，表示信号的阶数。

这些信号形成正交的无限元素集，其中每个元素具有有限的能量。它们在时域和频域都是有限的，并且可以通过相关性(例如通过匹配滤波)从其他信号和噪声的混合中检测到。与其他小波不同，这些正交信号具有相似的时间和频率形式。

轨道角动量过程1006向承载数据流的电磁场的波前提供扭转，其可以使得能够在相同的频率、波长或其他信号支持机制上传输多个数据流。这将通过允许单个频率或波长支持多个本征信道来增加通信链路上的带宽，每个单独信道具有与其相关联的不同正交和独立轨道角动量。

现在参考图11，其示出了使用上述双绞线或电缆承载电子(不是光子)的技术的另一种通信实施技术。不是使用多级叠加调制1004和轨道角动量技术1006中的每一个，而是仅多级叠加调制1004可以与单个有线接口(并且更具体地，双绞线通信链路或电缆通信链路1002)结合使用。多级叠加调制1004的操作类似于先前关于图10所讨论的操作，但是在不使用轨道角动量技术1006的情况下单独使用它自己，并且与双绞线通信链路或者电缆接口通信链路1002一起使用。

现在参考图12，其示出了用于处理多个数据流1202以便在光通信系统内传输的总体框图。多个数据流1202被提供给多层叠加调制电路1204，其中使用多层叠加调制技术来调制信号。已调制的信号被提供给轨道角动量处理电路1206，轨道角动量处理电路1206将扭转应用于在光通信信道的波长上传输的每个波前。该扭转的波通过光接口1208在光通信链路(例如光纤或自由空间光学通信系统)上传输。图12还可以示出RF机制，其中接口1208将包括RF接口而不是光接口。

现在更具体地参考图13，其示出了用于在通信系统内产生轨道角动量“扭转”的系统的功能性框图，例如关于图10所示的系统，以提供可以与多个其他数据流组合以便在相同波长或频率上传输的数据流。多个数据流1302被提供给传输处理电路1300。每个数据流1302包括例如承载语音呼叫的端到端链路连接或通过数据连接传输非电路交换打包数据的分包连接。多个数据流1302由调制器/解调器电路1304处理。调制器/解调器电路1304使用多级叠加调制技术将接收到的数据流1302调制到波长或频率信道上，这将在下面更全面地描述。通信链路可以包括光纤链路、自由空间光学器件链路、RF微波链路、RF卫星链路、有线链路(没有扭转)等。

将已调制的数据流提供给轨道角动量(OAM)信号处理块1306。来自调制器/解调器1304的每个调制数据流由轨道角动量电磁块1306提供不同的轨道角动量，使得每个调制的数据流具有与之相关联的唯一且不同的轨道角动量。每个具有相关联轨道角动量的调制的信号被提供给光发射器1308，光发射器1308传输在相同波长上具有唯一轨道角动量的每个调制数据流。每个波长具有选定数量的带宽间隙B，并且可以使其数据传输能力增加从OAM电磁块1306提供的轨道角动量度数l的倍数。发射单波长信号的光发射器1308可以传输B组信息。光发射器1308和OAM电磁块1306可以根据这里描述的配置传输l×B组信息。

在接收模式中，光发射器1308将具有包括在其中传输的多个信号的波长，其中嵌入有不同的轨道角动量信号。光发射器1308将这些信号向前传到OAM信号处理块1306，OAM信号处理块1306分离具有不同轨道角动量的每个信号，并将分离的信号提供给解调器电路1204。解调过程从调制的信号中提取数据流1302，并且使用多层叠加解调技术在接收端提供它。

现在参考图14，其示出了轨道角动量信号处理块1406的更详细的功能描述。每个输入数据流被提供给轨道角动量电路1402。每个轨道角动量电路1402为接收到的数据流提供不同的轨道角动量。通过应用不同的电流来产生正被传输的信号以创建与其相关联的特定轨道角动量，来实施不同的轨道角动量。由每个轨道角动量电路1402提供的轨道角动量对于提供给它的数据流是唯一的。可以使用许多不同的电流将无限数量的轨道角动量应用于不同的输入数据流。将每个单独生成的数据流提供给信号组合器1404，信号组合器1404将信号组合到波长上以便从发射器1406进行传输。

现在参考图15，其示出了轨道角动量处理电路1306可以将接收到的信号分离成多个数据流的方式。接收器1502接收单个波长上的组合的轨道角动量信号，并将该信息提供给信号分离器1504。信号分离器1504将具有不同轨道角动量的每个信号从接收的波长中分离，并将分离的信号提供给轨道角动量去扭转电路1506。轨道角动量去扭转电路1506从每个相关联信号中去除相关联的轨道角动量扭转，并提供接收到的调制数据流以供进一步处理。信号分离器1504将已经从其去除了轨道角动量的每个接收信号分离成单独的接收信号。使用例如多级叠加解调将单独地接收的信号提供给接收器1502以进行解调，这将在下面更全面地描述。

图16以其中具有两个量子自旋极化的单个波长或频率可以提供具有与其相关联的各种轨道角动量的无限数量的扭转的方式示出。l轴表示各种量化的轨道角动量状态，其可以以选定的频率或波长应用于特定信号。符号欧米伽(ω)表示可以被应用到不同轨道角动量的信号的各种频率。顶部网格1602表示用于左手信号极化的潜在可用信号，而底部网格1604是用于具有右手极化的潜在可用信号。

通过将不同的轨道角动量状态应用于特定频率或波长的信号，可以在频率或波长处提供潜在无限数量的状态。因此，左手极化平面1602和右手极化平面1604中的频率Δω或波长1606处的状态可以在不同的轨道角动量状态Δl下都可以提供无限数量的信号。方框1608和1610分别表示在右手极化平面1604和左手极化平面1610中在频率Δω或波长处具有轨道角动量Δl的特定信号。通过在相同频率Δω或波长1606内改变到不同的轨道角动量，也可以传输不同的信号。每个角动量状态对应于用于从光发射器传输的不同的确定的电流水平。通过估计用于在光域内产生特定轨道角动量的等效电流并应用该电流来传输信号，可以在期望的轨道角动量状态下实现信号的传输。

因此，图16示出了两个可能的角动量，即自旋角动量和轨道角动量。自旋版本表现在宏观电磁的极化内，并且由于上和下的自旋方向仅具有左手和右手极化。然而，轨道角动量表示量化的无限数量的状态。路径超过两个，而且理论上可以通过量化轨道角动量水平有无限的路径。

使用传输的能量信号的轨道角动量状态，物理信息可以嵌入由信号传输的辐射内。麦克斯韦-亥维赛(Maxwell-Heaviside)方程可表示为：

其中是del运算符，E是电场强度，和B是磁通密度。使用这些方程，可以从麦克斯韦原始方程中导出23个对称性/守恒量。然而，仅存在10个众所周知的守恒量，并且这些中仅有少数是商业上使用的。从历史上看，如果麦克斯韦方程保持在它们的原始四元数中，那么就更容易看到对称性/守恒量，但是当它们被Heaviside修改为它们当前的矢量形式时，在麦克斯韦方程中看到这种固有的对称性变得更加困难。

麦克斯韦的线性理论具有与阿贝尔对易关系的U(1)对称性。它们可以扩展到更高对称性组SU(2)形式，其具有解决全局(非局部空间)特性的非阿贝尔对易关系。对麦克斯韦理论的吴-杨和哈末的解释暗示了磁单极子和磁荷的存在。就经典领域而言，这些理论构造是伪粒子或即时粒子。麦克斯韦的作品的解释实际上与麦克斯韦的初衷有很大不同。在麦克斯韦的原始公式中，法拉第的电子态(Aμ场)是中心，使它们与Yang-Mills理论(Heaviside之前)兼容。被称为孤子的数学动态实体可以是经典的或量子的、线性的或非线性的并描述电磁波。然而，孤子具有SU(2)对称形式。为了使传统解释的经典麦克斯韦尔U(1)对称理论描述这样的实体，该理论必须扩展到SU(2)形式。

除了六种物理现象(不能用传统的麦克斯韦理论解释)，最近公式阐明的Harmuth猜想也解决了麦克斯韦理论的不完备性。Harmuth修正的麦克斯韦方程可用于计算电磁信号速度，条件是增加磁流密度和磁荷，这与Yang-Mills提出的方程一致。因此，通过正确的几何形状和拓扑结构，Aμ电位始终具有物理意义。

可以根据系统能量的守恒和系统线性动量的守恒来表示守恒量和电磁场。时间对称性，即系统能量的守恒可以使用坡印亭定理根据以下公式表示：

哈密顿量(总能量)

能量守恒

空间对称性，即表示电磁多普勒频移的系统线性动量守恒可由以下公式表示：

线性动量

线性动量守恒

系统能量中心的守恒由下式表示：

类似地，产生方位多普勒频移的系统角动量的守恒由以下等式表示：

角动量守恒

对于自由空间中的辐射束，电磁场角动量Jem可以分为两部分：

对于实值表示的每个奇异傅立叶模式：

第一部分是电磁自旋角动量S^em，其经典表现是波极化。第二部分是EM轨道角动量L^em，其经典表现为波螺旋度。通常，电磁线性动量P^em和电磁角动量J^em＝L^em+S^em都一直辐射到远场。

通过使用坡印亭定理，可以根据光速方程确定信号的光学涡度：

连续性方程

其中S是坡印亭矢量

和U是能量密度

其中E和H分别包括电场和磁场，并且ε和μ₀分别是介质的介电常数和磁导率。然后可以根据以下公式通过光速的卷曲来确定光学涡度V：

现在请参考图17A和17B，示出了在平面波情况下信号及其相关联的坡印亭矢量的方式。通常在1702处示出的平面波情况中，发送的信号可以采用三种配置中的一种。当电场矢量在相同方向上时，提供线性信号，如1704处所示。在圆极化1706内，电场矢量以相同的幅度旋转。在椭圆极化1708内，电场矢量旋转但具有不同的幅度。对于图17A的信号配置，坡印亭矢量保持恒定方向，并且始终垂直于电场和磁场。现在请参考图17B，当将单一的轨道角动量应用到如此处和上文所述的信号时，坡印亭矢量S1710将围绕信号的传播方向成螺旋形。可以改变该螺旋，以便使信号能够在与本文所述的相同频率上传输。

图18A至18C示出了具有不同螺旋度(即轨道角动量)的信号的差异。与信号1802、1804和1806相关联的每个螺旋坡印亭矢量提供不同形状的信号。信号1802具有+1的轨道角动量，信号1804具有+3的轨道角动量，并且信号1806具有-4的轨道角动量。每个信号具有不同的角动量和相关联的坡印亭矢量，使得信号能够与同一频率内的其他信号区分开。这允许在相同频率上传输不同类型的信息，因为这些信号是可分别检测的并且不会相互干扰(本征信道)。

图18D示出了用于各种本征模的坡印亭矢量的传播。每个环1820表示不同的本征模或扭转，其表示相同频率内的不同轨道角动量。这些环1820中的每一个环表示不同的正交信道。每个本征模具有与其相关联的坡印亭矢量1822。

可以将拓扑电荷多路复用到用于线性或圆形极化的频率。在线性极化的情况下，拓扑电荷将在垂直和水平极化上被多路复用。在圆形极化的情况下，拓扑电荷将在左手和右手圆形极化上多路复用。拓扑电荷是螺旋度指数“I”的另一个名称或应用于信号的扭转或OAM的量。螺旋度指数可以是正的或负的。在RF中，可以创建不同的拓扑电荷并将其多路复用在一起并进行解多路复用以分离拓扑电荷。

可以使用如图18E所示的螺旋相位板(SPP)、使用具有特定折射率和加工车间的能力或相位掩膜的能力的适当材料来创建拓扑电荷l，由新材料或新技术创建的全息图来创建RF版本的空间光调制器(SLM)，其通过调整设备上的电压来进行RF波的扭转(与光束相反)，从而导致具有特定拓扑电荷的RF波的扭转。螺旋相位板可以将RF平面波(l＝0)变换为特定螺旋度(即l＝+1)的扭转RF波。

可以使用RF多输入多输出(MIMO)来校正串扰和多路径干扰。可以使用控制或导频信道检测大多数信道损伤，并使用算法技术(闭环控制系统)进行校正。

如先前关于图13所描述的，在处理电路内应用的多个数据流中的每一个具有应用于其的多层叠加调制方案。

现在参考图19，参考数字1900通常指多级叠加(MLO)调制系统的一个实施例，但是应当理解，术语MLO和所示系统1900是实施例的示例。MLO系统可以包括诸如题为“多级叠加调制”的美国专利8,503,546号中公开的系统，该专利通过引用并入本文。在一个示例中，调制系统1900将在图12的多级叠加调制框1204内实施。系统1900将来自数字源1902的输入数据流1901作为输入，数字源1902由输入级解多路复用器(DEMUX)1904分成逻辑1和0的三个并行的单独数据流1903A-1903C。数据流1901可以表示要传送的数据文件、或音频或视频数据流。应该理解，可以使用更多或更少数量的单独数据流。在一些实施例中，单独数据流1903A-1903C中的每一个具有原始速率的1/N的数据速率，其中N是并行数据流的数量。在图19所示的实施例中，N为3。

通过QAM符号映射器1905A-1905C之一，将单独数据流1903A-1903C中的每一个映射到M-QAM星座图(constellation)中的正交幅度调制(QAM)符号，例如16QAM或64QAM。QAM符号映射器1905A-1905C被耦合到DEMUX 1904的相应输出，并且以并行相位(I)1906A，1908A和1910A以及正交相位(Q)1906B，1908B和1910B产生离散级的数据流。例如，在64QAM中，每个I信道和Q信道使用8个离散级来传输每个符号3比特。三个I和Q对中的每一个，1906A-1906B，1908A-1908B和1910A-1910B，用于加权相应的函数发生器对1907A-1907B，1909A-1909B和1911A-1911B的输出，其在一些实施例中生成诸如上述修改的埃尔米特(Hermite)多项式的信号，并基于输入符号的幅度值对它们进行加权。这提供2N加权或调制信号，每个信号携带最初来自收入数据流1901的数据的一部分，并且用升余弦滤波器代替调制I和Q对(1906A-1906B，1908A-1908B和1910A-1910B)中的每个符号，如现有技术的QAM系统所做的那样。在所示实施例中，使用三个信号SH0，SH1和SH2，它们分别对应于H0，H1和H2的修改，但应该理解，在其他实施例中可以使用不同的信号。

加权信号不是子载波，而是调制载波的子层，并且使用求和器1912和1916在频率和时间上组合、叠加加权信号，由于信号正交性，在I维度和Q维度中的每一个中没有相互干扰。求和器1912和1916用作信号组合器以产生复合信号1913和1917。加权正交信号用于I和Q信道，它们已由系统1900等效地处理，并在传输QAM信号之前求和。因此，尽管使用了新的正交函数，但是一些实施例另外使用QAM进行传输。由于时域中信号的逐渐变弱，如图23A至23K所示，加权信号的时域波形将被限制在符号的持续时间内。此外，由于特殊信号和频域的逐渐变弱，信号也将被限制在频域，从而将具有信号和相邻信道的接口最小化。

使用数模转换器1914和1918将复合信号1913和1917转换为模拟信号1915和1919，然后使用调制器1921将复合信号1913和1917用于以本地振荡器(LO)1920的频率调制载波信号。调制器1921包括分别耦合到DAC 1914和DAC 1918的混频器1922和混频器1924。90度移相器1923将来自LO 1920的信号转换为载波信号的Q分量。混频器1922和混频器1924的输出在求和器1925中求和以产生输出信号1926。

MLO可以与各种传输介质一起使用，例如有线、光学和无线，并且可以与QAM结合使用。这是因为MLO使用各种信号的频谱叠加，而不是频谱叠加。通过将可用频谱资源扩展到多个层，带宽利用率可以以数量级增加。在现有技术中，正交信号的数量从2，余弦和正弦，增加到由用于产生正交多项式的发生器的精度限制和抖动限制所限制的数量。以这种方式，MLO将QAM的I和Q维度中的每一个扩展到任何多址技术，例如GSM、码分多址(CDMA)、宽带CDMA(WCDMA)、高速下行链路分组接入(HSPDA)、演进-数据优化(EV-DO)、正交频分多路复用(OFDM)、全球微波接入互操作性(WIMAX)和长期演进(LTE)系统。MLO还可以与其他多址(MA)方案结合使用，例如频分双工(FDD)、时分双工(TDD)、频分多址(FDMA)和时分多址(TDMA)。在相同频带上叠加各个正交信号允许创建比物理带宽更宽的虚拟带宽，从而为信号处理增加新的维度。此调制适用于双绞线、电缆、光纤、卫星、广播、自由空间光学器件和所有类型的无线接入。该方法和系统与许多当前和未来的多址系统兼容，包括EV-DO，UMB，WIMAX，WCDMA(有或没有)，多介质广播多播服务(MBMS)/多输入多输出(MIMO)，HSPA演进，和LTE。

现在参考图20，其示出了MLO解调器2000，但是应该理解，术语MLO和所示系统2000是实施例的示例。调制器2000将MLO信号2026作为输入，其可以类似于来自系统1900的输出信号1926。同步器2027提取相位信息，其被输入到本地振荡器2020以保持相干性，使得调制器2021可以产生基带到模拟I信号2015和Q信号2019。调制器2021包括混频器2022和混频器2024，它们通过90度移相器2023耦合到OL 2020。I信号2015被输入到信号滤波器2007A，2009A和2011A中的每一个，并且Q信号2019被输入到信号滤波器2007B，2009B和2011B中的每一个。由于正交函数是已知的，因此可以使用相关技术或其他技术来分开它们以恢复调制数据。可以从已经在每个符号内求和的叠加函数中提取I信号2015和Q信号2019的每一个中的信息，因为函数在相关意义上是正交的。

在一些实施例中，信号滤波器2007A-2007B，2009A-2009B和2011A-2011B使用本地生成的多项式的复制作为匹配滤波器中的已知信号。匹配滤波器的输出是恢复的数据比特，例如，系统1900的QAM符号1906A-1906B，1908A-1908B和1910A-1910B的等效。信号滤波器2007A-2007B，2009A-2009B和2011A-2011B产生2n个n、I信号和Q信号对的流，它们被输入解调器2028-2033。解调器2028-2033在它们各自的输入信号上将能量积分，以确定QAM符号的值，并因此确定由所确定的符号表示的逻辑1和0数据比特流段。然后，将解调器2028-2033的输出输入到多路复用器(MUX)2005A-2005C，以产生数据流2003A-2003C。如果系统2000正在解调来自系统1900的信号，则数据流2003A-2003C对应于数据流1903A-1903C。数据流2003A-2003C被MUX 2004多路复用以产生数据输出流2001。总之，MLO信号在发射器上叠加(堆叠)在彼此之上并在接收器上分离。

可以通过实现信号之间的正交的方式将MLO与CDMA或OFDM区分开。MLO信号在时域和频域中相互正交，并且可以在相同的符号时间带宽积中叠加。通过叠加信号的相关特性，例如最小平方和，获得正交性。相比之下，CDMA使用时域中的信号的正交交织或正交位移，而OFDM使用频域中的信号的正交位移。

通过向多个用户分配相同的信道，可以增加信道的带宽效率。如果将各个用户信息映射到特殊的正交函数，则这是可行的。CDMA系统叠加多个用户信息并查看时间符号间正交码序列以区分各个用户，并且OFDM向每个用户分配唯一信号，但未被叠加的信号仅在频域中正交。CDMA和OFDM都不会提高带宽效率。当信号具有低信噪比(SNR)时，CDMA使用比传输数据所需的带宽更多的带宽。OFDM在许多子载波上扩散数据，以在多路径射频环境中实现卓越的性能。OFDM使用循环前缀OFDM来减轻多路径效应和保护时间以最小化符号间干扰(ISI)，并且机械地使每个信道表现得似乎传输的波形是正交的。(频域中每个子载波的同步功能)。

相反，MLO使用一组函数，其有效地形成字母表，其在相同带宽中提供更多可用信道，从而实现高带宽效率。MLO的一些实施例不需要使用循环前缀或保护时间，并因此在频谱效率、峰值平均功率比、功耗方面优于OFDM，并且每比特需要更少的操作。另外，MLO的实施例比CDMA和OFDM系统更能容忍放大器非线性。

图21示出了MLO发射器系统2100的一个实施例，其接收输入数据流1901。系统2100表示了调制器/控制器2101，其结合了等效于如图19所示的系统1900的DEMUX 1904、QAM符号映射器1905A-1905C、函数发生器1907A-1907B，1909A-1909B和1911A-1911B，以及求和器1912和求和器1916的功能。然而，应该理解，调制器/控制器2101可以使用比系统1900所示的三个更多或更少量的信号。调制器/控制器2101可以包括专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)和/或其他部件，无论是分立电路元件还是集成到单个集成电路(IC)芯片中。

调制器/控制器2101被耦合到DAC2104和DAC2107，分别传送10比特I信号2102和10比特Q信号2105。在一些实施例中，I信号2102和Q信号2105对应于系统1900的复合信号1913和复合信号1917。然而，应该理解，I信号2102和Q信号2105的10比特容量仅仅代表实施例。如图所示，调制器/控制器2101还分别使用控制信号2103和控制信号2106来控制DAC 2104和DAC 2107。在一些实施例中，DAC2104和DAC2107各自包括AD5433，互补金属氧化物半导体(CMOS)10比特电流输出DAC。在一些实施例中，将多个控制信号发送到DAC2104和DAC2107中的每一个。

DAC 2104和DAC 2107将模拟信号2115和2119输出到正交调制器1921，其耦合到LO1920。调制器1920的输出被示为耦合到发射器2108以无线地传输数据，但是在一些实施例中，调制器1921可以耦合到光纤调制解调器、双绞线、同轴电缆或其他合适的传输介质。

图22示出了能够接收和解调来自系统2100的信号的MLO接收器系统2200的一个实施例。系统2200从接收器2208接收输入信号，接收器2208可以包括输入介质，例如RF、有线或光学介质。由LO 2020驱动的调制器2021将输入信号转换为基带I信号2015和基带Q信号2019。I信号2015和Q信号2019被输入到模数转换器(ADC)2209。

ADC 2209将10比特信号2210输出到解调器/控制器2201并从解调器/控制器2201接收控制信号2212。解调器/控制器2201可以包括专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)和/或其他部件，无论是分立电路元件还是集成到单个集成电路(IC)芯片中。解调器/控制器2201将所接收的信号与所使用的信号集的本地生成的复制相关联，以执行解调并识别所发送的符号。解调器/控制器2201还估计频率误差并恢复数据时钟，该数据时钟用于从ADC 2209读取数据。使用控制信号2212将时钟时序发送回ADC 2209，使得ADC 2209能够分割数字I信号2015和Q信号2019。在一些实施例中，解调器/控制器2201将多个控制信号发送到ADC2209。解调器/控制器2201还输出数据信号2001。

Hermite多项式是经典正交多项式序列，其是量子谐振子的本征态。基于Hermite多项式的信号具有上述的最小时间带宽积的特性，并且可以用于MLO系统的实施例。然而，应该理解，也可以使用其他信号，例如正交多项式，例如雅可比(Jacobi)多项式、盖根堡(Gegenbauer)多项式、勒让德(Legendre)多项式、切比雪夫(Chebyshev)多项式和拉盖尔(Laguerre)多项式。Q函数是另一类函数，可用作用于MLO信号的基础。

在量子力学中，相干态是量子谐振子的状态，其动力学特性最接近于经典谐振子系统的振荡行为。压缩相干态是量子力学希尔伯特(Hilbert)空间的任何状态，使得不确定性原理是饱和的。也就是说，相应的两个运算符的乘积取其最小值。在MLO系统的实施例中，运算符对应于时域和频域，其中信号的时间带宽积被最小化。信号的压缩特性允许同时在时域和频域中缩放，而不会丢失每层中的信号之间的相互正交性。此特性使得可以在各种通信系统中灵活实施MLO系统。

因为具有不同阶数的信号是相互正交的，所以它们可以被重叠以增加通信信道的频谱效率。例如，当n＝0时，最佳基带信号将具有1/2的时间带宽积，这是用于避免ISI的奈奎斯特(Nyquist)-符号间干扰(ISI)准则。然而，可以叠加具有3/2，5/2，7/2和更高的时间带宽积的信号以提高频谱效率。

MLO系统的一个实施例使用基于修改的Hermite多项式4n的函数，并且由以下定义：

其中t是时间，以及ξ是带宽利用率参数。对于n在0到9范围内的Ψ_n的绘图以及它们的傅立叶(Fourier)变换(幅度平方)，示于图5A至图5K中。可以通过积分来验证函数的不同阶数的正交性：

∫∫ψ_n(t，ξ)ψ_m(t，ξ)dtdξ

Hermite多项式由围道积分定义：

围道包围原点并沿逆时针方向移动。Hermite多项式在George Arfken的用于物理学家的数学方法(Mathematical Methods for Physicists)中进行了描述，例如在416页，其公开内容通过引用并入本文中。

图23A至图23K示出了基于修改的Hermite多项式Ψ_n的代表性MLO信号及其相应的频谱功率密度，其中n为0至9。图23A示出了曲线2301和2304。绘图2301包括表示相对于时间轴2302和幅度轴2303绘制的Ψ₀的曲线2327。在绘图2301中可以看出，曲线2327近似于高斯曲线。绘图2304包括表示相对于频率轴2305和功率轴2306绘制的Ψ₀的功率谱的曲线2337。在绘图2304中可以看出，曲线2337也近似于高斯曲线。使用时域曲线2327的傅里叶变换生成频域曲线2307。轴2302和2305上的时间单位和频率单位被归一化用于基带分析，但应该理解，由于时间和频率单位由傅立叶变换相关，一个域中的期望时间跨度或期望频率跨度决定了另一个域中相应曲线的单位。例如，MLO系统的各种实施例可以使用兆赫兹(MHz)或千兆赫兹(GHz)范围内的符号率和由曲线2327表示的符号的非0持续时间(即，曲线2327高于0的时间段将被压缩到使用期望符号率的倒数计算的适当长度)进行通信。对于兆赫范围内的可用带宽，时域信号的非0持续时间将在微秒范围内。

图22B至图22J示出了绘图2307-2324，其中时域曲线2328-2336分别代表Ψ₁到Ψ₉，以及它们对应的频域曲线2338-2346。如图23A至图23J所示，时域绘图中的峰值的数量，无论是正的还是负的，对应于相应频域绘图中的峰值的数量。例如，在图23J的绘图2323中，时域曲线2336具有五个正峰值和五个负峰值。因此，在对应的绘图2324中，频域曲线2346具有十个峰值。

图23K示出了叠加图2325和2326，其分别叠加曲线2327-2336和2337-2346。如绘图2325中所示，各种时域曲线具有不同的持续时间。然而，在一些实施例中，时域曲线的非零持续时间具有相似的长度。对于MLO系统，使用的信号的数量表示叠加的数量和频谱效率的提高。应该理解的是，尽管在图23A至图23K中公开了十个信号，可以使用更大量或更少量的信号，并且此外，可以使用不同的信号集而不是绘制的Ψ_n信号。

在调制层中使用的MLO信号具有最小时间带宽积，其能够提高频谱效率，并且是二次可积分的。这是通过叠加多个解多路复用的并行数据流，在同一带宽内同时传输它们来实现的。在接收器处成功分离叠加的数据流的关键是在每个符号周期内使用的信号是相互正交的。MLO在单个符号周期内叠加正交信号。这种正交性可防止ISI和载波间干扰(ICI)。

因为MLO在信号处理的基带层中工作，并且一些实施例使用QAM架构，所以用于优化到协议栈的其他层的空中接口或无线段的传统无线技术也将与MLO一起工作。诸如信道分集、信道均衡、纠错编码、扩频、交织和空时编码的技术适用于MLO。例如，使用多路径减轻瑞克接收器的时间分集也可以与MLO一起使用。当信道条件仅适用于低阶QAM时，例如在衰落信道中，MLO为高阶QAM提供了可替代方案。MLO还可以与CDMA一起使用，以通过克服CDMA的沃尔什(Walsh)码限制来扩展正交信道的数量。MLO还可以应用于OFDM信号中的每个单音(tone)，以提高OFDM系统的频谱效率。

MLO系统的实施例对符号包络进行幅度调制以创建子包络而不是子载波。对于数据编码，根据N-QAM独立地调制每个子包络，导致每个子包络独立地承载信息，不同于OFDM。不像在OFDM中那样在许多子载波上扩展(spread)信息，而是对于MLO，载波的每个子包络携带单独的信息。由于相对于其持续时间和/或频谱上的平方和定义的子包络的正交性，可以恢复该信息。如CDMA所需的脉冲串同步或时间码同步不是问题，因为MLO在符号级之外是透明的。MLO解决了符号的修改，但由于CDMA和TDMA是随时间推移的多个符号序列的扩展技术。MLO可与CDMA和TDMA一起使用。

图24示出了时域中和频域中的MLO信号宽度的比较。信号SH0-SH3的时域包络表示2401-2403被示为全部具有持续时间T_S。SH0-SH3可以表示PSI₀-PSI₂，或者可以是其他信号。相应的频域包络表示分别为2405-2407。SH0具有带宽BW，SH1具有三倍BW的带宽，SH2具有5BW的带宽，这是SH0的带宽的五倍。MLO系统使用的带宽将至少部分地由所使用的任何信号的最宽带宽确定。如果每个层在相同的时间窗口内仅使用单个信号类型，则频谱将不会被充分利用，因为较低阶信号将使用比高阶信号所使用的更少的可用带宽。

图25示出了MLO信号的频谱对准，其考虑了信号的不同带宽，并且使用SH0-SH3使频谱使用更均匀。块2501-2504是具有多个子载波的OFDM信号的频域块。扩展块2503以显示进一步的细节。块2503包括由多个SH0包络2503a-2503o组成的第一层2503x。SH1包络2503p-2503t的第二层2503y具有如第一层的三分之一的包络数。在所示的示例中，第一层2503x具有15个SH0包络，和第二层2503y具有5个SH1包络。这是因为，由于SH1带宽包络宽度是SH0的带宽的三倍，因此15个SH0包络与5个SH1包络占据相同的频谱宽度。块2503的第三层2503z包括三个SH2包络2503u-2503w，因为SH2包络是SH0包络的宽度的五倍。

这种实施方式的总所需带宽是MLO信号的带宽的最小公倍数的倍数。在所示的示例中，SH0，SH1和SH2所需的带宽的最小公倍数是15BW，其是频域中的块。OFDM-MLO信号可以具有多个块，并且该示出的实施方式的频谱效率与(15+5+3)/15成比例。

图26示出了MLO信号的另一光谱对准，其可替代地用于图26中所示的对准方案。在图26所示的实施例中，OFDM-MLO实施方式堆叠SH0，SH1和SH2的频谱，使得每层中的频谱被均匀地利用。层2600A包括包络2601A-2601D，其包括SH0和SH2包络。类似地，层2600C包括包络2603A-2603D，其包括SH0和SH2包络两者。然而，包括包络2602A-2602D的层2600B仅包括SH1包络。使用上述包络尺寸的比率，可以容易地看出BW+5BW＝3BW+3BW。因此，对于层2600A中的每个SH0包络，在层260C中也存在一个SH2包络，并且在层2600B中存在两个SH1包络。

三种情景比较：

1)具有3层的MLO定义为：

(当前的FPGA实施方式使用[-6,6]的截断间隔。)

2)使用矩形脉冲的传统方案

3)使用具有滚降系数为0.5的平方根升余弦(SRRC)脉冲的传统方案

对于MLO脉冲和SRRC脉冲，截断间隔在下图中由[-t1，t1]表示。为了简单起见，我们使用了上面定义的MLO脉冲，其可以很容易地及时缩放以获得所需的时间间隔(比如微秒或纳秒)。对于SRRC脉冲，我们修正[-3T，3T]的截断间隔，其中T是对于本文档中呈现的所有结果的符号持续时间。

带宽效率

X-dB有界功率谱密度带宽被定义为最小频率间隔，在此之外，功率谱密度(PSD)比PSD的最大值低X dB。X-dB可以被认为是带外衰减。

带宽效率以每赫兹每秒的符号表示。每赫兹每秒比特数可以通过将每赫兹每秒的符号乘以每个符号的比特数(即，与M-ary QAM的log2M相乘)来获得。

MLO脉冲的截断引入了层间干扰(ILI)。然而，[-6,6]的截断间隔产生可忽略不计的ILI，而[-4,4]导致轻微的可耐受ILI。

可以通过允许符号间干扰(ISI)来增强MLO的带宽效率。为了实施这种增强，可以设计发射器侧参数以及开发接收器侧检测算法和实施误差性能评估。

现在参考图27，其示出了MLO内的每个层SH0-SH2的功率谱密度以及组合的三层MLO的功率谱密度。2702示出了SH0层的功率谱密度；2704示出SH1层的功率谱密度；2706示出了SH2层的功率谱密度，以及，2708示出了每层的组合的功率谱密度。

现在参考图28，其示出了对数标度中每个层的功率谱密度以及组合的三层的功率谱密度。2802表示SH0层。2804表示SH1层。2806表示SH2层。2808表示组合层。

现在参考图29，示出了带宽效率与带外衰减(X-dB)的比较，其中量子级叠加脉冲截断间隔是[-6,6]并且符号率是1/6。还请参考图30，其示出了带宽效率与带外衰减(X-dB)的比较，其中量子级叠加脉冲截断间隔是[-6,6]并且符号率是1/4。

QLO信号由物理学家的特殊的Hermite函数生成：

请注意，初始硬件实施正在使用并与其部分保持一致，用于与频谱效率相关的所有图。

假设组合QLO信号的低通等效功率谱密度(PSD)为X(f)，以及其带宽为B。这里，带宽由以下标准之一定义。

以dBc为单位的ACLR1(第一邻道泄漏比)等于：

以dBc为单位的ACLR2(第一邻道泄漏比)等于：

带外功率与总功率比是：

dBc/100kHz的带边PSD等于：

现在参考图31，其示出了对于平方根升余弦方案和多层叠加方案使用ACLR1和ACLR2的性能比较。线3102示出了使用ACLR1的平方根升余弦3102和使用ACLR1的MLO 3104的性能。另外，示出了使用ACLR2的平方根升余弦3106与使用ACLR2的MLO 3108之间的比较。表A示出了使用ACLR进行的性能比较。

表A

现在参考图32，其示出了使用带外功率的平方根升余弦3202和MLO3204之间的性能比较。现在还请参考表B，示出了使用带外功率的性能的更详细比较。

表3：使用带外功率的性能比较

表B

现在参考图33，其进一步提供了使用带边PSD的平方根升余弦3302和多级叠加3304之间的性能比较。表C提供了性能比较的更详细说明。

表4：使用带边缘PSD的性能比较

表C

现在请参考图34和图35，其更具体地示出了发射子系统(图34)和接收器子系统(图35)。收发器使用商业上的现成产品提供的基本构建块实施。调制、解调和特殊Hermite相关和去相关在FPGA板上实施。接收器3400处的FPGA板3402估计频率误差并恢复数据时钟(以及数据)，其用于从模数(ADC)板3406读取数据。FGBA板3400还分段数字I信道和数字Q信道。

在发射器侧3400，FPGA板3402实施特殊的Hermite相关QAM信号以及必要的控制信号以控制数模(DAC)板3404产生模拟I&Q基带信道，用于随后在直接转换四路调制器3406内的上变频。直接转换四路调制器3406从振荡器3408接收振荡器信号。

ADC 3506从四路解调器3508接收I信号&Q信号，四路解调器3508接收来自3510的振荡器信号。

由于通信将在短距离内发生，因此不使用发射器中的功率放大器和接收器中的LNA。选择2.4GHz-2.5GHz(ISM频带)的频带，但是可以使用任何感兴趣的频带。

MIMO使用分集来实施一些增量频谱效率。来自天线的每个信号用作独立的正交信道。对于QLO，频谱效率的增益来自符号内，并且每个QLO信号充当独立信道，因为它们在任何排列中都彼此正交。但是，由于QLO是在协议栈(物理层)的底部实施的，因此协议的更高级别(即传输)的任何技术都可以与QLO一起使用。因此，可以使用具有QLO的所有传统技术。这包括RAKE接收器和均衡器，用于对抗衰落，循环前缀插入以对抗时间扩散，以及使用波束成形和MIMO的所有其他技术，以进一步提高频谱效率。

当考虑实际无线通信系统的频谱效率时，由于可能不同的实际带宽定义(以及和实际传输信号的不严格带限性质)，以下方法将更合适。

现在请参考图35，考虑等效离散时间系统，并获得该系统的香农(Shanon)容量(将由Cd表示)。关于离散时间系统，例如，对于AWGN中的传统QAM系统，该系统将是：

y[n]＝a x[n]+w[n]

其中a是表示信道增益和幅度缩放的标量，x[n]是具有单位平均能量的输入信号(QAM符号)(缩放嵌入在a中)，y[n]是解调器(匹配滤波器)输出符号,和指标n是离散时间指标。

相应的香农容量是：

C_d＝log₂(1+|a|²/σ²)

其中σ²是噪声方差(在复杂维度),和|a|²/σ²是离散时间系统的SNR。

第二，基于所采用的带宽定义(例如，由带外功率-40dBc定义的带宽)来计算带宽W。如果对应于离散时间内的样本的符号持续时间(或传输C_d比特所需的时间)为T，则可以获得频谱效率为：

C/W＝C_d/(T W)bps/Hz

在AWGN信道中的离散时间系统中，使用Turbo或类似代码将使性能非常接近香农极限C_d。无论使用何种脉冲形状，在离散时域中的这种性能都是相同的。例如，使用SRRC(平方根升余弦)脉冲或矩形脉冲给出相同的C_d(或C_d/T)。然而，当考虑连续时间实际系统时，SRRC的带宽和矩形脉冲将是不同的。对于典型的实际带宽定义，SRRC脉冲的带宽将小于矩形脉冲的带宽，并因此SRRC将提供更好的频谱效率。换句话说，在AWGN信道中的离散时间系统中，几乎用于没有提升的余地。然而，在连续时间实际系统中，在频谱效率方面能存在很大的提升空间。

现在参考图37，其示出了MLO、修改的MLO(MMLO)和平方根升余弦(SRRC)的PSD图(BLANK)。从图37中的图示，证明了MLO的更好的定位性质。MLO的一个优点是带宽。图37还说明了对相邻信道的干扰将比对MLO的干扰小得多。这将在管理、分配或打包若干信道和系统的频谱资源以及进一步提高整体频谱效率方面提供额外的优势。如果带宽由-40dBc带外功率限定，则MLO和SRRC的带宽内PSD如图38所示。带宽比约为1.536。因此，在频谱效率方面存在很大的提升空间。

修改的MLO系统基于块处理，其中每个块包含N个MLO符号，并且每个MLO符号具有L个层。MMLO可以被转换成具有不同信道SNR的并行(虚拟)正交信道，如图39所示。输出提供MMLO的等效离散时间并行正交信道。

请注意，通过并行正交信道转换解决了MLO的脉冲重叠导致的符号间干扰。作为示例，图39示出了具有三层和每块40个符号的MMLO的并行正交虚拟信道的功率增益。图39示出了具有三层并且T_sim＝3的MMLO的并行正交信道的信道功率增益。通过应用水注入解决方案，可以获得跨正交信道的最佳功率分布以获得固定的传输功率。第k个正交信道上的传输功率由P_k表示。那么MMLO的离散时间容量可以由下式给出：

请注意，K取决于MLO层的数量、每个块的MLO符号的数量和MLO符号持续时间。

对于由[-t1，t1]和符号持续时间T_mlo定义的MLO脉冲持续时间，MMLO块长度为：

T_block＝(N-1)T_mlo+2t₁

假设基于所采用的带宽定义(ACLR、OBP或其他)的MMLO信号的带宽是W_mmlo，那么MMLO的实际频谱效率由下式给出：

图41和图42示出了MMLO的频谱效率比较，其中每块N＝40个符号，L＝3层，T_mlo＝3，t₁＝8，和SRRC的持续时间为[-8T，8T]，T＝1，并且滚降系数β＝0.22，信噪比SNR为5dB。使用基于ACLR1(第一相邻信道泄漏功率比)和OBP(带外功率)的两个带宽定义。

图43和图44示出了L＝4层的MMLO的频谱效率比较。对于特定带宽定义的MMLO的频谱效率和增益如下表所示。

表D

表E

现在请参考图45和图46，提供了低通等效MMLO发射器(图45)和接收器(图46)的基本框图。低通等效MMLO发射器4500在基于块的发射器处理4504处接收多个输入信号4502。发射器处理将信号输出到产生I&Q输出的SH(L-1)块4506。然后，这些信号在组合电路4508处组合在一起以进行传输。

在基带接收器(图46)4600内，接收的信号被分离并应用于一系列匹配滤波器4602。然后，匹配滤波器的输出被提供给基于块的接收器处理块4604，以产生各种输出流。

考虑N个MLO符号的块，其中每个MLO符号承载来自L层的L个符号。然后块中有NL符号。定义c(m,n)＝由第m个MLO层在第n个MLO符号处发送的符号。将块的所有NL符号写为列向量，如下所示：c＝[c(0,0),c(1,0),…,c(L-1,0),c(0,1),c(1,1),…,c(L-1,1),……,c(L-1,N-1)]T。然后，由长度为NL的列向量y定义的AWGN信道中的用于发射块的接收器匹配的滤波器的输出可以给出为y＝Hc+n，其中H是表示等效MLO信道的NL×NL矩阵，并且n是相关的高斯噪声矢量。

通过将SVD应用于H，我们有H＝U D VH，其中D是包含奇异值的对角矩阵。使用V的发射器侧处理、和接收器侧处理UH，提供具有NL并行正交信道的等效系统(即，y＝H Vc+n和UH y＝Dc+UH n)。这些并行信道增益由D的对角线元素给出。可以计算这些并行信道的信道SNR。请注意，通过基于发射块和接收块的处理，我们获得了并行正交信道，并因此解决了ISI问题。

由于这些并行信道的信道SNR不相同，我们可以应用最佳注水解决方案，在给定固定总传输功率的情况下计算每个信道上的传输功率。使用此传输功率和相应的信道SNR，我们可以计算上一份报告中给出的等效系统的容量。

衰落干扰、多路径干扰和多小区干扰的问题

用于抵消传统系统中的信道衰落(例如，分集技术)的技术也可以应用于MMLO。对于缓慢变化的多路径分集信道，如果可以反馈回信道脉冲响应，则可以将其合并到上述等效系统中，通过该系统可以联合地寻址信道诱导的ISI和有意引入的MMLO ISI。对于快速时变信道或当不可能进行信道反馈时，需要在接收器上执行信道均衡。可以应用基于块的频域均衡，并且需要过采样。

如果我们考虑用于MMLO和传统系统的相同的相邻信道功率泄漏，则相邻小区的干扰功率对于两个系统将大致相同。如果需要干扰消除技术，也可以开发他们以用于MMLO。

范围和系统描述

该报告示出了具有各种符号间干扰水平的、在加性白高斯噪声信道中的MLO信号的符号错误概率(或符号错误率)性能。作为参考，还包括没有ISI的传统QAM的性能。对于MLO和传统QAM的所有层，考虑相同的QAM大小。

MLO信号由物理学家的特殊的Hermite函数生成：

其中H_n(αt)是n阶Hermite多项式。请注意，实验室设置中使用的函数对应于并且为了保持一致性，在本报告中使用

使用对应于n＝0～2,0～3或0～9的具有3层、4层或10层的MLO信号，并且在上述函数中脉冲持续时间(t的范围)为[-8,8]。

考虑具有完美同步的AWGN信道。

接收器由匹配滤波器和传统检测器组成，没有任何干扰消除，即匹配滤波器输出端的QAM限幅。

其中Tp是脉冲持续时间(在所考虑的设置中为16)，T_sym是每个MLO层中的符号率的倒数。所考虑的案例列于下表中。

脉冲重叠的％	T<sub>sym</sub>	T<sub>p</sub>
			0％	16	16
12.5％	14	16
			18.75％	13	16
25％	12	16
			37.5％	10	16
43.75％	9	16
			50％	8	16
56.25％	7	16
			62.5％	6	16
75％	4	16

表F

调制中使用的信号的推导

为此，以接近量子力学形式的复杂形式表达信号振幅s(t)将是方便的。因此，复杂信号可表示为：

ψ(t)＝s(t)+jσ(t)

其中s(t)≡实信号

σ(t)＝虚信号(正交)

其中s(t)和σ(t)是彼此的希尔伯特变换，并且因为σ(t)是s(t)的正交，所以它们具有相似的光谱分量。也就是说，如果它们是声波的振幅，那么耳朵就无法将一种形式与另一种形式区分开。

让我们还如下定义傅里叶变换对：

ψ^*(t)ψ(t)＝[s(t)]²+[σ(t)]²+···≡信号功率

我们还将所有矩量归一化为M₀：

然后，矩量如下：

通常，可以认为信号s(t)由阶数N的多项式表示，以接近地拟合到s(t)并且使用多项式的系数作为数据的表示。这相当于指定多项式，使得其第一个N“矩量”M_j将代表数据的方式。也就是说，我们可以使用矩量来代替多项式的系数。另一种方法是根据一组N个正交函数φ_k(t)而不是时间的幂来扩展信号s(t)。在这里，我们可以将数据视为正交扩展的系数。一类这样的正交函数是正弦和余弦函数(如傅里叶级数)。

因此，我们现在可以使用正交函数ψ来表示上述矩量，具有以下矩量：

类似地，

如果我们没有使用复杂的信号，那么：

为了表示从时域到频域的平均值，替换：

这些相当于量子力学中有些神秘的规则，其中经典动量成为运算符：

因此，使用上述替换，我们有：

和：

我们现在可以将有效持续时间和有效带宽定义为：

时间方面

频率方面

但我们知道：

如果我们进行以下替换，我们可以简化：

我们也知道：

(Δt)²(Δf)²＝(ΔtΔf)²

因此：

现在不是而是我们有兴趣迫使等式成立，并看看哪些信号满足等式。给定固定带宽Δf，最有效的传输是最小化时间带宽积的传输。对于给定带宽Δf，在最小时间内最小化传输的信号将是高斯包络。但是，我们经常给出的不是有效带宽，而是总带宽f₂-f₁。现在，在最短的有效时间内可以通过该通道传输的信号形状是什么，以及有效持续时间是多少？

其中φ(f)在范围f₂-f₁之外为零。

为了进行最小化，我们将使用变化的微积分(拉格朗日乘数技术)。请注意，分母是常数，并且因此我们只需要将分子最小化为：

第一项

第二项

两项

这在且仅在以下情况下才有可能：

对此的解决方案就是这种形式：

现在，如果我们要求波在无限远处消失，但仍然满足最小时间带宽积：

然后我们得到谐振子的波动方程：

只有在以下情况下才会在无穷远处消失：

λ＝α(2n+1)

其中H_n(τ)是Hermit函数，并且：

所以Hermit函数H_n(τ)占据1/2,3/2,5/2的信息块.......以1/2作为最小信息量子。

挤压状态

这里，我们将使用狄拉克代数的量子力学方法以最一般化的形式导出完整的本征函数。我们首先定义以下运算符：

[b,b⁺]＝1

a＝λb-μb⁺

a⁺＝λb⁺-μb

现在我们准备将Δx和Δp定义为：

现在让参数化不同，而不是两个变量λ和μ，我们只使用一个变量ξ如下：

λ＝sinhξ

μ＝coshξ

λ+μ＝e^ξ

λ-μ＝-e^-ξ

现在挤压情况的本征状态是：

b|β>＝β|β>

(λa+μa⁺)|β>＝β|β>

b＝UaU⁺

U⁺(ξ)aU(ξ)＝acoshξ-a⁺sinhξ

U⁺(ξ)a⁺U(ξ)＝a⁺coshξ-asinhξ

我们现在可以考虑压缩运算符：

|α,ξ>＝U(ξ)D(α)|0>

对于分布P(n)，我们将有：

P(n)＝|<n||β,ξ>|²

因此最终结果是：

自由空间通信

其中上文所述的光学角动量处理和多层叠加调制技术在光网络框架内证明是有用的另外配置与自由空间光学通信一起使用。自由空间光学系统提供了许多优于传统的基于UHF射频的系统的优点，包括改善系统之间的隔离、接收器/发射器的尺寸和成本、缺乏射频许可法律，以及将空间、照明和通信结合到一起同一系统。现在请参考图47，示出了自由空间通信系统的操作的示例。自由空间通信系统利用自由空间光学发射器4702，其将光束4706发送到自由空间光学接收器4704。光纤网络和自由空间光学器件网络之间的主要区别在于信息光束是通过自由空间传输而不是通过光缆传输。这导致许多链路困难，这将在下面更全面地讨论。自由空间光学是一种视线技术，其使用不可见光束来提供光学带宽连接，其可以在发射器4702和接收器4704之间发送和接收高达2.5Gbps的数据、语音和视频通信。除了不使用光纤电缆外，自由空间光学器件使用与光纤相同的概念。自由空间光学系统在红外(IR)光谱内提供光束4706，其位于光谱的低端。具体地，光学信号在波长方面在300千兆赫兹至1兆赫兹的范围内。

目前存在的自由空间光学系统可以在远达2.5千米的距离处提供高达10千兆比特/秒的数据速率。在太空，自由空间光学通信的通信范围目前在几千千米的数量级，但有可能使用光学望远镜作为扩束器来桥接数百万公里的行星际距离。2013年1月，美国宇航局使用激光将蒙娜丽莎的图像发送到大约240,000英里外的月球勘测轨道器。为了补偿大气干扰，实施了类似于光盘内使用的纠错码算法。

用于光学通信的距离记录涉及空间探测器对激光的检测和发射。通过MESSENGER航天器上的水星激光测高仪仪器建立了对于通信的双向距离记录。这种红外二极管钕激光器(其被设计为用于水星轨道飞行任务的激光测高仪)能够在2005年5月飞行中接近地球时，在跨越大约15,000,000英里(24,000,000千米)的距离内进行通信。之前的记录的设置是，当1992年由出站探测器从600万千米处看到两个地面激光器时，由伽利略探测器单向探测来自地球的激光。研究人员使用基于白色LED的空间照明系统进行室内局域网通信。

现在参考图48，其示出了根据本公开的使用轨道角动量和多级叠加调制的自由空间光学系统的框图。虽然关于使用OAM和MLO的系统来形成本公开，应当认识到系统可以仅实施这些技术中的一种或这些技术都不实施。OAM扭转信号除了在光线上传输，还可以使用自由光来传输。在这种情况下，在每个FSO收发器4804中的发送电路4802内生成传输信号。自由空间光学技术基于FSO的光学无线单元之间的连接，每个光学无线单元包括光学收发器4804，其具有发射器4802和接收器4806以提供全双工开路对和双向闭合配对性能。每个光学无线收发器单元4804另外包括光源4808加上透镜或望远镜4810，用于将光通过大气传输到接收信息的另一个透镜4810。此时，接收透镜或望远镜4810经由光纤4812连接到高灵敏度接收器4806。发射状态的收发器4804a和接收状态的收发器4804b必须具有到彼此的视线。树木、建筑物、动物和大气条件都会阻碍这种通信介质所需的视线。由于视线是如此关键，一些系统利用光束发散或漫射光束方法，其涉及容纳大量视线干扰、而不会对整体信号质量产生显著影响的大视场。该系统还可以配备有自动跟踪机构4814，该自动跟踪机构4814将紧密聚焦的光束保持在接收收发器3404b上，即使当收发器安装在高大的建筑物或其他摇摆的结构上时也是如此。

与光源4808一起使用的调制光源通常是激光器或发光二极管(LED)，其提供确定系统的所有发射器性能的传输的光学信号。只有接收器4806内的检测器灵敏度在整个系统性能中起着同样重要的作用。出于电信目的，只有能够以每秒20兆比特调制到每秒2.5千兆比特的激光才能满足当前的市场需求。另外，设备如何被调制以及产生多少调制功率对于设备的选择都是重要的。780nm-850nm和1520nm-1600nm谱带中的激光器满足频率要求。

市售的FSO系统在750nm和1600nm之间的近红外(IR)波长范围内操作，开发一个或两个系统以在10,000nm的红外波长下操作。在整个可见光波长和近红外波长范围内，光能穿过大气时的物理性质和传输性质是相似的，但有几个因素影响为特定的系统选择哪些波长。

大气在可见光波长中和近红外波长中被认为是高度透明的。然而，某些波长或波长带可能经历严重的吸收。在近红外波长中，即使在晴朗的天气条件下，吸收主要是响应于作为大气的固有部分的水颗粒(即水分)而发生的。在700nm-10,000nm波长范围内有几个传输窗口几乎是透明的(即，每千米具有小于0.2dB的衰减)。这些波长位于特定的中心波长附近，具有被设计为在780nm-850nm和1520nm-1600nm的窗口内工作的大多数自由空间光学系统。

780nm-850nm范围内的波长适于自由空间光学器件操作，并且更高功率的激光源可以在该范围内操作。在780nm处，可以使用廉价的CD激光器，但是这些激光器的平均寿命可能是个问题。这些问题可以通过以激光器的最大额定输出功率的一小部分运行激光器来解决，这将大大延长它们的寿命。在大约850nm处，光源4808可以包括便宜的、高性能的发射器和检测器部件，它们易于获得并且通常用在网络传输设备中。可以在光源4808内使用高灵敏度硅(SI)雪崩光电二极管(APD)检测器技术和先进的垂直腔发送激光器。

VCSEL技术可用于780至850nm范围的操作。该技术的可能缺点包括通过使用夜视镜进行光束检测，尽管仍然不可能使用该技术来解调感知的光束。

1520nm-1600nm范围内的波长非常适合于自由空间传输，并且高质量的发射器和检测器部件可容易地在光源块4708内使用。在该波长范围内低衰减和高部件可用性的组合使得波分多路复用(WDM)自由空间光学系统的开发成为可能。然而，与在850nm波长下操作的硅雪崩光电二极管检测器相比，部件通常更昂贵并且检测器通常较不敏感并且具有更小的接收表面积。这些波长与掺铒光纤放大器技术兼容，这对于高功率(大于500毫瓦)和高数据速率(大于2.5千兆字节每秒)系统非常重要。对于相同的眼睛安全分类，在1520nm-1600nm波长下可以传输的功率是在780nm-850nm波长下可以传输的功率的50倍到65倍。这些波长的缺点包括不能用夜视审视检测光束。夜视审视是可用于对准通过对准电路4814的光束的一种技术。1类激光器在合理可预见的操作条件下(包括使用光学仪器进行光束内观察)是安全的。1类系统可以无限制地被安装在任何位置。

另一种潜在的光源4808包括1M类激光器。1M类激光系统在302.5nm至4000nm的波长范围内工作，这在合理可预见的条件下是安全的，但如果用户在光束路径的某些部分内使用光学仪器则可能是危险的。因此，1M类系统只应被安装在可以防止不安全使用光学辅助设备的地方。可用于光源4808的1类激光器和1M类激光器的各种特征的示例在下面的表G中示出。

表G

10,000nm波长对于商业自由空间光学领域是相对较新的，并且由于更好的雾传输能力而正在被开发。目前关于这些特征存在相当大的争议，因为它们严重依赖于雾的类型和持续时间。10,000nm波长的部件很少，因为它不常在电信设备中使用。此外，10,000nm的能量不穿透玻璃，因此不适合在窗口后面部署。

在这些波长窗口内，FSO系统应具有以下特征。该系统应具有在较高功率水平下运行的能力，这对于较长距离的FSO系统传输是重要的。该系统应具有提供高速调制的能力，这对于高速FSO系统是重要的。该系统应提供小的占用空间和低功耗，这对整个系统的设计和维护是重要的。该系统应具有在宽的温度范围内运行而不会出现性能下降的能力，使得该系统被证明对室外系统有用。此外，平均故障间隔时间应超过10年。目前存在的FSO系统通常使用VCSELS用于在较短的IR波长范围内操作，而Fabry-Pérot或分布式反馈激光器用于在较长的IR波长范围内操作。其他几种激光器适用于高性能FSO系统。

使用轨道角动量处理和多层叠加调制的自由空间光学系统将提供许多优点。该系统非常方便。自由空间光学为最后一英里连接或两座建筑物之间的连接提供无线解决方案。没有必要挖掘或埋设光缆。自由空间光学器件也不需要射频许可证。该系统是可升级的，并且其开放接口支持来自各种供应商的设备。该系统可以部署在窗口后面，无需昂贵的屋顶权利。它也不受射频干扰或饱和的影响。该系统也相当迅速。该系统提供每秒2.5千兆位的数据吞吐量。这为在两个站点之间传输文件提供了充足的带宽。随着文件大小的增加，自由空间光学系统提供了有效传输这些文件所需的带宽。

自由空间光学还提供了安全的无线解决方案。使用光谱分析仪或RF仪无法检测激光束。光束是不可见的，这使得很难找到。用于传输数据和接收数据的激光束非常窄。这意味着几乎不可能拦截正在传输的数据。必须在接收器和发射器之间的视线范围内才能完成这种拦截。如果发生这种情况，这将提醒接收站点连接已丢失。因此，自由空间光学系统将需要最小的安全升级。

然而，自由空间光学系统存在若干缺点。自由空间光学系统的距离非常有限。目前的工作距离大约在2千米以内。虽然这是一个具有高吞吐量的强大系统，但距离的限制对于全面实施是一个很大的障碍。此外，所有系统都要求在传输过程中始终保持视线。任何障碍，无论是环境还是动物都会阻碍传播。必须设计自由空间光学技术以应对可影响自由空间光学系统性能的大气变化。

可能影响自由空间光学系统的是雾。浓雾是自由空间光学系统运行的主要挑战。雨雪对自由空间光学技术影响不大，但雾不同。雾是由水滴组成的蒸汽，其直径仅为几百微米，但可以改变光的特征或通过吸收、散射和反射的组合完全阻碍光的通过。在部署基于自由空间光学的无线产品时，反雾的主要答案是通过网络设计实施，其缩短了FSO链接距离并增加了网络冗余。

吸收是另一个问题。当陆地大气中的悬浮水分子淬灭光子时会发生吸收。这导致自由空间光学光束的功率密度(衰减)降低，并直接影响系统的可用性。吸收在某些波长处比在其他波长处更容易发生。然而，基于大气条件使用适当的功率和使用空间分集(基于FSO的单元内的多个波束)有助于维持所需的网络可用性水平。

太阳干扰也是一个问题。自由空间光学系统使用与较大孔径透镜组合的高灵敏度接收器。因此，自然背景光能潜在地干扰自由空间光学信号的接收。对于与强烈太阳光相关联的高水平背景辐射尤其如此。在某些情况下，当太阳位于接收器的视野范围内时，太阳光直射可能导致链接中断几分钟。然而，可以容易地预测接收器最容易受到太阳光直射影响的时间。当无法避免设备的直接暴露时，接收器视野的变窄和/或使用窄带宽滤光器可以改善系统性能。由从玻璃表面反射的太阳光引起的干扰也是可能的。

散射问题也可能影响连接的可用性。散射是由当波长与散射体碰撞时引起的。散射体的物理尺寸决定了散射的类型。当散射体小于波长时，这称为瑞利散射。当散射体的尺寸与波长相当时，这称为米氏散射。当散射远大于波长时，这被称为非选择性散射。在散射中，与吸收不同，没有能量损耗，只有能量的方向性重新分布，其可能在较长距离上具有显著降低的光束强度。

诸如飞鸟或建筑起重机之类的物理障碍物也可以暂时阻挡单个自由空间光学系统，但这往往仅导致短暂的中断。当障碍物移动时，很容易地并自动地恢复传输。光学无线产品使用多波束(空间分集)来解决临时抽象以及其他大气条件，以提供更高的可用性。

建筑物的移动可能扰乱接收器和发射器对准。基于自由空间光学的光学无线产品使用发散光束来保持连通性。当与跟踪机制结合使用时，基于多波束FSO的系统提供更高的性能和增强的安装简便性。

闪烁是由从地球或诸如加热管的人造装置升起的加热空气引起的，这些装置在不同的空气囊之间产生温度变化。这能导致信号振幅的波动，其导致基于自由空间光学器件的接收器端的“图像跳舞”。这种闪烁的效果被称为“折射湍流”。这主要对光束产生两种影响。光束漂移是由不大于光束的湍流涡旋引起的。光束扩展是光束在大气中传播时的扩展。

现在参考图49A到图49D，为了在光链路内实现更高的数据容量，必须利用多路复用多个数据信道的额外自由度。此外，将两种不同的正交多路复用技术结合使用的能力有显著提高系统性能和增加带宽的潜力。

可以利用这些可能性的一种多路复用技术是使用轨道角动量(OAM)的模分割多路复用(MDM)。OAM模是指自由空间光学系统或光纤系统内的激光束，其波前中的相位项为e^{il φ}，其中φ是方位角，和l确定OAM值(拓扑电荷)。通常，OAM模具有“甜甜圈状”的环形强度分布。携带不同OAM值的多个空间并置激光束彼此正交，并且可用于在相同波长上传输多个独立数据信道。因此，可以显著提高以比特/S/Hz表示的系统容量和频谱效率。使用OAM的自由空间通信链路可支持100Tbits/容量。如图49A至图49D所示的用于实施此的各种技术包括在每个波长上具有多个不同OAM值4904的多个光束4902的组合。因此，波束4902包括OAM值，OAM1和OAM4。波束4906包括OAM值2和OAM值5。最后，波束4908包括OAM3值和OAM6值。现在请参考图48B，示出了使用具有正OAM值4912和负OAM值4914的第一组OAM值4912的单个波束波长4910。类似地，OAM2值可以在相同波长4910上具有正值4916和负值4918。

图49C示出了使用具有极化多路复用的OAM值的波长4920。波长4920可以具有在其上多路复用的多个OAM值4922。通过将左手极化或右手极化应用于OAM值，可以进一步增加可用信道的数量。最后，图49D示出了对于具有多个OAM值的波长的两组同心环4960，4962。

波长分布多路复用(WDM)已广泛用于改善光纤系统内和自由空间通信系统内的光通信容量。OAM模多路复用和WDM相互正交，使得它们可以组合以实施系统容量的显著增加。现在请参考图50，其示出了每个WDM信道5002包含许多正交OAM波束5004的场景。因此，使用轨道角动量与波分多路复用的组合，可以实施通信链路到容量的显著增强。

当前的光学通信架构具有相当大的路由挑战。用于自由空间光学系统的路由协议必须考虑对自由空间光学系统内的光通信的视线要求。因此，必须将自由空间光网络建模为定向分层随机扇区几何图形，其中传感器经由多跳路径将其数据通过簇头路由到基站。这是一种新的有效的用于局域邻域发现的路由算法，也是一种基站上行链路和下行链路发现算法。路由协议要求每个节点处的顺序Olog(n)存储，而不是当前技术和构架中使用的顺序O(n)。

当前路由协议基于链路状态、距离矢量、路径矢量，或源路由，并且它们以显著的方式与新的路由技术不同。首先，当前的技术假设一小部分链路是双向的。在所有链路都是单向的自由空间光网络中并非如此。其次，许多当前协议被设计用于ad hoc网络，其中路由协议被设计为支持任何节点对之间的多跳通信。传感器网络的目标是将传感器读数路由到基站。因此，主导流量模式与ad hoc网络中的流量模式不同。在传感器网络中，主要使用节点到基站、基站到节点以及本地邻域通信。

最近的研究已经考虑了单向链路的影响并且报告了由于各种因素，多达5％到10％的链路和无线ad hoc网络是单向的。诸如DSDV和AODV的路由协议使用反向路径技术，隐式忽略此类单向链路，并因此在此方案中不相关。已经设计或修改了诸如DSR、ZRP或ZRL的其他协议以通过检测单向链路并然后为这样的链路提供双向抽象来适应单向性。现在参考图51，用于处理单向性的最简单且最有效的解决方案是隧道，其中通过使用返回信道上的双向链路建立隧道来模拟用于单向链路的双向性。隧道还可以通过简单地按下对单向链路上接收的隧道数据包的链路层确认来防止确认数据包的内爆和循环。然而，隧道在大多数几乎不具有单向链路的双向网络中工作良好。

在仅使用诸如自由空间光网络的单向链路的网络内，诸如图51和图52中所示的系统将更适用。单向网络内的节点利用在单个定义的方向上从节点5100发射的定向发射5102。另外，每个节点5100包括全向接收器5004，其可以接收在任何方向上到达节点的信号。而且，如这里和上面所讨论的，节点5000还将包括0log(n)存储5106。因此，每个节点5100仅提供单向通信链路。因此，如图52所示的一系列节点5200可以与任何其他节点5200单向通信，并且通过一系列互连节点将通信从一个台位置(desk location)转发到另一个台位置。

可以将拓扑电荷多路复用到针对线性或圆形极化的波长。在线性极化的情况下，拓扑电荷将在垂直和水平极化上被多路复用。在圆形极化的情况下，拓扑电荷将在左手和右手圆形极化上被多路复用。

可以使用诸如图17E所示的螺旋相位板(SPP)调节SLM上的电压、相位掩膜全息图或空间光调制器(SLM)，通过调节SLM上的电压来创建拓扑电荷，这产生适当变化的折射率从而导致具有特定拓扑电荷的波束的扭转。可以创建不同的拓扑电荷，并将其多路复用在一起，并将其解多路复用为单独的电荷。

由于螺旋相位板可以将平面波(l＝0)变换为特定螺旋度(即l＝+1)的扭转波，因此四分之一波片(QWP)可以将线性极化(s＝0)变换为圆形极化(即s＝+1)。

可以使用多输入多输出(MIMO)来减少串扰和多路径干扰。

可以使用控制或导频信道检测大多数信道损伤，并使用算法技术(闭环控制系统)进行校正。

拓扑电荷到RF以及自由空间光学器件的实时多路复用提供了冗余和更好的容量。当来自大气扰动或闪烁的信道损伤影响信息信号时，可以实时地在自由空间光学器件之间切换到RF并返回。这种方法仍然在自由空间光学器件和RF信号上使用扭转波。可以使用控制或导频信道检测大多数信道损伤，并使用算法技术(闭环控制系统)或通过在RF和自由空间光学器件之间切换来进行校正。

在图53所示的另一实施例中，RF信号和自由空间光学器件都可以在双RF和自由空间光学机构5302内实施。双RF和自由空间光学机构5302包括自由空间光学器件投影部分5304，其传输具有通过多级叠加调制施加到其上的轨道角动量的光波；以及RF部分5306，其包括用于在RF信号5310上传输具有轨道角动量和多层量子级叠加的信息所需的电路。双RF和自由空间光学机构5302可以根据操作条件在自由空间光学信号5308和RF信号5310之间实时多路复用。在某些情况下，自由空间光学信号5308将最适合于传输数据。在其他情况下，自由空间光学信号5308将不可用，并且RF信号5310将最适合于传输数据。双RF和自由空间光学机构5302可以基于可用的操作条件在这两个信号之间实时多路复用。

拓扑电荷到RF以及自由空间光学器件的实时多路复用提供了冗余和更好的容量。当来自大气扰动或闪烁的信道损伤影响信息信号时，可以实时地在自由空间光学器件之间切换到RF并返回。这种方法仍然在自由空间光学器件和RF信号上使用扭转波。可以使用控制或导频信道检测大多数信道损伤，并使用算法技术(闭环控制系统)或通过在RF和自由空间光学器件之间切换来进行校正。

现在参考图54，示出了可替代实施例，其中不使用VCSEL来透过窗口或墙壁传输信号，而是使用喇叭或锥形天线来透过窗口或墙壁传输信号。通过喇叭天线传输的信号被放大以传输，以克服透过窗口/墙面传输信号所造成的损失。该装置提供通过窗口或墙壁的光学或RF隧道，而不需要钻任何孔。毫米波传输系统5402包括位于窗口或墙壁5406外部的外部部分5404和位于墙壁或窗口的内部的内部部分5408。外部部分5404包括天线5410，用于向外部源发送和接收信号。在一个优选实施例中，天线包括28GHz天线。然而，本领域的技术人员将会认识到也可以使用其他天线工作带宽。

在28GHz环形器5412处处理发射的和接收的信号。环形器5412包括用于在外部部分5404内的三个端口之间切换并且具有良好的隔离的RF开关。在环形器5412内，在端口2处输入的信号在端口3处输出，并且在端口1处输入的信号输出到端口2。因此，由天线5410接收的信号被提供给环形器5412的端口2并输出到端口3。端口3信号被提供给功率放大器5414的输入。类似地，功率放大器5416的输出连接到输入端口1，使得待发射的信号被提供到环形器5412的端口2以供天线5410发射。

功率放大器5412提高了透过窗口或墙壁传输的信号强度。功率放大器5414输出的信号提供给喇叭天线5418。喇叭天线5418通过窗口或墙壁5406向接收喇叭天线5420发射从功率放大器5414提供的RF信号。喇叭天线可以在24GHz至e波段的宽频带上发送/接收。在这一范围内，喇叭天线使用了一个特定的工作频带。这些频带包括但不限于24GHz频带；28GHzA1频带；28GHzB1、A3和B2波段；31GHz频带和39GHz频带。喇叭天线也可以具有不同的尺寸，以提供例如10分贝或20分贝的增益。

接收的信号从喇叭天线5420输出到解调器电路5422用于解调。除了从天线5420接收的接收信号之外，解调器5422还接收从锁相环/本地振荡器5424输出的信号。锁相环/本地振荡器5424被控制响应于时钟生成电路5426。解调的信号从解调器5422提供给模数转换器5428以产生数字输出。数字信号经由路由器5432路由到结构内的适当接收方。

在路由器5430处从建筑物内部接收待传输的信号。路由器5430向数模转换器5432提供数字信号，数模转换器5432将数字数据信号转换成模拟格式。模拟信号进而由调制器5434调制。调制器5434在时钟产生电路5426的控制下响应于来自锁相环/本地振荡器5424输入来调制信号。使用喇叭天线5436将来自调制器5434的调制信号透过窗口/墙壁5406传输。由喇叭天线5436发射的信号由位于外部的接收喇叭天线5438接收。喇叭天线5438的输出被提供给功率放大器5416的输入，功率放大器5416放大通过环形器5412之后用于从天线5410发射的信号。虽然上面的讨论是关于使用喇叭天线透过窗口/墙壁进行传输，但是锥形天线也可以用于透过窗口或墙壁进行传输。

现在参考图55，其示出了发送天线5410和内部部分5408内的接收电路之间的下行链路损耗。该信号以-110dBm接收。接收天线具有45dB的增益和2dB的损耗。因此，从接收天线5410输出的信号具有-67dBm的强度。环形器5412具有2dB损耗，并且来自环形器5412的信号具有-69dBm的强度。功率放大器5414提供27dB以将信号升压到-42dBm以用于传输穿过窗口/墙壁。喇叭天线5418提供10dBi的增益以32dBm传输信号。窗口/墙壁提供大约40dB的损耗。接收喇叭天线5420接收-72dBm处的信号，并提供10dBi的增益，以将-62dBm处的接收信号输出到内部电路部件。

现在参考图56，其示出了当功率放大器位于窗口/墙壁5406外时的上行链路信号强度。传输信号在到达喇叭天线5436的输入端之前具有18dBm的强度。天线5436提供10dBi的增益以28dBm发射信号。窗口/墙壁5406引起40dB的总损耗，使信号强度下降到-12dB。喇叭天线5438向信号提供10dBi增益，并以-2dBm输出信号。功率放大器5416提供26dB增益以将24dBm的信号输出到环形器5412的端口1输入。功率环形器5412提供进一步的2dB损耗以将信号以22dBm输出到天线5410。该信号从具有45dB增益和2dB损耗的天线5410发射，以提供65dBm的发射信号强度。

现在参考图57，其示出了当功率放大器5702位于建筑物内部时的上行链路信号强度。当需要从内部终端传输更多功率时，使用内部功率放大器5702。在输入到功率放大器5702之前，该信号在建筑物内具有18dBm的强度。功率放大器5902提供26dB增益以将44dBm的信号传输到喇叭天线5436的输入。喇叭天线5436提供10dBi增益，并且发射54dBm的RF信号。发射的信号透过窗口/墙壁5404经历大约40dB的损耗，这使得在窗口/墙壁5404的外部部分上的信号强度降低到14dBm。接收喇叭天线5438提供10dBi的增益，以将喇叭天线5438的输出的信号强度增加到24dBm，喇叭天线5438的输出被提供到环形器5412的端口1。环形器5412引起2dB损耗以将信号强度降低到22dBm。发送天线5410提供45dB的进一步增益和2dB的损耗，以提供65dBm的发射的输出信号强度。

现在参考图58，其示出了当不包括功率放大器时下行链路上的增益和损耗。具有-103dBm强度的信号由天线5410接收。天线5410提供45dB的增益和2dB的损耗。这在输入到环形器5412的端口2的天线5410的输出端处提供60DBM信号。环形器5412向该信号提供进一步的2dB损耗，从而提供来自端口3的-62dBm的信号，该信号再被提供给喇叭天线5418的输入端(其提供20dBi的增益)。具有-42dBm值的信号从喇叭天线5418透过窗口/墙壁5406传输。窗口/墙壁5406向传输的信号提供大约40dB损耗，从而在接收喇叭天线5420处提供-82dBm信号。喇叭天线5420向该信号提供另外20dBi增益，该信号以-62dBm输出到设备的内部5408的剩余电路。

现在参考图59，其示出了当不提供功率放大器时上行链路的各个点处的信号强度。发射的信号以18dBm的强度提供到喇叭天线5432的输入端。喇叭天线5432提供20dBi的增益以38dBm透过窗口/墙壁5406输出信号。窗口/墙壁5406对信号造成大约40dB的损耗，使得接收喇叭天线5438接收-2dB的信号。接收喇叭天线5438以20dBi的增益将信号升压到18dBm。18dBm信号被输入到环形器5412的端口1。环形器5412对信号造成2dB的损耗，该信号通过端口2以60dBm输出。发射天线具有45dB的增益和2dB的损耗，以引起来自天线的59dBm的传输信号。

上述关于窗口/墙壁和各种系统部件的dB损耗都是近似值。包括其它dB损耗值和增益的系统也可参考本文所述的实施例进行使用。本领域技术人员将知道确定与特定墙壁或窗口及相关联的统组件相关联的dB损耗的方式。可以确定dB值的方式的一个例子在2016年8月1日提交的题为“用于室内穿透的毫米波的再生和转发”(律师案卷号NXGN-33233)的62/369,393号美国临时申请以及在2016年11月22日提交的题为“利用喇叭天线进行建筑物穿透的毫米波的再生和转发”(律师案卷号NXGN-33391)的62/425,432号的美国临时申请中示出，其中的每一篇通过引用并入本文。

喇叭天线

现在参考图60，其示出了使用喇叭天线的另一可替代实施例，该喇叭天线用于透过窗口或墙壁传输信号。如前所述，毫米波传输系统5402包括位于窗口或墙壁5406外的外部部分5404和位于墙壁或窗口内的内部部分5408。外部部分5404包括用于向外部源发射信号和接收信号的天线5410。

在28GHz环形器5412处处理发射的和接收的信号。端口3信号被提供给功率放大器5414的输入端。类似地，功率放大器5416的输出被连接到输入端口1，使得待发射的信号被提供到环形器5412的端口2以供由天线5410发射。从功率放大器5414输出的信号被提供给28GHz喇叭天线5418。喇叭天线5418将从功率放大器5414提供的RF信号透过窗口或墙壁5406传输到接收喇叭天线5420。接收信号从喇叭天线5420输出到调制器电路5422用于解调。除了从天线5420接收信号之外，解调器5422还接收从锁相环/本地振荡器5424输出的信号。锁相环/本地振荡器5424响应于时钟生成电路5426被控制。解调的信号从解调器5422提供给模数转换器5428。数字信号经由路由器5432路由到适当接收方。

在路由器5430处从建筑物内部接收要发射的信号。在一个实施例中，这将包括Wi-Fi路由器。路由器5430向数模转换器5432提供数字信号，该数模转换器5432将信号转换成模拟格式。模拟信号进而由调制器5434调制。调制器5434在时钟产生电路5426的控制下响应于来自锁相环/本地振荡器5424的输入调制信号。通过喇叭天线5436将来自调制器5434的调制信号透过窗口/墙壁5406进行输出。由喇叭天线5436发射的信号或由接收喇叭天线5438接收的信号位于外部。喇叭天线5438的输出被提供给输入功率放大器5416的输入，输入功率放大器5416放大通过环形器5412之后用于从天线5410发射的信号。

喇叭天线5418、5420、5436和5438可以具有高达20dB的高增益。这些天线的天线图案将具有旁瓣和前瓣。前瓣朝向接收天线投影。为了屏蔽周围环境免受来自喇叭天线5418、5420、5436和5438的旁瓣的发射，可以在喇叭天线上添加屏蔽6202，以对设备附近的环境提供足够的保护。屏蔽6002用作吸收器以阻挡来自周围环境的信号，并且可以包括将喇叭天线的发射容纳和吸收到屏蔽罩6002内包含的局部区域所需的任何材料。

贴片天线

现在参考图61，示出了使用贴片天线6102的可替代实施例，该贴片天线6102用于透过窗口或墙壁6104传输信号。通过贴片天线6102传输的信号以本文上述的方式之一被处理，以透过窗口或墙壁6104传输信号。贴片天线6102产生定向无线电波束以隧道穿透低发射率(low-e)玻璃或墙壁。该器件提供透过窗口或墙壁6104的光或RF隧道，而不需要钻任何孔或创建某种类型的信号可穿透门户。毫米波传输系统6100包括位于窗口/墙壁6104外部的外部部分6106和位于窗口/墙壁6104内部的内部部分6108。外部部分6106包括天线6110，用于向外部源(诸如基站)发送和接收信号。基站和天线之间的链路预算必须得到满足。在优选的实施例中，天线包括28Hz的天线。然而，本领域技术人员也可以使用其他天线工作带宽(例如24GHz、39GHz、60GHz和其他带宽)来实现。

在天线6110处接收的发射和接收信号从内部6108提供，由收发器处理电路6112处理。收发器处理电路6112可以包括上文所描述的任何电路，这些电路用于安置从天线6110处接收到的信号或从建筑物内部6108接收到的信号，以便使它们能够透过窗口或墙壁6104传输，或者从能够穿过窗口或墙壁6104的格式转换，以用于通过天线6110进行外部传输。收发器处理电路6112可以将频率向下变频到可以穿透玻璃和墙壁并且还可以使用天线阵列进行放大的低频电磁(EM)波。收发器处理电路6112中的部件可包括(例如但不限于)RF环形器、功率放大器、上\下变频器、RF传输电路、光传输电路等。

收发器处理电路6112以透过窗口或墙壁6104传输的格式放置信号。从线路6114上的收发器处理电路6112输出的信号被提供到贴片天线6102a。贴片天线6102a透过窗口或墙壁6104向接收贴片天线6102b传输从收发器处理电路6112提供的RF或光信号。贴片天线6102可以在从24GHz上至e频带的宽频带上进行发送/接收。在这一范围内，使用了用于贴片天线6102的特定工作频带。这些频带包括但不限于24GHz频带、28GHzA1频带、28GHz B-1频带、A3和B2频带、31GHz频带、39GHz频带、和60GHz频带。贴片天线6102可以具有不同的配置以从中提供不同的增益水平。在一个实施例中，天线可以被配置以提供18dB的增益。

接收的信号在线路6116上从贴片天线6102b输出到收发器处理电路6118以进行解调和进一步处理。收发器处理电路6118可以包括本文上述关于内部收发器电路描述的任何各种配置。已解调和处理的信号从收发器处理电路6118被提供到Wi-Fi路由器6120，以便被传输到结构内的接收设备。

在Wi-Fi路由器6120处从建筑物内部接收要发送到外部接收器的信号。Wi-Fi路由器6120向收发器处理电路6118提供信号，该收发器处理电路6118将Wi-Fi数据信号转换为如上论述的可以穿过墙壁或窗口6104传输的RF格式。RF信号在线路6120上从收发器处理电路被输出到贴片天线6102c。来自贴片天线6102c的调制信号透过窗口/墙壁6104进行传输。由贴片天线6102c传输的信号由位于建筑物外部的接收贴片天线6102d接收。贴片天线6102d的输出在线路6124上提供给收发器处理电路6112。这些信号被转换为使来自天线6110的信号能够被传输的所需格式。该格式可包括24GHz、28GHz、39GHz、60GHz；目前的蜂窝LTE频率；3.5GHz CBRS；5GHz；24、28、39、60、70、80GHz毫米频带或者在透过窗口或墙壁传输时经历信号损失问题的任何其他频带。

现在参考图62，其提供了贴片天线阵列6202的示意图。贴片天线阵列6202包括第一层6202以及位于第一层6202上方的第二层6204。第一层6202直接地连接到窗口或墙壁6104。每一层6202/6204包含多个贴片天线6206。第一层6202和第二层6204中的每一层透过窗口或墙壁6104传输信号。贴片天线阵列6202可以在所有毫米波频带(例如24GHz、28GHz、39GHz、60GHz等)上传输。多个贴片天线6206可被配置成矩形、圆形或椭圆形配置，以产生用于承载业务有效载荷的定向波束。

现在参考图63，其示出了图62中的贴片天线阵列6202中的一个贴片天线6206。贴片天线6206具有沿第一边缘6302的1.23毫米的整体宽度，并且在第二边缘6304上为1.56毫米的长度。贴片天线6206限定有缝隙(slot)6306，进入该缝隙中的传输线6308连接到贴片天线6206。缝隙6306具有沿第一边缘6310的0.36毫米的长度，以及在传输线6308的两侧6312的0.1毫米的宽度。贴片天线6206是在由FR408制成的基板6314上生成的。贴片天线6206具有3.75的相对介电常数、0.018的损耗角正切、以及0.127mm的厚度。

现在参考图64，其示出了使用高频结构模拟器(high-frequency structuresimulator，HFSS)对图63的天线进行的传输波束模拟。单一贴片天线产生了如图64所示的传输波束6402，其具有3.8dB的峰值增益以及80°的3dB波束宽度。使用具有微带馈电结构的ANSYS HFSS软件对贴片天线进行设计和仿真，以为生产做准备。可以用吸收材料吸收旁瓣辐射，并且将主瓣导向接收单元。

通过使用图62示出的贴片天线阵列，可以产生通常如图65所示出的高定向、高增益波束。贴片天线阵列6504中的多个贴片天线6502可以各自发射单独波束6506。每个波束6506具有相关联的方向性和增益。贴片天线阵列6504的输出将组合每个单独的贴片天线波束6506，以构建组合的阵列传输波束6508。组合的传输波束6508将具有比由单独的贴片天线6502产生的每个单独的波束6506更好的定向性和更大的增益。因此，通过使用贴片天线阵列6504产生传输波束，具有足够增益和定向性以穿过窗口或墙壁到达接收器并且克服相关的信号损失的波束6508将成为可能。

现在参考图66，其示出了利用用于60GHz带宽应用的微带天线阵列的微带天线阵列6602的另一实施例。微带贴片天线阵列6602包括使用导体背衬共面波导(conductor-backed coplanar waveguide，CB-CPW)环馈6605的2×8微带贴片天线阵列6604。贴片天线阵列6604由上基板层6604和下基板层6606组成。导体背衬共面波导6605位于下基板层6606上，该下基板层6606包括由介电常数为3.9、损耗角正切为0.0002、厚度为0.525mm(毫米)的石英制成的32mm×28mm平面。平面6606限定了连接到传输线的输入6610，该传输线向限定在平面(其限定CPW馈送的环路)6606上的2×8贴片天线阵列的贴片天线6612提供输入。上基板层6604在其上限定多个贴片天线6614，位于厚度约为0.254mm、介电常数为3.00、损耗角正切为0.001的罗杰斯(Rogers)RO3003基板上。这种天线以61GHz提供18dB的板边增益，并且具有大约为57GHz至64GHz的带宽。

现在更具体地参考图67，其示出了贴片天线元件6700。这些贴片天线单元6700中的多个位于多层贴片天线阵列上，如上文所讨论的。天线元件6700包括具有长度L和宽度W的贴片6702。贴片6702从输入传输线6704被馈送，该输入传输线6704与馈送网络连接，并且贴片6702搁置于具有高度h的基板6706上。微带贴片天线包括沿着贴片6702的第一边缘的第一辐射缝隙6708和沿着贴片6702的第二边缘的第二辐射缝隙6710。在每个缝隙的孔径(aperture)处的电场可被分解成X分量和Y分量，如图68所示。Y分量由于半波长传输线6704而异相并被抵消。通过将天线视为如图68所示的具有宽度W 6802和高度h 6804的孔径6800来确定辐射场。

可以通过以下方式来进一步分析输电线模型。G_r为缝隙电导率，B_r为缝隙电纳。它们可根据以下方程来确定：

贴片天线6700的输入导纳可以近似为：

其中Δl是微带的端部效应。

当输入导纳的虚部为零时，矩形贴片天线6700将谐振。

可以根据以下方程计算端部效应：

贴片天线6700的谐振频率由下式给出：

通常，孔径的宽度W由下式给出：

除了使用用于产生高定向性和高增益的波束的贴片天线来用于透过窗口或墙面的传输信号以外，还可以使用向从贴片天线发送的信号施加轨道角动量(OAM)来利用贴片天线，以增加贴片天线之间透过窗口或墙面的通信链路上的带宽。下面从图69开始进行更全面的描述和说明。

图69至图76示出了多层贴片天线阵列6902，该阵列可用于发送拉盖尔-高斯(LG)、赫米特-高斯(HG)、因斯-高斯(IG)或轨道角动量(OAM)信号，这些信号在提交日为2017年1月4日题为“使用轨道角动量的调制和多路接入技术”的15/3985,611号美国专利申请中进行了描述，该美国专利申请的全文通过引用并入本文。多层贴片天线阵列6902包括用于传输第一阶波束的第一天线层6904、用于传输第二阶波束的第二天线层6906、以及用于传输第三阶波束的第三层6908。层6904、6906和6908中的每一层以同一中心堆叠。虽然本实施例关于仅包括三层的多层贴片天线阵列6902而示出，但应当认识到，可以以与本文所述的类似方式实施更多或更少的层。在层6904、6906和6908中的每一层的表面上放置贴片天线6910。每一个贴片天线被放置为使它们不被上方层遮挡。层6904、6906和6908通过层分离器构件6912彼此分离，层分离器构件6912在每层6904、6906和6908之间提供间隔。贴片天线的层的配置可以是矩形、圆形或椭圆形配置，以产生拉盖尔-高斯、赫米特-高斯或因斯-高斯波束。

在多层贴片天线阵列6902中使用的贴片天线6910由FR408(阻燃剂408)层压板制成，该层压板由Chandler Arizona的Isola Global制造并且具有大约3.75的相对介电常数。天线的整体高度为125μm。天线的金属是厚度大约为12μm的铜。贴片天线被设计为具有73GHz的工作频率和4.1mm的自由空间波长。天线的50欧姆线的输入尺寸为280μm，而100欧姆线的输入尺寸为66μm。

贴片天线6910中的每一个被配置以在与同一层上的另一个贴片天线6910中的每一个贴片天线的相位不同的预定相位处发送信号。因此，如图71所进一步示出的，在层6904上包括四个贴片天线单元6910。每个天线单元7504具有如图71所示的单独相位。这些相位包括π/2、2(π/2)、3(π/2)、和4(π/2)。类似地，如图72所示，层6906包括8个不同的贴片天线单元6910，如所示的包括相位π/2、2(π/2)、3(π/2)、4(π/2)、5(π/2)、6(π/2)、7(π/2)、和8(π/2)。最后，返回参考图69，层6908上包括12个贴片天线单元6910。这些贴片天线单元6910中的每一个具有以图69所指示的方式分配到贴片天线单元的相位。这些相包括π/2、2(π/2)、3(π/2)、4(π/2)、5(π/2)、6(π/2)、7(π/2)、8(π/2)、9(π/2)、10(π/2)、11(π/2)、和12(π/2)。

天线层6904、6906和6908中的每一个天线层与同轴端部发射连接器(launchconnector)6916连接，以馈送多层贴片天线阵列6902的每一层。连接器6916的每一个被连接以接收分开的信号，该信号允许以类似于图70所示的方式传输不同阶的天线波束。发射的波束通过多层贴片天线阵列6902被一起多路复用。正交波前以空间方式从多层贴片天线阵列6902的每一层传输，以增加容量，因为每一个波阵面将作为单独的本征信道。信号被多路复用到单个频率上，并且在多路复用信号之间没有干扰或串扰的情况下进行传播。而参考图70的图示则示出了OAM光束以OAM1、OAM2和OAM3阶水平进行传输。

应该理解的是，可以使用所示的多层贴片天线阵列6902传输其他类型的赫米特高斯和赫米特高斯波束。赫米特-高斯多项式和赫米特-高斯多项式是经典正交多项式序列的例子，它们是量子谐振子的本征态。然而，应该理解的是，也可以使用其他信号，例如正交多项式或函数，例如雅可比(Jacobi)多项式、盖根鲍尔(Gegenbauer)多项式、勒让德(Legendre)多项式和切比雪夫(Chebyshev)多项式。还可以使用勒让德函数、贝塞尔(Bessel)函数、延拓球(prolate spheroidal)函数和因斯-高斯函数。Q函数是可以作为正交函数的基础而被使用的另一类函数。

层6904、6906、6908的每一层上所示的馈送网络6918使用不同长度的延迟线，以便构建每一个贴片天线单元6910的相位。通过配置图69至图72中所示的相位，产生了不同阶的OAM波束并且被一起多路复用。

现在参考图73，其示出了用于产生用于传输的多路复用波束的发射器7302。如前所述，多层贴片天线阵列6902包括与多层贴片天线阵列6902的每一层6904、6906、6908相关联的连接器6916。这些连接器6916中的每一个与信号产生电路7304连接。在一个实施例中，信号产生电路7304包括60GHz本地振荡器7306，用于产生60GHz载波信号。信号产生电路7304也可以以其他频率(诸如70/80GHz)工作。60GHz信号从本地振荡器7306输出到功率分配器电路7308，该功率分配器电路将60GHz信号分离成三个分离的传输信号。这些分离的传输信号中的每一个被提供到IQ混频器7310，该混频器7310中的每一个被连接到层输入连接器6916中的一个。IQ混频器电路7310连接到相关联的加性白高斯(additive whitegaussian，AWG)噪声电路7312，用于将噪声元素插入产生的传输信号中。AWG电路7312还可以产生用于插入到传输信号中的超QAM信号。IQ混频器7310以一定方式产生HG、LG、IG、OAM信号，所述方式例如在2014年7月3日提交的题为“使用具有多层重叠调制的轨道角动量进行通信的系统和方法”的14/323,082号美国专利申请(其于2016年5月3日授权，现为9,331,875号美国专利)中进行了描述，该美国专利申请的全文通过引用并入本文。

使用图73中所示的发射器7302。如图74所示，可以在用于高速隧道的特定频率下产生多路复用的波束(赫米特-高斯、拉盖尔-高斯、因斯-高斯波束等)。这种模分复用(modedivision multiplexing，MDM)类型利用一个频率和多个LG、HG或IG波束获得了更高的吞吐量。如图所示，多层贴片天线阵列6902将产生用于传输的多路复用波束7402。在本示例中，示出了一种多路复用OAM波束，该OAM波束以与美国专利申请14/323082号中公开的方式类似的方式具有用于各阶OAM信号的扭转。相关联的接收器检测器将检测各种OAM环7404，如图所示，每一个环与分离的OAM处理信号相关联。

当信号在自由空间(真空)中传输时，信号以平面波的形式传输。它们可按下文所述方式表示。自由空间包括非导电介质(σ＝0)，因此J＝σE＝0。

根据实验结果，安培定律和法拉第定律表示为：

安培的

法拉第的

如果在z方向上有传播，则E和H在xy平面上。

在不失去一般性的情况下，E可以x方向取向，H可以在y方向取向，从而在z方向提供传播。根据安培-麦克斯韦方程，提供以下方程：

接下来，矢量波方程可表示为：

因此，通常：

沿z方向传播

因此：

在自由空间中

现在：

因为近轴(Paraxial)假设

那么：

其可以用圆柱坐标表示为：

提供了圆柱坐标中的近轴波方程：

那么：

通常，E_o可以在xy平面上旋转，而波仍沿z方向传播。

q～靠近光轴的相前的曲率。

q₂＝q₁+z

其中q₂是输出平面，q₁是输入平面。∞∞

其中是与z轴相交的波前的曲率。

因此，对于一个完整的平面波R＝∞，方程变为：

其中W_o是波束束腰。

Z＝Z_R

瑞利长度为：

其中n是折射指数。

复杂的相移表现为：

P(z)的实部表示高斯波束与理想平面波之间的相移差。因此，提供了基本模：

其中：

更高阶的模也可以提供其他解决方案。矩形方程的解：

可以在矩形坐标系中确定为：

方程的圆柱坐标解：

可以在圆柱坐标系中确定为：

方程也可以被示为最低模是最重要的模，实际上这种横向模对于矩形和圆柱坐标都是相同的。

C₀₀＝1 H₀＝1

那么：

现在参考图75，其示出了用于解复用从使用图73的发射器7302产生的多路复用信号中接收的信号的接收器7502。接收器7502包括多层贴片天线阵列7502，例如上文所描述的贴片天线阵列。多层贴片天线阵列7502接收输入的多路复用信号7504，并且天线阵列7502的每一层7504、7506、7508将从特定层的连接器输出7516中的每一个提取特定顺序的接收的多路复用信号。来自每一个连接器7516的信号被施加到混频器电路7506，该混频器电路7506使用来自振荡器7508的60GHz本地振荡器信号以与关于美国专利申请14/323,082号所讨论的方式相似的方式对接收到的信号进行解复用。然后可以使用例如实时示波器7510或其他信号读取装置来读取解复用的信号。因此，从发射器602接收的不同阶的OAM信号中所各自传输的三个传输信号中的每一个在接收器7502处被解码。在另一实施例中，也可应用使用SPP(螺旋相位板)的解复用方法来检测OAM信道。

由发射器7302发送或接收器7502接收的信号可用于在多种事项中在两个位置之间传输信息。这些包括在电信或数据网络内的前程通信和后程通信中使用。

多层贴片天线阵列7502可以使用参照14/323,082号美国专利申请论述的过程来传输赫米特高斯光束或拉盖尔高斯光束。在传输拉盖尔高斯光束时，信息可以以多种方式传输。可以使用螺旋相位板和分束器方法，可以使用双OAM模天线方法，或者可以使用本文所述的贴片天线。这些实施方式在前程和回程应用中都是有益的。

为了传播几种1阶和幅度a_l ^OAM的OAM模，天线单元必须根据以下公式由输入信号馈送：

注意，由于采样，多层贴片天线阵列7502中的单元数量限制了可能的OAM模的数量。由于混叠，大于N/2阶的模实际上是负阶模。

单模链路预算

H_tot＝U^HHU

b^OAM＝H_tota^OAM

渐近公式

目的是确定大距离链路预算的渐近公式，即当D→+(∞)时，我们寻求1链路预算-1的每个值的主导项都是相同的。

链接预算渐进地由下式给定：

从弗劳恩霍费尔(Fraunhofer)距离2(2max(R_t,R_r))²/λ＝200λ，链路预算渐进地趋向于每十年-20(|l|+1)dB的直线，这与1/D^2|l|+2的衰减一致。

具有增益和自由空间损失的渐近表达式

增益和自由空间损失可通过下式确定：

对于固定值|l|，每个等价增益增加R^2|l|，使得链路预算以因子R^4|l|提高。相反，对于固定值R，由于渐近地D的影响大于R_t和R_r的影响，因此链路预算减少。

现在参考图76，其示出了设计用于2.42GHz和仅一个线性极化的单矩形贴片天线的三维模型。该天线的辐射图如图77所示。

图78A示出了由于较高的栅瓣(grating lobe)而导致的OAM模阶数l＝0的圆形阵列的辐射图。图78b、图78c和图78d示出了阵列轴线附近的OAM模阶数1＝0(图78b)、1＝1(图78c)和1＝2(图78d)的辐射图。

渐近OAM路径损失由下式示出：

当假设e频带频率、1000m的距离、合理的天线单元增益时，可以计算其他参数，包括发射器和接收器阵列环的直径、天线数量等。

贴片天线7510的生产一般如图79所示的设计和布局工艺、一般如图80所示的用于天线生产的洁净室和光刻过程以及如图81所示的最终测试工艺来进行的。现在参考图79，其更详细地描述了设计和布局过程。首先，在步骤7902，利用具有微带馈电结构的ANSYSHFSS(一种三维电磁仿真软件)，对贴片天线进行设计和仿真。ANSYS HFSS包括高频结构模拟器。器件内的该软件仿真三维全波电磁场。ANSYS HFSS从HFSS模拟中创建GDSII文件(用于控制集成电路光掩模绘图的图形数据库系统文件)，并在步骤7904，将GDSII文件导出到AWR(Applied Wave Research Corporation，应用波研究公司)的Microwave Office(MWO)布局。为了使用接地信号接地探头馈电测量天线，在步骤7906，将使用安捷伦(Agilent)动量制造的之前设计的导体背衬共面波导至微带过渡设计作为GDSII Agilent动量文件也导入到AWR MWO布局中。在步骤7908，将这两种设计被结合在一起，并将权重和12μm的蚀刻补偿添加到横向尺寸，以考虑在制造工艺中使用的各向同性湿蚀刻。在步骤7910，导出用于布局的最终GDSII文件，并且在步骤1912，提供至洁净室，用于制造。

现在参考图80，其示出了在FR408层压板上图案化铜层的洁净室工艺。首先，在步骤8002，使用剪刀将双面铜FR408层压板切割到合适的尺寸(通常为1.5”×1.5”)。在步骤8004，通过使用丙酮、异丙醇(IPA)和氮气(N₂)进行冲洗来清洁FR408层压板，并且在溶剂罩中或使用具有适当卡盘的CPK溶剂旋转器的程序2进行干燥。在步骤8006，在热板(例如，科尔帕尔默(Cole Parmer)数字热板)上将层压板在130℃下脱水烘焙两分钟。接下来，在步骤8008，使用义德工程YES-310(Yield Engineering YES–310)真空罩烘箱通过雨法(rainmethod)将六甲基二硅氮烷(hexamethyldisilizane，HMDS)沉积在层压板上。层压板样品被置于HMDS烘箱中20分钟，以提高抗粘合性。接下来，在步骤8010，使用具有适当卡盘的CPK溶剂旋转器的程序2清洁掩膜。在步骤8012，仅使用程序0DIW，使用自动掩膜清洁器(Ultratech掩膜清洁器)对掩膜进行进一步的清洁。

在步骤8014-步骤8034执行光刻工艺。首先，在步骤8014，使用例如布鲁尔科技Cee旋转涂布机系统(Brewer Science Cee Spin Coater System)将希普利(Shipley)S1813光刻胶旋涂(spin)到层压板的背面，以保护接地层。在一个实施例中，旋转涂布机系统将以3000rpm并且以3000rpm/运行60秒。在步骤8016，在热板上以115℃软烘90秒，并且在步骤8018，在热板上以130℃硬烘60秒。在步骤8022，将S1813抗蚀剂旋涂到顶侧图案铜层上。在一个实施例中，这是以3000rpm以及3000rpm/秒持续60秒进行的。在步骤8022，在热板上将样品在以115℃软烘90秒。在步骤8024，使用卡尔休斯(Karl Suss)MA6 BA6接触对准器/打印机以110mJ/cm²将样品的顶面暴露。接下来，在步骤8026，利用Microposit MF-319将电路在烧杯中显影60秒。在基罩中利用去离子水(DIW)和N₂冲洗样品。在步骤8032，进行反应离子刻蚀工艺，以使用技术系列85RIE(Techniques Series 85RIE)去除过量的光刻胶。这是通过仅在180mTorr并且以50W持续15秒下施加O₂来实现的。在步骤8034，在热板上以130℃硬烘样品60秒。在步骤8036，在莱卡(Leica)Inm光学显微镜下检查光刻，以确保光刻正确，并确定间隙被限定和不存在过度显影。

在步骤8038-步骤8046，刻蚀12μm铜层。在步骤8038，通过在铜蚀刻剂中搅拌样品，以一分钟的间隔刻蚀铜。询问步骤8040确定铜蚀刻工艺是否完成，如果未完成，则在步骤8042，将样品旋转90°，并且返回步骤8038，以在铜蚀刻剂中搅拌样品。当询问步骤8040确定铜蚀刻工艺完成时，控制转到步骤8044，其中利用DIW和N₂冲洗样品并且在基罩内干燥样品。在询问步骤8046，使用显微镜检查样品，以确定铜是否已被完全去除。如果不是，则控制返回道步骤8038，以进一步在铜蚀刻剂内进行搅拌。如果所有的铜都已被去除，则控制转到光刻胶的剥离工艺。

光刻胶的剥离是通过首先用丙酮、IPA、DIW和N₂冲洗样品且在溶剂罩内干燥或使用具有适当卡盘的CPK溶剂旋转器的程序2干燥来进行的。在步骤8050，在热板上将样品以130℃脱水烘烤5分钟。在步骤8052，在显微镜下对蚀刻的层压板样品进行检查，以确保缝隙被蚀刻，在样品内没有过度蚀刻区域。

所创建的贴片天线可以如图81所示进行测试，以确认天线的操作。首先，在步骤8102，在天线上执行直流测试，以确保G-S-G馈电没有短路。在步骤8104，执行RF测试，以在级联(Cascade)M150探测站上使用Agilent VNA测量跨频带的S₁₁-回波损耗。然后，在步骤8106，可以使用NSI球形近场扫描器以适当的频率测量天线的辐射图。

在另一配置中，贴片天线可以与喇叭天线结合使用，以克服透过窗口或墙壁产生的40dB损失。以上描述的实施例也将被配置以满足FCC和OSHA的要求。除了本文上面描述的技术之外，还可以使用其他近场技术来透过窗口或墙壁传输信息。

收发器芯片组

现在参考图82A，其示出了用于使用RF收发器芯片组透过窗口或墙壁8202传输RF信号的实施例，该RF收发器芯片组以将不会穿透窗口/墙壁8202而无显著信号损失的频率传输从基站8204接收信号的频率。基站8204将无线信号8206传输到建筑物传输穿透系统8230。建筑物传输穿透系统8230包括第一收发器8232，其实施用于从基站8204接收信号8206的传输芯片组。第一收发器8232与第二收发器8212链接，第二收发器8212实施用于在将信号传输到结构中的双向传输链路3236上以及在用于将信号传输到结构外部至基站8204的传输链路8238上的传输芯片组。

位于结构内部的第二收发器8234通过传输线8222和接收线8224与Wi-Fi路由器8220通信。Wi-Fi路由器8220与位于结构内的无线设备通信。传输线8222和8224以与线8214和8216允许第二收发器8234之间的双向通信类似的方式允许Wi-Fi路由器8220和第二收发器8218之间的双向通信。在第一收发器8232和第二收发器8234中实施的芯片组可从基站接收任何频率，所述频率包括但不限于3.5GHz、24GHz、28GHz、39GHz、60GHz、71GHz和81GHz，以便转换为穿透窗口/墙壁8202到建筑物内部并且从建筑物的外部穿透的格式。这些信号可以使用任何协议，所述协议包括但不限于2G、3G、4G-LTE、5G、5G NR(新无线电)和WiGi。

现在参考图82B，其示出了用于透过窗口或墙壁8202传输60GHz或其他带宽无线信号的图82A中的系统8200的更具体的实施例。在该实施例中，使用Peraso芯片组来实现系统8200中的传输。基站8204将60GHz无线信号8206传输到毫米波系统8208。毫米波系统8208包括第一60GHz收发器8210，其实施用于从基站8204接收60GHz信号8206的Peraso芯片组。第一Peraso收发器8210与第二60GHz收发器8212链接，第二60GHz收发器8212实施用于将信号传输到结构中的传输连接8214上的以及用于将信号传输到结构外部至基站8204的传输线8216上的Peraso芯片组。

第二Peraso收发器8212位于窗口或墙壁8202的外部，并将无线信号传输到第三60GHz收发器8218，该第三60GHz收发器实施窗口或墙壁8202内部上的Peraso芯片组。位于结构内部的第三Peraso收发器8218在传输线8222和接收线8224上与Wi-Fi路由器8220通信。Wi-Fi路由器8220与位于结构内的无线设备通信。传输线8222和8224以线8214和8216允许第二Peraso收发器8212和第一Peraso收发器8210之间的双向通信类似的方式允许Wi-Fi路由器8220和第三Peraso收发器8218之间的双向通信。对于TDD，通常为TX分配3个时隙，为RX分配1个时隙，由于在时间上分开，因此这些时隙不会发生冲突。因此，对于双向通信，不会产生相同频率的干扰问题。对于使用相同频率和时间的情况，可以使用用OAM扭转波束的全双工隔离，其中以+1螺旋度完成TX，以-1螺旋度完成RX。

现在参考图83，其示出了另一个Peraso芯片组实施。图83示出了中继器配置，其中基站8302与在60GHz无线通信链路8306上实施Peraso芯片组的60GHz收发器8304进行通信，信号在实施Peraso芯片组的Peraso收发器8304与第二60GHz收发器8308之间双向传输。第二Peraso收发器2908与第三60GHz收发器8312具有无线60GHz通信链路8310，该第三60GHz收发器8312也在某一距离(其通常由8314指示)上实施Peraso芯片组。由Peraso收发器8304和Peraso收发器8308组成的中继器8316使来自基站8302的信号被升压并且在更远的距离上被传输到Peraso收发器8312。Peraso收发器8312在通信线路8322和8324上与路由器8318双向通信。如上文所述的中继器配置可用于扩展从基站8302传输的60GHz信号的传输范围。

图84A示出了可用于如上所述的传输的Peraso收发器8460的顶层的框图。一对天线8462用于发射(8460B)和接收(8462A)60GHz信号。根据上述实施例之一的接收的信号从天线8462A被传递到解调器8464，其中从天线8462A接收的信号响应于从锁相环/本地振荡器块8466提供的信号被解调。解调后的信号被传递到模-数转换器8468，用于响应于解调的信号以及由时钟发生器8470提供的时钟信号将模拟信号转换成数字格式。在输出端8472提供数字信号。

待传输的信号以数字格式被提供在输入8474处，并且响应于时钟发生器8470发出的时钟信号在数-模转换器8476处将数字格式转换为模拟格式。响应于模拟信号以及来自锁相环/本地振荡块8466的控制信号，在调制器8478中调制模拟信号。调制后的信号从Peraso收发器8460从上述配置之一中的天线8462B被发送。Peraso芯片组在2015年12月18日的Peraso W110 WiGig芯片组产品简报中有更详细的描述，该内容通过引用并入本文。

现在参考图84B，其示出了Peraso芯片组的更详细的应用图。虽然已经描述了60GHz频带的Peraso芯片组，但是本领域技术人员将认识到芯片组可利用中继器能够扩展信号传输能力的任何频率。该示例包括但不限于毫米频带、28GHz频带、39GHz频带、2.5GHz频带、3.5GHz CBRS频带和5GHz Wi-Fi频带。Peraso芯片组包括W110芯片组，其目标是与WiGig应用一起使用。Peraso芯片组采用PRS 1125集成电路8402和PRS 4001集成电路8404来实施IEEE 802.11ad功能。Peraso芯片组实施了完整的超高速USB 3.0到WiGig的解决方案。PRS 4001低功耗WiGig基带集成电路8402集成了模拟前端8406，该模拟前端8406包括数-模转换器8408、模-数转换器8410和锁相环8412。PRS 4001电路8402还包括基带物理层8414、Mac层8416和两个RISC CPU核。PRS 4001电路8402符合IEEE 802.11ad标准。USB2.0和3.0接口8424支持USB通信。PRS 4001电路8402支持与所有Peraso 60GHz无线电的无缝连接。

PRS 1125集成电路8404是提供有60GHz单端接收器和传输接口的单芯片直接转换RF收发器。PRS 1125电路8404提供上至14dBm的传输输出功率(优于-21dB传输EVM(16-QAM))，小于5dB的接收器噪声，以及大于70dB的接收器转换增益。集成的单端60GHz天线接口包括发送数据路径8418和接收数据路径8420。锁相环8422利用集成控制器调谐到IEEE802.11ad的所有信道。Peraso芯片组提供无线存储、无线显示和多千兆位移动无线应用。天线8426包括具有跨整个60GHz频带的8.5dBi增益的NA级贴片天线。

Peraso芯片组收发器之间的通信可以以多种方式进行，以便控制它们之间的吞吐量。如图85所示，第一Peraso收发器8502和第二Peraso收发器8504之间的通信可以在单个通信信道8506上串联实现。在这种情况下，数据在单个通信信道8506上被逐项串行传输。图86示出了并行传输配置。在该配置中，收发器8502和收发器8504之间的传输发生在多个并行工作的信道8608上。在该配置中，不同的数据流可以同时在并行通信信道8508上传输，以增加数据吞吐量。在并行配置中，数据流被两个多子流请求，并且在分开的并行信道8508上被发送。然后可以在接收器8504处将结果进行组合。

图87示出了位于窗口或墙壁8704的外侧的Peraso发射器8702的功能性框图。由于Peraso收发器8702位于窗口或墙壁8704的外部，因此需要某种方式为Peraso收发器8702提供电力。位于墙壁8704外侧的电力单元8706可以以多种方式为Peraso收发器8702供电。在一种实施方式中，电力单元可以包括用于产生电力的太阳能电池和太阳能发电电路。在一个实施例中，位于外部墙壁或窗口上的Peraso发射器的最大功耗为15瓦。为了使收发器提供14dBm或大约25毫瓦的传输功率，产生15瓦的消耗功率。如果每天需要20小时的15瓦消耗功率，那么每天需要大约300瓦的能量来支持收发器。具有1.25的效率的电力单元工作24小时可以提供大约375瓦的能源。375瓦除以3.5(近似的冬季日光小时数)，为收发器提供所需的100瓦的太阳能。

另一种为外部Peraso发射器提供电力的方法如图88所示。位于内部的激光器8802用于将激光束8804内部的能量传输到位于外部Peraso发射器上的光电二极管8806。由于墙壁会阻挡光束，激光束8804将透过窗口传输。传输的激光束的所需功率被定义为：

光学效率Eff_Optics根据所透过的玻璃的类型而不同。窗口玻璃可能是商业或住宅性质的。对于住宅窗口玻璃(诸如ClimaGuard 70/36等)，在445nm的传输波长下，光学效率为0.68。对于商业玻璃(诸如SunGuard SN 68等)，在445nm的传输波长下，光学效率为0.64。

硅光电二极管效率Eff_PV-Cells被定义为：

因此，需要以450nm传输的光功率可以通过使用光学器件和光电二极管的效率以如下方式来确定：

因此，需要以450nm、4.5W蓝光二极管来提供34W功率的激光二极管数目为将为个或大约8个二极管。

VCSEL对准和供电

现在参考图89，其示出了VCSEL 8902。由于一个VCSEL位于窗口的外部，另一个VCSEL位于窗口的内部，因此必须有某种方式用于使从一个VCSEL提供到另一个VCSEL的光传输链路对准。可以实现这种对准的一种方式是在VCSEL 8902上的多个位置处设置对准孔8904。在图89所示的实施例中，对准孔8904位于VCSEL 8902的每个角落。这些对准孔8904以图90所示的方式用于使第一VCSEL 8902a与第二VCSEL 8902b对准。因此，通过视觉对准位于VCSEL 8902a和VCSEL 8902b的每个角落处的每个对准孔8904，VCSEL内的光传输电路可以透过窗口9002被对准。

可以使用图91所示的其他方法为位于窗口上的VCSEL 8902供电，而不是使用外部电源输入，图91示出了位于窗口或墙壁9002内部的VCSEL 9102和位于窗口或墙壁外部的VCSEL9106。电力9108通过某种类型的输入连接被直接地提供给内部VCSEL 9102。内部VCSEL9102中的功率耦合设备9110与外部VCSEL 9106中的类似的功率耦合设备9112耦合。如果VCSEL的9102和9106位于透明的窗口上，则光电感器或其他类型的光功率耦合器可用于功率耦合器件9110和9112。如果VCSEL的9102和9106位于不透明的墙壁的相对侧或者窗口遮挡光信号，则电感耦合设备(如线圈和导体)可用于功率耦合设备9110、9112。以这种方式，功率耦合设备9110向功率耦合设备9112提供能量，以为外部VCSEL 9106提供电力。

系统供电

现在参考图92，其示出了可以向位于系统的外部部分内的外部系统部件9202和位于内部部分5608内的内部系统部件9204供电的方式。内部系统部件9204包括喇叭天线、调制器、解调器和本文所讨论的用于生成用于发送的信号并确定已经接收到的信号的其它部件。外部系统部件9202由关于上面描述的环形器、功率放大器和喇叭天线组成。内部系统部件9204连接到内部电力系统9206，内部电力系统9206可插入位于建筑物内的电力系统中。由于内部系统部件9204和外部系统部件9202被窗口/墙壁9002分开，所以必须有某种方式用于向外部系统部件传输或提供电力。这样做的一种方式涉及使用电力系统9208，该电力系统9208由多个太阳能电池板9210供电，所述多个太阳能电池板9210位于外部系统部件9202所连接到的建筑物的外部上。

从电力系统9208到外部系统部件9202所需的功率大约为.76W。用于提供该.76W功率的一种方式是通过使用太阳能电池板9210。提供.76W或1W的太阳能板可用于太阳能板9210。关于.76W供电系统，24小时0.76W将需要18.24瓦时的功率。如果以1.25％的效率提供18.24瓦时，则这将需要22.8瓦时。如果22.8瓦时的效率除以3.5小时(冬季日光小时数)，则总共提供6.52W。类似地，对于1W系统，1天提供1W需要24瓦时。效率为1.25％的24瓦时需要30瓦时。30瓦时除以冬季可用的3.5小时的太阳提供8.57瓦时。用于提供功率的太阳能板9210可以类似于用于对智能电话充电和平板充电的那些太阳能板。这些类型的太阳能板包括满足.76W和1W能量水平要求的7W充电面板和9W充电面板两者。

具有高效太阳能充电板的7W便携式太阳能充电器通常具有0.8磅的重量。这些装置的一般尺寸为12.8×7.5×1.4英寸(32.5×19×3.5cm)。其它7W非晶太阳能电池充电器面板具有15.8×12.5×0.8英寸(40×31.75×2cm)的尺寸和3磅的重量。可替代的具有单晶电池的9W充电面板的尺寸范围为8.7×10×0.2英寸(22×25.5×0.5厘米)，和柔性太阳能板的尺寸为12×40英寸(30.5×100厘米)。其它9瓦高效太阳能板的尺寸为8.8×12.2×0.2英寸(22.35×31×0.5厘米)。

现在参考图93，不是利用太阳能板，外部系统部件9202可以利用传输的激光功率而不是利用太阳能电力系统来为外部系统部件提供电力。内部系统部件9204具有电力系统9302，其为窗口或墙壁9304的内部部分上的所有部件提供电力。电力系统9302具有到例如位于建筑物内的电力出口的内部电力连接9306。电力系统9302以已知方式向内部系统部件9204提供系统电能。另外，电力系统9302向激光发射器9308供电。在一个实施例中，激光发射器可以包括激光二极管。激光发射器9308产生激光束9910，激光束9910透过窗口9304被传输到位于窗口9304外部的光伏接收器(PV接收器)9312。激光发射器9308包括一组光学器件以限定待被传输到PV接收器9312的光束尺寸。所产生的激光功率可以根据以下等式来定义：

检测445nm处的能量的PV接收器所需的光功率可以根据以下方式定义：

λ＝445nm

这是接收器激光的波长。

R＝0.25(滨松硅-光电二极管)

Eff_Optics＝0.64(光学器件的效率)

因此，为了提供445nm处的功率，需要2W激光二极管。PV接收器9312将接收到的激光能量转化回电能。由PV接收器9312响应于接收到的激光束9310而产生的电能被提供给电力系统9314。电力系统9314并向外部系统部件9202提供电能以使能它们的操作。

现在参考图94，其示出了使用电感耦合而不是使用太阳能板或激光源从内部电源向外部部件供电的另一种方式，外部系统部件9202可以利用由透过窗口/墙壁9404耦合到内部电源的磁感应或磁谐振提供的功率来为外部系统部件供电。内部系统部件9204具有电力系统9402，该电力系统9402为窗口或墙壁9404的内部部分上的所有部件提供电能。电力系统9402具有到例如位于建筑物内的电力出口的内部电力连接9406。电力系统9402以已知的方式向内部系统部件9204提供系统电力。另外，电力系统9402向电感线圈或磁谐振器9408提供电能。电感线圈或磁谐振器9408实现与位于窗口/墙壁9404的外部部分上的第二电感线圈或磁谐振器9412的磁性连接。电感线圈或磁谐振器9408和9412实现从内部电力系统9402到外部电力系统9414的功率的电感耦合或谐振耦合。在电感线圈或磁谐振器9412处响应于所接收的电磁能量9410接收的电能被提供给电力系统9414。电力系统9414并向外部系统部件9202供电以使能它们能进行透过窗口/墙壁9404发送信号的操作。

此外，除了图92、图93和图94中所示的主动供电装置之外，可以使用被动供电装置，该被动供电装置不向外部部件供电，而是从建筑物内的内部部件提供更短距离或更高功率。

电感线圈9408/9412提供了内部和外部电路之间的功率的电感耦合，而磁谐振器9408/9412利用磁谐振耦合在电路之间传输功率。对于电感线圈，线圈之间的耦合系数可按以下方式计算。现在参考图95，可以使用诺伊曼(Neumann)方程计算两个圆形回路之间的互感系数，其中两个圆形回路之间的间隔距离为d 9502，每个的半径为a 9504和b 9506：

其中ds和ds’是圆形纤丝的增量截面，r是两个截面之间的距离，其被定义为：

将上述代入到诺伊曼方程，结果是：

上述方程的积分可用椭圆积分重写，从而得出：

其中K(m)和E(m)分别是第一类和第二类椭圆积分，且m被定义为:

假设值介于0和1之间。

第一类和第二类的椭圆积分的解可以用以下方程近似：

对于较低的m值，功率级数表示显示出合理的精度。然而，随着m的增加，两个椭圆都与数值积分值不同。对于第一类的边沿(lip)到内部目标，随着接近整体，解渐近地趋于无穷，这比用数值积分计算的解快得多。

将K(m)和E(m)的方程代入M(m)的方程，得到：

接下来，将m的方程代入上述表达式，得到互感系数的表达式，作为两个圆同轴回路之间的距离的函数：

对于两个N_1,2匝线圈，可以调整表达式，得到：

其中将两个具有N_1,2的线圈的互感系数表示为距离d、线圈周围材料的磁导率μ和两个线圈的内半径的函数。

可以依据Q因子描述优值(Figure-of-Merit)(U)，其描述了由电感器的回路所储存的能量与在给定循环中耗散的功率之间的比率。根据以下方程，优值取决于不同的线圈参数，例如导线半径Ra、回路半径a、自由空间的穿透性μ₀(因为回路的芯是空气)、芯材料的导电率以及初级回路和次级回路之间的距离d：

在一个实施例中，传输线圈将具有特征：6.25厘米的回路半径，10.25×10^-3的导线半径，4匝线圈，46毫米的初级回路和次级回路之间的距离，以及6.78MHz的工作频率。

现在参考图96，其示出了表格，该表格提供了与不同线圈半径、线圈内的不同匝数和不同的线圈高度上的线圈效率有关的信息。

现在参考图97和图98，其示出了线圈9702彼此电感耦合以及谐振器电路9802彼此电感谐振的方式。图97示出了如何响应于输入电压9706将交变电流从振荡器9704提供到L1线圈9702。L1线圈9702内的交变电流产生交变磁场9708，该交变磁场9708又在次级线圈L2中感应出交变电流。这使得电流被提供给整流器9710，整流器9710将电流提供给负载9712。初级线圈9702产生的磁场在各个方向上基本均匀地辐射。根据平方反比定律，磁场产生的磁通量随距离的变化而迅速下降。因此，次级线圈L29702必须尽可能靠近初级线圈L19702放置，以截取最大的磁通量。

现在参考图98，为了克服感应式无线充电的主要缺点(其由需求紧密耦合线圈从而要求线圈之间精确对准和紧密接近所导致)，可以使用磁谐振无线充电。磁谐振可通过使用不同大小的线圈用于为建筑物内部至建筑物外部的任何有源部件充电。磁谐振电力转移背后的基本概念是将能量以定向方式穿过窗口或墙壁从一个线圈隧道传输至另一个线圈，而不是从主线圈全向地传播能量。磁谐振无线充电电路输入9804两端接收输入电压V_S，输入9804将电压V_S施加到振荡器9806。振荡器9806的输出通过驱动线圈9808。驱动线圈9808在主谐振器电路9802中产生电流，该主谐振器电路9802包括线圈9810，线圈9810具有跨越线圈9810连接的电容器9812。谐振器电路9802a与谐振器电路9802b耦合，以提供磁谐振无线充电。谐振器电路9802b包括线圈9814，该线圈具有跨越线圈连接的电容器9816。谐振器电路9802b与连接到整流器9820的驱动线圈9818耦合，这用于驱动负载9822。磁谐振器电力传递背后的基本概念是将来自谐振器电路9802a的能量隧道传输到谐振器电路9802b，而不是从初级线圈9802a全向地传播。

为了使用电感耦合和磁谐振耦合，以使用上述毫米波传输系统提供从建筑物内部透过窗口或墙壁到建筑物外部的无线电力传输，必须根据采用电感耦合还是采用磁谐振耦合来处理不同的设计。为了提供采用电感耦合的无线电力传输，需要高磁耦合，使得传输电力单元与接收电力单元之间的距离非常小。可用于电感耦合无线电力传递的标准包括Qi和PMA。使用5瓦至15瓦之间的标准，可以在5mm至10mm的小距离上传输。

使用磁谐振耦合的无线电力传输，也称为高谐振无线电力传递(HR-WPA)，其使用松耦合的磁谐振进行电力传输。高品质因数磁谐振器能够以较低的耦合率实现有效的能量传递，从而能够在更大的传输和接收电力单元之间的距离进行电力传递，同时提供更大的位置自由度。现有标准包括Rezence(WiTricity)和WiPower(Qualm)。

现在参考图99，其示出了可用于为本公开的毫米波系统供电的磁谐振无线电力传输系统的功能性框图。在AC输入端9902提供AC电压信号。交流电压信号被施加到AC/DC转换器9904，该AC/DC转换器9904将交流信号转换为直流信号。来自AC至DC转换器9904的直流信号被施加到DC/RF放大器9906。DC/RF放大器9906是将DC电压转换为用于驱动源谐振器的RF电压波形的高效率开关放大器。来自DC/RF放大器9906的RF电压波形被施加以增加阻抗匹配网络9908。阻抗匹配网络9908提供阻抗匹配并提高了系统效率。来自阻抗匹配网络9908的信号被提供至传输侧源谐振器9910，该传输侧源谐振器9910将信号联接到接收侧器件谐振器9912。源谐振器9910和器件谐振器9912是高品质因数谐振器，其能够以较低的耦合率(较大距离和/或位置自由度)在位于窗口或墙壁的相对侧的传输侧和接收侧之间进行有效的能量传递。这种能量耦合被称为高谐振无线电力传递(HR-WPT)。传递到器件谐振器9912的电力传输到第二阻抗匹配网络9914和RF/DC整流器9916。整流器9916被用于需求DC电压的负载9918，并将接收到的AC电力转换回DC信号。

源谐振器9910和器件谐振器9912具有由两个基本参数描述的特性，即谐振频率ω₀和固有损耗率Γ。这两个参数的比率决定了谐振器的品质因数(Q)，(Q＝ω₀/2Γ)是测量谐振器储存能量好坏的量度。谐振器能量在电感(存储在磁场中的能量)和电容器(存储在电场中的能量)之间的谐振频率处振荡，并在电阻器中耗散。谐振器的谐振频率和品质因数被定义为：

该Q的表达式显示出降低电路损耗，即减小R，提高了系统的品质因数。高Q值电磁谐振器通常由具有低吸收率的导体和部件构成，因此具有相对窄的谐振频率宽度。

通过将源谐振器9910定位在靠近器件谐振器9912的位置，可以在器件之间实施耦合，使得谐振器能够交换能量。耦合的谐振器的示意表示在图100中一般性地示出。源电压为正弦电压源10002，其在频率ω处的幅值为V_g，具有等效发生器电阻R_g 10004。源和器件谐振器线圈由电感L_S 10006和L_D 10008表示，其通过互感M耦合，其中每一个线圈具有电容器以形成谐振器(C_S 10010和C_D 10012)。电阻R_S 10014和R_D 10016是寄生电阻，其包括线圈10006、10008以及相应谐振器的谐振电容10010和10012的欧姆和辐射损耗。负荷由R_L 10018表示。

根据以下等式，图100的电路分析规定：被传送到负载电阻器10018的功率除以从源可获得的最大功率，其中源和器件均在ω处谐振：

其中U是系统的优值。

根据下式选择发生器电阻10014、10016和负载电阻10018，以提供最佳的系统性能(由阻抗匹配网络完成)：

然后，根据下式将以上定义的电力传输效率最大化：

无线电力传输系统的最佳可能效率取决于系统的优值，其可以用谐振器之间的磁耦合系数k和空载谐振器品质因数Q_S和Q_D来表示。

磁耦合系数(k)是谐振器的相对尺寸、谐振器之间的距离和谐振器的相对取向的函数。上面的方程示出了使用高品质因数谐振器允许即使在较低的耦合率下也能有效地工作。这就不需要在源谐振器和器件谐振器之间进行精确定位，并且提供了线圈之间更大的距离和更多的位置自由度和移动自由度。消除了精确定位的需要，使客户能够安装位于窗口或墙壁内部和外部的内部和外部收发器。

优值U取决于不同的线圈参数，如导线半径Ra、回路半径a、自由空间的穿透率μ_o、初级回路和次级回路之间的距离d、以及芯材料的导电性。优值U可以用Q因数表示，其描述了回路所储存的能量与给定周期内耗散的功率之间的比值。

m＝4a²/(4a²+d²)

R＝R_T＝R_R＝R_rad+R_ohm

其中，σ表示材料的组成类型，c表示光速。

现在参考图101，其提供了用于将50Hz电网AC转换为kHz(例如图99的DC/RF放大器9906)的功率发生器的电路图。其示出了用于无线电力传递系统的潜在电源，其利用整流和开关网络将电网AC转换为能量传递系统的工作频率。图101示出了包括有整流器10102和开关网络10104的电源的简单示例，所述整流器10102包括四个二极管10104，所述开关网络10104包括四个功率MOSFET晶体管10108。电容器10110连接在整流器10102和开关网络10106之间。该电源的电阻在250m至400m范围内。对该电源的输入通过端子10112跨越整流器10102来提供。来自开关网络10106的输出v₁ 110114是大体上的方波电压。归一化的方波信号f(t)的傅立叶分量是：

现在参考图102，其示出了利用阻抗匹配来克服谐振器10202和10204之间的损耗的方式。谐振器10202和10204的示意图以前述的用于透过窗口10206传输的方式提供。在电感L_S和L_D两端分别插入两个电阻器R_thin，以模拟和模型化由低E级的薄银层引起的涡流损耗。通过采用前面描述的阻抗匹配网络、线圈和电阻通过电阻和/或匹配控制进行适当的阻抗匹配，可以通过改变线圈的匝数、线圈的面积、线圈的穿透率(材料类型)以及谐振频率来克服损耗。

图103和图104示出了外部传输电路10302和内部传输电路10304的透视图和侧视图，其使用Peraso芯片组和电感或谐振耦合来将电力从内部传输电路传输到外部传输电路。外部传输电路10302包括天线10306，该天线从基站或其他外部传输源接收毫米波传输。在可替代的实施例中，天线10306还可以包括Peraso收发器，以使得能够直接接收来自另一个Peraso收发器的传输。Peraso收发器10308用于透过将外部传输电路10302与内部传输电路10304隔开的窗口或墙壁传输信号。线圈10310用于以上面描述的方式从建筑物内部进行电感电力传输或磁谐振电力传输。电路板10312用于将天线10306、Peraso收发器10308和线圈10310的电子部件进行互连。

内部传输电路10304包括Peraso收发器10312，用于使用外部传输电路10302中的Peraso收发器10308发射和接收信号。内部线圈10314实现与外部传输电路10302的电感或磁谐振电力耦合。此外，电路板10316实现Peraso收发器10312、线圈10314和任何其他内部电子电路之间的互连。

对于信号或电力必须透过其传输的窗口玻璃，可以根据下面示出的德鲁德(Drude)模型计算相对介电常数、电力传输、相位和反射：

ω_p：体等离子体频率

γ：带内阻尼项

对于银：ω_p＝9.6ev,γ＝0.0228ev

∈_r＝(n+ik)²

k∝吸收引起的损耗量

吸收功率：

相：

图105示出了∈_r,n,k，吸收功率和吸收损耗的值。

一层的反射损耗可以被定义为-10log(1-R²)，而两层的反射损耗可以被定义为-10log(1-2R²-R⁴-2R³)。吸收损耗被定义为-20loge^-αx。图106和图107中更详细地示出了这些值。这些值可以根据反射率R确定：

和吸收系数：

住宅IP网络系统的应用

当前的宽带系统使用具有光纤连接的有线宽带，以将信息从网络供应商传输给客户。例如，AT&T的U-verse使光纤到节点以及铜缆到驻地或者在某些情况下使光纤一直提供到驻地。光纤到驻地系统是昂贵的并且需要大量的时间来部署。其他解决方案是DirecTV，来自Frontier的DLS调制解调器，Charter或Comcas的有线电视盒(cable box)。另一个解决方案是实施宽带无线传输。然而，在使用无线、高频RF波传送宽带时，会出现关于信号无法穿透房屋和建筑物的窗口玻璃和墙壁的问题。

在传统的有线电视或卫星网络中，使用广播RF视频技术，所有的内容都不断地向下游流向每个客户，并且客户在机顶盒处切换内容。客户可以从有线电视或卫星供应商提供的多种选择中进行选择，这些是通过流入家庭/企业的管道提供的。广播网络只是从供应商向客户传输数据的一种方式。到目前为止，这种方法是在屋顶上放置天线以接收来自枢纽中心的信号，然后钻穿不同的楼层，以使信号能够穿透建筑物。这种从建筑物的屋顶到建筑物内各个单元的传送方式对运营商来说成本高昂且耗费时间。另一种方法是将波束从枢纽中心引导到各个单元，但这可能会导致信号击中建筑物的窗口或墙壁。当无线电波束试图穿透建筑物时，墙或窗会引起损耗。这些损耗对毫米波无线电信号来说是巨大的，因此利用上述技术提供宽带传输的方法将会很有益处。

一种用于解决上述关于无线宽带传输问题的方式如图108所示。将现有的住宅IP网络系统10802与毫米波传输系统10804结合，可以提供一种改进的组合的住宅IP网络系统10806。毫米波传输系统10804具有更高的比特率、更精确的波束形成和转向、更小的占用空间等优点。住宅IP网络系统10802包括由因特网、电视和VoIP电话服务组成的组合服务。这些服务可以捆绑订购，也可以单独订购，并且不是所有的服务组合都是可用的。TV服务基于用于提供电视服务的IPTV(互联网协议电视)。网络系统10802还利用IP技术(因特网协议技术)，使得利用因特网协议将电视、计算机、家庭电话和无线设备集成在一起工作。这提供了许多有用的特性，以提供服务的方式更多地控制设备。IP技术的使用还提供了更多的个性化，使得服务可以根据用户的具体需求进行量身定制。这类服务的例子是AT&T U-verse、DirecTV、来自Frontier的DLS调制解调器、Charter或Comcas的有线电视盒。住宅IP网络系统10802和视频主干网提供高质量的视频、高级功能和其他应用。住宅IP网络系统10802是一种通过光纤到驻地或者光纤到节点技术来提供给用户的住宅的双向IP网络。

毫米波系统10804使信号透过窗口或墙壁传输，如上文更充分描述的。通过将毫米波系统10804与住宅IP网络系统10802相结合，可以从网络供应商向位于建筑物内部的用户设备提供无线宽带传输，而不会通过透过窗口或墙壁传输信号而造成损耗。在组合的住宅IP系统10806中，内容将保留在网络中并且仅在客户提出要求时被提供。在组合的住宅IP系统10806中，IP网络是双向的。交换视频的传送不受家庭/企业中“管道”的大小的限制。网络允许提供更多的内容和功能。这种网络创建了为客户提供了更多选择的潜力，包括不同受众感兴趣的小众节目(niche programming)和更高清晰度(HD)节目。

与“传统”有线电视或卫星电视相比，提供IPTV的组合系统10806是一种不同的、改进的配置，其能够在网络中提供更高的灵活性和创造力。与传统的单向有线电视或卫星广播网络相比，使用IPTV的组合系统10806能够实现双向交互。双向住宅IP网络能够使观看者有更多的选项进行交互、个性化和控制他们的观看体验。IP技术还允许在家庭网络中提供更大的灵活性。采用组合系统住宅IP网络，所有具有任何家庭或企业的系统接收器都连接在同一个高速网络上。这使我们能够将游戏机、笔记本电脑和其他设备连接到驻地住宅IP网络。

在组合系统10806上观看IPTV与在公共互联网上观看流视频是不同的。利用IPTV，节目通过网络供应商的住宅IP网络传输，使网络供应商能够控制视频质量和服务的可靠性。尽最大努力的互联网视频可能会由于较低的带宽、较高的流量或较差的连接质量而受到延迟。由于IPTV使电视能够与其他服务进行通信，因此可以将基于集成的高速互联网的内容和特性带到电视屏幕上。例如，可以直接从电视上看到上传到公网或个人云的在线照片。

现在参考图109，其更具体地示出了图108的住宅IP组合系统10806的功能性框图。网络内容10902由服务供应商提供给毫米波传输系统10904。网络内容10902可以包括视频、音频、因特网网页或任何其他基于网络的材料。毫米波系统10904可按照上文关于将信号从建筑物的外部传输至建筑物的内部以及从建筑物的内部传输至建筑物的外部所述的系统在若干波长下工作。毫米波系统10904将包括用于在上述的建筑物的内部和外部双向传输的所有各种系统。毫米波系统10904将宽带数据传输到位于建筑物内部的住宅IP系统10906。毫米波系统10904可以位于玻璃或墙壁的两侧，允许通过光学或RF使无线电波隧道传输。毫米波系统10904凭借窗口单元处的电子集成直接连接到住宅网关10906。在可替代的实施例中，毫米波系统10904在许可频带上或者无许可的带波束成形的Wifi上无线连接到住宅网关10906。住宅IP系统1106凭借有线连接10910和无线连接10912向位于建筑物内部的若干家庭设备10908提供宽带内容。

图110示出了住宅IP网络系统11002的功能性框图。来毫米波传输系统的输入11004将宽带信号提供到住宅IP网络网关11006，其中该毫米波传输系统能够使毫米波从外部传输单元传输到结构内部。住宅IP网络网关11006确定来自输入11004的信号需要被路由到何处，并且向多个可能输出中的一个上的输出提供与请求宽带信息的设备相关的适当目标IP地址。输出线可包括同轴电缆11008、以太网电缆11010或现有电话线11012。同轴电缆11008可向机顶盒11014提供输入，然后机顶盒11014通过例如HDMI连接11018向客厅电视11016提供输出。第一以太网连接11010可以连接到机顶盒/DVR 11020。另一个以太网连接11022向第二电视11024提供数据。以太网连接11010还可以向PC 11026或网络驱动器11028提供数据。现有的电话线连接11012将被提供给电话插座11030，用于电话的连接。最后，Wi-Fi天线11032为住宅IP网络网关110062提供了在结构中提供Wi-Fi网络连接的能力。Wi-Fi网络连接使设备(例如PC 11034、笔记本电脑11036、iPad 11038或iPhone 11040)能够无线连接到住宅IP网络网关11006，以接收宽带数据。

图111示出了可利用毫米波系统向住宅IP网络系统传输信息的方式。位于结构外部的接入单元11102将宽带数据无线传输至位于与住宅IP网络系统相关联的一个或多个结构内的CPE(customer premises equipment，客户驻地设备)单元11104。接入单元11102可以通过无线传输或硬连线连接接收用于传输到CPE单元11104的宽带数据。在接入单元11102和CPE单元11104之间提供的无线接入可以在任意数量的频带中提供，这些频带包括但不限于24GHz、28GHz、39GHz、60GHz、以及2.5GHz的毫米频带、3.5GHz CBRS频带、2.4GHz和5GHz Wi-Fi频带。使用上述任何一种用于透过墙壁或窗口传输信号的传输技术将这些信号从结构外部传输到结构内部。在结构中，CPE单元11104使用Wi-Fi或驻地内的其他未许可的频带向物联网(Internet of things，IOT)设备11106、PC 11108、IP TV 11110、闭路电视11112、IP电话11114和Wi-Fi扩展器11116传输信号。这些只是基于IP设备的一些示例，并且在用于与CPE 11104进行通信的结构中，可以使用任何类型的Wi-Fi可连接设备。将宽带数据从结构外部传输到结构内部的方式可以采用上述毫米波传输系统以多种方式进行配置。

图112示出了第一实施例，其中接入单元11102将宽带数据无线传输到位于窗口或墙壁11204的外侧的毫米波系统收发器11202。该系统是用户安装的，建筑物外部具有中继器(收发器11202)和建筑物内部具有收发器11206。这种配置使用玻璃或墙壁两侧的毫米波发射器，其可以利用光信号或RF信号对无线电波进行隧道传输。宽带信号通过在集成窗口单元处的电子集成被直接地连接到CPE设备11104，以提供对住宅IP网络11208的接入。向毫米波收发器11202的无线传输可以在任何频带内，包括但不限于毫米波频带(诸如24GHz、28GHz、39GHz、60GHz和2.5GHz)、CBRS频带(诸如3.5GHz)、以及Wi-Fi频带(诸如2.4GHz和5GHz)。毫米波收发器11202透过窗口或墙壁11204将信号传输到位于结构内部的第二毫米波收发器11206。毫米波收发器11202和11206的组合可以是以上关于透过窗口或墙壁11204传输信号的系统所讨论的系统中的任何一种。内部毫米波收发器11206将接收的数据输出到与住宅网络IP 11208相关联的客户驻地设备11104(或接收来自客户驻地设备11104的数据)。毫米波收发器11206和CPE 11104可包括位于同一盒体或设备内的集成设备，用于从位于结构外部的毫米波收发器11202接收信号，并且向住宅IP网络11208及相关设备提供数据。

图113示出了可替代的实施例，其中接入单元11102将宽带数据信号无线地传输到外部毫米波收发器11202，如前面关于图112所描述的。在本实施例中，毫米波收发器被设置在窗口或墙壁11204的侧面，使得能够使用光信号或RF信号对无线电波进行隧道传输。然后，透过窗口或墙壁11204传输的信号使用非授权频带或带波束成形的非授权Wi-Fi无线连接到CPE11104。如本文所述的，外部毫米波收发器11202透过窗口或壁11204将数据传输到内部毫米波收发器11206。内部毫米波收发器11206包含波束成形设备或Wi-Fi路由器，其允许利用波束成形许可或Wi-Fi将接收到的信号传输到集成的毫米波收发器12002和CPE11104。CPE11104将数据传输到住宅IP网络11208及相关设备。

现在参考图114，其示出了用于将宽带信号传输到住宅IP网络11208的系统的另一实施例，其中接入单元11102将信号无线地传输到位于建筑物或结构的窗口11404的外侧的毫米波收发器11402。毫米波收发器11402位于窗口玻璃的外部，并且使用大功率相控阵列和波束成形电路11403，以使得能够利用许可频带或非授权Wi-Fi使无线电波隧道传输以无线连接到与窗口11404呈一定距离的CPE 11408。毫米波收发器11402包括提供有波束成形或Wi-Fi路由能力的高功率相控阵列11403，用于透过窗口11404将信号无线传输到位于结构内部但被置于并不直接位于窗口11404相对侧的位置上的毫米波收发器11406。毫米波收发器11406与CPE 11408集成，CPE 11408将宽带数据传输到住宅IP网络11208及相关设备。

所描述的系统提供了允许信号从建筑物外部传输到建筑物内的设备的光或RF隧道。一旦宽带接入被传送进驻地(住宅或商用的)中，可在驻地内使用其他未许可的频带。光或EF隧道也可用于允许来自位于建筑物内部的物联网设备的信号从内部传输到外部。除了上面描述的技术之外，还可以使用其他近场技术来透过窗口或墙壁传输信息。

具有光网络的毫米波

下一代千兆位速率的宽带接入所面临的挑战之一是需要将光纤传输到家庭或企业。采用固定毫米波5G无线接入技术，为无源光网络(passive optical network，PON)端点的现有光网络单元(optical network unit，ONU)可用于自安装的固定无线接入点的聚合。图115示出了毫米波系统11502与诸如GPON/NG PON2/vOLTHA的光学数据传递系统11504的组合。这种组合系统能够控制从OLT到毫米波RU的带宽分配，这将在下文中更全面地描述。这些光学数据传递系统11504中的每一个提供了将数据从中心网络位置传输到毫米波系统115022的方式，该毫米波系统使得数据能够以RF格式在最后一段(last drop)(最后100米)中被传输到用户驻地(诸如家庭或企业)。毫米波系统11502可使用毫米波波束成形和波束转向技术，以响应于动态改变网络条件确保为家庭应用提供的服务的质量。毫米波系统11502提供到住宅网关11506(如上文所述的IP网络网关)的连接，以向位于家庭或企业内的用户提供服务。毫米波系统11502大大增加了可以将5G毫米波用来提供千兆以太网的企业和住宅建筑物的数量。因此，毫米波系统11502使用TDMA和SDN控制的波束转向，以用于在传输到住宅网关11506的结构处对毫米波系统进行无线最后一段接入。

由于住宅网关11506没有能力基于网络状况动态地触发或调整毫米波系统11502和光学数据传输系统11504之间的数据流操作，因此下面描述的混合型ONU和毫米波远程单元可以实施创新的SDN，其利用动态网络分片机制和优化的OLT ONU信令框架能够使波束转向机制获得高质量的体验。因此，如在图116中更具体地示出的，GPON/NG PON2/vOLTHA网络11504中的光网络数据流11602和RF网络11502的数据流11604可由控制系统11606均衡，使得RF网络11502提供足够的资源来支持所需的光网络数据流11602，并且光网络11504提供足够的资源来支持RF网络数据流11604。这种配置涉及配置光网络11504和RF网络11502中的网络设备。因此，光网络11504和RF网络11502由可由中央控制器远程重构以便能够均衡由网络传输的负载的部件组成。如果任何一个网络上没有足够的资源，网络配置11608可能会改变，使得光网络11504和RF网络11502之间的网络数据流是均衡的，以防止在两个网络之间的接口处出现任何瓶颈。网络重构可以利用于2017年7月31日提交的题为“超宽带虚拟化电信和因特网”(律师案卷号NXGN 60-33592)的15/664,764号美国专利申请中描述的网络配置控制技术，该美国专利申请通过引用并入本文。

光学数据传递系统11504(图15)包括GPON、NG PON2、vOLTHA或类似类型的系统。现在参考图117，在GPON(千兆位无源光网络)中，使用两种主要的有源类型的传输设备：OLT(光线路终端)11702和ONU(光网络单元)11704或ONT(光网络终端)11706。光线路终端11702在中心局11708中，并且控制通过光分配网络的两个方向的信息。OLT 11702包含CSM(控制和开关模块)、ELM(EPON链路模块、PON卡)和冗余保护。光网络单元11704将来自OLT 11702的通过光纤11710传输的光信号转换为电信号，该电信号被发送给客户驻地11712处的个体订阅者。ONU 11704也可以将来自订阅者的数据发送到OLT 11702。光网络终端11706与ONU11704基本相同。ONT 11706是ITU-T(ITU电信标准化部门)术语，ONU 11704是IEEE术语。两者均指GPON系统中的用户侧设备。GPON支持高带宽、三重播放服务，并且距离可达20千米。

在光纤到企业配置11714中，OLT 11702通过光纤11710连接到ONU 11704。ONU11704通过铜线11718与PON端点11716连接。在光纤到机柜配置11720中，OLT 11702通过光纤11710连接到ONU 11704。ONU 11704通过铜线11718与PON端点11716连接。最后，在光纤到家庭连接11722中，OLT 11702通过光纤11710与ONT 11706连接。

现在参考图118，来自OLT 11702的单个光纤11710行进到无源光分路器11802。分路器11802将功率分成到用户11806的分开路径11804。可以有2条到128条用户路径11804。GPON有两种多路复用机制。在下行方向(OLT到用户)，数据包被加密并广播给用户。在上行方向(用户到OLT)，利用TDMA传输数据包。

ONU-ID是OLT 11702通过PLOAM消息在ONU激活期间分配给ONU 11704的8位标识符。ONU-ID在整个PON中是唯一的，并保持直到ONU 11704被OLT 11702断电或停用。OLT11702还向ONU 11704分配12位分配标识符(ALLOC_ID)，以识别承载业务的实体，该实体是该ONU内的上行带宽的接收方。

传输容器(T-CONT)是一组逻辑连接，其作为ONU 11704的上行带宽分配的单一实体出现。对于给定的ONU 11704，支持的T-CONT的数量是固定的。ONU 11704在ONU激活期间自主地创建所有支持的T-CONT实例，并且OLT 11702发现由给定ONU支持的T-CONT实例的数量。T-CONT有5种类型。类型1具有固定带宽，用于对延迟和高优先级敏感的服务。类型2和3是有保证的带宽类型，主要用于视频服务和高优先级的数据服务。类型4是尽最大努力(best-effort)的类型，主要用于诸如因特网和低优先级的数据服务。类型5是混合类型，其涉及所有带宽类型。

ONU 11704可以位于距OLT 11702不同距离处，这意味着每个ONU的传输延迟是独特的。测距由OLT 11702执行，以测量延迟，并在每个ONU 11704中设置寄存器，以使其延迟均等。OLT 11702将向每个ONU 11704发送一个赠予(grant)，以设定用于传输的规定的时间间隔。赠予映射每几毫秒动态重新计算一次，并用于为所有ONU分配带宽，以满足这些需求。

动态带宽分配(Dynamic Bandwidth Allocation，DBA)允许基于当前的流量需求快速采用用户的带宽分配。GPON使用TDMA来管理ONU 11704的上行接入，TDMA为每个ONU提供非共享时隙，用于上行传输。DBA允许上行时隙基于上行业务负载的分布进行收缩和增长。在OLT 11702上没有DBA支持的情况下，上行带宽被静态分配给T-CONT，T-CONT不能共享并且只能通过管理系统改变。

DBA有两种形式：状态报告DBA(SR-DBA)和非状态报告DBA(NSR-DBA)。在SR-DBA中，OLT 11702请求T-CONT缓冲区状态，ONU 11704针对每个T-CONT以单独的报告进行响应。OLT11702一旦接收到报告就重新计算带宽分配并向ONU 11704发送新映射。ONU 11704以指定的时隙发送数据。ONU 11704向OLT 11702上游发送空闲信元，以通知ONU没有要发送的信息。然后，OLT 11702可以将赠予分配给其他T-CONT。

在NSR-DBA中，OLT 11702不断地为每个ONU 11704分配少量额外带宽。如果OLT11702观察到ONU 11704没有发送空闲帧，则其增加该ONU的带宽分配。如果ONU 11704正在发送空闲帧，则OLT相应地减少其分配。NSR-DBA的优点是ONU 11704不需要注意DBA，但是缺点是OLT 11702无法以最有效的方式知道如何将带宽分配给几个ONU 11704。

现在参考图119，其示出了上游GTS帧11902和下游GTS帧11904。图120示出了下游GTC帧11904的更详细视图。下游GTC帧11904的持续时间11906为125微秒(us)，长度为38880字节(byte)，其对应2.48832Gbps的下游数据速率。OLT 11702向每个ONU 11704广播PCBD(GTC报头)11908，ONU根据相关信息动作。PCBD包括Psync字段12002，该字段指示ONU 170的4帧的开始。Ident字段12004包含8KHz的超帧计数器字段。PLOAMd字段12006处理诸如OAM相关警报或跨阈值警报等功能。BIP字段12008是位交叉校验，用于估算位误码率。下行有效负载长度指示器(Plend)12010给出了上行带宽(US BW)映射的长度。上行带宽(US BW)映射字段12012中的每个入口代表分配至特定T-CONT的单一带宽。

分配ID字段12014指示带宽分配的接收方，并使用最低254个分配ID值直接处理ONU11704。Flag字段12016允许指定ONU 11704的物理层开销块的上行传输。时隙起始字段12018和停止字段12020指示上行传输窗口的开始和结束。CRC字段125022提供了带宽分配字段的错误检测和更正。

GTC有效负载字段12024包含一系列GEM(GPON封装方法)帧12026。下游GEM帧流在ONU 11704处被过滤。每个ONU 11704被配置以识别属于它的端口ID，并且端口ID唯一地标识GEM帧12026。

现在返回参考图119。上行GTS帧持续时间11914为125微妙，长19440字节，其给出了1.24416 Gbps的上行数据速率。每个帧11910包含来自ONU 11704的多个ONU传输突发(brust)11912，每个突发包含物理层开销(PLOu)部分11914和一个或多个带宽分配间隔11916。BW映射指定了帧内的突发的布置和每一突发内的分配间隔。

现在参考图121，其更详细地示出了上游GTS帧11910。PLOU突发12102包含了确保物理层操作适当的前同步码(preamble)。PLOu字段12102还包含ONU-ID字段12104，该字段指示ONU 11704的唯一ONU-ID。上游物理层OAM(PLOAMu)字段12106负责管理功能，如测距、激活ONT 11706和警报通知。上行功率水平序列(PLSU)字段12108包含关于ONU 11704处的激光功率水平的信息，如由OLT 11702所见的。

使用GTC帧有效载荷部分12112将GEM帧12026从OLT 11702传输到ONU 11704。OLT11702可以分配多达所有下游帧，以满足其下游需求。ONU基于Port-ID对传入帧进行过滤。使用配置的GEM分配时间将帧从ONU 11704传输到OLT 11702。ONU 11704缓存帧，并且在由OLT 11702分配时间时以突发的方式发送帧。OLT 11702多路复用从ONU 11704接收的帧。

另一种可用于光学数据传输系统11504(图115)的系统是NG-PON2(下一代无源光网络)系统。nnn-PON2是40Gbps的多波长PON系统，它可以增长达到80Gbps。NG-PON2系统有三种类型的信道速率：基本速率10/2.5Gbps或可选的10/10Gbps和2.5/2.5Gbps。

NG-PON2的主要目标需求是增加每光线路终端(OLT)PON口的聚合容量，在下游1Gbps和上游0.5Gbps至1Gbps处的任意光网络单元(ONU)的可持续带宽，支持每端口64或更多的ONU，与继承PON基础设施的兼容性，40千米差异达到距离和平顺迁移，支持同一光分布网络(ODN)上的多个应用，嵌入式测试和诊断能力和PON恢复能力。

推动下一代PON需求的应用有很多，包括FTTB、企业、移动回程、前程和云接入网(Cloud-RAN)。内容是用于当前高接入比特率需求的主驱动器。内容服务供应商需要为未来的接入网络做准备，并且可以得出结论是未来的接入网络将是真正的多服务解决方案。

目前，软件包和个人数据是从数据中心下载和存储的。这需要很高的上传和下载速度以及对称性和低延迟。这意味着从NG-PON2获得的“云商机”也是向新网络演进的一个非常重要的原因。

NG-PON2与继承损失预算类别兼容。NG-PON2要求14分贝的最小光路损耗，并且允许40公里的差异达到距离。由Tx/Rx波长通道调谐时间的NG-PON2定义3类。第一类部件可能包括阵列上的开关激光器，第二类部件可能基于电子调谐激光器(DBR)，而第三类部件可能是热调谐DFB。

NG-PON2传输汇聚层具有多波长、TWDM和点对点信道等协议支持的新能力。通信从单个信道开始，然后增加更多的信道和分布式OLT信道终端(CT)，其可以驱动单一光纤。新的协议功能允许多波长，因此协议支持调谐、新的标识来区分系统和波长信道、用于PtP，WDM和TWDM激活的新的管理协议、处理不允许在错误波长信道中传输的具有非校准激光器的ONU、分布式OLT信道终端上的某些过程的通道间消息、以及可被检测和缓和的新的欺诈场景。

NG-PON2具有通道间终止协议。OLT CT(通道终止)被分布使得一些程序需要在OLTCT之间传递信息，例如同步OLT CT静止窗口、ONU调谐、ONU激活、驻留孤立的ONU、连接到错误ODN的ONU、OLT CT之间的ONU的引导切换以及欺诈ONU隔离。

NG-PON2还涵盖了ONU的不同保护场景和欺诈行为，例如当ONU发射器跳跃到错误的上行信道、ONU发射器在错误的上行波长处开始发射、OLT CT在错误的下行波长信道中传输以及当来自共存设备的干扰。

目前的NG-PON2 OLT光学器件是基于集成在XFP外形因子上的双向光子组件(BOSA)。这些光学器件适用于TWDM PON、下行10Gbps、上行2.5Gbps或10Gbps。XFP将电吸收集成激光二极管和半导体光放大器(SOA)集成，以达到A N1类NG-PON2光学要求。将高灵敏度突发模式雪崩光电二极管(APD)、预放大器和限幅放大器作为接收部件安装到集成在单模光纤插芯(fiber-stub)中的封装中，具有等于10Gbps的-28.5dBm，以及2.5Gbps的-32dBm的灵敏度。

NG-PON2 ONU光学器件是基于板载BOSA(双向光子组件)的光学器件。BOSA集成了在+4～9dBm、能够进行4个上行信道的N1 A型链路中以10Gbps或2.5Gbps发射高光功率的突发模式可调谐分布式反馈激光器(DFB)。在接收侧，高灵敏度的4信道可调APD，前置放大器和限幅放大器可以以10Gbps的-28dBm的灵敏度工作。

可用于光学数据传输系统11504(图115)的另一实施方式是虚拟光线路硬件终端抽象(Virtual Optical Line Termination Harware Abstraction，vOLTHA)，该虚拟光线路终端Harware抽象可用于上述系统中的一个中。如图122所示，vOLTHA是在继承和下一代网络设备顶上的抽象层。它最初是用于PON(G-PON、E-PON、XGS-PON)，最终是用于G.Fast、NG-PON2DOCSIS和以太网。vOLTHA使接入网作为抽象的可编程交换机，并与继承和虚拟化设备一起工作。vOLTHA可以在设备或通用服务器上运行。

每一种接入技术都携带自己的协议和概念，这意味着对继承接入设备的控制和管理将是一个问题。vOLTHA将接入技术的差异限制在本地接入，并将它们隐藏在OSS堆栈的上层。现在参考图123，其示出了具有OLT 12302和ONU 12304链路的vOLTHA的实施方式。OLT12302通过分路器12305与多个ONU 12304通信。VOLTHA容器通过GRPC进行通信。主容器将事件发布到Kafka，并在Consul中保留数据以进行服务发现。南向OLT适配器12306和ONU适配器12308也将是他们自己的容器。OLT适配器12306和ONU适配器12308通过vOLTHA核心123310实现了OLT-ONU的互操作性。ONU适配器12308通过OLT适配器12306向OLT 12302发送OMCI(ONT管理控制接口)。

使用vOLTHA为波敏捷性(Wave Agility)创建硬件抽象层，实现通过毫米波固定无线接入(具有动态QoS应用和网络分片支持的千兆速率接入)与住宅网络IP网关的集成。千兆位速率的下一代宽带接入所面临的挑战之一是需要将光纤延伸到家庭或企业。现在参考图124，使用固定毫米波5G无线接入技术ONU 12402(PON端点)可以用于自安装固定无线接入点的聚合。

几乎所有最近的FTTH(光纤到家庭)部署以及目前正在计划的FTTH使用无源光网络。无源光网络(PON)12412的概念涉及使用无源光纤分路器，该分路器允许多个用户(通常为32至128个)共享一个光纤对。GPON还看到了几个大型Telco的试验和初始部署，但是这些试验和初始部署在很大程度上被用作用于通过GEM帧内的封装(GPON封装方法)12026(图120)传输以太网的基础。以非常严格的定时要求设计GPON。因此，EPON和GPON都使用时分多址(TDMA)，非正式地称为“分时”。时间被分为固定或可变长度或长度足以包含一个或多个数据帧(通常约为100至1000毫秒)的时隙。在给定的时隙期间，一个ONU12402被允许传输，并且所有其他的ONU必须关闭其激光器。OLT 12410负责确定传输时间表并将其发送给ONU12402(这有时被认为是由OLT的批量轮询的形式)，并且ONU必须保持与OLT的时钟同步的精确时钟，以便在准确的时刻传输。

分配给每个ONU 12402的时隙数不需要保持固定。EPON和GPON都提供了灵活的机制，使得OLT 12410能够根据需求和网络运营商的策略，将带宽动态地分配给ONU。这些机制对于所采用的算法来说是非特异性的，特别是在EPON中，其中基于请求的极简单的协议给感兴趣动态带宽分配算法留下了很多的空间。利用PON技术将带宽分配扩展到毫米波技术是理想的，向所有ONU 12402广播一个信道，并用其目标ONU的地址标记每一帧。ONU 12402将通过家庭网关12406将帧转发到其最终用户的局域网上，而所有其他ONU将丢弃该帧。这是TDMA的一种形式，其中OLT 12410确定其传输时间表以及每个时隙持续一帧的时长。

毫米波系统12004还可以利用毫米波波束形成和波束转向技术在动态变化的网络状况下通过家庭网关12406来确保QoS到家庭应用的接入。鉴于当前的住宅网关(RGW)设备12406不能基于网络状况直接和动态地触发或调整服务流操作，利用实现波束转向机制的创新的SDN设计混合型ONU 12404和毫米波远程单元(RU)12408，以获得具有动态网络分片机制和优化的OLT ONU(GPON)信令框架的高质量用户体验。由毫米波系统12404实施的毫米波频率被大致限定为24、28、39和60GHz。但是，这种方法也适用于3.5GHz CBRS。毫米波系统12404为用作无线宽带服务提供了很大的潜力，其中在SDN的控制下波束朝向自安装的毫米波家庭调制解调器进行转向。如前所述，SDN波束转向机制和动态网络分片机制可以使用在15/664,764号美国专利申请中所描述的那些技术，该美国专利申请通过引用并入本文。

在vOLTHA场景中，家庭网关12406可以通过毫米波技术在毫米波系统12404内在最一段(100米)中连接到ONU 12402，其中无线接入点通过毫米波RU 12408直接地连接到ONU12402。混合虚拟OLT(vOLTHA)12410以及毫米波固定宽带无线技术通过毫米波系统12404可以为家庭和企业提供自安装的接入机会。此外，基于gPON的vOLTHA的同步特性可以将其自身扩展以映射到波束转向控制技术，用于在多个支持家庭网络的分片控制的毫米波调制解调器12408之间映射/分配ONU流量。在这种情况下，以太网交换机将单个的PON12412视为点对点链路的集合，每个混合ONU 12402一个+毫米波无线电单元12408。PON12412通常会将多达128个ONU 12402连接到每个OLT 12410，而混合型ONU-RU将利用波束转向控制计划连接到多个毫米波调制解调器。毫米波调制解调器12408是自安装的，并且减少了与家庭/公寓的光纤连接的需要，并进一步提供了以太网层处的ONU+RU的额外统计增益和聚合点，由这些PON 12412服务的客户将采用单个的大型以太网。此外，如果延迟和成本不是一个因素，则ONU+RU被集成并且可以被视为具有负载均衡和分片能力，提供统计增益和聚合点的IP路由器。

因此，从运营商的角度来看，通过将一个中心局的所有PON 12412桥接在一起并在以太网层服务ONU+RU 12402/12408，由这些PON 12412服务的客户将采用单个的大型以太网。此外，如果延迟和成本不是一个因素，我们可以将ONU+RU 12402/12408视为具有负载均衡和额外的分片能力的机会的IP路由器。该系统还可以被设计成在其中以60GHz以上的频带信道从外部到内部进行传输，并且以60GHz以下的频带信道从内部到外部进行传输。

在vOLTHA中的当前ONU 12402将与毫米波RU 12408互补，毫米波RU 12408将利用在每个家庭安装的调制解调器来执行光束转向功能。在实际情况下，在城市室外环境中，用ONU 12402部署的每个小区经常受到树木和经过的物体的影响。在毫米波波束形成系统中，风导致的运动、树木阻挡等环境问题可以通过在SDN控制下的波束转向技术来解决，在SDN控制中每个波长都使用非常窄的波束图型。灯柱部署情况的实际不足需要被纳入波束成形系统和系统设计中。

几乎所有现代PON 12412都在以太网上运行，无论它是作为EPON上的本地协议，还是封装在GPON上的GEM中，简单的以太网PON部署的物理和逻辑拓扑如下所示。现在以太网主要用作数据链路层的基础，而因特网协议(IP)则作为无处不在的网络层协议。有些网络仍然使用分开的光纤在每个方向上传输(1310nm和1490nm，用于双向使用)。以太网PHY负责向媒体访问控制(MAC)层提供序列化的位流设施(仅限)。MAC负责将位流分成帧。利用包含MAC地址、源MAC地址和目标MAC地址的头部标记帧。这使得能够在单个链路上对多台主机的帧进行统计复用。

图125示出了ONU 12402和多个家庭网关12406之间的接口。单个光纤对12502向ONU12402提供数据或者提供来自ONU 12402的数据。ONU 12402与毫米波远程单元12408交互，该毫米波远程单元具有产生RF波束12504的能力，该RF波束12504可能被导向与家庭或企业相关联的一个或多个毫米波无线电单元12408B。毫米波远程单元12408A和12408B之间的接口可以包括本文所述的一种或多种建筑物穿透技术。毫米波无线电单元12408提供了波束转向技术和分片控制技术，从而能够控制ONU 12402和家庭网关12406之间的双向数据传输。毫米波远程单元12408B利用家庭网关12406与家庭或企业接口相关联，以提供与相关的家庭或企业结构连接的宽带数据。

现在参照图126和图127，其更具体地示出了OLT 12410与位于结构内的设备之间的宽带数据通信的实施例。关于图126，OLT 12410位于中心局/MEC 12602，该中心局/MEC12602可以是虚拟基带单元(virtual base band unit，VBBU)的一部分。OLT 12410将通过光纤12604的传输调度到ONU 12402。OLT 12410通过光纤对12604连接到多个ONU的12402。ONU12402保持与OLT 12410同步的精确时钟。与ONU 12402相关的是远程单元12408。远程单元12408是上文所述的毫米波系统12404的一部分。将组合的ONU/RV视为提供有负载均衡和分片并且进一步为信号传输提供统计增益的IP路由器，并作为用于接收数据的聚合点。组合的ONV/RV还提供与与结构相关联的远程单元的无线通信。远程单元12408位于灯柱或灯塔(其位于结构附近)上，并且向家庭或企业提供代替了光纤DSL和电缆的无线最后一段连接。

远程单元12408利用受控波束成形和分片控制技术来产生无线电波束12606，无线电波束12606被传输到位于结构外部的外部毫米波收发器12608。外部毫米波收发器12608重复从外部枢纽中心(hub)的信号接收，并允许信号穿透玻璃或建筑物。利用上述用于透过墙壁或窗口传输的技术中的一种，外部毫米波收发器12608透过窗口或墙壁126102向内部毫米波收发器12612传输宽带数据信号。内部毫米波收发器12612还利用本文所述的波束成形和分片技术将结构内的无线波束12614传输到住宅网关12616。住宅网关12616包括自安装的家庭调制解调器，该调制解调器提供将从室内毫米波收发器12612接收的宽带数据与位于结构内的设备之间互连，该结构内的设备通过有线或无线连接与住宅网关12616通信。OLT 12410、ONU12402、RU 12408、毫米波收发器12608/12612和住宅网关12616都包括来自如前所述的vOLTHA的硬件抽象层，使得SDN能够控制部件的整个端到端配置接入最后一段连接。

图127示出了关于图126所描述的相同的结构，用于OLT 12410和内部毫米波收发器12612之间的宽带数据传输。不是示出了与住宅网关12616的连接(该系统依然可以进行)，而是示出了与一对虚拟现实(VR)眼镜12702的60GHz无线连接。60GHz收发器解密狗(dongle)12704，如本文将更全面地描述的，被插入到内部毫米波收发器12612的USB端口中。这为内部毫米波收发器12612提供了通过60GHz收发器dongle 12704与位于结构内部的VR眼镜12702进行双向通信的能力。VR眼镜12702随后可以与任何内部计算机或中心局无线使用，而无需本地计算机。虽然图127示出了到VR眼镜12702的60GHz无线链路，但是其他类型的设备也可以无线连接到60GHz收发器加密狗12704，以使其能够进行到VR眼镜的宽带数据传输。并且利用上述的SDN分片在光学数据传输部分与RF数据传输部分之间的数据传输的控制适用于图126和图127中的每一个实施例。OLT 12410、ONU 12402、RU 12408、毫米波收发器12608/12612和VR眼镜12702都包括来自如前所述的vOLTHA的硬件抽象层，使得SDN能够控制部件的整个端到端配置以接入最后一段连接。

现在参考图128，其示出了60GHz收发器加密狗12704的功能性框图。60GHz收发器加密狗12704使用例如如上文关于图84B描述的Peraso收发器实施了60GHz芯片组。该芯片组实施了低成本、低功耗、高性能的超高速USB 3.0到WiGig设备。该芯片组包括USB 2.0和3.0设备/主机系统接口12802。接口12802支持在10m处链路速度高达2.0Gbps和在20m处高达1Gbps，并且可以将芯片组配置为多千兆位WiGig USB适配器或者配置为60GHz无线连接，用于通过控制接口12804与外围设备连接。

60GHz收发器加密狗12704包括两个处理器12806，以为支持801.11ad MAC功能提供了最高的灵活性。从USB接口12802或外部串行闪存12808支持CPU代码启动加载。MAC包括足够的内存储器12810，以缓冲进出PHY的数据传递以及从/向主机接口接收/发送数据包。不需要额外的RAM。

物理层可以将所有控制和单个的π/2-BPSK、π/2-QPSK载波和16-QAM WiGig编码方案调制/解调到上至4.62Gbps最高速率达到高吞吐量。低密度交叉校验(low densityparity check，LDPC)前向纠错使不可靠信道或噪声通信信道的性能最大化。高度可配置可编程IO子系统被包括在基带中，包括GPIO、UART、SPI、TWI、PWM和JTAG。固件包含多层调试功能，例如日志和扩展统计以及事件计数器。

60GHz收发器加密狗12704可用于许多不同的应用，包括移动多千兆无线连接、高质量、低延迟无线超高清(UHD)4k显示器、无线对接站、I/oh和移动“同步和转发(sync andgo)”、小单元回程和Wi-Fi基础设施以及其他多千兆链路。该系统可以被构建以在较高频带信道从外部到内部以及从较低频带信道从内部到外部以任何中心频率(3.5、24、28、39、60GHz)进行传输。

如图129所示，在制造时，为每个以太网接口分配一个唯一的6字节MAC地址12902，以指示本地管理的地址。该MAC地址12902包括三个字节12904，这三个字节使用由IEEE协会指定的编制独特标识符(Organizationally Unique Identifier，OUI)标识了设备的制造商，其余部分由制造商指定。还可以根据某种本地方案覆盖制造商指定的MAC地址。第一个字节中的位12906被用作一个标志，以指示本地管理的地址。在每个制造商指定的地址中，位12906被设置为零。其提供了将ONU 12410映射到毫米波无线电波束并维持在固定无线和OLT/ONU分配时隙之间扮演胶连逻辑(glue-logic)的表格的机会。

现在参考图130，光网络内的交换机13002(其可以是OLT、ONV或ONT)利用MAC地址将多个点对点或共享介质以太网段13006桥接在一起。当帧通过交换机13002时，交换机获知发送方的位置。帧的源地址与帧所到达的接口一起存储在交换机存储器中的转发数据库13004中。这用于引导后续帧。交换机13002在数据库13004中查找帧的目的地址，以确定帧应被转发到的接口。如果交换机13002没有记录位置的地址，则帧可以被蔓延到所有接口。这是非常浪费的连接能力并且目的是防止这种情况出现。

MAC地址也可以引用使用了其他标志位13008的多主机组。目前，以太网本身并不提供多播路由，通常对所有组地址使用广播，但是一些交换机13002可以使用被称为IGMP(Internet Group Management Protocol，互联网组管理协议)监听的已知技术来挂接IP多播并推断以太网多播组。

总之，其目标是利用具有分片的5G固定无线毫米波和5G内核，通过vOLTHA对其进行传输，并提供与Gig功率光纤服务类似的速度(例如，1Gbps)到具有自安装调制解调器的家庭。其能够(在一个示例中使用毫米波系统12404来)均衡与PON 12412相关联的光学网络和RF网络之间的数据流。假设我们附近街道的电线杆上装有ONU 12402以及毫米波远程单元12408。

受益于本公开的本领域技术人员将认识到，用于建筑物穿透的毫米波的再生和转发提供了在信号不能有效地穿透的建筑物内部提供毫米波信号的方式。应当理解，本文的附图和详细描述是以说明性而非限制性的方式来考虑的，并且不旨在限制所公开的特定形式和示例。相反，在不脱离由所附权利要求所限定的精神和范围的情况下，包括对本领域普通技术人员明显的任何进一步修改、改变、重新布置、替换、替代、设计选择和实施例。因此，旨在将以下权利要求解释为涵盖所有这些进一步的修改、改变、重新布置、替换、替换、设计选择和实施例。

Claims (30)

1.一种用于使信号能够穿透入建筑物中的系统，包括：

第一电路，其位于所述建筑物的外部，用于接收在穿透入所述建筑物的内部时经历损耗的处于第一频率的信号，并且将接收的所述处于第一频率的信号转换成能克服由通过无线通信链路穿透入所述建筑物的内部所导致的损耗的第一格式，其中所述第一电路还包括：

第一收发器，其实施第一传输芯片组，所述第一传输芯片组用于以抵消在穿透入所述建筑物的内部时所产生的损耗的所述第一格式的RF传输，所述第一收发器用于接收所述处于第一频率的信号，并且将接收的所述处于第一频率的信号转换成能克服由穿透入所述建筑物的内部所导致的损耗的所述第一格式；第二电路，其位于所述建筑物的内部并且与所述第一电路通信地链接，用于接收和传输所述第一格式的经转换的接收的信号，其中所述第二电路还包括：

第二收发器，其实施所述第一传输芯片组，用于接收来自所述建筑物的外部的所述第一收发器的所述第一格式的经转换的信号和将所述第一格式的经转换的信号传输到所述建筑物的外部的所述第一收发器。

2.根据权利要求1所述的系统，还包括：Wi-Fi路由器，其连接至所述第二收发器，用于在所述第一格式的所述经转换的信号与所述信号的Wi-Fi版本之间进行转换，并且用于在所述建筑物的内部传输和接收所述信号的Wi-Fi版本。

3.根据权利要求1所述的系统，其中，所述第一频率来自由3.5GHz、24GHz、28GHz、39GHz、60GHz、71GHz和81GHz组成的组。

4.根据权利要求1所述的系统，其中，所述接收的处于第一频率的信号使用第一协议进行传输。

5.根据权利要求4所述的系统，其中，所述第一协议来自由2G、3G、4G-LTE、5G、5G NR(新无线电)和WiGi组成的组。

6.根据权利要求1所述的系统，其中，所述第一收发器还包括：第三收发器，所述第三收发器实施所述第一传输芯片组，用于将所述第一格式的所述经转换的信号传输到所述第一收发器和接收来自所述第一收发器的所述第一格式的所述经转换的信号，并且用于将所述第一格式的所述经转换的信号传输到所述建筑物的内部的所述第二收发器和接收来自所述建筑物的内部的所述第二收发器的所述第一格式的所述经转换的信号。

7.根据权利要求1所述的系统，其中，所述第一传输芯片组包括Peraso芯片组。

8.根据权利要求1所述的系统，还包括：至少一个太阳能板，其与所述第一电路相关联，所述至少一个太阳能板提供用于操作所述第一电路的电力。

9.根据权利要求1所述的系统，还包括：激光电力系统，其用于向所述第一电路提供电力，所述激光电力系统还包括：

激光器，其用于产生光束，用于将光能从所述建筑物的内部传输到所述建筑物的外部；以及

光伏接收器，其用于接收来自所述激光器的光束的所述光能，并且产生电能以为所述第一电路供电。

10.根据权利要求1所述的系统，还包括：电感耦合系统，其用于向所述第一电路提供电力，所述电感耦合系统还包括：

第一电感线圈，其位于所述建筑物的内部，并且连接至位于所述建筑物的内部的电力系统；以及

第二电感线圈，其位于所述建筑物的外部，并且电感耦合至所述第一电感线圈，所述第二电感线圈被连接以向所述第一电路提供电能。

11.根据权利要求1所述的系统，还包括：磁谐振耦合系统，其用于向所述第一电路提供电力，所述磁谐振耦合系统还包括：

第一磁谐振线圈，其位于所述建筑物的内部，并且连接至位于所述建筑物的内部的电力系统；以及

第二磁谐振线圈，其位于所述建筑物的外部，并且磁谐振耦合至所述第一磁谐振线圈，所述第二磁谐振线圈被连接以向所述第一电路提供电能。

12.一种用于使信号能够穿透入建筑物中的系统，包括：

第一电路，其位于所述建筑物的外部，用于接收在穿透入所述建筑物的内部时经历损耗的毫米波信号，并且将接收的所述毫米波信号转换成能克服由通过无线通信链路穿透入所述建筑物的内部所导致的损耗的第一格式，其中所述第一电路还包括：

第一收发器，其实施Peraso芯片组，所述Peraso芯片组用于以抵消在穿透入所述建筑物的内部时所产生的损耗的所述第一格式的RF传输，所述第一收发器用于接收所述毫米波信号，并且将接收的毫米波信号转换成能克服由穿透入所述建筑物的内部所导致的损耗的所述第一格式；第二电路，其位于所述建筑物的内部并且与所述第一电路通信地链接，用于接收来自所述第一收发器的所述第一格式的经转换的毫米波信号和将所述第一格式的经转换的毫米波信号传输到所述第一收发器，并且将所述经转换的毫米波信号转换成用于传输至所述建筑物内的无线设备的第二格式，所述第二电路还包括：

第二收发器，其实施所述Peraso芯片组，用于接收来自所述建筑物的外部的所述第一收发器的所述第一格式的所述经转换的毫米波信号和将所述第一格式的所述经转换的毫米波信号传输到所述建筑物的外部的所述第一收发器。

13.根据权利要求12所述的系统，还包括：Wi-Fi路由器，其连接至第三收发器，用于在第一频率频带的所述经转换的信号与所述信号的Wi-Fi版本之间进行转换，并且用于在所述建筑物的内部传输和接收所述信号的Wi-Fi版本。

14.根据权利要求12所述的系统，其中，所述接收的处于第一频率的信号使用第一协议进行传输。

15.根据权利要求14所述的系统，其中，所述第一协议来自由2G、3G、4G-LTE、5G、5G NR(新无线电)和WiGi组成的组。

16.根据权利要求12所述的系统，其中，所述第一收发器还包括：第三收发器，所述第三收发器实施第一传输芯片组，用于将所述第一格式的所述经转换的信号传输到所述第一收发器和接收来自所述第一收发器的所述第一格式的所述经转换的信号，并且用于将所述第一格式的所述经转换的信号传输所述建筑物的内部和接收来自所述建筑物的内部的所述第一格式的所述经转换的信号。

17.根据权利要求12所述的系统，还包括：至少一个太阳能板，其与所述第一电路相关联，所述至少一个太阳能板提供用于操作所述第一电路的电力。

18.根据权利要求12所述的系统，还包括：激光电力系统，其用于向所述第一电路提供电力，所述激光电力系统还包括：

激光器，其用于产生光束，用于将光能从所述建筑物的内部传输到所述建筑物的外部；以及

光伏接收器，其用于接收来自所述激光器的光束的所述光能，并且产生电能以为所述第一电路供电。

19.根据权利要求12所述的系统，还包括：电感耦合系统，其用于向所述第一电路提供电力，所述电感耦合系统还包括：

第一电感线圈，其位于所述建筑物的内部，并且连接至位于所述建筑物的内部的电力系统；以及

第二电感线圈，其位于所述建筑物的外部，并且电感耦合至所述第一电感线圈，所述第二电感线圈被连接以向所述第一电路提供电能。

20.根据权利要求12所述的系统，还包括：磁谐振耦合系统，其用于向所述第一电路提供电力，所述磁谐振耦合系统还包括：

第一磁谐振线圈，其位于所述建筑物的内部，并且连接至位于所述建筑物的内部的电力系统；以及

第二磁谐振线圈，其位于所述建筑物的外部，并且磁谐振耦合至所述第一磁谐振线圈，所述第二磁谐振线圈被连接以向所述第一电路提供电能。

21.一种用于使信号能够穿透入建筑物中的系统，包括：

第一电路，其位于所述建筑物的外部，用于接收在穿透入所述建筑物的内部时经历损耗的毫米波信号，并且将接收的所述毫米波信号转换成能克服由通过无线通信链路穿透入所述建筑物的内部所导致的损耗的第一格式，其中所述第一电路还包括：

第一收发器，其实施Peraso芯片组，所述Peraso芯片组用于以抵消在穿透入所述建筑物的内部时所产生的损耗的所述第一格式的RF传输，所述第一收发器用于接收所述毫米波信号，并且将接收的毫米波信号转换成能克服由穿透入所述建筑物的内部所导致的损耗的所述第一格式；

第二收发器，其实施第一传输芯片组，用于将所述第一格式的经转换的信号传输到所述第一收发器和接收来自所述第一收发器的所述第一格式的经转换的信号，并且用于将所述第一格式的所述经转换的信号传输到所述建筑物的内部和接收来自所述建筑物的内部的所述第一格式的所述经转换的信号；第二电路，其位于所述建筑物的内部并且与所述第一电路通信地链接，用于接收所述第一格式的经转换的毫米波信号，并且将所述经转换的毫米波信号转换成用于传输至所述建筑物内的无线设备的Wi-Fi格式；

第三收发器，其实施所述Peraso芯片组，用于接收来自所述建筑物的外部的所述第二收发器的所述第一格式的所述经转换的毫米波信号和将所述第一格式的所述经转换的毫米波信号传输到所述建筑物的外部的所述第二收发器；以及

Wi-Fi路由器，其连接至所述第三收发器，用于在来自/去往所述第三收发器的接收的和传输的所述第一格式的所述经转换的毫米波信号与用于由所述建筑物内的所述无线设备接收的Wi-Fi格式之间进行转换，并且用于在所述建筑物的内部传输和接收所述信号的Wi-Fi格式。

22.根据权利要求21所述的系统，其中，所述接收的处于第一频率的信号使用第一协议传输。

23.根据权利要求22所述的系统，其中，所述第一协议来自由2G、3G、4G-LTE、5G、5G NR(新无线电)和WiGi组成的组。

24.根据权利要求21所述的系统，还包括：至少一个太阳能板，其与所述第一电路相关联，所述至少一个太阳能板提供用于操作所述第一电路的电力。

25.根据权利要求21所述的系统，还包括：激光电力系统，其用于向所述第一电路提供电力，所述激光电力系统还包括：

激光器，其用于产生光束，用于将光能从所述建筑物的内部传输到所述建筑物的外部；以及

光伏接收器，其用于接收来自所述激光器的光束的所述光能，并且产生电能以为所述第一电路供电。

26.根据权利要求21所述的系统，还包括：电感耦合系统，其用于向所述第一电路提供电力，所述电感耦合系统还包括：

第一电感线圈，其位于所述建筑物的内部，并且连接至位于所述建筑物的内部的电力系统；以及

第二电感线圈，其位于所述建筑物的外部，并且电感耦合至所述第一电感线圈，所述第二电感线圈被连接以向所述第一电路提供电能。

27.根据权利要求21所述的系统，还包括：磁谐振耦合系统，其用于向所述第一电路提供电力，所述磁谐振耦合系统还包括：

第一磁谐振线圈，其位于所述建筑物的内部，并且连接至位于所述建筑物的内部的电力系统；以及

第二磁谐振线圈，其位于所述建筑物的外部，并且磁谐振耦合至所述第一磁谐振线圈，所述第二磁谐振线圈被连接以向所述第一电路提供电能。

28.一种用于使信号能够穿透入建筑物中的系统，包括：

第一收发器，其位于所述建筑物的外部，用于实施第一传输芯片组，所述第一传输芯片组用于以抵消在穿透入所述建筑物的内部时所产生的损耗的第一格式的RF传输，用于接收在穿透入所述建筑物的内部时经历损耗的处于第一频率的信号，以及将接收的所述处于第一频率的信号转换成能克服由通过无线通信链路穿透入所述建筑物的内部所导致的损耗的第一格式；

第二收发器，其位于所述建筑物的外部，用于实施所述第一传输芯片组，用于将所述第一格式的经转换的信号传输到所述第一收发器和接收来自所述第一收发器的所述第一格式的经转换的信号，并且用于将所述第一格式的所述经转换的信号传输到所述建筑物的内部和接收来自所述建筑物的内部的所述第一格式的所述经转换的信号；

第三收发器，其位于所述建筑物的内部，用于实施所述第一传输芯片组，用于接收来自所述建筑物的外部的所述第二收发器的所述第一格式的所述经转换的信号和将所述第一格式的所述经转换的信号传输到所述建筑物的外部的所述第二收发器；以及

Wi-Fi路由器，其连接至所述第三收发器，用于在所述第一格式的所述经转换的信号与所述信号的Wi-Fi版本之间进行转换，并且用于在所述建筑物的内部传输和接收所述信号的Wi-Fi版本。

29.根据权利要求28所述的系统，其中，所述第一传输芯片组包括Peraso芯片组。

30.根据权利要求1所述的系统，其中，所述第一频率来自由3.5GHz、24GHz、28GHz、39GHz、60GHz、71GHz和81GHz组成的组。