JP2020515162A

JP2020515162A - 建物貫通のためのミリ波の再生成及び再伝送

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Publication number: JP2020515162A
Application number: JP2019551619A
Authority: JP
Inventors: アシュラフィ、ソリーマン
Original assignee: NxGen Partners IP LLC
Current assignee: NxGen Partners IP LLC
Priority date: 2017-03-22
Filing date: 2018-03-21
Publication date: 2020-05-21
Also published as: CN110521277A; WO2018175615A1; WO2018175615A8; EP3603329A4; KR20190133194A; EP3603329A1

Abstract

建物内への信号貫通を可能にするためのシステムが、建物の内部に貫通するとき損失を被る第１の周波数において信号を受信するための、及び無線通信リンク上で建物の内部に貫通することによって生じる損失を抑える第１の形式へと第１の周波数における受信信号を変換するための、建物の外側に位置する第１の回路を含む。第１の回路は、建物の内部に貫通するとき生じる損失を抑制する第１の形式でＲＦ伝送するための、第１の周波数において信号を受信するための、及び建物の内部への貫通によって生じる損失を抑える第１の形式へと第１の周波数における受信信号を変換するための第１の伝送チップセットを実装する第１のトランシーバを更に含む。建物の内部に位置する第２の回路が、第１の形式にある変換済みの受信信号を送受信するために第１の回路と通信可能にリンクされる。第２の回路は、第１の形式にある変換済みの信号を建物の外部にある第１のトランシーバとの間で送受信するための第１の伝送チップセットを実装する第２のトランシーバを更に含む。

Description

本願は、２０１７年３月２２日に出願され、ＰＡＴＣＨＡＮＴＥＮＮＡＦＯＲＷＡＶＥＡＧＩＬＩＴＹと題された米国仮特許出願第６２／４７４，９３７号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３３５２０）の利益及び／又は優先権を主張し、２０１７年８月２３日に出願され、６０ＧＨＺＰＲＯＤＵＣＴＴＯＥＮＡＢＬＥＭＭ−ＷＡＶＥＡＣＣＥＳＳＩＮＳＩＤＥＢＵＩＬＤＩＮＧＳと題された米国仮特許出願第６２／５４９，３１４号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３３６４４）の利益を主張し、２０１７年８月２５日に出願され、ＷＡＶＥＡＧＩＬＩＴＹＳＹＳＴＥＭと題された米国仮特許出願第６２／５５０，２１９号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３３６４９）の利益を主張し、２０１７年９月１５日に出願され、ＭＩＬＬＩＭＥＴＥＲＷＡＶＥＢＵＩＬＤＩＮＧＰＥＮＥＴＲＡＴＩＯＮＳＹＳＴＥＭＦＯＲＵＳＥＷＩＴＨＣＯＭＢＩＮＥＤＩＮＴＥＲＮＥＴ，ＴＶＡＮＤＰＨＯＮＥＳＥＲＶＩＣＥと題された米国仮特許出願第６２／５５９，２８６号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３３７５７）の利益を主張し、２０１７年１２月１３日に出願されＭＡＧＮＥＴＩＣＲＥＳＯＮＡＮＣＥＰＯＷＥＲＴＲＡＮＳＦＥＲと題された米国仮特許出願第６２／５９８，２６８号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３３９５２）の利益を主張し、２０１８年３月５日に出願され、ＰＯＮ−ＦＷＡＳＹＳＴＥＭＴＯＵＴＩＬＩＺＥ５ＧＣＯＲＥＡＮＤＡＣＣＥＳＳＷＩＴＨＭＩＬＬＩＭＥＴＥＲＷＡＶＥＰＥＮＥＴＲＡＴＩＯＮＳＹＳＴＥＭＯＶＥＲＶＬＯＴＨＡと題された米国仮特許出願第６２／６３８，５５５号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ６０−３４０４３）の利益を主張し、それらは参照によりその全体をそれぞれ本明細書に援用する。

本願は、２０１７年７月６日の米国特許第２０１７−０１９５０５４号明細書として公開された、２０１７年３月２２日に出願され、ＲＥ−ＧＥＮＥＲＡＴＩＯＮＡＮＤＲＥ−ＴＲＡＮＳＭＩＳＳＩＯＮＯＦＭＩＬＬＩＭＥＴＥＲＷＡＶＥＳＦＯＲＢＵＩＬＤＩＮＧＰＥＮＥＴＲＡＴＩＯＮと題された米国特許出願第１５／４６６，３２０号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３３３１８）の一部継続出願でもある。米国特許出願第１５／４６６，３２０号明細書は、２０１６年４月４日に出願され、ＲＥ−ＧＥＮＥＲＡＴＩＯＮＡＮＤＲＥ−ＴＲＡＮＳＭＩＳＳＩＯＮＯＦＭＩＬＬＩＭＥＴＥＲＷＡＶＥＳＦＯＲＢＵＩＬＤＩＮＧＰＥＮＥＴＲＡＴＩＯＮと題された米国仮特許出願第６２／３１７，８２９号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３３０６７）の利益を主張し、２０１６年４月１２日に出願され、ＲＥ−ＧＥＮＥＲＡＴＩＯＮＡＮＤＲＥ−ＴＲＡＮＳＭＩＳＳＩＯＮＯＦＭＩＬＬＩＭＥＴＥＲＷＡＶＥＳＦＯＲＢＵＩＬＤＩＮＧＰＥＮＥＴＲＡＴＩＯＮと題された米国仮特許出願第６２／３２１，２４５号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３３０８７）の利益を主張し、２０１６年７月２９日に出願され、ＲＥＧＥＮＥＲＡＴＩＯＮ，ＲＥＴＲＡＮＳＭＩＳＳＩＯＮＯＦＭＩＬＬＩＭＥＴＥＲＷＡＶＥＳＦＯＲＩＮＤＯＯＲＰＥＮＥＴＲＡＴＩＯＮと題された米国仮特許出願第６２／３６８，４１７号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３３２２９）の利益を主張し、２０１６年８月１日に出願され、ＲＥＧＥＮＥＲＡＴＩＯＮ，ＲＥＴＲＡＮＳＭＩＳＳＩＯＮＯＦＭＩＬＬＩＭＥＴＥＲＷＡＶＥＳＦＯＲＩＮＤＯＯＲＰＥＮＥＴＲＡＴＩＯＮと題された米国仮特許出願第６２／３６９，３９３号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３３２３３）の利益を主張し、２０１６年１１月２２日に出願され、ＲＥＧＥＮＥＲＡＴＩＯＮ，ＲＥＴＲＡＮＳＭＩＳＳＩＯＮＯＦＭＩＬＬＩＭＥＴＥＲＷＡＶＥＳＦＯＲＢＵＩＬＤＩＮＧＰＥＮＥＴＲＡＴＩＯＮＵＳＩＮＧＨＯＲＮＡＮＴＥＮＮＡＳと題された米国仮特許出願第６２／４２５，４３２号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３３３９１）の利益を主張する。米国特許出願第１５／４６６，３２０号明細書は、２０１４年４月４日に出願され、ＳＹＳＴＥＭＡＮＤＭＥＴＨＯＤＦＯＲＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＵＳＩＮＧＯＲＢＩＴＡＬＡＮＧＵＬＡＲＭＯＭＥＮＴＵＭＷＩＴＨＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮと題された米国仮特許出願第６１／９７５，１４２号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３２１３１）の利益を主張する、２０１６年５月３日に発行された現在の米国特許第９，３３１，８７５号明細書である、２０１４年７月３日に出願され、ＳＹＳＴＥＭＡＮＤＭＥＴＨＯＤＦＯＲＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＵＳＩＮＧＯＲＢＩＴＡＬＡＮＧＵＬＡＲＭＯＭＥＮＴＵＭＷＩＴＨＭＵＬＴＩＰＬＥＬＡＹＥＲＯＶＥＲＬＡＹＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮと題された米国特許出願第１４／３２３，０８２号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３２１７３）の継続出願である、２０１６年１１月２２日に発行された現在の米国特許第９，５０３，２５８号明細書である、２０１６年５月２日に出願され、ＳＹＳＴＥＭＡＮＤＭＥＴＨＯＤＦＯＲＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＵＳＩＮＧＯＲＢＩＴＡＬＡＮＧＵＬＡＲＭＯＭＥＮＴＵＭＷＩＴＨＭＵＬＴＩＰＬＥＬＡＹＥＲＯＶＥＲＬＡＹＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮと題された米国特許出願第１５／１４４，２９７号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３２８０４）の継続出願である、２０１７年７月１８日に発行された現在の米国特許第９，７１２，２３８号明細書である、２０１６年１１月２１に出願され、ＳＹＳＴＥＭＡＮＤＭＥＴＨＯＤＦＯＲＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＵＳＩＮＧＯＲＢＩＴＡＬＡＮＧＵＬＡＲＭＯＭＥＮＴＵＭＷＩＴＨＭＵＬＴＩＰＬＥＬＡＹＥＲＯＶＥＲＬＡＹＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮと題された米国特許出願第１５／３５７，８０８号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３３２４８）の一部継続出願でもある。米国特許出願第１５／４６６，３２０号明細書、同第６２／３１７，８２９号明細書、同第６２／３２１，２４５号明細書、同第６２／３６８，４１７号明細書、同第６２／３６９，３９３号明細書、同第６２／４２５，４３２号明細書、同第１５／３５７，８０８号明細書、同第１５／１４４，２９７号明細書、同第１４／３２３，０８２号明細書、同第６１／９７５，１４２号明細書、米国特許出願公開第２０１７−０１９５０５４号明細書、並びに米国特許第９，７１２，２３８号明細書、同第９，５０３，２５８号明細書、及び同第９，３３１，８７５号明細書は参照によりその全体をそれぞれ本明細書に援用する。

本願は、２０１７年３月１４日に発行された現在の米国特許第９，５９５，７６６号明細書である、２０１６年６月２０日に出願され、ＰＡＴＣＨＡＮＴＥＮＮＡＡＲＲＡＹＦＯＲＴＲＡＮＳＭＩＳＳＩＯＮＯＦＨＥＲＭＩＴＥ−ＧＡＵＳＳＩＡＮＡＮＤＬＡＧＵＥＲＲＥＧＡＵＳＳＩＡＮＢＥＡＭＳと題された米国特許出願第１５／１８７，３１５号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３３１４２）の継続出願である、２０１７年１０月１７日に発行された現在の米国特許第９，７９３，６１５号明細書である、２０１７年３月１３日に出願され、ＰＡＴＣＨＡＮＴＥＮＮＡＡＲＲＡＹＦＯＲＴＲＡＮＳＭＩＳＳＩＯＮＯＦＨＥＲＭＩＴＥ−ＧＡＵＳＳＩＡＮＡＮＤＬＡＧＵＥＲＲＥＧＡＵＳＳＩＡＮＢＥＡＭＳと題された米国特許出願第１５／４５７，４４４号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３３３７７）の継続出願である、２０１７年６月２８に出願され、ＰＡＴＣＨＡＮＴＥＮＮＡＡＲＲＡＹＦＯＲＴＲＡＮＳＭＩＳＳＩＯＮＯＦＨＥＲＭＩＴＥ−ＧＡＵＳＳＩＡＮＡＮＤＬＡＧＵＥＲＲＥＧＡＵＳＳＩＡＮＢＥＡＭＳと題された米国特許出願第１５／６３６，１４２号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３３５９０）の一部継続出願でもある。米国特許出願第１５／１８７，３１５号明細書は、２０１５年６月１９日に出願され、ＰＡＴＣＨＡＮＴＥＮＮＡＳＦＯＲＴＲＡＮＳＭＩＳＳＩＯＮＯＦＨＥＲＭＩＴＥ−ＧＡＵＳＳＩＡＮＡＮＤＬＡＧＵＡＲＲＥＧＡＵＳＳＩＡＮＢＥＡＭＳと題された米国仮特許出願第６２／１８２，２２７号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３２７０２）の利益を主張し、２０１５年９月２８日に出願され、ＰＡＴＣＨＡＮＴＥＮＮＡＳＦＯＲＴＲＡＮＳＭＩＳＳＩＯＮＯＦＨＥＲＭＩＴＥ−ＧＡＵＳＳＩＡＮＡＮＤＬＡＧＵＡＲＲＥＧＡＵＳＳＩＡＮＢＥＡＭＳと題された米国仮特許出願第６２／２３３，８３８号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３２８１２）の利益を主張し、２０１５年１０月１５日に出願され、ＭＥＴＨＯＤＦＯＲＭＡＮＵＦＡＣＴＵＲＩＮＧＡＰＡＴＣＨＡＮＴＥＮＮＡと題された米国仮特許出願第６２／２４２，０５６号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３２８４４）の利益を主張し、２０１６年３月２２日に出願され、ＨＹＢＲＩＤＰＡＴＣＨＡＮＴＥＮＮＡＷＩＴＨＰＡＲＡＢＯＬＩＣＲＥＦＬＥＣＴＯＲと題された米国仮特許出願第６２／３１１，６３３号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３３０５２）の利益を主張する。米国特許出願第１５／６３６，１４２号明細書、同第１５／４５７，４４４号明細書、同第１５／１８７，３１５号明細書、同第６２／１８２，２２７号明細書、同第６２／２３３，８３８号明細書、同第６２／２４２，０５６号明細書、同第６２／３１１，６３３号明細書、並びに米国特許第９，７９３，６１５号明細書、及び同第９，５９５，７６６号明細書は参照によりその全体をそれぞれ本明細書に援用する。

本発明はミリ波伝送に関し、より詳細にはミリ波伝送のための建物貫通を改善するためのやり方に関する。

ミリ波伝送は、ローカルマルチポイント配信サービス（ＬＭＤＳ）スペクトルの１３００ＭＨｚを米国内で利用できるようにするための帯域幅計画として開発された。ミリ波伝送は、無線モバイル装置の帯域幅要件及び応用要件の増加による帯域幅の可用性を増やす需要を満たす。しかし、帯域幅の能力を高める一方で、ミリ波伝送には建物貫通能力が非常に低いという問題がある。殆どの建物構造の貫通を試みるとき信号が激しく劣化する。大部分の無線シグナリングトラフィックは建物内から生じ、ミリ波の帯域幅を利用できないことは現代の市場におけるその実装を大幅に制限することになるのでこの劣化は深刻な問題をもたらす。従って、ミリ波伝送の建物貫通特性を改善するための何らかのやり方が求められている。

本明細書で開示し説明する本発明は、その一態様において、建物の内部に貫通するとき損失を被る第１の周波数において信号を受信するための、及び無線通信リンク上で建物の内部に貫通することによって生じる損失を抑える第１の形式へと第１の周波数における受信信号を変換するための、建物の外側に位置する第１の回路を含む建物内への信号貫通を可能にするためのシステムを含む。第１の回路は、建物の内部に貫通するとき生じる損失を抑制する第１の形式でＲＦ伝送するための、第１の周波数において信号を受信するための、及び建物の内部への貫通によって生じる損失を抑える第１の形式へと第１の周波数における受信信号を変換するための第１の伝送チップセットを実装する第１のトランシーバを更に含む。建物の内部に位置する第２の回路が、第１の形式にある変換済みの受信信号を送受信するために第１の回路と通信可能にリンクされる。第２の回路は、第１の形式にある変換済みの信号を建物の外部にある第１のトランシーバとの間で送受信するための第１の伝送チップセットを実装する第２のトランシーバを更に含む。

より完全な理解を得るために、添付図面と共に解釈される以下の説明を次に参照する。

建物貫通システムのブロック図である。外側からの伝送に関する建物貫通システムの双方向の性質を示す。内側からの伝送に関する建物貫通システムの双方向の性質を示す。図１Ａの建物貫通システムのネットワーク展開を示す。基地局と建物構造の内部及び外部の両方に位置する受信機との間のミリ波伝送を示す。窓を介してミリ波伝送を伝送するための光ブリッジのブロック図を示す受信信号を窓又は壁をより容易に透過するレベルまでダウンコンバートする一実施形態のブロック図を示す。ミリ波の再生成及び再伝送回路のより詳細なブロック図である。ミリ波の再生成及び再伝送回路に関連するずれの損失を示す。ミリ波の再生成及び再伝送回路のＲＦトランシーバ回路を示す。ミリ波の再生成及び再伝送回路の光学焦点調整回路を示す。伝送信号内のスペクトル効率を高めるための様々な技法を示す。伝送信号内のスペクトル効率を高めるための特定の技法を示す。様々な通信プロトコルインタフェース間の通信帯域幅を提供するためのやり方の全体的な概要である。ツイストペア／ケーブルインタフェースと共にマルチレベルオーバーレイ変調を利用するためのやり方を示す。光通信システム内で複数のデータストリームを処理するための全体的なブロック図を示す。通信システム内で軌道角運動量を生成するためのシステムの機能ブロック図である。図６の軌道角運動量信号処理ブロックの機能ブロック図である。複数のデータストリームを含む受信信号から軌道角運動量を除去するためのやり方を示す機能ブロック図である。様々な軌道角運動量が関連付けられた無限数の信号を提供する２つの量子スピン（quanti-spin）偏波を有する単一波長を示す。スピン角運動量の変動だけを有する平面波を示す。スピン角運動量及び軌道角運動量の両方が加えられた信号を示す。異なる軌道角運動量が加えられた様々な信号を示す。異なる軌道角運動量が加えられた様々な信号を示す。異なる軌道角運動量が加えられた様々な信号を示す。様々な固有モードに関するポインティングベクトルの伝搬を示す。螺旋位相板を示す。マルチレベルオーバーレイ変調システムを示す。マルチレベルオーバーレイ復調器を示す。マルチレベルオーバーレイ送信システムを示す。マルチレベルオーバーレイ受信システムを示す。代表的なマルチレベルオーバーレイ信号、及びそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。代表的なマルチレベルオーバーレイ信号、及びそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。代表的なマルチレベルオーバーレイ信号、及びそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。代表的なマルチレベルオーバーレイ信号、及びそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。代表的なマルチレベルオーバーレイ信号、及びそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。代表的なマルチレベルオーバーレイ信号、及びそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。代表的なマルチレベルオーバーレイ信号、及びそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。代表的なマルチレベルオーバーレイ信号、及びそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。代表的なマルチレベルオーバーレイ信号、及びそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。代表的なマルチレベルオーバーレイ信号、及びそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。代表的なマルチレベルオーバーレイ信号、及びそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。時間及び周波数領域内のマルチレベルオーバーレイ信号の比較を示す。異なる信号帯域幅に関するマルチレベルオーバーレイ信号のスペクトル配列を示す。マルチレベルオーバーレイ信号の代替的なスペクトル配列を示す。合成３層マルチレベルオーバーレイ技法を用いた様々な信号層のパワースペクトル密度を示す。合成３層マルチレベルオーバーレイ変調を用いた各層の対数スケールのパワースペクトル密度を示す。１／６のシンボルレートに関する平方根二乗余弦対多層オーバーレイの帯域幅効率比較を示す。１／４のシンボルレートに関する平方根二乗余弦と多層オーバーレイとの帯域幅効率比較を示す。帯域外パワーを用いた平方根二乗余弦とマルチレバー（multiple lever）オーバーレイとの性能比較を示す。帯域端ＰＳＤを用いた平方根二乗余弦とマルチレバーオーバーレイとの性能比較を示す。帯域端ＰＳＤを用いた平方根二乗余弦とマルチレバーオーバーレイとの性能比較を示す。マルチレベルオーバーレイと共に使用するための送信機サブシステムのブロック図である。マルチレベルオーバーレイを用いる受信機サブシステムのブロック図である。修正マルチレベルオーバーレイの等価慎重(discreet)時間直交チャネルを示す。多層オーバーレイ、修正多層オーバーレイ、及び平方根二乗余弦のＰＳＤを示す。多層オーバーレイと平方根二乗余弦との間の−４０ｄＢｃ帯域外パワー帯域幅に基づく帯域幅比較を示す。修正多層オーバーレイの等価離散時間並列直交チャネルを示す。３層且つＴｓｙｍ＝３の修正多層オーバーレイの並列直交チャネルのチャネルパワー利得を示す。修正多層オーバーレイと平方根二乗余弦との間のＡＣＬＲ１に基づくスペクトル効率比較を示す。修正多層オーバーレイと平方根二乗余弦との間のＯＢＰに基づくスペクトル効率比較を示す。修正多層オーバーレイと平方根二乗余弦との間のＡＣＬＲ１に基づくスペクトル効率比較を示す。修正多層オーバーレイと平方根二乗余弦との間のＯＢＰに基づくスペクトル効率比較を示す。ローパス等価修正多層オーバーレイシステムのためのベースバンド送信機のブロック図を示す。ローパス等価修正多層オーバーレイシステムのためのベースバンド受信機のブロック図を示す。自由空間通信システムを示す。軌道角運動量及びマルチレベルオーバーレイ変調を用いる自由空間光通信システムのブロック図を示す。より高いデータ容量を実現するために複数のデータチャネルを光リンクに多重化するためのやり方を示す。より高いデータ容量を実現するために複数のデータチャネルを光リンクに多重化するためのやり方を示す。より高いデータ容量を実現するために複数のデータチャネルを光リンクに多重化するためのやり方を示す。複数のＯＡＭバルブ（OAM valves）を有する波長に関する同心円のグループを示す。多くの直交ＯＡＭビームを含むＷＤＭチャネルを示す。自由空間光システムのノードを示す。自由空間光システム内のノードのネットワークを示す。自由空間信号とＲＦ信号との間の多重化のためのシステムを示す。窓又は壁を介してデータを伝送するためにホーンアンテナを使用する一実施形態を示す。図５４の実施形態におけるダウンリンク損失を示す。図５４の実施形態におけるアップリンク信号強度を示す。図５４の実施形態の建物内にパワー増幅器が位置する場合のアップリンク信号強度を示す。パワー増幅器を組み込まない場合の図５９の実施形態のダウンリンク上の利得及び損失を示す。図５４の実施形態でパワー増幅器を設けない場合のアップリンクの様々な箇所における信号強度を示す。使用される遮蔽、図５６の実施形態との合併。窓又は壁を介してデータを伝送するためにパッチアンテナを使用する一実施形態を示す。図６１の実施形態で使用されるパッチアンテナアレイを示す。パッチアンテナアレイのパッチアンテナを示す。パッチアンテナに関するアンテナ利得のシミュレーションを示す。パッチアンテナアレイを使用して高指向性の高利得ビームを生成することを示す。マイクロストリップパッチアンテナアレイの更なる実施形態を示す。パッチアンテナ素子を示す。パッチアンテナの電子放射場を示す。多層パッチアンテナアレイの平面図を示す。多層パッチアンテナアレイの側面図を示す。多層パッチアンテナアレイの第１の層を示す。多層パッチアンテナアレイの第２の層を示す。多層パッチアンテナアレイと共に使用するための送信機を示す。多層パッチアンテナアレイから伝送される多重化ＯＡＭ信号を示す。多層パッチアンテナアレイと共に使用するための受信機を示す。単一の矩形パッチアンテナの３−Ｄモデルを示す。図１０のパッチアンテナの放射パターンを示す。ＯＡＭモード次数ｌ＝０に関する円形アレイの放射パターンを示す。アレイ軸付近のＯＡＭモード次数ｌ＝０に関する放射パターンを示す。アレイ軸付近のＯＡＭモード次数ｌ＝１に関する放射パターンを示す。アレイ軸付近のＯＡＭモード次数ｌ＝２に関する放射パターンを示す。パッチアンテナの設計及びレイアウトプロセスを示す流れ図である。パッチアンテナ用のラミネート上に銅層をパターニングするためのプロセスを示す流れ図である。製造されたパッチアンテナのための検査プロセスを示す流れ図である。Ｐｅｒａｓｏチップセットを使用して窓又は壁を介して無線信号を伝送するためのシステムの一実施形態を示す。Ｐｅｒａｓｏチップセットを使用する中継器の実装を示す。Ｐｅｒａｓｏトランシーバの最上位ブロック図である。Ｐｅｒａｓｏチップセットの詳細な応用図を示す。Ｐｅｒａｓｏチップセットの詳細な応用図を示す。Ｐｅｒａｓｏトランシーバ間の直列伝送を示す。Ｐｅｒａｓｏトランシーバ間の並列伝送を示す。外部の窓上に位置するＰｅｒａｓｏトランシーバの機能ブロック図である。レーザを使用して外部のＰｅｒａｓｏ送信機にパワーを与えるための方法を示す。ＶＣＳＥＬ内の位置合せ穴を示す。ＶＣＳＥＬの光回路を位置合わせするための位置合せ穴の使用を示す。ＶＣＳＥＬ間の光パワー結合を示す。ソーラーパネルを使用して外部システムコンポーネントにパワーを与えるためのやり方を示す。レーザを使用して外部システムコンポーネントにパワーを与えるためのやり方を示す。誘導結合を使用して内部電源から外部コンポーネントにパワーを与えるためのやり方を示す。相互インダクタンスによってリンクされる１対の円形ループを示す。コイルの効率に関係する情報を与える表を示す。誘導結合によって結合されるコイルの概略図である。磁気共鳴によって結合されるコイルの概略図である。磁気共鳴無線パワー伝達システムの機能ブロック図を示す。磁気的に結合された共鳴器の概略図である。簡単なパワー生成回路の概略図である。渦電流損を抑えるためにインピーダンス整合を使用することを概略的に示す。構造の外部及び内部に位置するＰｅｒａｓｏトランシーバ回路の透視図を示す。構造の外部及び内部に位置するＰｅｒａｓｏトランシーバ回路の側面図を示す。窓ガラスを介した信号伝送に関連する様々なパラメータの表を示す。窓ガラスを介した信号伝送に関連する様々なパラメータの別の表を示す。窓ガラスを介した信号伝送に関連する様々なパラメータの更なる表を示す。ブロードバンドデータ伝送を提供するために住居ＩＰネットワークとミリ波システムとを組み合わせることができるやり方を示す。複合ＩＰ住居ネットワークシステムの機能ブロック図を示す。住居ＩＰネットワークシステムの機能ブロック図である。住居ＩＰネットワークシステムに情報を伝送するためにミリ波システムを利用することができるやり方を示す。住居ＩＰネットワークシステムにブロードバンドデータを無線伝送するための第１の実施形態を示す。住居ＩＰネットワークシステムにブロードバンドデータを無線伝送するための第２の実施形態を示す。住居ＩＰネットワークシステムにブロードバンドデータを無線伝送するための第３の実施形態を示す。住居ゲートウェイにブロードバンドデータを提供するための複合光データ転送システム及びＲＦデータ転送システムを示す。光ネットワークデータ転送システムとＲＦネットワークデータ転送システムとの間でネットワーク構成を制御するために負荷平衡技法を使用することができるやり方を示す。中央局と顧客構内との間の様々な光接続を示す。ＧＰＯＮアーキテクチャを示す。アップストリーム及びダウンストリームＧＴＣフレームを示す。ダウンストリームＧＴＣフレームの形式を示す。アップストリームＧＴＣフレームの形式を示す。ｖｉｒｔｕａｌｏｐｔｉｃａｌｌｉｎｅｔｅｒｍｉｎａｔｉｏｎｈａｒｄｗａｒｅａｂｓｔｒａｃｔｉｏｎ（ｖＯＬＴＨＡ）層を示す。ＯＬＴ及びＯＮＵリンク上へのｖＯＬＴＨＡの実装を示す。ＯＬＴとホームゲートウェイとの間のブロードバンドリンクを示す。ＯＮＵと複数のホームゲートウェイとの間のインタフェースを示す。ＯＬＴとホームゲートウェイとの間のブロードバンドデータ通信リンクの第１の実施形態を示す。ＯＬＴと仮想現実ゴーグルとの間のブロードバンドデータ通信リンクの第２の実施形態を示す。６０ＧＨｚトランシーバドングルの機能ブロック図である。上記のブロードバンド通信リンクの１つの中のイーサネットインタフェース用の６バイトＭＡＣアドレスを示す。上記のＰＯＮネットワーク内のスイッチを示す。

次に、全体を通して同様の要素を示すために同様の参照番号を本明細書で使用する図面を参照し、建物貫通のためのミリ波の再生成及び再伝送の様々な表示及び実施形態並びにそれに関連する様々な実施形態を図示し説明し、他のあり得る実施形態についても説明する。図面は必ずしも縮尺通りに描かれておらず、一部の例では専ら例示目的で図面を所々で誇張し且つ／又は単純化している。あり得る実施形態の以下の例に基づく多くのあり得る応用及び改変を当業者なら理解されよう。

無線電気通信に関する１つの問題は、高周波数のＲＦ波が家及び事務所の窓及び壁を貫通できないことである。家又はオフィスビル内の省エネのために窓が任意の赤外線（ＩＲ）遮蔽を含む場合、遮蔽を介して伝送される信号の損失は概して４０ｄＢ又は５０ｄＢに達する。従って本明細書に記載のミリ波システムは、ガラス、窓、又は建物に穴を開けてそれらを通る物理的入口を設ける必要なしに、かかる光学的な及び高周波数の電波のトンネリングを可能にする能力を提供することは、無線通信技術に大きな利点をもたらす。これはガラス又は建物を貫通することに問題を抱える任意の周波数において行われ得る。ガラスは、その絶えず改善されている日射上の及び熱的な性能により最も人気があり汎用性があるものの１つである。この性能を実現するための１つのやり方は、受動及び日射調整低放射率コーティングを使用することによる。この低放射率ガラス材料はミリ波スペクトル伝送について多大な損失を発生させ、かかるガラスを介したミリ波伝送について非常に大きな問題を起こす。以下に記載のシステムは、家又は建物の内外に信号を伝送できるようにするやり方で、ガラス又は建物を貫通することに問題を抱える周波数を処理できるようにする能力をもたらす。

ミリ波のシグナリングは、ＦＣＣがローカルマルチポイント配信サービス（ＬＭＤＳ）スペクトルの１３００ＭＨｚを米国中の各基本通商地域内で利用できるようにする帯域計画を考案したとき開発された。この計画はＢＴＡ（基本通商地域）ごと（各ＢＴＡ内の「Ａブロック」及び「Ｂブロック」）に２つのＬＭＤＳ免許を割り当てた。Ａブロック免許は全帯域幅の１１５０ＭＨｚを含み、Ｂブロック免許は全帯域幅の１５０ＭＨｚで構成された。免許を所有していたＴｅｌｉｇｅｎｔは、屋上から周囲の中小規模企業に高速ブロードバンドを送信可能な固定無線ポイントツーマルチポイント技術向けのシステムを開発した。しかし、そのシステム並びにＷｉｎｓｔａｒ及びＮｅｘｔＬｉｎｋが提供した他のシステムは成功せず、ＬＭＤＳ免許の多くがＦＣＣの手元に返ってきた。それらの免許及び関係するスペクトルは５Ｇの試験及びサービスに有用だと考えられている。

次に図１Ａを参照し、建物貫通伝送システム１０２の全体的なブロック図を示す。建物貫通伝送システム１０２は、窓、レンガ、及びコンクリートの壁等のＲＦ及び光学的な障害による高い建物貫通損失を克服するために、５Ｇ固定ミリ波の展開を使用する。建物貫通伝送システム１０２は、ギガバイトイーサネットサービスを届けるために５Ｇミリ波信号を使用することができる企業及び住居の建物の数を大幅に増やす。このシステムは、窓又は壁に如何なる穴も開ける必要なしに、又は何らかの種類の信号透過性の入口を作成する必要なしに、窓又は壁１０６を通る光トンネル又はＲＦトンネルを提供する。記載されたシステムを使用して方向電波を生成することは、低反射ガラス又は壁をトンネリングして通るための指向性ビームの生成を可能にする。このシステムは、内部トランシーバと外部トランシーバとの間のリンクバジェットが満たされることを可能にする。このシステムは、消費者が設置した装置を使用してギガビットイーサネットを届けるためにミリ波信号を使用することができる建物の数を大幅に増やす。

建物貫通伝送システム１０２は、窓又は壁１０６の外部に位置する外部中継送信機１０４を概して含む。中継送信機１０４は、２．５ＧＨｚ帯、３．５ＧＨｚ帯、５ＧＨｚ帯、２４ＧＨｚ帯、２８ＧＨｚ帯（Ａ１、Ａ２、Ｂ１、及びＢ２）、３９ＧＨｚ帯、６０ＧＨｚ帯、７１ＧＨｚ帯、及び８１ＧＨｚ帯を含む幾つかの周波数を送受信する。３．５ＧＨｚ帯はＣＢＲＳ（市民帯ラジオサービス）であり、６０ＧＨｚ帯はＶ帯域であり、７１ＧＨｚ及び８１ＧＨｚはＥ帯域である。中継送信機１０４は磁気共鳴結合又は誘導結合を使用してパワーを与えられ、そのため外側のユニットは外部電源を必要としない。中継器１０４は、建物の内部に位置するトランシーバ１０８に窓又は壁１０６を介して受信信号を伝送する。トランシーバ１０８は、イーサネット及び／又はパワー接続を提供するためのアンテナ１１０を含む。建物貫通伝送システム１０２は、窓又は壁等の建物構造をトンネリングして通る１ギガビット／秒のスループットのトラフィクを提供することができる。トランシーバ１０８はフェムトセル接続を提供するポート１１２を含み得るが、概してアンテナ１１０を使用して屋内でＷｉ−Ｆｉを伝送する。或いは、イーサネット又はパワー接続がトランシーバ１０８に配線接続されても良い。建物貫通伝送システム１０２は構造の壁又は窓上の任意の箇所に配置され得る。ミリ波信号が様々な種類の構造を貫通できるようにするために、建物貫通伝送システム１０２は様々な種類の壁及び窓と共に機能するように設計される。中継器１０４及びトランシーバ１０８は、降水、暑い／寒い天気、及び高い／低い湿度を含む最も過酷な環境に耐えるために金属／プラスチックの設計で構築される。

トランシーバ１０８は、ギガバイトイーサネットポート、パワー出力、少なくとも１つのＵＳＢ２．０ポート、及びデュアルフラッシュイメージサポートを含む。建物貫通伝送システム１０２は、２００フィート（６０ｍ）までの距離を提供する。このシステムは２４Ｖ／Ｍ受動ギガバイトＰｏＥを必要とし、一実施形態では磁気共鳴無線充電を使用してパワーを与えられ得る２０Ｗの最大パワー消費量を有する。このシステムはチャネル帯域幅６０ＧＨｚの２ＧＨｚを提供する。

図１Ｂ及び図１Ｃは、窓又は壁１０６の外側に位置するトランシーバ１０４と窓又は壁１０６の内側に位置するトランシーバ１０８との間の双方向通信を示す。遠隔基地局送信機１０９が外部トランシーバ１０４に無線信号を伝送する。外部トランシーバ１０４から内部トランシーバ１０８への通信伝送が通信リンク１１４上で生じる。次いで、内部に伝送された信号が内部ルータ１１５からビーム形成又はＷｉＦｉ１１３を使用して顧客構内機器（ＣＰＥ）１１１に伝送され得る。図１Ｃに示すように、（モバイル装置又はモノのインターネット装置等の）内部装置１１７が内部ルータ１１５に信号を伝送する。内部ルータ１１５は内部トランシーバ１０８に信号を与える。窓又は壁１０６の内側から外側への伝送は通信リンク１１６上であるトランシーバ１０８からトランシーバ１０４に対してである。次いで、外部トランシーバ１０４が外部基地局１０９に信号を伝送する。従ってこのシステムは、以下でより完全に説明するようにＲＦ、光、又は他の種類の通信技術を利用し得る双方向通信を可能にする。

次に図１Ｄを参照し、図１Ａ〜図１Ｃに関して論じた建物貫通システムのネットワークの展開を示す。プロバイダネットワーク１３０が、ファイバＰｏＰ（存在点）キャビネット１３２を介してローカルネットワークとインタフェースする。キャビネット１３２は、アクセスポイント１３６までのファイバリンク１３４を有する。アクセスポイント１３６のそれぞれは、本明細書で記載する任意の数の通信周波数を使用して無線通信リンク上で例えばローカルエリア内の照明柱上に位置する他のアクセスポイント１３６と無線で通信する。プロバイダネットワーク１３０と様々な構造の内部に位置する装置との間で情報を双方向に伝送することができるように、アクセスポイント１３６は本明細書に記載の建物貫通システムを含むトランシーバシステム１３８と通信し、信号は外部トランシーバに無線で伝送され、次いで事業所又は家の内部に伝送される。このようにして、構造の内部への信号の貫通によって生じる損失により通常なら構造の内部まで貫通しない無線通信を使用し、ネットワークプロバイダ１３０と構造内に位置するあらゆる種類の装置との間でデータを提供することができる。

次に図２を参照し、ミリ波伝送システム２０２を通信に使用することを示す。基地局２０４が、様々な受信機２１０、２１２に伝送するためのミリ波伝送２０６、２０８を生成する。基地局２０４から受信機２１０に直接伝わるミリ波伝送２０６は多くの環境妨害なしに容易に受信することができる。基地局２０４から建物２１４の内側に位置する受信機２１２へのミリ波伝送２０８は著しい妨害問題を有する。ミリ波伝送２０８は建物２０４を容易には貫通しない。透過的な窓又は建物の壁を通過するとき著しい信号損失に遭遇する。２８ＧＨｚ以上の周波数は建物の壁及び窓のガラスを貫通せず、それでも通信トラフィックの８５％が建物内から生じる。

ミリ波スペクトル伝送が非常に遠くまで伝搬せず、屋内に貫通する能力を欠くことに鑑みて、これらの周波数は約１マイルの非常に短距離の応用に使用される。見込みとして、２．４ＧＨｚでは低パワーのＷｉ−Ｆｉ（登録商標）が３０００平方フィート未満の家の殆どを対象範囲に含み得るが、５ＧＨｚのＷｉ−Ｆｉ信号は２階建ての家の約６０％しか対象範囲に含まず、それはより高い周波数範囲では信号がそれほど遠くまで伝わらないからである。５Ｇの応用ではパワーが一層強いが、それでもなおより高い周波数はより高い損失並びに空間及び他の媒体を通した伝搬を有する。

ミリ波信号が建物を貫通するときに生じる損失はデータレートをほぼゼロにする。例えば基地局から透明ガラスを介して家や建物の内部にダウンリンク上で伝送する場合、最大データレートは９．９３Ｇｂ／秒である。色付ガラスを介して伝送する場合データレートは２．２Ｍｂ／秒である。レンガを介して伝送する場合データレートは１４Ｍｂ／秒であり、コンクリートを介して伝送する場合はデータレートが０．０１８ｂｐｓまで落ちる。同様に建物の内側から基地局に向けてアップリンク上で伝送する場合、最大データレートは透明ガラスを介して１．５７Ｇｂ／秒であり、色付ガラスを介して０．３７Ｍｂ／秒である。アップリンク上で伝送されている信号はレンガを介して伝送する場合５．５Ｍｂ／秒のデータレートを有し、コンクリートを介して伝送する場合は０．００７５ビット／秒のデータレートを有する。古い建物との間で又は新しい建物との間で伝送する場合にもダウンリンク及びアップリンク上で差異が生じる。古い建物は、標準的なガラスを３０％、コンクリートの壁を７０％含む合成モデルを用いた建物として定義する。新しい建物は、赤外反射ガラス（ＩＲＲガラス）を７０％、コンクリートの壁を３０％含む合成モデルとして定義する。建物の内側へのダウンリンク上での基地局の伝送は古い建物では３２Ｍｂ／秒であり、新しい建物では０．３２Ｍｂ／秒である。同様に、家／建物の内側から基地局へのアップリンク伝送は古い建物では２．５６Ｍｂ／秒であり、新しい建物では２５．６ｋｂ／秒である。

これらの欠点にも関わらず、帯域幅の需要の増加に対処するためにＲＦサービスプロバイダはより高い周波数レートの搬送周波数に益々移っていく。具体的には、２８ＧＨｚはローカルマルチポイント配信サービス（ＬＭＤＳ）を提供するための新興の周波数帯である。２８ＧＨｚ及び３９ＧＨｚの周波数帯は、ビーム形成及びビームステアリングを用いた加入者の敷地への５Ｇネットワークをサポートするための小セル展開のためにＦＣＣによって予期されている。建物の材料又は窓を通過するときの非常に大きな貫通損失によって引き起こされる不利点に加え、これらの高い周波数帯域幅には幾つかの利点がある。その利点は、より高い周波数レート、より正確なビーム形成能力、及びミリ波周波数を提供するコンポーネントのより小さい設置面積内でのより効果的なビームステアリングを含む。

図３Ａは、窓３０４上に搭載した光ブリッジ３０２を使用して建物の内側にミリ波信号を伝送するための１つのやり方を示す。光ブリッジ３０２は、窓３０４の外側に含まれる第１の部分３０６と窓３０４の内側に含まれる第２の部分３０８とを含む。第１の部分３０６は、窓３０４の外側に搭載される２８ＧＨｚトランシーバ３１０を含む。この２８ＧＨｚトランシーバ３１０は、例えば図１に関して示すような基地局１０４から伝送されているミリ波伝送を受信する。送受信される信号は、受信機光サブアセンブリ（ＲＯＳＡ）／送信光サブアセンブリ（ＴＯＳＡ）３１２を使用してトランシーバ３１０との間で伝送する。受信機光アセンブリは光ファイバシステム内で光信号を受信するのに使用されるコンポーネントである。同様に、トランシーバ光アセンブリは光ファイバシステム内で光信号を伝送するのに使用されるコンポーネントである。ＲＯＳＡ／ＴＯＳＡコンポーネント３１２は、窓３０４の内側に位置するＲＯＳＡ／ＴＯＳＡコンポーネント３１４に窓３０４を介して光信号を送受信する。信号は建物内での伝送のためにＲＯＳＡ／ＴＯＳＡ３１４からＷｉ−Ｆｉ送信機３１６に転送される。

図３Ｂは、窓又は壁３３０間の透過を助長するために、色付窓又は壁３３０を容易には貫通しない受信周波数が受信信号をダウンコンバートする更なる実施形態を示す。建物の外部では、トランシーバ３３４のアンテナ３３２において窓又は壁を容易には貫通しない周波数で信号が受信される。トランシーバ３３４は、窓／壁３３０をより容易に貫通する周波数帯にその信号をダウンコンバートするためにその信号をダウン／アップコンバータ３３６に転送する。周波数がダウンコンバートされた信号を別のトランシーバ３３８がコンバータ３３６から取得し、それを壁又は窓３３０を介して伝送する。建物の内部に位置するトランシーバ３４０がその伝送信号をダウンコンバートされた周波数で受信する。建物の内部で伝送するためのレベルに信号を変換するために、受信信号をアップ／ダウンコンバータ３４２に送る。多くの事例でそのレベルはＷｉ−Ｆｉ帯域であり得る。建物内での伝送のために、アップコンバートした信号をルータ３４４に転送する。建物内に位置する装置から受信される発信信号は、トランシーバ３３４から建物の外側に信号を伝送するために逆のやり方で伝送する。

次に図４を参照し、建物の窓又は壁を介してミリ波伝送を伝送するためのコンポーネントのより詳細な説明図を示す。トランシーバ２１０は、基地局２０４からダウン／アップリンク３０４上で伝送されるミリ波伝送を受信するための任意選択的なアンテナ利得要素３０２を含む。ダウン／アップリンク４０４は２８ＧＨｚのビーム伝送を含む。但し、他の周波数の伝送も利用することができる。基地局２０４からダウン／アップリンク３０４上で情報を受信するためにＲＦ受信機４０６を使用する。同様に、基地局２０４にダウン／アップリンク４０４上で情報を伝送するためにＲＦ送信機４０８を使用する。任意の受信信号を復調するために、受信信号を復調器４１０に与える。復調信号をグルーマ４１２に与え、グルーマ４１２は光送信コンポーネントによる伝送に適した構成に信号を配置する。異なる変調を（例えば高次ＱＡＭからＯＯＫ（オンオフキーイング）に）翻訳する場合、全てのビットが適切に翻訳され引き続き低ＢＥＲを与えることを確実にするために幾らかのグルーミング（又は信号調節）を必要とするシグナリング変換がある。本システムは、ＶＣＳＥＬを用いた伝送が窓ガラスを通過することを可能にするために、高いＱＡＭレートにおけるＲＦからＯＯＫの生ビットレートへの翻訳を行う。ＶＣＳＥＬはＯＯＫでしか機能せず、従ってグルーマ４１２を用いた翻訳が必要である。受信信号を単に２８ＧＨｚから直接５．８ＧＨｚに（５．８ＧＨｚは壁及びガラスを通過するので）ダウンコンバートした場合、低次変調に翻訳する厄介な問題を心配する必要がない。問題は信号を２８ＧＨｚから５．８ＧＨｚにダウンコンバートすることが高価なコンポーネントを必要とすることである。グルーマ４１２は、より高価なコンポーネントなしにガラス又は壁を介して伝送するための周波数に２８ＧＨｚの受信信号を翻訳することを完了する。

伝送信号は、伝送するための信号を増幅するための増幅器４１４を通される。信号を光学的に伝送するために増幅信号をＶＣＳＥＬ４１６に与える。ＶＣＳＥＬ４１６は、レーザビームのオミッション（omission）が上面から垂直な一種の半導体レーザダイオードである面発光レーザである。好ましい実施形態ではＶＣＳＥＬ４１６が、約７８０ｎｍの波長、４Ｇｂ／秒の変調速度、及び２．２ｍＷ（ｄＢｍでは３．４）の光出力パワーを有するＦｉｎｉｓａｒ製のＶＣＳＥＬを含む。代替的実施形態では、窓４０４を横断して光信号を伝送するためのコンポーネントがＬＥＤ（発光ダイオード）又はＥＥＬ（端面発光レーザ）を含み得る。色付等の窓の様々な特性に基づき、様々なレーザが様々な周波数での様々な光の再伝送を可能にする。

ＶＣＳＥＬ４１６は、ＶＣＳＥＬ４１６から窓４０４の反対側に位置するＶＣＳＥＬ４１８に伝送するための光信号を生成するための送信光アセンブリ（ＴＯＳＡ）を含む。ＶＣＳＥＬ４１６及び４１８は、窓４０４を横断して伝送するための光信号を生成するためのレーザ光源を含む。一実施形態ではＶＣＳＥＬが、１Ｇｂ／秒での実行時に４Ｇｂ／秒の最大変調速度を有する７８０ｎｍの光信号、及び３ｍＷ（５ｄＢｍ）の光出力パワーを与えるＦｉｎｉｓａｒ製のＶＣＳＥＬを含む。ＴＯＳＡは、増幅器４１４からの電気信号を光信号伝送に変換するためのレーザ装置又はＬＥＤ装置を含む。外側のＶＣＳＥＬ４１６から内側のＶＣＳＥＬ４１８及び関連する受信機光アセンブリ（ＲＯＳＡ）への伝送。

光学焦点調整回路４１７を使用して窓４０４を介して光信号を伝送する。光学焦点調整回路４１７については図６に関して送信機側及び受信機側に基づいてより完全に説明する。ＶＣＳＥＬ４１６とＶＣＳＥＬ４１８との間の光リンク４２８は、ＶＣＳＥＬ４１６とＶＣＳＥＬ４１８との間で情報を引き続き伝送していながら許容され得る損失を定める、関連する光リンクバジェットを有する。ＶＣＳＥＬは約５ｄＢｍの出力パワーを有する。ＶＣＳＥＬ内の受信機における検出器は約−１２ｄＢｍで信号を検出することができる。７８０ｎｍの波長でガラスを通過する光信号に関連するガラス損失は７．２１ｄＢである。この伝送に関連する結合損失及びレンズ利得は約０．１ｄＢである。３．５ｍｍのレンズ変位によって引き起こされる最大変位損失は６．８ｄＢである。従って、ＶＣＳＥＬ出力パワーから検出器の感度、ガラス損失、結合損失及びレンズ利得、並びに最大変位損失を減算することに基づき、合計リンクマージンは２．８８ｄＢに等しい。２．８８ｄＢのリンクマージンは予想外のレンズの損失や予想外の出力のばらつき等の追加の損失をもたらす。

レンズの変位又はずれは、システム内のリンク損失のかなりの部分を占め得る。図４に示すように、許容可能なずれの範囲４０２は検出器が受信するパワースペクトルの中心から約−６．５ｍｍから＋６．５ｍｍに及ぶ。位置合わせの損失４０４は、ずれが±６．５ｍｍの間を進むとき０．６ｄＢから６．８ｄＢまでの領域に及ぶ。４０６で図示するように、ずれの最大許容損失は９．４ｄＢである。

窓２０４の内側のＶＣＳＥＬ３１８は、ＴＯＳＡを使用して窓２０４の外側に位置するＶＣＳＥＬ４１６内のＲＯＳＡに０．５Ｇｂｐｓのデータレートで窓を介して光信号を伝送する。ＯＯＫの生ビットレートから高ＱＡＭレートにおけるＲＦに信号を処理してＶＣＳＥＬによる信号受信後のＲＦ伝送を可能にするために、受信される光信号をデグルーマコンポーネント３２に与える。デグルームした信号は変調器４２２内で変調する。ＲＦ送信機４０８を使用し、変調した信号をアップリンク３０４上で伝送する。トランシーバ３１０は電源入力４２４によってパワーを与えられ、窓の内側のコンポーネントも同様に電源入力４２６によってパワーを与えられる。信号はＷｉ−Ｆｉ送信機３２８を使用して建物内に提供され、Ｗｉ−Ｆｉ送信機４２８はＶＣＳＥＬ４１８によって受信される光信号を受信するために接続され、窓３０４を介した伝送のためにＶＣＳＥＬ４１８に信号を与えるために接続される。このＷｉ−Ｆｉ送信機は８０２．１１伝送プロトコルを使用する。

次に図６を参照し、トランシーバ３１０のより詳細なブロック図を示す。受信機部分６０２は、ダウンリンク６０６上で基地局から伝送されるＲＦ信号を受信するためのＲＦ受信機６０４を含む。受信機６０４は、実数部分ＢＢＩ６０８及び虚数部分ＢＢＱ６１０を有する出力信号を生成する。ＲＦ受信機６０４は、受信信号及び位相同期ループ／電圧制御発振器６０５からの入力に応じて実数信号６０８及び虚数信号６１０を生成する。位相同期ループ／電圧制御発振器６０５は、基準発振器６０７から与えられる基準発振器信号及び発振器６０９から与えられる電圧制御発振器信号に応じてＲＦ受信機６０４に入力を与える。デジタル信号に変換するために、実数信号６０８及び虚数信号６１０をアナログ−デジタル変換器６１２に与える。アナログ−デジタル変換器６１２は、クロック生成回路６１６から与えられる関連するクロック入力６１４によってクロック制御される。クロック生成回路６１６は基準発振器６０７から入力を更に受信する。実数デジタル信号６１８及び虚数デジタル信号６２０がデジタルダウンコンバータ６２２に入力される。デジタル信号をより低い周波数にダウンコンバートし、窓ガラスを横断して伝送するための光送信回路（ＶＣＳＥＬ）へのビットストリーム６２４として出力する。

送信機部分６２４は光回路からデジタルビットストリーム６２６を受信し、そのビットストリームをデジタルアップコンバータ６２８の実数部分及び虚数部分に与えて、デジタルデータを伝送用により高い周波数に変換する。アップコンバートしたデジタル信号の実数部分及び虚数部分を波高因子低減プロセッサ６３０に与える。一部の信号（とりわけＯＦＤＭベースのシステム）は、パワー増幅器（ＰＡ）の効率に悪影響を及ぼす高いピーク対平均パワー比（ＰＡＲ）を有する。プロセッサが実装する波高因子低減（ＣＦＲ）方式はＰＡＲを下げるのを助け、多くのネットワーク（ＣＤＭＡ及びＯＦＤＭ）で使用されている。しかし、主にＣＤＭＡ信号向けに開発されたＣＦＲ方式は、ＯＦＤＭ内で使用される場合に（厳しい誤りベクトル度（ＥＶＭ）の要件を所与として）芳しくない性能を有する。ＦＰＧＡ上の良く設計されたＣＦＲアルゴリズムにより、低レイテンシ、出力信号のＰＡＲを著しく下げること（ＰＡの効率を改善する）ができる高性能、及びコストの削減を実現することができる。

波高因子低減プロセッサ６３０からデジタル−アナログ変換器６３２に実数信号及び虚数信号を与える。デジタル−アナログ変換器６３２は、実数デジタル信号及び虚数デジタル信号を実数アナログ信号ＢＢＩ６３４及び虚数アナログ信号ＢＢＱ６３６に変換する。これらの実数アナログ信号及び虚数アナログ信号はＲＦ送信機６３８への入力である。ＲＦ送信機６３８は、位相同期ループ／電圧制御発振器６０４からの入力に応じて実数信号６３４及び虚数信号６３６を処理し、アップリンク６４０上で伝送するためのＲＦ信号を生成してミリ波及び伝送を発生させる。

次に図７を参照し、窓３０４の両端の光送信インタフェースに関連する光学焦点調整回路３１７を示す。光学焦点調整回路４１７は窓３０４のそれぞれの側に位置するＶＣＳＥＬと共に含まれ、送信部分６０２及び受信機部分６０４を含む。本システムは窓を横断する双方向通信を提供するので、送信部分６０２及び受信機部分６０４が窓３０４のそれぞれの側に含まれる。送信部分６０２は、一実施形態では７８０ｎｍの光信号を４Ｇｂ／秒で伝送し、３．４２ｄＢｍのパワー出力を有するＦｉｎｉｓａｒによって提供されるＶＣＳＥＬ６０６を含む。ＶＣＳＥＬ６０６が生成した光信号は７．５ｍｍの焦点距離を有するアクロマティック（acromatic）接合レンズ６０８に与えられ、アクロマティック接合レンズ６０８はＶＣＳＥＬ６０６が生成した光信号を小口径内に平行化する。窓３０４を横断して平行ビーム６１０を伝送する。平行ビームが窓３０４を出て、受信機部分６０４上で最初に２５ｍｍの焦点距離を有する両凸レンズ６１２を通過する。両凸レンズ６１２はビームコラム６１０を半球レンズ６１４上に集束させ、半球レンズ６１４は光検出器６１６の半導体開口部上に光信号を集束させる。一実施形態では、検出器６１６が１０ｍｍの開口直径及び１２ｄＢｍの検出器感度を有する。

或る特定の実施形態ではＶＣＳＥＬ６０６間の伝送及び１０へのＲＦトランシーバとの間の伝送が、２０１６年１１月２１日に出願され、ＳＹＳＴＥＭＡＮＤＭＥＴＨＯＤＦＯＲＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＵＳＩＮＧＯＲＢＩＴＡＬＡＮＧＵＬＡＲＭＯＭＥＮＴＵＭＷＩＴＨＭＵＬＴＩＰＬＥＬＡＹＥＲＯＶＥＲＬＡＹＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮと題された米国特許出願第１５／３５７，８０８号明細書の中で記載されているような直交関数信号伝送技法を利用することができる。米国特許出願第１５／３５７，８０８号明細書は参照によりその全体を本明細書に援用する。但し他の様々なデータ伝送技法も使用できることを理解すべきである。

図７は、通信システムのスペクトル効率を高めるための２つのやり方を示す。概して、通信システムのスペクトル効率７０２を高めるための２つのやり方が基本的にある。この増大は、変調方式における信号処理技法７０４によって又は多元接続技法を使用してもたらすことができる。加えてスペクトル効率は、電磁伝搬内で新たな固有チャネル７０６を作成することによって高めることができる。これらの２つの技法は互いに完全に独立しており、或るクラスからの革新を第２のクラスからの革新に追加することができる。従って、この技法の組合せは更なる革新を取り入れた。

スペクトル効率７０２は通信システムのビジネスモデルにとって重要な要素である。スペクトル効率はビット／秒／ｈｚ単位で定められ、スペクトル効率が高ければ高いほどビジネスモデルが良くなる。それはスペクトル効率が通信システム内のより大勢の利用者数、より高いスループット、より高い品質、又はそのそれぞれの一部につながり得るからである。

信号処理技法又は多元接続技法を使用する技法について。これらの技法はＴＤＭＡ、ＦＤＭＡ、ＣＤＭＡ、ＥＶＤＯ、ＧＳＭ（登録商標）、ＷＣＤＭＡ（登録商標）、ＨＳＰＡ、並びに４ＧＷＩＭＡＸ及びＬＴＥ（登録商標）内で使用される最新のＯＦＤＭ技法等の革新を含む。これらの技法の殆ど全てがＱＡＭ変調と呼ばれる正弦固有関数に基づく何十年も前の変調技法を使用する。新たな固有チャネル７０６の作成を含む技法の第２のクラス内では、革新が空間及び偏波ダイバーシティを含むダイバーシティ技法、並びに相関のない無線経路が独立した固有チャネル及び電磁波の伝搬を作り出す多入力／多出力（ＭＩＭＯ）を含む。

次に図８を参照し、この通信システム構成は２つの技法を導入する。信号処理技法８０４カテゴリから１つ、及び新たな固有チャネル８０６の作成カテゴリから１つであり、これらは互いに完全に独立している。それらの組合せは、ツイストペア及びケーブルから光ファイバまで、自由空間光通信まで、セルラ、バックホール、及び衛星に使用されるＲＦまでのエンドツーエンド通信システムのアクセス部分の中断を独特のやり方で提供する。第１の技法は、非正弦関数を使用してＱＡＭ変調をアップグレードするために新たな直交信号を用いる新たな信号処理技法を使用するものである。この特定の実施形態を量子レベルオーバーレイ（ＱＬＯ）９０２と呼ぶ。第２の実施形態は、軌道角運動量（ＱＡＭ）８０４と呼ばれる電磁波又は光子の特性を用いた新たな電磁波面を応用するものである。量子レベルオーバーレイ技法９０２及び軌道角運動量の適用９０４のそれぞれを適用することは、それらの組合せにおいて通信システム内で何オーダーか高いスペクトル効率９０６を独特にもたらす。

量子レベルオーバーレイ技法９０２に関して、（シンボル内で互いの上に）オーバーラップされるときシステムのスペクトル効率を著しく高める新たな固有関数が導入される。量子レベルオーバーレイ技法３０２は、時間帯域幅積を低減し、それによりチャネルのスペクトル効率を高める専用の直交信号を量子力学から借用する。各直交信号はシンボル内でオーバーレイされ、独立したチャネルとして働く。これらの独立したチャネルは本技法を既存の変調技法と差別化する。

軌道角運動量の適用９０４に関して、この実施形態は軌道角運動量（ＯＡＭ）を搬送する螺旋波面を有するねじれた電磁波又は光ビームを導入する。様々なＯＡＭを搬送する波／ビームは空間領域内で互いに直交することができ、通信リンク内で波／ビームを効率的に多重化及び多重分離することを可能にする。ＯＡＭビームは、複数の独立したデータ搬送チャネルを特別に多重化するその潜在的能力のために通信において興味深い。

量子レベルオーバーレイ技法９０２と軌道角運動量の適用９０４との組合せに関して、ＯＡＭ多重化技法は波長分割多重や偏波分割多重等の他の電磁技法に適合するので、この組合せは独特である。このことはシステム性能を更に高める可能性を示唆する。これらの技法を大容量データ伝送内で一緒に適用することは、ツイストペア及びケーブルから光ファイバまで、自由空間光通信まで、セルラ／バックホール及び衛星に使用されるＲＦまでのエンドツーエンド通信システムのアクセス部分を中断する。

これらの技法のそれぞれは互いに独立に適用できるが、組み合わせることはスペクトル効率を高めるだけではなく、距離又は信号対雑音比を犠牲にすることなしにスペクトル効率を高める独特の機会を与える。

シャノン容量方程式を使用してスペクトル効率が高まるかどうかの判定を行うことができる。スペクトル効率が高まることは数学的に一層多くの帯域幅につながり得る。帯域幅は値を有するので、スペクトル効率の利得は、より高いスペクトル効率を使用することのビジネスインパクトの経済的利得へと容易に変換することができる。更に、洗練された順方向誤り訂正（ＦＥＣ）技法を使用する場合、最終的な影響はより高い品質だが幾らかの帯域幅が犠牲になる。しかし、より高いスペクトル効率（又はより多くの仮想帯域幅）を実現できる場合は獲得した帯域幅の一部をＦＥＣのために犠牲にすることができ、従ってより高いスペクトル効率はより高い品質にもつながり得る。

電気通信事業者及び供給業者はスペクトル効率を高めることに関心がある。しかしこの増加に関する問題はコストである。プロトコルの様々な層における各技法には異なる値札が関連付けられている。低層の技法の上に他の技法を重ねることができ、それによりスペクトル効率を更に高めることができるので、物理層において実装される技法が最も大きい影響を有する。技法の一部に関する値札は、他の関連コストを考慮するとき劇的であり得る。例えば多入力多出力（ＭＩＭＯ）技法は追加の経路を作り出すために追加のアンテナを使用し、各ＲＦ経路は独立したチャネルとして扱うことができ、従って総計のスペクトル効率を高める。ＭＩＭＯのシナリオでは、事業者は構造上の問題（アンテナの設置等）に対処する他の関連するソフトコストを有する。構造上の活動は時間がかかり、より高いスペクトル効率を実現することは経済的損失にもつながり得る大幅な遅延を伴うので、これらの技法は多大なコストを有するだけではなく大きなタイミングの問題も有する。

量子レベルオーバーレイ技法９０２には、新たなアンテナを必要とすることなしに独立したチャネルをシンボル内に作り出すという利点がある。この利点は他の技法と比較して多大なコスト及び時間の利益を有する。更に、量子レイヤオーバーレイ技法９０２は物理層の技法であり、つまりＱＬＯ技法９０２の上に全て乗ることができる他の技法がプロトコルのより高位の層にあり、従ってスペクトル効率を一層高めることができる。ＱＬＯ技法９０２は、ＷＩＭＡＸやＬＴＥ等のＯＦＤＭベースの多元接続技術に使用される標準的なＱＡＭ変調を使用する。以下でより完全に説明するように、ＱＬＯ技法９０２は基本的にベースバンドのＩ成分及びＱ成分に新たな信号を投入し、それらをＱＡＭ変調の前にオーバーレイすることによってトランシーバにおけるＱＡＭ変調を向上させる。受信機において、オーバーレイされた信号を分離するために逆の手順を使用し、正味の効果は標準的なＱＡＭ、更にはルート二乗余弦と比較してスペクトルのより優れた局所化を可能にするパルス成形である。この技法の効果は著しく高いスペクトル効率である。

次に図１０をより具体的に参照し、通信チャネルの数を増やすためにマルチレベルオーバーレイ変調１００４と軌道角運動量１００６の応用との組合せを使用し、様々な通信プロトコルインタフェース１００２内の通信帯域幅の改善をもたらすためのやり方の概要が示されている。軌道角運動量処理及びマルチレベルオーバーレイ変調についての以下の解説は、以下に記載のシステム及び実施形態の中のＲＦ伝送によって実装されてもされなくても良い２つの技法を示す。ＲＦ伝送は、記載する実施形態の中の１つの技法、両方の技法を実装するように又は如何なる技法も実装しないように構成され得る。

様々な通信プロトコルインタフェース１００２は、ＲＦ通信、ケーブル接続又はツイストペア接続等の有線通信、又は光ファイバ通信若しくは自由空間光通信等の光波長を使用する光通信等の様々な通信リンクを含み得る。様々な種類のＲＦ通信は、ＲＦマイクロ波又はＲＦ衛星通信の組合せ、並びにＲＦと自由空間光通信との間のリアルタイムの多重化を含み得る。

多層オーバーレイ変調技法１００４を軌道角運動量（ＯＡＭ）技法１００６と組み合わせることにより、様々な種類の通信リンク１００２上でより高いスループットを実現することができる。ＯＡＭなしにマルチレベルオーバーレイ変調を単独で使用することは、有線でも、光でも、無線でも通信リンク１００２のスペクトル効率を高める。しかし、ＯＡＭを用いるとスペクトル効率の増加が更に著しくなる。

複数のオーバーレイ変調技法１００４は、時間Ｔ及び周波数Ｆが情報図の中で直交軸を定める２次元表記空間内の独立変数でありながら、従来の２自由度を超える新たな自由度をもたらす。この形態は周波数領域又は時間領域内で固定されたものとして信号をモデリングするのではなく、より全般的な手法を含む。固定時間又は固定周波数を使用する以前のモデリング方法は、マルチレベルオーバーレイ変調１００４を使用する全般的な手法のより限定的な事例と考えられる。マルチレベルオーバーレイ変調技法１００４では、信号を単一の軸に沿ってではなく２次元空間内で区別することができる。従って通信チャネルの情報搬送容量は、異なる時間・周波数座標を占め表記上の２次元空間内で区別することができる信号の数によって決定され得る。

表記上の２次元空間内で時間帯域幅積、即ちその空間内で信号が占める面積を最小化することはより高密度のパッキング、従ってより多くの信号を使用することを可能にし、割当チャネル内で結果として生じる情報搬送容量が一層高くなる。周波数チャネルデルタ（Δｆ）を所与とし、これを介して最小時間Δｔで伝送される所与の信号は特定の時間帯域幅最小化信号によって表されるエンベロープを有する。これらの信号の時間帯域幅積は以下の形を取る：
ΔｔΔｆ＝１／２（２ｎ＋１）
但しｎは０から無限に及ぶ整数であり信号の次数を表す。

これらの信号は、それぞれが有限のエネルギ量を有する無限要素の直交系を形成する。それらは時間領域及び周波数領域の両方において有限であり、相関、例えばマッチフィルタリングによって他の信号及び雑音の混合から検出することができる。他のウェーブレットと異なり、これらの直交信号は同様の時間及び周波数の形状を有する。

軌道角運動量プロセス１００６はデータストリームを搬送する電磁場の波面にねじれを与え、それにより同じ周波数、波長、又は他の信号サポートメカニズム上で複数のデータストリームを伝送できるようにし得る。このことは、単一の周波数又は波長が複数の固有チャネル（個々のチャネルのそれぞれに様々な直交且つ独立した軌道角運動量が関連付けられている）をサポートできるようにすることにより、通信リンク上の帯域幅を増加させる。

次に図１１を参照し、ツイストペア又はケーブルが（光子ではなく）電子を搬送するとき上記の技法を使用する更なる通信実装技法を示す。マルチレベルオーバーレイ変調１００４及び軌道角運動量技法１００６のそれぞれを使用するのではなく、単一有線インタフェース、より具体的にはツイストペア通信リンク又はケーブル通信リンク１１０２と組み合わせてマルチレベルオーバーレイ変調１００４だけを使用することができる。マルチレベルオーバーレイ変調１１０４の動作は図１０に関して先に論じたのと同様だが、軌道角運動量技法１００６を使用することなしに単独で使用され、ツイストペア通信リンク又はケーブルインタフェース通信リンク１１０２と共に使用される。

次に図１２を参照し、光通信システム内で伝送するために複数のデータストリーム１２０２を処理するための全体的なブロック図を示す。複数のデータストリーム１２０２が多層オーバーレイ変調回路１２０４に与えられ、多層オーバーレイ変調技法を使用して信号を変調する。変調した信号を軌道角運動量処理回路１２０６に与え、軌道角運動量処理回路１２０６は光通信チャネルの波長上で伝送される波面のそれぞれにねじれを加える。ねじれ波は、光ファイバ又は自由空間光通信システム等の光通信リンク上で光インタフェース１２０８を介して伝送される。図１２は、インタフェース１２０８が光インタフェースではなくＲＦインタフェースを含むＲＦメカニズムも示し得る。

次に図１３をより具体的に参照し、同じ波長又は周波数上で伝送するために他の複数のデータストリームと組み合わせることができるデータストリームを提供するために、図１０に関して示したような通信システム内で軌道角運動量の「ねじれ」を発生させるためのシステムの機能ブロック図を示す。複数のデータストリーム１３０２が送信処理回路１３００に与えられる。データストリーム１３０２のそれぞれは、例えば音声通話を搬送するエンドツーエンドリンク接続、又はデータ接続上で非回路交換パックデータ（non-circuit switch packed data）を伝送するパケット接続を含む。複数のデータストリーム１３０２は、変調器／復調器回路１３０４によって処理される。以下でより完全に説明するように、変調器／復調器回路１３０４はマルチレベルオーバーレイ変調技法を使用し、受信データストリーム１３０２を波長チャネル又は周波数チャネル上に変調する。通信リンクは、光ファイバリンク、自由空間光通信リンク、ＲＦマイクロ波リンク、ＲＦ衛星リンク、有線リンク（ねじれなし）等を含み得る。

変調したデータストリームを軌道角運動量（ＯＡＭ）信号処理ブロック１３０６に与える。軌道角運動量電磁ブロック１３０６によって変調器／復調器１３０４からの変調データストリームのそれぞれに異なる軌道角運動量を与え、それにより変調データストリームのそれぞれに独特の且つ異なる軌道角運動量が関連付けられる。関連する軌道角運動量を有する変調信号のそれぞれを光送信機１３０８に与え、光送信機１３０８は独特の軌道角運動量を有する変調データストリームのそれぞれを同じ波長上で伝送する。各波長は或る選択された数の帯域幅スロットＢを有し、ＯＡＭ電磁ブロック１３０６から与えられる軌道角運動量ｌの度数の因子だけそのデータ伝送能力を高めることができる。単一波長で信号を伝送する光送信機１３０８はＢ個の情報グループを伝送することができる。本明細書に記載の構成により、光送信機１３０８及びＯＡＭ電磁ブロック１３０６はｌ×Ｂ個の情報グループを伝送することができる。

受信モードでは、光送信機１３０８は、様々な軌道角運動量信号が埋め込まれた、その内部で伝送される複数の信号を含む波長を有する。光送信機１３０８はそれらの信号をＯＡＭ信号処理ブロック１３０６に転送し、ＯＡＭ信号処理ブロック１３０６は異なる軌道角運動量を有する信号のそれぞれを分離し、分離した信号を復調器回路１３０４に与える。復調プロセスは変調信号からデータストリーム１３０２を抽出し、多層オーバーレイ復調技法を使用してそのデータストリームを受信端において提供する。

次に図１４を参照し、ＯＡＭ信号処理ブロック１４０６のより詳細な機能上の説明を行う。入力データストリームのそれぞれがＯＡＭ回路１４０２に与えられる。ＯＡＭ回路１４０２のそれぞれは受信データストリームに異なる軌道角運動量を与える。異なる軌道角運動量は、伝送信号を生成するために様々な電流を加えて関連する特定の軌道角運動量を作り出すことによって実現される。ＯＡＭ回路１４０２のそれぞれによって提供される軌道角運動量はＯＡＭ回路１４０２に与えられるデータストリームに固有である。多くの異なる電流を使用して様々な入力データストリームに無限数の軌道角運動量を加えることができる。別々に生成したデータストリームのそれぞれを信号合成器１４０４に与え、信号合成器１４０４は送信機１４０６から伝送するために信号を波長上に合成する。

次に図１５を参照し、ＯＡＭ処理回路１３０６が受信信号を複数のデータストリームに分けることができるやり方を示す。受信機１５０２が単一波長上で合成ＯＡＭ信号を受信し、その情報を信号分離器１５０４に与える。信号分離器１５０４が、様々な軌道角運動量を有する信号のそれぞれを受信波長から分離し、分離した信号をＯＡＭねじれ解除回路１５０６に与える。ＯＡＭねじれ解除回路１５０６は関連する信号のそれぞれから関連するＯＡＭねじれを除去し、受信した変調データストリームを更に処理するために提供する。信号分離器１５０４は、軌道角運動量が除去された受信信号のそれぞれを個々の受信信号へと分離する。以下でより完全に説明するように、個々に受信される信号は例えばマルチレベルオーバーレイ復調を使用して復調するために受信機１５０２に与えられる。

図１６は、２つの量子スピン偏波（quanti-spin polarization）を有する単一の波長又は周波数が、様々な軌道角運動量が関連付けられた無限数のねじれを与えることができるやり方を示す。ｌ軸は、選択された周波数又は波長において特定の信号に加えることができる様々な量子化された軌道角運動量状態を表す。オメガ（ω）の記号は異なる軌道角運動量の信号を適用できる様々な周波数を表す。上側の格子１６０２は左旋信号偏波のために潜在的に利用可能な信号を表し、下側の格子１６０４は右旋偏波を有する潜在的に利用可能な信号のためのものである。

特定の周波数又は波長において信号に様々な軌道角運動量状態を加えることにより、その周波数又は波長において潜在的に無限数の状態をもたらすことができる。従って、左旋偏波面１６０２及び右旋偏波面１６０４の両方の中の周波数Δω又は波長１６０６における状態は、様々な軌道角運動量状態Δｌの無限数の信号をもたらすことができる。ブロック１６０８及び１６１０は、右旋偏波面１６０４及び左旋偏波面１６１０の両方において、或る周波数Δω又は波長における軌道角運動量Δｌを有する特定の信号をそれぞれ表す。同じ周波数Δω又は波長１６０６内で別の軌道角運動量に変更することによって異なる信号を伝送することもできる。各角運動量状態は、光送信機からの伝送に関する決定された異なる電流レベルに対応する。光領域内で特定の軌道角運動量を生成するための等価電流を推定し、信号を伝送するためにその電流を加えることによって信号の伝送を所望の軌道角運動量状態において実現することができる。

従って図１６の説明図は２つのあり得る角運動量、つまりスピン角運動量及び軌道角運動量を示す。スピンバージョンは巨視的電磁気学の偏波の中で明らかにされ、上向きのスピン方向及び下向きのスピン方向により左旋偏波及び右旋偏波しかない。しかし、軌道角運動量は量子化される無限数の状態を示す。経路は２つよりも多く、理論的には量子化された軌道角運動量レベルによって無限であり得る。

伝送されるエネルギ信号の軌道角運動量状態を使用し、信号によって伝送される放射内に物理的情報を埋め込むことができる。マクスウェル・ヘビサイド方程式を以下のように表すことができ：

但し∇はデル演算子であり、Ｅは電場強度であり、Ｂは磁束密度である。これらの方程式を使用してマクスウェルの原方程式から２３個の対称性／保存量を導出することができる。但し良く知られている保存量は１０個しかなく、そのうちの数個だけが商業的に使用されている。歴史的に、マクスウェルの方程式がその元の四元形式に保たれる場合は対称性／保存量を認めるのがより容易だが、ヘビサイドによってこのベクトル形式に修正されたとき、マクスウェルの方程式内のそのような固有の対称性を認めるのがより困難になった。

マクスウェルの線形理論は、アーベル交換関係とＵ（１）対称性のものである。これらは大局的（空間内で局所的ではない）特性に対処する非アーベル交換関係により、より高い対称性グループＳＵ（２）形式に拡張することができる。マクスウェル理論のＷｕ−Ｙａｎｇ及びＨａｒｍｕｔｈの解釈は磁気モノポール及び磁荷の存在を含意する。古典的な場が関与する限り、これらの理論的構築物は擬似粒子又はインスタントンである。マクスウェルの成果の解釈は、実際にマクスウェルの元の意図から重大な点で逸脱している。マクスウェルの元の定式化では、ファラデーの電気緊張状態（Ａμ場）が中心であり、それらを（ヘビサイドよりも前に）Ｙａｎｇ−Ｍｉｌｌｓ理論に適合させた。ソリトンと呼ばれる数学的なダイナミックエンティティは古典的なものでも量子でも良く、線形でも非線形でも良く、ＥＭ波を表現する。しかしソリトンはＳＵ（２）対称性形式のものである。従来の解釈されたＵ（１）対称性の古典的なマクスウェル理論がかかるエンティティを表現するには理論をＳＵ（２）形式に拡張しなければならない。

（従来のマクスウェル理論では説明できない）半ダースの物理的現象に加え、近年定式化されたＨａｒｍｕｔｈＡｎｓａｔｚもマクスウェル理論の不完全さに対処する。Ｈａｒｍｕｔｈによって修正されたマクスウェル方程式は、磁流密度及び磁荷が加わるという条件でＥＭ信号速度を計算するために使用することができる（これはＹａｎｇ−Ｍｉｌｌｓが提起した方程式と整合する）。従って、正しいジオメトリ及びトポロジを伴いＡμポテンシャルは常に物理的意味を有する。

保存量及び電磁場は、システムエネルギの保存及びシステムの線形運動量の保存に従って表現することができる。時間の対称性、即ちシステムエネルギの保存は以下の方程式に従ってポインティングの定理を用いて表現することができる：

空間対称性、即ち電磁的ドップラーシフトを表すシステムの線形運動量の保存は以下の方程式によって表すことができる：

システムのエネルギの中心の保存は以下の方程式によって表される：

同様に、方位角ドップラーシフトを誘発するシステムの角運動量の保存は以下の方程式によって表される：

自由空間内の放射ビームについて、ＥＭ場の角運動量Ｊ^ｅｍは２つの部分に分けることができる：

実数値表現における特異フーリエモードのそれぞれについて次式が成立する：

第１の部分はＥＭスピン角運動量Ｓ^ｅｍであり、その古典的な発現は波の偏波である。第２の部分はＥＭ軌道角運動量Ｌ^ｅｍであり、その古典的な発現は波のヘリシティである。概してＥＭ線形運動量Ｐ^ｅｍ及びＥＭ角運動量Ｊ^ｅｍ＝Ｌ^ｅｍ＋Ｓ^ｅｍの両方が遠距離場まで放射される。

ポインティングの定理を使用することによって信号の光渦度を光速度方程式：

に従って求めることができ、Ｓはポインティングベクトル

であり、Ｕはエネルギ密度

であり、Ｅ及びＨは電場及び磁場をそれぞれ含み、ε及びμ_０はそれぞれ媒体の誘電率及び透磁率である。この場合、光渦度Ｖを方程式：

に従って光速度の回転によって求めることができる。

次に図１７Ａ及び図１７Ｂを参照し、平面波の状況における信号及びその関連するポインティングベクトル、態様を示す。全体的に１７０２で示す平面波の状況において、伝送信号は３つの構成のうちの１つを取り得る。概して１７０４で示すように、電場ベクトルが同じ方向にある場合は線形信号が与えられる。円偏波１７０６内では電場ベクトルが同じ大きさで回転する。楕円偏波１７０８内では電場ベクトルが回転するが異なる大きさを有する。ポインティングベクトルは図１７Ａのための信号構成について一定方向に保たれ、電場及び磁場に対して常に垂直である。次に図１７Ｂを参照し、本明細書に記載の通り独特な軌道角運動量を信号に加えた場合、ポインティングベクトルＳ１７１０が信号の伝搬方向を中心として螺線状に進む。本明細書に記載の通り信号を同じ周波数上で伝送できるようにするためにこの螺旋は変えることができる。

図１８Ａから図１８Ｃは、様々なヘリシティ（即ち軌道角運動量）を有する信号の違いを示す。信号１８０２、１８０４、及び１８０６に関連する螺旋状ポインティングベクトルのそれぞれは異なる形状の信号を与える。信号１８０２は＋１の軌道角運動量を有し、信号１８０４は＋３の軌道角運動量を有し、信号１８０６は−４の軌道角運動量を有する。各信号は個別の角運動量及び関連するポインティングベクトルを有し、それらは信号を同じ周波数内の他の信号と区別することを可能にする。このことは同じ周波数上で異なる種類の情報を伝送することを可能にし、それはこれらの信号が別々に検出可能であり、互いに干渉しないからである（固有チャネル）。

図１８Ｄは、様々な固有モードに関するポインティングベクトルの伝搬を示す。輪１８２０のそれぞれは、同じ周波数内の異なる軌道角運動量を表す異なる固有モード又はねじれを表す。これらの輪１８２０のそれぞれは異なる直交チャネルを表す。固有モードのそれぞれが、関連するポインティングベクトル１８２２を有する。

トポロジカルチャージは、線形偏波又は円偏波のために周波数に多重化することができる。線形偏波の場合、トポロジカルチャージは垂直及び水平偏波上で多重化されることになる。円偏波の場合、トポロジカルチャージは左円偏波及び右円偏波上で多重化することになる。トポロジカルチャージは、ヘリシティインデックス「Ｉ」又は信号に加えられるねじれ量若しくはＯＡＭの別名である。ヘリシティインデックスは正でも負でも良い。ＲＦでは様々なトポロジカルチャージを作り出し、一緒に多重化し、非多重化してトポロジカルチャージを分離することができる。

トポロジカルチャージｌは、特定の屈折率を有する適切な材料を使用する図１８Ｅに示す螺旋位相板（ＳＰＰ）、機械工場（machine shop）又は位相マスクの能力、新たな材料で作られるホログラム、又は特定のトポロジカルチャージと共に（光ビームではなく）ＲＦ波のねじれをもたらす装置上の電圧調節によってＲＦ波をねじる空間光変調器（ＳＬＭ）のＲＦバージョンを作り出すための新たな技法を使用して作り出すことができる。螺旋位相板は、ＲＦ平面波（ｌ＝０）を特定のヘリシティのねじれＲＦ波（即ちｌ＝＋１）に変換することができる。

クロストーク及びマルチパス干渉は、ＲＦ多入力多出力（ＭＩＭＯ）を使用して補正することができる。チャネル障害の殆どは制御チャネル又はパイロットチャネルを使用して検出することができ、アルゴリズム的技法（閉ループ制御系）を使用して補正することができる。

図１３に関して先に説明したように、処理回路内で適用される複数のデータストリームのそれぞれに多層オーバーレイ変調方式が適用される。

次に図１９を参照し、参照番号１９００はマルチレベルオーバーレイ（ＭＬＯ）変調システムの一実施形態を全体的に示すが、ＭＬＯという用語及び図示のシステム１９００は実施形態の例であることを理解すべきである。ＭＬＯシステムは、参照により本明細書に援用するＭｕｌｔｉｐｌｅＬａｙｅｒＯｖｅｒｌａｙＭｏｄｕｌａｔｉｏｎと題された米国特許第８，５０３，５４６号明細書の中で開示されているようなものを含み得る。一例では、変調システム１９００が図１２のマルチレベルオーバーレイ変調ボックス１２０４内に実装される。システム１９００はデジタルソース１９０２からの入力データストリーム１９０１を入力として取り、その入力データストリームを入力段デマルチプレクサ（ＤＥＭＵＸ）１９０４によって論理的な１及び０の３つの並列な別々のデータストリーム１９０３Ａ〜１９０３Ｃへと分離する。データストリーム１９０１は転送されるデータファイル又は音声若しくはビデオデータストリームを表し得る。より多数の又はより少数の分離データストリームを使用しても良いことを理解すべきである。実施形態の一部では、分離データストリーム１９０３Ａ〜１９０３Ｃのそれぞれが元のレートの１／Ｎのデータレートを有し、Ｎは並列データストリームの数である。図１９に示す実施形態ではＮが３である。

ＱＡＭシンボルマッパー１９０５Ａ〜Ｃのうちの１つにより、分離データストリーム１９０３Ａ〜１９０３ＣのそれぞれをＭ−ＱＡＭコンスタレーション、例えば１６ＱＡＭ又は６４ＱＡＭ内の直交振幅変調（ＱＡＭ）シンボルにマップする。ＱＡＭシンボルマッパー１９０５Ａ〜ＣはＤＥＭＵＸ１９０４のそれぞれの出力に結合され、離散レベルにおいて並列な同相（Ｉ）１９０６Ａ、１９０８Ａ、及び１９１０Ａ、並びに直角位相（Ｑ）１９０６Ｂ、１９０８Ｂ、及び１９１０Ｂのデータストリームを生成した。例えば６４ＱＡＭでは、それぞれのＩチャネル及びＱチャネルが８個の離散レベルを使用して３ビット／シンボル伝送する。ＩとＱとの３つの対１９０６Ａ−１９０６Ｂ、１９０８Ａ−１９０８Ｂ、及び１９１０Ａ−１９１０Ｂのそれぞれは、対応する関数生成器の対１９０７Ａ−１９０７Ｂ、１９０９Ａ−１９０９Ｂ、及び１９１１Ａ−１９１１Ｂの出力に重み付けするために使用される。一部の実施形態では、それらの関数生成器の対は上記の修正エルミート多項式のような信号を生成し、入力シンボルの振幅値に基づいてそれらの信号に重み付けする。この形態は、それぞれがインカム（income）データストリーム１９０１に元々由来するデータの一部を搬送する２Ｎ個の加重信号又は変調信号をもたらし、従来技術のＱＡＭシステムで行われるように二乗余弦フィルタを用いてＩとＱとの対１９０６Ａ−１９０６Ｂ、１９０８Ａ−１９０８Ｂ、及び１９１０Ａ−１９１０Ｂ内の各シンボルを変調する代わりである。図示の実施形態では３つの信号ＳＨ０、ＳＨ１、及びＳＨ２を使用し、これらの信号はＨ０、Ｈ１、及びＨ２の修正にそれぞれ対応するが、他の実施形態では異なる信号を使用しても良いことを理解すべきである。

加重信号は副搬送波ではなく変調搬送波の副層であり、信号の直交性によりＩ次元及びＱ次元のそれぞれにおける相互干渉なしに、加算器１９１２及び１９１６を使用して周波数及び時間の両方において合成され、重畳される。加算器１９１２及び１９１６は、コンポジット信号１９１３及び１９１７を生成するための信号合成器として働く。加重直交信号はＩチャネル及びＱチャネルの両方に使用され（システム１９００によって同等に処理されている）、ＱＡＭ信号の伝送前に加算される。従って、新たな直交関数を使用するが、一部の実施形態は伝送のためにＱＡＭを追加で使用する。図２３Ａから図２３Ｋの中で示すように、時間領域内での信号のテーパリングのため、加重信号の時間領域波形はシンボルの持続時間に限定される。更に、専用の信号及び周波数領域のテーパリングのため、信号は周波数領域にも限定され、信号及び隣接チャネルとのインタフェースを最小化する。

コンポジット信号１９１３及び１９１７は、デジタル−アナログ変換器１９１４及び１９１８を使用してアナログ信号１９１５及び１９１９に変換され、その後、変調器１９２１を使用して局所発振器（ＬＯ）１９２０の周波数において搬送波信号を変調するために使用される。変調器１９２１は、ＤＡＣ１９１４及び１９１８のそれぞれに結合されるミキサ１９２２及び１９２４を含む。９０度位相シフタ１９２３がＬＯ１９２０からの信号を搬送波信号のＱ成分へと変換する。ミキサ１９２２及び１９２４の出力を加算器１９２５内で加算して出力信号１９２６を生成する。

ＭＬＯは、有線、光、及び無線等の様々な移送媒体と共に使用することができ、ＱＡＭと組み合わせて使用することができる。その理由は、ＭＬＯがスペクトル重複ではなく様々な信号のスペクトルオーバーレイを使用するからである。利用可能なスペクトル資源を複数の層に拡張することによって帯域幅の利用効率を何オーダーか高めることができる。直交信号の数は、従来技術の２（余弦及び正弦）から、直交多項式を生成するために使用される生成器の精度及びジッタの限界によって制限される数まで増加する。このようにして、ＭＬＯはＱＡＭのＩ次元及びＱ次元のそれぞれをＧＳＭ、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）、広帯域ＣＤＭＡ（ＷＣＤＭＡ）、高速ダウンリンクパケット接続（ＨＳＰＤＡ）、ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ−ｄａｔａｏｐｔｉｍｉｚｅｄ（ＥＶ−ＤＯ）、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）、ｗｏｒｌｄ−ｗｉｄｅｉｎｔｅｒｏｐｅｒａｂｉｌｉｔｙｆｏｒｍｉｃｒｏｗａｖｅａｃｃｅｓｓ（ＷＩＭＡＸ）、及びｌｏｎｇｔｅｒｍｅｖｏｌｕｔｉｏｎ（ＬＴＥ）システム等の任意の多元接続技法に拡張する。ＭＬＯは、周波数分割二重（ＦＤＤ）、時分割二重（ＴＤＤ）、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）、及び時分割多元接続（ＴＤＭＡ）等の他の多元接続（ＭＡ）方式と組み合わせて更に使用することができる。個々の直交信号を同じ周波数帯上でオーバーレイすることは物理帯域幅よりも広い仮想帯域幅を作り出すことを可能にし、従って信号処理に新たな次元を追加する。この変調は、ツイストペア、ケーブル、光ファイバ、衛星、ブロードキャスト、自由空間光通信、及びあらゆる種類の無線アクセスに適用することができる。本方法及びシステムは、ＥＶ−ＤＯ、ＵＭＢ、ＷＩＭＡＸ、ＷＣＤＭＡ（with 又は without）、マルチメディアブロードキャストマルチキャストサービス（ＭＢＭＳ）／多入力多出力（ＭＩＭＯ）、ＨＳＰＡエボリューション、及びＬＴＥを含む多くの現在の及び未来の多元接続システムに適合する。

次に図２０を参照し、ＭＬＯ復調器２０００を示すが、ＭＬＯという用語及び図示のシステム２０００は実施形態の例であることを理解すべきである。変調器２０００は、システム１９００からの出力信号１９２６と同様であり得るＭＬＯ信号２０２６を入力として取る。同期装置２０２７が位相情報を抽出し、コヒーレンスを保つためにその位相情報を局所発振器２０２０に入力し、それにより変調器２０２１はアナログＩ信号２０１５及びＱ信号２０１９にベースバンドを作り出すことができる。変調器２０２１は、９０度位相シフタ２０２３を介してＬＯ２０２０に結合されるミキサ２０２２及び２０２４を含む。Ｉ信号２０１５は、信号フィルタ２００７Ａ、２００９Ａ、及び２０１１Ａのそれぞれに入力され、Ｑ信号２０１９は、信号フィルタ２００７Ｂ、２００９Ｂ、及び２０１１Ｂのそれぞれに入力される。直交関数は既知なので、変調データを回復するために相関又は他の技法を使用してそれらの信号を分離することができる。Ｉ信号２０１５及びＱ信号２０１９のそれぞれの中の情報は、シンボルのそれぞれの中で加算されている重複関数から抽出することができ、それは関数が相関的な意味で直交するからである。

一部の実施形態では、信号フィルタ２００７Ａ−２００７Ｂ、２００９Ａ−２００９Ｂ、及び２０１１Ａ−２０１１Ｂがマッチフィルタ内の既知の信号として多項式の局所的に生成された複製を使用する。マッチフィルタの出力は回復されたデータビットであり、例えばシステム１９００のＱＡＭシンボル１９０６Ａ−１９０６Ｂ、１９０８Ａ−１９０８Ｂ、及び１９１０Ａ−１９１０Ｂに相当する。信号フィルタ２００７Ａ−２００７Ｂ、２００９Ａ−２００９Ｂ、及び２０１１Ａ−２０１１Ｂは、ｎ、Ｉ、及びＱ信号の対のストリームを２ｎ個生成し、それらは復調器２０２８〜２０３３に入力される。復調器２０２８〜２０３３はそのそれぞれの入力信号内のエネルギを積分してＱＡＭシンボルの値、従って決定されるシンボルによって表される論理的な１及び０のデータビットストリームセグメントを決定する。その後、復調器２０２８〜２０３３の出力をマルチプレクサ（ＭＵＸ）２００５Ａ〜２００５Ｃに入力してデータストリーム２００３Ａ〜２００３Ｃを生成する。システム２０００がシステム１９００からの信号を復調している場合、データストリーム２００３Ａ〜２００３Ｃはデータストリーム１９０３Ａ〜１９０３Ｃに対応する。ＭＵＸ２００４がデータストリーム２００３Ａ〜２００３Ｃを多重化してデータ出力ストリーム２００１を生成する。要するに、ＭＬＯ信号が送信機上で互いの上にオーバーレイ（スタック）され、受信機上で分離される。

ＭＬＯは、信号間の直交性を実現するやり方でＣＤＭＡ又はＯＦＤＭと区別され得る。ＭＬＯ信号は時間領域及び周波数領域の両方において互いに直交し、同じシンボル時間帯域幅積内でオーバーレイすることができる。直交性は、オーバーレイされた信号の相関特性、例えば最小二乗和によって得られる。比較すると、ＣＤＭＡは時間領域内の信号の直交インタリービング又は変位を使用するのに対し、ＯＦＤＭは周波数領域内の信号の直交変位を使用する。

複数の利用者に同じチャネルを指定することにより、帯域幅効率をチャネルについて高めることができる。これは個々のユーザ情報を専用の直交関数にマップする場合に実現可能である。ＣＤＭＡシステムは複数のユーザ情報を重ね合わせ、時間シンボル間直交符号列を確認して個々の利用者を区別する。ＯＦＤＭは各利用者に固有の信号を指定するが、それらの信号はオーバーレイされず、周波数領域内でのみ直交する。ＣＤＭＡもＯＦＤＭも帯域幅効率を高めない。信号が低い信号対雑音比（ＳＮＲ）を有する場合、ＣＤＭＡはデータを伝送するのに必要以上の帯域幅を使用する。ＯＦＤＭは、マルチパス無線周波数環境内でより優れた性能を実現するために、多くの副搬送波上でデータを拡散させる。ＯＦＤＭはマルチパス効果を軽減するために巡回プレフィックスＯＦＤＭを使用し、シンボル間干渉（ＩＳＩ）を最小化するためにガード時間を使用し、各チャネルは伝送波形が直交するかのように振る舞うように機構的に作られる（周波数領域内の副搬送波ごとのＳｙｎｃ関数。）

対照的にＭＬＯは、同じ帯域幅内で使用可能な更に多くのチャネルを提供するアルファベットを効果的に形成する１組の関数を使用し、それにより高い帯域幅効率を可能にする。ＭＬＯの一部の実施形態は巡回プレフィックス又はガード時間の使用を必要とせず、従ってスペクトル効率、ピーク対平均パワー比、パワー消費量の点でＯＦＤＭに勝り、１ビット当たり更に少ない演算を必要とする。加えて、ＭＬＯの実施形態はＣＤＭＡ及びＯＦＤＭシステムよりも増幅器の非線形性に耐性がある。

図２１は、入力データストリーム１９０１を受信するＭＬＯ送信機システム２１００の一実施形態を示す。システム２１００は、図１９に示すシステム１９００のＤＥＭＵＸ１９０４、ＱＡＭシンボルマッパー１９０５Ａ〜Ｃ、関数生成器１９０７Ａ−１９０７Ｂ、１９０９Ａ−１９０９Ｂ、及び１９１１Ａ−１９１１Ｂ、並びに加算器１９１２及び１９１６の等価の機能を組み込む変調器／コントローラ２１０１を表す。但し、変調器／コントローラ２１０１は、システム１９００内で示した３よりも多い量又は少ない量の信号を使用しても良いことを理解すべきである。変調器／コントローラ２１０１は、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、書替え可能ゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、及び／又は他のコンポーネント（ディスクリート回路素子又は単一の集積回路（ＩＣ）チップ内に統合されたもの）を含み得る。

変調器／コントローラ２１０１はＤＡＣ２１０４及び２１０７に結合され、１０ビットのＩ信号２１０２及び１０ビットのＱ信号２１０５をそれぞれ伝える。一部の実施形態では、Ｉ信号２１０２及びＱ信号２１０５がシステム１９００のコンポジット信号１９１３及び１９１７に対応する。但し、Ｉ信号２１０２及びＱ信号２１０５の１０ビットの容量は一実施形態を表すに過ぎないことを理解すべきである。図示の通り、変調器／コントローラ２１０１は更に、制御信号２１０３及び２１０６を使用してＤＡＣ２１０４及び２１０７をそれぞれ制御する。一部の実施形態では、ＤＡＣ２１０４及び２１０７がＡＤ５４３３（相補型金属酸化膜半導体（ＣＭＯＳ）１０ビット電流出力ＤＡＣ）をそれぞれ含む。一部の実施形態では、ＤＡＣ２１０４及び２１０７のそれぞれに複数の制御信号が送信される。

ＤＡＣ２１０４及び２１０７は、ＬＯ１９２０に結合される直交変調器１９２１にアナログ信号２１１５及び２１１９を出力する。変調器１９２１の出力はデータを無線で伝送するために送信機２１０８に結合して示しているが、一部の実施形態では変調器１９２１が光ファイバモデム、ツイストペア、同軸ケーブル、又は他の適切な伝送媒体に結合され得る。

図２２は、システム２１００からの信号を受信し復調することができるＭＬＯ受信機システム２２００の一実施形態を示す。システム２２００は、ＲＦ、有線、又は光等の入力媒体を含み得る受信機２２０８から入力信号を受信する。ＬＯ２０２０によって駆動される変調器２０２１がその入力をベースバンドのＩ信号２０１５及びＱ信号２０１９に変換する。Ｉ信号２０１５及びＱ信号２０１９は、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）２２０９に入力される。

ＡＤＣ２２０９は、復調器／コントローラ２２０１に１０ビット信号２２１０を出力し、復調器／コントローラ２２０１から制御信号２２１２を受信する。復調器／コントローラ２２０１は、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、書替え可能ゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、及び／又は他のコンポーネント（ディスクリート回路素子又は単一の集積回路（ＩＣ）チップ内に統合されたもの）を含み得る。復調器／コントローラ２２０１は、復調を実行して送信されたシンボルを識別するために、使用される信号セットの局所的に生成された複製と受信信号を相関させる。復調器／コントローラ２２０１は更に周波数誤差を推定し、ＡＤＣ２２０９からのデータを読み取るために使用されるデータクロックを回復する。制御信号２２１２を使用してクロックタイミングがＡＤＣ２２０９に送り返され、ＡＤＣ２２０９がデジタルのＩ信号２０１５及びＱ信号２０１９を区分することを可能にする。一部の実施形態では、復調器／コントローラ２２０１によって複数の制御信号がＡＤＣ２２０９に送信される。復調器／コントローラ２２０１はデータ信号２００１も出力する。

エルミート多項式は古典的な直交多項式列であり、量子調和発振器の固有状態である。エルミート多項式に基づく信号は上記の最小時間帯域幅積の特性を有し、ＭＬＯシステムの実施形態に使用することができる。但し、他の信号、例えばヤコビ多項式、ゲーゲンバウエル多項式、ルジャンドル多項式、チェビシェフ多項式、及びラゲール多項式等の直交多項式も使用できることを理解すべきである。Ｑ関数は、ＭＬＯ信号の基底として使用可能な別の関数の類である。

量子力学においてコヒーレント状態とは、その動力学が古典的な調和発振器システムの発振挙動に最も良く似る量子調和発振器の状態である。スクイーズドコヒーレント状態とは、不確定性原理が飽和するような量子力学的ヒルベルト空間の任意の状態である。つまり対応する２つの演算子の積がその最小値を取る。ＭＬＯシステムの実施形態では、演算子が時間領域及び周波数領域に対応し、信号の時間帯域幅積が最小化される。信号のスクイーズ特性は、各層内の信号間の相互直交性を失うことなしに時間領域及び周波数領域内のスケーリングを同時に可能にする。この特性は様々な通信システム内でＭＬＯシステムを柔軟に実装することを可能にする。

異なる次数の信号は互いに直交するので、通信チャネルのスペクトル効率を高めるためにそれらの信号をオーバーレイすることができる。例えばｎ＝０のとき、最適なベースバンド信号は１／２の時間帯域幅積を有し、これはシンボル間干渉（ＩＳＩ）を回避するためのナイキストＩＳＩ基準である。但し３／２、５／２、７／２及びそれよりも高い時間帯域幅積を有する信号はスペクトル効率を高めるためにオーバーレイすることができる。

ＭＬＯシステムの一実施形態は、修正エルミート多項式に基づく関数を使用し（４ｎ）、

によって定義され、ｔは時間であり、ξは帯域幅利用パラメータである。０から９に及ぶｎに関するΨ_ｎのプロットをそのフーリエ変換（振幅２乗）と共に図５Ａ〜図５Ｋに示す。関数の様々な次数の直交性は積分によって検証可能である：

エルミート多項式は閉曲線積分によって定義され：

但し曲線は原点を囲み、反時計回りの方向にトラバースされる。エルミート多項式については、参照によりその開示を援用するＧｅｏｒｇｅＡｒｆｋｅｎ著ＭａｔｈｅｍａｔｉｃａｌＭｅｔｈｏｄｓｆｏｒＰｈｙｓｉｃｉｓｔｓの例えば４１６頁に記載されている。

図２３Ａ〜図２３Ｋは、代表的なＭＬＯ信号、及び０から９に及ぶｎに関する修正エルミート多項式Ψ_ｎに基づくそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。図２３Ａはプロット２３０１及び２３０４を示す。プロット２３０１は、時間軸２３０２及び振幅軸２３０３に対してプロットされたΨ_０を表す曲線２３２７を含む。プロット２３０１から分かるように、曲線２３２７はガウス曲線を近似する。プロット２３０４は、周波数軸２３０５及びパワー軸２３０６に対してプロットされたΨ_０のパワースペクトルを表す曲線２３３７を含む。プロット２３０４から分かるように、曲線２３３７もガウス曲線を近似する。周波数領域曲線２３０７は、時間領域曲線２３２７のフーリエ変換を使用して生成される。軸２３０２及び２３０５上の時間及び周波数の単位はベースバンド分析のために正規化されているが、フーリエ変換によって時間の単位と周波数の単位とが関係付けられるので、一方の領域内の所望の時間スパン又は周波数スパンが、他方の領域内の対応する曲線の単位を決定付けることを理解すべきである。例えば、ＭＬＯシステムの様々な実施形態が、メガヘルツ（ＭＨｚ）又はギガヘルツ（ＧＨｚ）範囲内のシンボルレート及び曲線２３２７によって表すシンボルが０ではない持続時間を使用して通信することができる（即ち曲線２３２７が０を上回る期間は、所望のシンボルレートの逆数を用いて計算される適切な長さに圧縮される）。メガヘルツ範囲内の利用可能帯域幅について、時間領域信号の０ではない持続時間はマイクロ秒の範囲内にある。

図２３Ｂ〜図２３Ｊは、Ψ_１からΨ_９をそれぞれ表す時間領域曲線２３２７〜２３３６、及びそれらの対応する周波数領域曲線２３３７〜２３４６を有するプロット２３０７〜２３２４を示す。図２３Ａ〜図２３Ｊから分かるように、時間領域プロット内のピーク数は（正負に関わらず）対応する周波数領域プロット内のピーク数に対応する。例えば図２３Ｊのプロット２３２３では、時間領域曲線２３３６が５個の正のピーク及び５個の負のピークを有する。従って対応するプロット２３２４では、周波数領域曲線２３４６が１０個のピークを有する。

図２３Ｋは、オーバーレイプロット２３２５及び２３２６を示し、それらは曲線２３２７〜２３３６及び２３３７〜２３４６をそれぞれオーバーレイする。プロット２３２５に示すように、様々な時間領域曲線が異なる持続時間を有する。しかし一部の実施形態では、時間領域曲線のゼロではない持続時間が同様の長さのものである。ＭＬＯシステムでは、使用される信号の数はオーバーレイの数とスペクトル効率の改善とを表す。図２３Ａ〜図２３Ｋでは１０個の信号を開示したが、更に多い又は更に少ない量の信号を使用しても良く、プロットしたΨ_ｎ信号ではなく異なる信号セットを更に使用しても良いことを理解すべきである。

変調層内で使用されるＭＬＯ信号は最小時間帯域幅積を有し、最小時間帯域幅積はスペクトル効率の改善を可能にし、二次の積分が可能である。これは多重分離した複数の並列データストリームをオーバーレイし、それらを同じ帯域幅内で同時に伝送することによって実現される。オーバーレイされたデータストリームを受信機において上手く分離する鍵は、各シンボル期間内で使用される信号が互いに直交することである。ＭＬＯは、単一のシンボル期間内で直交信号をオーバーレイする。この直交性がＩＳＩ及び搬送波間干渉（ＩＣＩ）を防ぐ。

ＭＬＯは信号処理のベースバンド層内で機能し、一部の実施形態はＱＡＭアーキテクチャを使用するので、プロトコルスタックの他の層に合わせてエアインタフェース又は無線セグメントを最適化するための従来の無線技法はＭＬＯと共にも機能する。チャネルダイバーシティ、等化、誤り訂正コーディング、拡散スペクトル、インタリービング、及び時空符号化等の技法をＭＬＯに適用することができる。例えば、マルチパス軽減レーク受信機を用いた時間ダイバーシティもＭＬＯと共に使用することができる。フェージングチャネルにおいて等、チャネル条件が低次ＱＡＭにしか適していない場合、ＭＬＯは高次ＱＡＭの代替策を提供する。ＭＬＯは、ＣＤＭＡのウォルシュ符号制限を克服することにより、直交チャネルの数を拡張するためにＣＤＭＡと共に使用することもできる。ＭＬＯは、ＯＦＤＭシステムのスペクトル効率を高めるためにＯＦＤＭ信号内の各トーンに適用することもできる。

ＭＬＯシステムの実施形態は、副搬送波ではなくサブエンベロープを作成するためにシンボルエンベロープを振幅変調する。データの符号化のために、各サブエンベロープはＮ−ＱＡＭに従って独立に変調され、ＯＦＤＭと異なり各サブエンベロープが情報を独立に運ぶことになる。ＯＦＤＭにおいて行われるように多数の副搬送波上に情報を拡散するのではなく、ＭＬＯでは搬送波の各サブエンベロープが別々の情報を運ぶ。この情報は、その持続時間及び／又はスペクトルにわたる二乗和に対して定められるサブエンベロープの直交性によって回復することができる。ＭＬＯはシンボルレベルを超えて透過的であるので、ＣＤＭＡに必要なパルス列同期又は時間コード同期は問題ではない。ＭＬＯはシンボルの修正に対処するが、ＣＤＭＡ及びＴＤＭＡは或る期間にわたって複数のシンボル列を拡散する技法なので、ＭＬＯはＣＤＭＡ及びＴＤＭＡと共に使用することができる。

図２４は、時間領域及び周波数領域内のＭＬＯ信号幅の比較を示す。信号ＳＨ０〜ＳＨ３の時間領域エンベロープ表現２４０１〜２４０３は、全て持続時間Ｔ_Ｓを有するものとして示されている。ＳＨ０〜ＳＨ３はＰＳＩ_０〜ＰＳＩ_２を表すことができ、又は他の信号であり得る。対応する周波数領域エンベロープ表現は、２４０５〜２４０７のそれぞれである。ＳＨ０は帯域幅ＢＷを有し、ＳＨ１はＢＷの３倍の帯域幅を有し、ＳＨ２は５ＢＷの帯域幅を有し、この帯域幅はＳＨ０の帯域幅と比較して５倍大きい。ＭＬＯシステムが使用する帯域幅は、使用される信号の何れかの最も幅広の帯域幅によって少なくとも部分的に決定される。各層が同じ時間窓の中で単一の信号の種類しか使用しない場合、スペクトルは完全には利用されない。その理由は、高次信号が使用するよりも少ない利用可能帯域幅を低次信号が使用するからである。

図２５は、ＳＨ０〜ＳＨ３を使用して信号の異なる帯域幅に対応し、スペクトル使用をより均一にするＭＬＯ信号のスペクトル配列を示す。ブロック２５０１〜２５０４は、複数の副搬送波を有するＯＦＤＭ信号の周波数領域ブロックである。更なる詳細を示すためにブロック２５０３を拡大している。ブロック２５０３は、複数のＳＨ０エンベロープ２５０３ａ〜２５０３ｏで構成される第１の層２５０３ｘを含む。ＳＨ１エンベロープ２５０３ｐ〜２５０３ｔの第２の層２５０３ｙは、第１の層の三分の一の数のエンベロープを有する。図示の例では、第１の層２５０３ｘが１５個のＳＨ０エンベロープを有し、第２の層２５０３ｙが５個のＳＨ１エンベロープを有する。その理由は、ＳＨ１帯域幅エンベロープがＳＨ０の帯域幅エンベロープの３倍幅広なので、１５個のＳＨ０エンベロープが５個のＳＨ１エンベロープと同じスペクトル幅を占めるからである。ブロック２５０３の第３の層２５０３ｚは３個のＳＨ２エンベロープ２５０３ｕ〜２５０３ｗを含み、それはＳＨ２エンベロープがＳＨ０エンベロープの幅の５倍だからである。

かかる実装に必要な全帯域幅はＭＬＯ信号の帯域幅の最小公倍数の倍数である。図示の例ではＳＨ０、ＳＨ１、及びＳＨ２に必要な帯域幅の最小公倍数は１５ＢＷであり、これは周波数領域内の１ブロックである。ＯＦＤＭ−ＭＬＯ信号は複数のブロックを有することができ、この図示の実装のスペクトル効率は（１５＋５＋３）／１５に比例する。

図２６は、図２５に示す配列方式の代わりに使用することができるＭＬＯ信号の別のスペクトル配列を示す。図２６に示す実施形態では、ＯＦＤＭ−ＭＬＯ実装は各層内のスペクトルが均一に利用されるやり方でＳＨ０、ＳＨ１、及びＳＨ２のスペクトルをスタックする。層２６００Ａはエンベロープ２６０１Ａ〜２６０１Ｄを含み、これらはＳＨ０エンベロープ及びＳＨ２エンベロープの両方を含む。同様にエンベロープ２６０３Ａ〜２６０３Ｄを含む層２６００Ｃは、ＳＨ０エンベロープ及びＳＨ２エンベロープの両方を含む。しかし、エンベロープ２６０２Ａ〜２６０２Ｄを含む層２６００ＢはＳＨ１エンベロープだけを含む。上記のエンベロープサイズの比率を使用し、ＢＷ＋５ＢＷ＝３ＢＷ＋３ＢＷであることが容易に分かる。従って層２６００Ａ内のＳＨ０エンベロープごとに、層２６００Ｃ内にも１つのＳＨ２エンベロープがあり、層２６００Ｂ内に２つのＳＨ１エンベロープがある。

３つのシナリオの比較：
１）次式：

によって定義される３つの層を有するＭＬＯ
（現在のＦＰＧＡ実装は［−６，６］の丸め間隔を使用する。）
２）矩形パルスを使用する従来の方式
３）０．５のロールオフファクタと共に平方根二乗余弦（ＳＲＲＣ）パルスを使用する従来の方式

ＭＬＯパルス及びＳＲＲＣパルスについて、以下の図面では丸め間隔を［−ｔ１，ｔ１］と表記する。簡単にするために上記で定めたＭＬＯパルスを使用し、このＭＬＯパルスは所望の時間間隔（例えば数マイクロ秒又は数ナノ秒）を得るために時間の点で容易にスケールすることができる。ＳＲＲＣパルスについて、［−３Ｔ，３Ｔ］の丸め間隔を固定し、但しＴは本明細書で提示する全ての結果のシンボル持続時間である。

帯域幅効率
ＸｄＢ有界パワースペクトル密度帯域幅は、その外側でパワースペクトル密度（ＰＳＤ）がＰＳＤの最大値をＸｄＢ下回る最小周波数間隔として定義される。ＸｄＢは帯域外減衰と考えることができる。

帯域幅効率は、シンボル／秒／ヘルツによって表される。ビット／秒／ヘルツは、シンボル／秒／ヘルツを、１シンボル当たりのビット数と乗算することによって得ることができる（即ちＭ−ａｒｙＱＡＭではｌｏｇ２Ｍと乗算する）。

ＭＬＯパルスの丸めは層間干渉（ＩＬＩ）を生ぜしめる。しかし、［−６，６］の丸め間隔が無視できるほどのＩＬＩをもたらす一方、［−４，４］は許容可能な僅かなＩＬＩを引き起こす。

ＭＬＯの帯域幅効率はシンボル間干渉（ＩＳＩ）を認めることによって向上させることができる。この向上を実現するために、送信機側のパラメータの設計並びに受信機側の検出アルゴリズムの開発及び誤り性能評価を実行することができる。

次に図２７を参照し、ＭＬＯ内の各層ＳＨ０〜ＳＨ２の、更に合成３層ＭＬＯに関するパワースペクトル密度を示す。２７０２はＳＨ０層のパワースペクトル密度を示し、２７０４はＳＨ１層のパワースペクトル密度を示し、２７０６はＳＨ２層のパワースペクトル密度を示し、２７０８は各層の合成パワースペクトル密度を示す。

次に図２８を参照し、各層のパワースペクトル密度並びに合成３層のパワースペクトル密度を対数スケールで示す。２８０２はＳＨ０層を表す。２８０４はＳＨ１層を表す。２８０６はＳＨ２層を表す。２８０８は合成層を表す。

次に図２９を参照し、帯域外減衰（ＸｄＢ）に対する帯域幅効率の比較があり、量子レベルオーバーレイパルスの丸め間隔は［−６，６］であり、シンボルレートは１／６である。図３０も参照し、帯域外減衰（ＸｄＢ）に対する帯域幅効率の比較が示されており、量子レベルオーバーレイパルスの丸め間隔は［−６，６］であり、シンボルレートは１／４である。

ＱＬＯ信号は、物理学者の専用のエルミート関数から生成される：

初期ハードウェア実装は

を使用し、この部分との一貫性を得るためにスペクトル効率に関係する全ての図中で

を使用することに留意されたい。

合成ＱＬＯ信号のローパス等価パワースペクトル密度（ＰＳＤ）をＸ（ｆ）とし、その帯域幅をＢとする。ここでは帯域幅を以下の基準のうちの１つによって定める。
ｄＢｃ単位のＡＣＬＲ１（第１の隣接チャネル漏洩比）は次式に等しい：

ｄＢｃ単位のＡＣＬＲ２（第２の隣接チャネル漏洩比）は次式に等しい：

帯域外パワー対総パワー比は次式で表される：

ｄＢｃ／１００ｋＨｚ単位の帯域端ＰＳＤは次式に等しい：

次に図３１を参照し、平方根二乗余弦方式及び多層オーバーレイ方式の両方に関するＡＣＬＲ１及びＡＣＬＲ２を用いた性能比較を示す。ＡＣＬＲ１を用いるＭＬＯ３１０４に対し、線３１０２はＡＣＬＲ１を用いる平方根二乗余弦３１０２の性能を示す。加えて、ＡＣＬＲ２を用いる平方根二乗余弦３１０６と、ＡＣＬＲ２を用いるＭＬＯ３１０８との比較を示す。表ＡはＡＣＬＲを用いた性能比較を示す。

次に図３２を参照し、帯域外パワーを用いた平方根二乗余弦３２０２とＭＬＯ３２０４との性能比較を示す。次に表Ｂも参照し、帯域外パワーを用いたより詳細な性能比較を示す。

次に図３３を参照し、帯域端ＰＳＤを用いた平方根二乗余弦３３０２とＭＬＯ３３０４との性能比較を更に示す。性能比較のより詳細な例証を表Ｃに示す。

次に図３４及び図３５を参照し、送信サブシステム（図３４）及び受信機サブシステム（図３５）をより具体的に示す。トランシーバは、商業的に市販されている製品として入手可能な基本的な構成単位を使用して実現される。変調、復調、並びに専用のエルミート相関及び相関解除がＦＰＧＡボード上で実装される。受信機３４００のＦＰＧＡボード３４０２は周波数誤差を推定し、アナログ−デジタル（ＡＤＣ）ボード３４０６からのデータを読み取るために使用されるデータクロック（並びにデータ）を回復する。ＦＧＢＡボード３４００は、デジタルのＩチャネル及びＱチャネルの区分も行う。

送信機側３４００では、ＦＰＧＡボード３４０２が専用のエルミート相関ＱＡＭ信号並びにデジタル−アナログ（ＤＡＣ）ボード３４０４を制御するのに必要な制御信号を実現して、直接変換直交変調器３４０６内でのその後のアップコンバージョンのためのアナログＩ＆Ｑベースバンドチャネルを生成する。直接変換直交変調器３４０６は、発振器３４０８から発振器信号を受信する。

ＡＤＣ３５０６は、３５１０から発振器信号を受信する直交復調器３５０８からＩ＆Ｑ信号を受信する。

通信は短距離上で行われるので、送信機内のパワー増幅器も受信機内のＬＮＡも使用しない。２．４〜２．５ＧＨｚ（ＩＳＭ帯）の周波数帯が選択されているが、任意の対象周波数帯を利用することができる。

ＭＩＭＯは、幾らかの増分のスペクトル効率を実現するためにダイバーシティを使用する。アンテナからの信号のそれぞれが、独立した直交チャネルとして働く。ＱＬＯではスペクトル効率の利得がシンボル内から生じ、各ＱＬＯ信号は任意の順列内で全て互いに直交するので独立なチャネルとして働く。しかし、ＱＬＯはプロトコルスタックの一番下（物理層）において実装されるので、プロトコルの上位レベル（即ちトランスポート）における如何なる技術もＱＬＯと共に機能する。従って、全ての従来技法をＱＬＯと共に使用することができる。かかる技法は、フェージングに対処するためのレーク受信機及び等化器、時間分散に対処するための巡回プレフィックス挿入、並びにスペクトル効率を一層高めるためのビーム形成及びＭＩＭＯを使用する他の全ての技法を含む。

実用的な無線通信システムのスペクトル効率を検討するとき、潜在的に異なる実用的な帯域幅の定義により（更には実際の伝送信号の厳密に帯域制限されていない性質により）以下の手法がより適切である。

次に図３６を参照し、等価離散時間システムを検討し、そのシステムのシャノン容量を得る（Ｃｄと表記する）。離散時間システムに関して、例えばＡＷＧＮにおける従来のＱＡＭシステムではシステムが：
ｙ［ｎ］＝ａｘ［ｎ］＋ｗ［ｎ］
となり、但しａはチャネル利得及び振幅スケーリングを表すスカラであり、ｘ［ｎ］は単位平均エネルギを有する入力信号（ＱＡＭシンボル）であり（スケーリングはａに埋め込まれている）、ｙ［ｎ］は復調器（マッチフィルタ）の出力シンボルであり、インデックスｎは離散時間インデックスである。

対応するシャノン容量は：
Ｃ_ｄ＝ｌｏｇ_２（１＋｜ａ｜^２／σ^２）
であり、但しσ２は（複素次元内の）雑音分散であり、｜ａ｜２／σ２は離散時間システムのＳＮＲである。

第２に、採用した帯域幅定義（例えば−４０ｄＢｃの帯域外パワーによって定められる帯域幅）に基づいて帯域幅Ｗを計算する。離散時間内のサンプルに対応するシンボル持続時間（又はＣ_ｄ個のビットを伝送するのにかかる時間）がＴである場合、スペクトル効率は次式で得られる：
Ｃ／Ｗ＝Ｃ_ｄ／（ＴＷ）ｂｐｓ／Ｈｚ
ＡＷＧＮチャネル内の離散時間システムでは、ターボ符号又は同様の符号を使用することでシャノン限界Ｃ_ｄに非常に近い性能が得られる。使用するパルス形状に関わらず離散時間領域内のこの性能は同じになる。例えば、ＳＲＲＣ（平方根二乗余弦）パルス又は矩形パルスを使用することは同じＣ_ｄ（又はＣ_ｄ／Ｔ）を与える。しかし、連続時間実用システムを検討するとき、ＳＲＲＣパルス及び矩形パルスの帯域幅は異なる。よくある実用的な帯域幅定義では、ＳＲＲＣパルスの帯域幅は矩形パルスの帯域幅よりも小さく、従ってＳＲＲＣの方が優れたスペクトル効率を与える。言い換えると、ＡＷＧＮチャネル内の離散時間システムでは改善の余地が殆どない。しかし、連続時間実用システムでは、スペクトル効率を改善する余地がかなりある可能性がある。

次に図３７を参照し、ＭＬＯ、修正ＭＬＯ（ＭＭＬＯ）、及び平方根二乗余弦（ＳＲＲＣ）のＰＳＤプロット（ＢＬＡＮＫ）を示す。図３７の例示から、ＭＬＯのより優れた局所化特性が示されている。ＭＬＯの利点は帯域幅である。図３６は、隣接チャネルへの干渉がＭＬＯでははるかに小さいことも示す。このことは、幾つかのチャネル及びシステムのスペクトル資源を管理し、割り当て、又はパッケージする際の追加の利点をもたらし、全体的なスペクトル効率を更に改善する。帯域幅が−４０ｄＢｃの帯域外パワーによって定められる場合、ＭＬＯ及びＳＲＲＣの帯域幅内ＰＳＤを図３８に示す。帯域幅の比率は約１．５３６である。このように、スペクトル効率を改善する余地はかなりある。

修正ＭＬＯシステムはブロック処理に基づき、各ブロックはＮ個のＭＬＯシンボルを含み、各ＭＬＯシンボルはＬ個の層を有する。図３９に示すように、ＭＭＬＯは異なるチャネルＳＮＲを有する並列（仮想）直交チャネルに変換することができる。出力は、ＭＭＬＯの等価離散時間並列直交チャネルを与える。

シンボル間干渉によって引き起こされるＭＬＯのパルス重複が、並列直交チャネル変換によって対処されていることに留意されたい。一例として、３層且つ４０シンボル／ブロックを有するＭＭＬＯの並列直交仮想チャネルのパワー利得を図３９に示す。図４０は、３層且つＴ_ｓｉｍ＝３のＭＭＬＯの並列直交チャネルのチャネルパワー利得を示す。注水解法（water filling solution）を適用することにより、固定伝送パワーの直交チャネルにわたる最適なパワー分布を得ることができる。ｋ番目の直交チャネル上の伝送パワーをＰ_ｋと表記する。するとＭＭＬＯの離散時間容量を次式によって与えることができ：

但しＫは、ＭＬＯ層の数、１ブロック当たりのＭＬＯシンボルの数、及びＭＬＯシンボルの持続時間に依存することに留意されたい。
［−ｔ_１，ｔ_１］によって定めるＭＬＯパルス持続時間、及びシンボル持続時間Ｔ_ｍｌｏについて、ＭＭＬＯのブロック長は次式で表される：
Ｔ_{ｂｌｏｃｋ}＝（Ｎ−１）Ｔ_ｍｌｏ＋２ｔ_１
採用した帯域幅定義（ＡＣＬＲ、ＯＢＰ、又はその他）に基づくＭＭＬＯ信号の帯域幅をＷ_ｍｍｌｏだと仮定し、ＭＭＬＯの実用的スペクトル効率は次式によって与えられる：

図４１〜図４２は、Ｎ＝４０シンボル／ブロック、Ｌ＝３層、Ｔ_ｍｌｏ＝３、ｔ_１＝８のＭＭＬＯと、持続時間［−８Ｔ，８Ｔ］、Ｔ＝１、ロールオフファクタβ＝０．２２のＳＲＲＣとの、５ｄＢのＳＮＲにおけるスペクトル効率比較を示す。ＡＣＬＲ１（第１の隣接チャネル漏洩パワー比）及びＯＢＰ（帯域外パワー）に基づく２つの帯域幅定義を使用する。

図４３〜図４４は、Ｌ＝４層のＭＭＬＯのスペクトル効率比較を示す。特定の帯域幅定義に関するＭＭＬＯのスペクトル効率及び利得を以下の表に示す。

次に図４５及び図４６を参照し、ローパス等価ＭＭＬＯ送信機（図４５）及び受信機（図４６）の基本的なブロック図を示す。ローパス等価ＭＭＬＯ送信機４５００は、ブロックベースの送信機処理４５０４において幾つかの入力信号４５０２を受信する。送信機処理は信号をＳＨ（Ｌ−１）個のブロック４５０６に出力し、これらのブロックがＩ＆Ｑ出力を生成する。その後これらの信号は、伝送するために合成回路４５０８において全て合成される。

ベースバンド受信機（図４６）４６００内で受信信号が分離され、一連のマッチフィルタ４６０２に適用される。様々な出力ストリームを生成するために、マッチフィルタの出力がブロックベースの受信機処理ブロック４６０４に与えられる。

Ｎ個のＭＬＯシンボル（各ＭＬＯシンボルはＬ層からのＬ個のシンボルを搬送する）のブロックを検討されたい。この場合、１ブロックにＮＬ個のシンボルがある。ｃ（ｍ，ｎ）＝「ｎ番目のＭＬＯシンボルにおいてｍ番目のＭＬＯ層によって伝送されるシンボル」と定義する。ブロックのＮＬ個のシンボルの全てを列ベクトルとして次のように表記する：ｃ＝［ｃ（０，０），ｃ（１，０），．．．，ｃ（Ｌ−１，０），ｃ（０，１），ｃ（１，１），．．．，ｃ（Ｌ−１，１），．．．，ｃ（Ｌ−１，Ｎ−１）］Ｔ。この場合、長さＮＬの列ベクトルｙによって定めるＡＷＧＮチャネル内のその伝送ブロックに関する受信機マッチフィルタの出力はｙ＝Ｈｃ＋ｎとして与えることができ、但しＨは等価ＭＬＯチャネルを表すＮＬ×ＮＬ行列であり、ｎは相関ガウス雑音ベクトルである。

ＳＶＤをＨに適用することにより、Ｈ＝ＵＤＶＨが得られ、但しＤは特異値を含む対角行列である。Ｖを用いる送信機側の処理と受信機側の処理ＵＨとが、ＮＬ個の並列直交チャネルを有する等価システムを提供する（即ちｙ＝ＨＶｃ＋ｎ及びＵＨｙ＝Ｄｃ＋ＵＨｎ）。これらの並列チャネルの利得はＤの対角要素によって与えられる。これらの並列チャネルのチャネルＳＮＲは計算可能である。送信及び受信ブロックベース処理によって並列直交チャネルが得られ、従ってＩＳＩ問題が解決さたことに留意されたい。

これらの並列チャネルのチャネルＳＮＲは同じではないので、固定された総伝送パワーを所与とし、各チャネル上の伝送パワーを計算するために最適注水解法を適用することができる。この伝送パワー及び対応するチャネルＳＮＲを使用し、先の報告内で与えられる等価システムの容量を計算することができる。

フェージング、マルチパス、及びマルチセル干渉の問題
従来のシステム内でチャネルフェージングを抑制するために使用される技法（例えばダイバーシティ技法）はＭＭＬＯにも適用することができる。ゆっくりと変化するマルチパス分散チャネルでは、チャネルインパルス応答をフィードバックできる場合、それを上記の等価システムに組み込むことができ、それによりチャネルによって引き起こされるＩＳＩ及び意図的に投入されるＭＭＬＯＩＳＩに一緒に対処することができる。高速時変チャネルでは、又はチャネルフィードバックが不可能な場合、受信機においてチャネル等化を行う必要がある。ブロックベースの周波数領域等化が適用可能であり、オーバーサンプリングが必要になる。

ＭＭＬＯ及び従来のシステムについて同じ隣接チャネルパワー漏洩を考える場合、隣接セルの干渉パワーは両方のシステムでほぼ同じになる。干渉相殺技法が必要な場合、それらもＭＭＬＯのために開発することができる。

スコープ及びシステムの説明
この報告は、様々なシンボル間干渉レベルを有する付加白色ガウス雑音チャネル内のＭＬＯ信号のシンボル誤り率（又はシンボル誤謬率）の性能を示す。参考として、ＩＳＩなしの従来のＱＡＭの性能も含める。ＭＬＯの全ての層及び従来のＱＡＭについて同じＱＡＭサイズを検討する。

ＭＬＯ信号は物理学者の専用のエルミート関数から生成される：

但しＨｎ（αｔ）はｎ次のエルミート多項式である。実験セットアップで使用する関数は

に対応し、一貫性を得るためにこの報告では

を使用することに留意されたい。

上記の関数では、ｎ＝０〜２、０〜３、又は０〜９に対応する３層、４層、又は１０層のＭＬＯ信号を使用し、パルス持続時間（ｔの範囲）は［−８，８］である。

完全な同期を有するＡＷＧＮチャネルを考える。

受信機は如何なる干渉相殺、即ちマッチフィルタの出力におけるＱＡＭスライシングも有さないマッチフィルタ及び従来の検出器で構成される。

但しＴｐはパルス持続時間（検討中のセットアップでは１６）であり、Ｔｓｙｍは各ＭＬＯ層内のシンボルレートの逆数である。以下の表に検討中の事例を列挙する。

変調に用いる信号の導出
これを行うために、量子力学の数学的表現に近い複素形式で信号振幅ｓ（ｔ）を表現するのが便利である。従って、複素信号は次式で表すことができる：
Ψ（ｔ）＝ｓ（ｔ）＋ｊσ（ｔ）
ｓ（ｔ）≡実数信号であり
σ（ｔ）＝虚数信号（直交）である

但しｓ（ｔ）及びσ（ｔ）は互いのヒルベルト変換であり、σ（ｔ）はｓ（ｔ）の直角位相であるため、これらは同様のスペクトル成分を有する。つまりこれらが音波の振幅である場合、耳は一方の形を他方と区別することができない。

更にフーリエ変換の対を以下のように定義する：

Ψ^＊（ｔ）Ψ（ｔ）＝［ｓ（ｔ）］^２＋［σ（ｔ）］^２＋・・・≡信号パワー

更に全てのモーメントをＭ_０に正規化する：

するとモーメントは以下のようになる：

概して、信号ｓ（ｔ）は、ｓ（ｔ）に良く適合するように及びデータの表現として多項式の係数を使用するために、Ｎ次の多項式によって表されると考えることができる。これは、多項式の最初のＮ個の「モーメント」Ｍ_ｊがデータを表すように多項式を規定することに等しい。つまり多項式の係数の代わりにモーメントを使用することができる。別の方法は、時間の累乗（powers of time）の代わりに、１組のＮ個の直交関数ψ_ｋ（ｔ）に関して信号ｓ（ｔ）を拡張することである。ここではデータを直交拡張の係数だと考えることができる。そのような直交関数の１つのクラスは（フーリエ級数にあるような）正弦及び余弦関数である。

従って、直交関数Ψを使用して上記のモーメントを以下のモーメントで表すことができる：

同様に次式が成立する。

複素信号を使用しない場合は次式が成立する：

時間領域から周波数領域への平均値を表すには以下の代入を行う：
ψ（ｆ）→Ψ（ｔ）

これらは古典的な運動量が演算子になる量子力学における幾らか神秘的な規則と等価である：

従って上記の代入を用いて次式が得られる：

及び

今度は実効持続時間及び実効帯域幅を以下のように定めることができる：

しかし以下のことが分かっている：

以下の代入を行えば単純化することができる：

以下のことも分かっている：
（Δｔ）^２（Δｆ）^２＝（ΔｔΔｆ）^２
従って次式が成立する：

ここで、

の代わりに等式

を強制し、どの信号が等式を満たすのかを調べることに関心がある。固定帯域幅Δｆを所与とし、最も効率的な伝送は時間帯域幅積

を最小化するものである。所与の帯域幅Δｆについて、最小時間で伝送を最小化する信号はガウスエンベロープである。しかし、実効帯域幅ではなく全帯域幅ｆ_２−ｆ_１が常に与えられることが多い。ここで、このチャネルを介して最短実効時間内に伝送可能な信号形状は何か。また実効持続時間は何か。

但し範囲ｆ_２−ｆ_１の外ではψ（ｆ）はゼロである。

最小化を行うために変分法（ラグランジュ乗数法）を使用する。分母は定数であり、従って分子を以下のように最小化するだけで良いことに留意されたい：

第１項

第２項

両項

これは以下のときに且つそのときに限って可能である：

これの解は以下の形式のものである：

ここで、波が無限遠で消失するが、依然として最小時間帯域幅積を満たすことを要求した場合：

すると調和発振器の波動方程式が得られる：

これは以下の場合に限って無限遠で消失する：
λ＝α（２ｎ＋１）

但しＨ_ｎ（τ）はエルミート関数であり、次式が成立する：

そのためエルミート関数Ｈ_ｎ（τ）は、１／２、３／２、５／２，．．．（最小情報量子として１／２）の情報ブロックを占める。

スクイーズド状態
ここで、ディラック代数の量子力学手法を使用して最も一般化された形式で完全な固有関数を導出する。以下の演算子を定義することから始める：

［ｂ，ｂ^＋］＝１
ａ＝λｂ−μｂ^＋
ａ^＋＝λｂ^＋−μｂ
ここで、Δｘ及びΔｐを以下のように定義する準備ができた：

次に異なるようにパラメータ化し、２つの変数λ及びμの代わりに、以下のように１つの変数ξだけを使用する：
λ＝ｓｉｎｈξ
μ＝ｃｏｓｈξ
λ＋μ＝ｅ^ξ
λ−μ＝−ｅ^−ξ
ここで、スクイーズド事例の固有状態は以下の通りである：
ｂ｜β〉＝β｜β〉
（λａ＋μａ^＋）｜β〉＝β｜β〉
ｂ＝ＵａＵ^＋

Ｕ^＋（ξ）ａＵ（ξ）＝ａｃｏｓｈξ−ａ^＋ｓｉｎｈξ
Ｕ^＋（ξ）ａ^＋Ｕ（ξ）＝ａ^＋ｃｏｓｈξ−ａｓｉｎｈξ
今度はスクイーズド演算子を考えることができる：
｜α，ξ〉＝Ｕ（ξ）Ｄ（α）｜０〉

Ｐ（ｎ）の分布について次式が得られる：
Ｐ（ｎ）＝｜〈ｎ｜｜β，ξ〉｜^２

従って最終的な結果は下記の通りである：

自由空間通信
本明細書で上記に記載した光角運動量処理及び多層オーバーレイ変調技法が光ネットワークフレームワーク内で有用だと分かり得る追加の構成は、自由空間光通信の通信との使用である。自由空間光通信システムは、システム間の改善された隔離、受信機／送信機のサイズ及びコスト、ＲＦ免許法律の欠如から、並びに空間、照明、及び通信を同じシステム内に組み合わせることによって、従来のＵＨＦＲＦベースのシステムに勝る幾つかの利点を提供する。次に図４７を参照し、自由空間通信システムの動作の一例を示す。自由空間通信システムは、自由空間光通信受信機４７０４に光ビーム４７０６を伝送する自由空間光通信送信機４７０２を利用する。光ファイバネットワークと自由空間光ネットワークとの主な違いは、情報ビームが光ファイバケーブル上ではなく自由空間を介して伝送されることである。かかる伝送形態は幾つかのリンクの問題を引き起こす（以下でより完全に論じる）。自由空間光通信は、目に見えない光ビームを使用して送信機４７０２と受信機４７０４との間で２．５Ｇｂｐｓまでのデータ、音声、及びビデオ通信を送受信することができる光帯域幅接続を提供する見通し線技術である。自由空間光通信は、光ファイバケーブルを使用しないことを除いて光ファイバと同じ概念を使用する。自由空間光通信システムは、光スペクトルの下端にある赤外（ＩＲ）スペクトル内の光ビーム４７０６を提供する。とりわけ光信号は、波長に関して３００ギガヘルツから１テラヘルツの範囲内にある。

現存の自由空間光通信システムは、２．５キロメートルまでの距離において１０ギガビット／秒までのデータレートを提供可能である。宇宙空間では自由空間光通信の通信距離が現在は数千キロメートル程度だが、光学望遠鏡をビームエキスパンダとして使用して数百万キロメートルの惑星間距離を橋渡しする潜在能力を有する。２０１３年の１月にＮＡＳＡは、レーザを使用しておおよそ２４０，０００マイル離れたルナーリコネサンスオービタ（ＬｕｎａｒＲｅｃｏｎｎａｉｓｓａｎｃｅＯｒｂｉｔｅｒ）にモナリザの画像を送出した。大気の干渉を補償するために、コンパクトディスク内で使用されるのと同様の誤り訂正符号アルゴリズムが実装された。

光通信の距離の記録は、宇宙探査機によるレーザ光の検出及び放射を伴う。メッセンジャー（ＭＥＳＳＥＮＧＥＲ）宇宙船に搭載された水星レーザ高度計器具によって通信の双方向距離の記録が確立された。水星オービタミッションのためのレーザ高度計として設計されたこの赤外ダイオードネオジウムレーザは、２００５年５月の接近通過で宇宙船が地球に近づいたとき、おおよそ１５，０００，０００マイル（２４，０００，０００キロメートル）の距離にわたって通信することができた。前の記録はガリレオ探査機による地球からのレーザ光の単方向検出によって作られており、１９９２年に２つの地上レーザがアウトバウンドの探査機によって６，０００，０００キロメートルから観測された。研究者らはインドアローカルエリアネットワーク通信のための白色ＬＥＤベースの空間照明システムを使用した。

次に図４８を参照し、本開示による軌道角運動量及びマルチレベルオーバーレイ変調を用いる自由空間光通信システムのブロック図を示す。本開示はＯＡＭ及びＭＬＯ変調を使用するシステムに関して得られるが、システムはこれらの技法の１つだけを実装し又はどちらも実装しなくても良いことが理解されよう。ファイバ上で伝送されることに加え、ＯＡＭねじれ信号は自由光学を使用して伝送することもできる。この場合、伝送信号はＦＳＯトランシーバ４８０４のそれぞれにおいて送信回路４８０２内で生成される。自由空間光通信技術はＦＳＯベースの光無線ユニット間の接続性に基づき、ＦＳＯベースの光無線ユニットは、全二重オープンペア及び双方向クローズドペアリング能力を提供するための送信機４８０２及び受信機４８０６を有する光トランシーバ４８０４でそれぞれ構成される。各光無線トランシーバユニット４８０４は、情報を受信する別のレンズ４８１０に大気を通して光を伝送するための光源４８０８とレンズ又は望遠鏡４８１０とを更に含む。このとき、受信側のレンズ又は望遠鏡４８１０が光ファイバ４８１２を介して高感度受信機４８０６に接続される。送信側のトランシーバ４８０４ａ及び受信側のトランシーバ４８０４ｂは互いへの見通し線を有する必要がある。樹木、建物、動物、及び大気条件は、全てこの通信媒体に必要な見通し線を妨げ得る。見通し線は極めて重要なので、一部のシステムはビーム広がり又は拡散ビーム手法を使用し、かかる手法は全体的な信号品質に著しい影響を与えることなしに相当な見通し線の干渉に耐える広視野を含む。本システムは自動追跡機構４８１４も備えることができ、自動追跡機構４８１４はトランシーバが高い建物又は他の揺れる構造物に設置される場合でさえ強く集束されたビームを受信側のトランシーバ３４０４ｂ上で維持する。

光源４８０８と共に使用される変調光源は、典型的にはシステムの全ての送信機機能を決定する伝送光信号を与えるレーザ又は発光ダイオード（ＬＥＤ）である。受信機４８０６内の検出器の感度だけが全体のシステム性能において同等に重要な役割を果たす。電気通信目的では、２０メガビット／秒から２．５ギガビット／秒で変調可能なレーザだけが現在の市場の需要を満たすことができる。加えて、装置がどのように変調されるのか、及びどの程度の変調パワーが生成されるのかの両方が装置の選択にとって重要である。７８０ｎｍ〜８５０ｎｍ及び１５２０ｎｍ〜１６００ｎｍのスペクトル帯のレーザが周波数要件を満たす。

市販のＦＳＯシステムは７５０ｎｍから１６００ｎｍの近赤外波長範囲内で動作し、幾らかのシステムが１０，０００ｎｍの赤外波長で動作するように開発されている。大気を通って移動するときの光エネルギの物理特性及び伝送特性は可視波長範囲及び近赤外波長範囲の全体にわたって同様だが、特定のシステムについてどの波長が選択されるのかに影響を及ぼす幾つかの要因は除く。

可視波長及び近赤外波長内では大気の透過性が高いと考えられる。しかし、特定の波長又は波長帯は極端な吸収を被る場合がある。近赤外波長では、澄んだ気象条件の下でも大気の固有部分である水粒子（即ち湿度）に主に応じて吸収が発生する。７００〜１０，０００ｎｍの波長範囲内にはほぼ透過的な（即ち０．２ｄＢ／キロメートル未満の減衰を有する）幾つかの伝送窓がある。これらの波長は特定の中心波長の周りに位置し、自由空間光通信システムの大多数は７８０〜８５０ｎｍ及び１５２０〜１６００ｎｍの窓内で動作するように設計される。

７８０ｎｍ〜８５０ｎｍの範囲内の波長は自由空間光通信の動作に適しており、この範囲内では更に高いパワーのレーザ光源が動作し得る。７８０ｎｍでは安価なＣＤレーザを使用することができるが、これらのレーザの平均寿命が問題となり得る。これらの問題はレーザをその最大定格出力パワーの数分の一で実行することによって対処することができ、それによりレーザの寿命が大幅に延びる。８５０ｎｍの周辺で、光源４８０８は容易に入手可能でありネットワーク伝送機器内で一般に使用される安価で高性能な送信機及び検出器コンポーネントを含み得る。光源４８０８内では、高感度シリコン（ＳＩ）アバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）検出器技術及び高度な面発光レーザ（vertical cavity emitting laser）が利用され得る。

ＶＣＳＥＬ技術は７８０ｎｍから８５０ｎｍの範囲内での動作に使用することができる。この技術の潜在的な不利点は暗視スコープの使用によるビーム検出を含むが、この技法を使用して感知光ビームを復調することは依然としてできない。

１５２０ｎｍ〜１６００ｎｍの範囲内の波長は自由空間伝送に良く適しており、光源ブロック４８０８内で使用するための高品質の送信機及び検出器コンポーネントが容易に入手可能である。この波長範囲内の低減衰とコンポーネントの高可用性との組合せは、波長分割多重（ＷＤＭ）自由空間光通信システムの発展を可能にする。しかし、８５０ｎｍの波長でオペレータ（operator）、シリコンアバランシェフォトダイオード検出器と比較した場合、コンポーネントは概してより高価であり、検出器は典型的にはより鈍感であり受信面積が小さい。これらの波長は、高パワー（５００ミリワット超）且つ高データレート（２．５ギガバイト／秒超）のシステムにとって重要なエルビウム添加ファイバ増幅器技術に適合する。同じ肉眼安全区分について、１５２０ｎｍ〜１６００ｎｍの波長では７８０ｎｍ〜８５０ｎｍの波長で伝送可能なパワーの５０倍から６５倍のパワーを伝送することができる。これらの波長の不利点は、暗視スコープでビームを検出できないことを含む。暗視スコープは、位置合せ回路４８１４によってビームを位置合わせするために使用することができる１つの技法である。クラス１レーザは、ビーム内観察のための光学機器の使用を含む合理的に予見可能な動作条件下では安全である。クラス１システムは、制限なしに任意の場所に設置可能である。

別の潜在的な光源４８０８はクラス１Ｍレーザを含む。クラス１Ｍレーザシステムは３０２．５ｎｍから４０００ｎｍの波長範囲内で動作し、合理的に予見可能な条件下では安全だが、利用者がビーム経路の一部の中で光学機器を使用する場合は危険であり得る。結果として、クラス１Ｍシステムは、光学補助具の安全ではない使用を防止することができる位置にのみ設置すべきである。光源４８０８に使用することができるクラス１レーザ及びクラス１Ｍレーザ両方の様々な特性の例を以下の表Ｇに示す。

１０，０００ｎｍの波長は商用の自由空間光通信市場にとって比較的新しく、より優れた霧透過能力のために開発されている。この特性は霧の種類及び持続時間に強く依存するので、現在それらの特性に関してかなりの議論が存在する。電気通信機器内で通常は使用されないので、１０，０００ｎｍの波長では入手可能なコンポーネントが殆どない。加えて１０，０００ｎｍのエネルギはガラスを貫通しないので、窓の背後への展開には不向きである。

これらの波長窓内で、ＦＳＯシステムは以下の特性を有するべきである。システムは、より高いパワーレベルで動作する能力を有するべきであり、これは長距離ＦＳＯシステムの伝送にとって重要である。システムは高速変調を行う能力を有するべきであり、これは高速ＦＳＯシステムにとって重要である。システムは狭い設置面積と少ない電力消費量を可能にすべきであり、これはシステム全体の設計及び維持にとって重要である。屋外システムに有用であることを証明できるように、システムは大幅な性能劣化なしに幅広い温度範囲にわたって動作する能力を有するべきである。加えて、平均故障間隔は１０年を超えるべきである。現存のＦＳＯシステムは、短い赤外波長範囲内での動作にＶＣＳＥＬＳを、長い赤外波長範囲内での動作にファブリペロー又は分布帰還型レーザを概して使用する。他の幾つかのレーザの種類が高性能のＦＳＯシステムに適する。

軌道角運動量処理及び多層オーバーレイ変調を使用する自由空間光通信システムは幾つかの利点をもたらす。このシステムは非常に便利である。自由空間光通信は、ラストマイル接続に対する無線ソリューション又は２つの建物間の接続を提供する。ファイバケーブルを掘ったり埋めたりする必要はない。自由空間光通信はＲＦ免許も必要としない。このシステムはアップグレード可能であり、そのオープンインタフェースは様々なベンダからの機器をサポートする。このシステムは窓の背後に展開することができ、高価な屋上の権利の必要性をなくす。このシステムは無線周波数の干渉又は飽和にも影響されない。このシステムはかなり高速でもある。このシステムは２．５ギガビット／秒のデータスループットを提供する。かかるデータスループットは２つのサイト間でファイルを転送するのに十分な帯域幅を与える。ファイルのサイズが増すにつれて、自由空間光通信はそれらのファイルを効率的に転送するのに必要な帯域幅を提供する。

自由空間光通信は安全な無線ソリューションも提供する。レーザビームは、スペクトル分析器又はＲＦメータでは検出することができない。ビームは不可視であり、そのことはビームを見つけにくくする。データを送受信するために使用されるレーザビームは非常に細い。つまり伝送されているデータを傍受することはほぼ不可能である。この離れ業を実現できるようにするには、受信機と送信機との間の見通し線内に人がいる必要がある。見通し線内にいることが生じた場合、そのことは接続が失われていることを受信側のサイトに警告する。従って、自由空間光通信システムには最低限のセキュリティアップグレードが必要になる。

しかし、自由空間光通信システムには幾つかの弱点がある。自由空間光通信システムの距離は非常に限られている。現在動作している距離は約２キロメートル以内である。自由空間光通信システムは大きなスループットを有する強力なシステムだが、距離が制限されることは本格的な実装にとって大きな障害となる。加えて、伝送中の全ての時点において見通し線が維持されることを全てのシステムが必要とする。環境的なものだろうが動物だろうが如何なる障害物も伝送を妨げ得る。自由空間光通信技術は、自由空間光通信システムの性能容量に影響を及ぼし得る大気の変化に対処するように設計されなければならない。

自由空間光通信システムに影響を及ぼす可能性があるものは霧である。濃い霧は、自由空間光通信システムの動作に対する主な試練である。雨及び雪は自由空間光通信技術に殆ど影響を及ぼさないが、霧はそうではない。霧は直径数百ミクロンしかない水滴で構成される蒸気だが、吸収、散乱、及び反射の組合せによって光の特性を修正し又は光の通過を完全に遮る可能性がある。自由空間光通信ベースの無線製品を展開するときに霧に対処するための主な対応策は、ＦＳＯリンク距離を短くし、ネットワークの冗長性を追加するネットワーク設計によるものである。

吸収は別の問題である。吸収は地表大気内の浮遊水分子が光子を消滅させるとき生じる。吸収は自由空間光通信ビームのパワー密度の低下（減衰）を引き起こし、システムの可用性に直接影響する。吸収は一部の波長で他の波長よりも容易に起こる。しかし、大気条件に基づく適切なパワーを使用すること及び空間ダイバーシティ（ＦＳＯベースユニット内の複数のビーム）を使用することは、要求されるネットワークの可用性レベルを維持するのを助ける。

太陽干渉も問題である。自由空間光通信システムは、高感度受信機を大口径レンズと組み合わせて使用する。その結果、自然の背景光が自由空間光通信信号の受信と潜在的に干渉し得る。これは強い太陽光に関連する高レベルの背景放射がある場合に特に当てはまる。一部の例では、太陽が受信機の視野内にあるとき、直射日光が数分間にわたってリンクの停止をケース（case）し得る。しかし、直接太陽照射の影響を受信機が最も受けやすい時間は容易に予測することができる。機器の直接暴露が不可避である場合、受信機の視野を狭めること及び／又は狭帯域光フィルタを使用することでシステムの性能を改善することができる。ガラス面から反射する太陽光によって生じる干渉もあり得る。

散乱の問題も接続の可用性に影響し得る。散乱は波長が散乱体と衝突するとき発生する。散乱体の物理的なサイズが散乱の種類を決定する。散乱体が波長よりも小さい場合、その散乱はレイリー散乱として知られる。散乱体が波長に匹敵するサイズである場合、その散乱はミー散乱として知られる。散乱体が波長よりもはるかに大きい場合、その散乱は非選択的散乱として知られる。吸収とは異なり散乱ではエネルギ損失がなく、長距離にわたるビーム強度の著しい低下を有し得るエネルギの方向的再分配だけがある。

飛んでいる鳥又は建設クレーン等の物理的障害物も単一ビーム自由空間光通信システムを一時的にブロックし得るが、これは短い中断しか引き起こさない傾向がある。障害物が移動すると伝送は容易且つ自動的に再開される。光無線製品は一時的なアブストラクション（abstractions）並びに他の大気条件に対処してより優れた可用性をもたらすために、マルチビーム（空間ダイバーシティ）を使用する。

建物の移動は、受信機と送信機との位置合せを狂わせる場合がある。自由空間光通信ベースの光無線商品は、接続性を維持するために発散ビームを使用する。追跡機構と組み合わせると、マルチビームＦＳＯベースのシステムは一層優れた性能及び設置の単純さの向上をもたらす。

シンチレーションは、様々なエアポケット間の温度差を作り出す地球又は人工装置（暖房ダクト等）に源を発する加熱された空気によって引き起こされる。シンチレーションは、自由空間光通信ベースの受信機端における「イメージダンシング（image dancing）」につながる信号振幅の揺らぎを引き起こし得る。このシンチレーションの影響は「屈折乱流」と呼ばれる。屈折乱流は光ビームに対して主に２つの効果を引き起こす。ビームワンダは、ビーム程の大きさの乱流渦によって引き起こされる。ビームの開きは、大気を伝搬するときの光ビームの開きである。

次に図４９Ａから図４９Ｄを参照し、光リンク内のより高いデータ容量を実現するために、複数のデータチャネルを多重化することによる更なる自由度を活用する必要がある。更に、２つの異なる直交多重化技法を一緒に使用する能力は、劇的にシステム性能を高め帯域幅を増やす潜在性がある。

この可能性を活用し得る１つの多重化技法は、軌道角運動量（ＯＡＭ）を用いるモード分割多重（ＭＤＭ）である。ＯＡＭモードは、その波面においてｅ^ｉｌψの位相項を有する自由空間光通信システム又は光ファイバシステム内のレーザビームを指し、但しψは方位角であり、ｌはＯＡＭ値（トポロジカルチャージ）を決定する。概して、ＯＡＭモードは「ドーナツのような」輪状の強度分布を有する。様々なＯＡＭ値を搬送する複数の空間的な同じ場所に配置されたレーザビームは互いに直交し、同じ波長上で複数の独立したデータチャネルを伝送するために使用することができる。結果として、ビット／Ｓ／Ｈｚに換算したシステム容量及びスペクトル効率を劇的に高めることができる。ＯＡＭを用いる自由空間通信リンクは、１００Ｔビット／容量をサポートし得る。図４９Ａから図４９Ｄに示すこれを実装するための様々な技法は、各波長上の複数の異なるＯＡＭ値４９０４を有する複数のビームの組合せ４９０２を含む。従って、ビーム４９０２はＯＡＭ値であるＯＡＭ１及びＯＡＭ４を含む。ビーム４９０６はＯＡＭ値２及びＯＡＭ値５を含む。最後に、ビーム４９０８はＯＡＭ３の値及びＯＡＭ６の値を含む。次に図４８Ｂを参照し、正のＯＡＭ値４９１２及び負のＯＡＭ値４９１４の両方を有するＯＡＭ値４９１２の第１のグループを用いる単一ビーム波長４９１０を示す。同様にＯＡＭ２の値は、同じ波長４９１０上の正値４９１６及び負値４９１８を有し得る。

図４９Ｃは、ＯＡＭ値の偏波多重を有する波長４９２０の使用を示す。波長４９２０上には複数のＯＡＭ値４９２２が多重化され得る。ＯＡＭ値に左旋偏波又は右旋偏波を適用することによって利用可能なチャネル数を更に増やすことができる。最後に、図４９Ｄは複数のＯＡＭ値を有する波長に関する同心円状の輪の２つのグループ４９６０、４９６２を示す。

波長分布多重（ＷＤＭ：wavelength distribution multiplexing）は、光ファイバシステム及び自由空間通信システムの両方で光通信容量を改善するために広く使用されている。ＯＡＭモード多重及びＷＤＭは互いに直交し、そのためシステム容量の劇的な増加を実現するためにそれらを組み合わせることができる。次に図５０を参照し、各ＷＤＭチャネル５００２が多くの直交ＯＡＭビーム５００４を含むシナリオを示す。このように、軌道角運動量と波分割多重との組合せを使用することで、容量に対する通信リンク内の著しい向上を実現することができる。

現在の光通信アーキテクチャは、かなりのルーティングの課題を有する。自由空間光通信システムと共に使用するためのルーティングプロトコルは、自由空間光通信システム内での光通信のための見通し線の要件を考慮に入れる必要がある。従って自由空間光通信ネットワークは、センサがマルチホップ経路により自らのデータをクラスタヘッド経由で基地局にルーティングする、有向階層型ランダムセクタ幾何学的グラフとしてモデリングする必要がある。これは局所的な近傍を発見するための新しく効率的なルーティングアルゴリズムであり、基地局アップリンク及びダウンリンク発見アルゴリズムである。このルーティングプロトコルは、現在の技法及びアーキテクチャ内で使用されるオーダーＯ（ｎ）に対し、各ノードにおいてオーダーＯｌｏｇ（ｎ）の記憶域を必要とする。

現在のルーティングプロトコルは、リンク状態、距離ベクトル、経路ベクトル、又はソースルーティングに基づいており、それらはこの新たなルーティング技法とかなり異なる。第１に、現在の技法はリンクの一部が双方向だと想定する。このことは全てのリンクが単方向である自由空間光通信ネットワークには該当しない。第２に、現在の多くのプロトコルはアドホックネットワーク向けに設計されており、アドホックネットワークではルーティングプロトコルが複数のノードの任意の対の間のマルチホップ通信をサポートするように設計される。センサネットワークの目標はセンサの読取値を基地局にルートすることである。従って、主要なトラフィックパターンがアドホックネットワーク内のものと異なる。センサネットワークでは、ノードから基地局への、基地局からノードへの、及び局所的な近傍の通信が主に使用される。

近年の研究は単方向リンクの効果を検討し、様々な要因によりリンク及び無線アドホックネットワークのうちの５パーセントから１０パーセントもの数が単方向だと報告した。ＤＳＤＶやＡＯＤＶ等のルーティングプロトコルは逆経路技法を使用し、そのような単方向リンクを暗に無視し、従ってこのシナリオには関係しない。ＤＳＲ、ＺＲＰ、又はＺＲＬ等の他のプロトコルは、単方向リンクを検出し、そのリンクに双方向アブストラクションを提供することによって単方向性に対応するように設計され又は修正されている。次に図５１を参照し、単方向性を扱うための最も単純且つ最も効率的な解決策はトンネリングであり、トンネリングではトンネルを確立するためにリバースバックチャネル上で双方向リンクを使用することにより単方向リンクについて双方向性をエミュレートする。トンネリングは更に、単方向リンク上で受信されるトンネリングされたパケットのためのリンク層肯定応答を単にプレスすることにより、肯定応答パケットの集中とルーピングも防ぐ。しかし、トンネリングは単方向リンクを殆ど有さない主に双方向のネットワーク内で上手く機能する。

自由空間光通信ネットワーク等の単方向リンクしか使用しないネットワーク内では、図５１及び図５２に示すようなシステムの方が適用可能である。単方向ネットワーク内のノードは、ノード５１００から単一の定義された方向に伝送する指向性送信（directional transmit）５１０２を利用する。加えて各ノード５１００は、任意の方向からノードに到来する信号を受信可能な全方向性受信機５００４を含む。更に、ここで及び上記で論じたように、ノード５１００は０ｌｏｇ（ｎ）記憶域５１０６も含む。従って各ノード５１００は単方向通信リンクだけを提供する。このようにして、図５２に示すような一連のノード５１００が他の任意のノード５１００と単方向通信し、相互接続されたノードの配列によって或るデスク位置から別のデスク位置へと通信を転送することができる。

トポロジカルチャージは、線形偏波又は円偏波のために波長に多重化することができる。線形偏波の場合、トポロジカルチャージは垂直及び水平偏波上で多重化されることになる。円偏波の場合、トポロジカルチャージは左円偏波及び右円偏波上で多重化されることになる。

トポロジカルチャージは、図１７Ｅに示すような螺旋位相板（ＳＰＰs）、位相マスクホログラム、又は空間光変調器（ＳＬＭ）を使用して（特定のトポロジカルチャージと共にビームのねじれをもたらす適切に変化する屈折率を作り出すＳＬＭ上の電圧調節によって）作り出すことができる。様々なトポロジカルチャージを作り出し、一緒に多重化し、非多重化してチャージを分離することができる。

螺旋位相板が平面波（ｌ＝０）を特定のヘリシティのねじれ波（即ちｌ＝＋１）に変換できるように、四分の一波長板（ＱＷＰ）は線形偏波（ｓ＝０）を円偏波（即ちｓ＝＋１）に変換することができる。

クロストーク及びマルチパス干渉は、多入力多出力（ＭＩＭＯ）を使用して低減することができる。

チャネル障害の殆どは制御チャネル又はパイロットチャネルを使用して検出することができ、アルゴリズム的技法（閉ループ制御系）を使用して補正することができる。

トポロジカルチャージをＲＦ並びに自由空間光通信にリアルタイムで多重化することは、冗長性及びより優れた容量をもたらす。大気擾乱又はシンチレーションによるチャネル障害が情報信号に影響を及ぼす場合、自由空間光通信とＲＦとをリアルタイムで切り替えることができる。この手法は、自由空間光通信並びにＲＦ信号の両方でねじれ波を依然として使用する。チャネル障害の殆どは制御チャネル又はパイロットチャネルを使用して検出することができ、アルゴリズム的技法（閉ループ制御系）を使用して、又はＲＦと自由空間光通信とを切り替えることによって補正することができる。

図５３に示す更なる実施形態では、ＲＦ信号及び自由空間光通信の両方をデュアルＲＦ・自由空間光通信機構５３０２内で実装することができる。デュアルＲＦ・自由空間光通信機構５３０２は、マルチレベルオーバーレイ変調と共に軌道角運動量が加えられた光波を伝送する自由空間光通信投影部５３０４と、ＲＦ信号５３１０上で軌道角運動量及び多層オーバーレイと共に情報を伝送するのに必要な回路を含むＲＦ部５３０６とを含む。デュアルＲＦ・自由空間光通信機構５３０２は、自由空間光通信信号５３０８とＲＦ信号５３１０との間で動作条件に応じてリアルタイムで多重化され得る。或る状況では、データを伝送するのに自由空間光通信信号５３０８が最適である。他の状況では自由空間光通信信号５３０８を利用できず、データを伝送するのにＲＦ信号５３１０が最適である。デュアルＲＦ・自由空間光通信機構５３０２は、利用可能な動作条件に基づいてこれらの２つの信号をリアルタイムで多重化することができる。

次に図５４を参照し、窓又は壁を介して信号を伝送するためにＶＣＳＥＬを使用するのではなく、ホーンアンテナ又は円錐アンテナを使用する代替的実施形態を示す。信号が窓／壁を介して伝送することによって引き起こされる損失を克服するために、ホーンアンテナによって伝送される信号を伝送のために増幅する。この装置は、穴あけを一切必要とすることなしに窓又は壁を通る光トンネル又はＲＦトンネルを提供する。ミリ波伝送システム５４０２は、窓又は壁５４０６の外部に位置する外側部分５４０４と、壁又は窓の内部に位置する内側部分５４０８とを含む。外側部分５４０４は、外部ソースに信号を送受信するためのアンテナ５４１０を含む。好ましい実施形態では、このアンテナが２８ＧＨｚアンテナを含む。但し、他のアンテナ動作帯域幅が利用されても良いことを当業者なら理解されよう。

送受信される信号は、２８ＧＨｚサーキュレータ５４１２において処理する。サーキュレータ５４１２は外側部分５４０４内で３つのポートを切り替えるためのＲＦスイッチを含み、優れた絶縁を有する。サーキュレータ５４１２内では、ポート２において入力される信号はポート３において出力され、ポート１において入力される信号はポート２に出力される。従って、アンテナ５４１０が受信する信号はサーキュレータ５４１２のポート２に与えられ、ポート３に出力される。ポート３の信号をパワー増幅器５４１４の入力に与える。同様にパワー増幅器５４１６の出力を入力ポート１に接続し、それによりアンテナ５４１０によって伝送するために伝送しようとする信号をサーキュレータ５４１２のポート２に与える。

パワー増幅器５４１２は、窓又は壁を介して伝送するために信号強度をブーストする。パワー増幅器５４１４から出力される信号をホーンアンテナ５４１８に与える。ホーンアンテナ５４１８は、窓又は壁５４０６を介してパワー増幅器５４１４から受信側のホーンアンテナ５４２０に与えられるＲＦ信号を伝送する。ホーンアンテナは、２４ＧＨｚからｅバンドまでの幅広い周波数帯上で送受信することができる。この範囲内で、ホーンアンテナのための特定の動作帯域が利用される。これらの帯域は、これだけに限定されないが２４ＧＨｚ帯、２８ＧＨｚＡ１帯、２８ＧＨｚＢ１、Ａ３、及びＢ２帯、３１ＧＨｚ帯、並びに３９ＧＨｚ帯を含む。例えば１０ｄＢ又は２０ｄＢの利得を与えるために、ホーンアンテナは様々なサイズのものとすることもできる。

受信信号は、復調するためにホーンアンテナ５４２０から復調器回路５４２２に出力する。復調器５４２２は、アンテナ５４２０から受信信号を受信することに加えて、位相同期ループ／局所発振器５４２４から出力される信号を受信する。位相同期ループ／局所発振器５４２４はクロック生成回路５４２６に応じて制御される。デジタル出力を生成するために、復調器５４２２からアナログ−デジタル変換器５４２８に復調信号を与える。デジタル信号はルータ５４３２によって構造内の適切な受信者にルートされる。

伝送信号がルータ５４３０において建物内から受信される。ルータ５４３０はデジタル信号をデジタル−アナログ変換器５４３２に与え、デジタル−アナログ変換器５４３２はデジタルデータ信号をアナログ形式に変換する。次にアナログ信号を変調器５４３４によって変調する。変調器５４３４は、クロック生成回路５４２６の制御下にある位相同期ループ／局所発振器５４２４からの入力に応じて信号を変調する。変調器５４３４からの変調信号は、ホーンアンテナ５４３６を使用して窓／壁５４０６を介して伝送する。ホーンアンテナ５４３６によって伝送される信号が、外側に位置する受信側のホーンアンテナ５４３８によって受信される。ホーンアンテナ５４３８の出力をパワー増幅器５４１６の入力に与え、パワー増幅器５４１６はサーキュレータ５４１２を通過させた後でアンテナ５４１０から伝送するために信号を増幅する。上記の解説は窓／壁を介して伝送するためにホーンアンテナを使用することに関して行ったが、窓又は壁を介して伝送するために円錐アンテナを使用することもできる。

次に図５５を参照し、伝送アンテナ５４１０と内側部分５４０８内の受信回路との間のダウンリンク損失を示す。信号は−１１０ｄＢｍで受信される。受信アンテナは４５ｄＢの利得を有し、２ｄＢの損失を有する。従って、受信アンテナ５４１０から出力される信号は−６７ｄＢｍの強度を有する。サーキュレータ５４１２は２ｄＢの損失を有し、サーキュレータ５４１２からの信号は−６９ｄＢｍの強度を有する。パワー増幅器５４１４が２７ｄＢ与えて、窓／壁を介して伝送するために信号を−４２ｄＢｍまでブーストする。ホーンアンテナ５４１８が１０ｄＢｉの利得を与えて信号を３２ｄＢｍで伝送する。窓／壁は約４０ｄＢの損失を与える。受信ホーンアンテナ５４２０はその信号を−７２ｄＢｍで受信し、１０ｄＢｉの利得を与えて受信信号を内部の回路コンポーネントに−６２ｄＢｍで出力する。

次に図５６を参照し、パワー増幅器が窓／壁５４０６の外側に位置する場合のアップリンク信号強度を示す。伝送信号は、ホーンアンテナ５４３６の入力に到達する前に１８ｄＢｍの強度を有する。アンテナ５４３６は１０ｄＢｉの利得を与えてその信号を２８ｄＢｍで伝送する。窓／壁５４０６は約４０ｄＢの合計損失を生じさせ、信号強度を−１２ｄＢまで下げる。ホーンアンテナ５４３８が信号に１０ｄＢｉの利得を与え、その信号を−２ｄＢｍで出力する。パワー増幅器５４１６は２６ｄＢの利得を与えて、サーキュレータ５４１２のポート１入力に２４ｄＢｍで信号を出力する。パワーサーキュレータ５４１２は更に２ｄＢの損失を与えて、アンテナ５４１０に信号を２２ｄＢｍで出力する。４５ｄＢの利得及び２ｄＢの損失を有するアンテナ５４１０からその信号を伝送し、６５ｄＢｍの伝送信号強度を与える。

次に図５７を参照し、パワー増幅器５７０２が建物の内側に位置する場合のアップリンク信号強度を示す。内部のパワー増幅器５７０２は、内部の端末からより強いパワーを伝送する必要がある場合に使用する。パワー増幅器５７０２に入力される前、信号は建物内で１８ｄＢｍの強度を有する。パワー増幅器５９０２は２６ｄＢの利得を与えてその信号を４４ｄＢｍでホーンアンテナ５４３６の入力に伝送する。ホーンアンテナ５４３６は１０ｄＢｉの利得を与え、伝送されるＲＦ信号は５４ｄＢｍにある。伝送信号は窓／壁５４０４による約４０ｄＢの損失を被り、窓／壁５４０４は窓／壁の外側部分５４０４上で信号強度を１４ｄＢｍまで下げる。受信側のホーンアンテナ５４３８が１０ｄＢｉの利得を与えてホーンアンテナ５４３８の出力における信号強度を２４ｄＢｍまで高め、その信号はサーキュレータ５４１２のポート１に与えられる。サーキュレータ５４１２が２ｄＢの損失を生じさせ、信号強度を２２ｄＢｍまで下げる。伝送アンテナ５４１０が４５ｄＢの更なる利得及び２ｄＢの損失を与え、６５ｄＢｍの伝送出力信号強度をもたらす。

次に図５８を参照し、パワー増幅器を含めない場合のダウンリンク上の利得及び損失を示す。−１０３ｄＢｍの強度を有する信号がアンテナ５４１０によって受信される。アンテナ５４１０は４５ｄＢの利得及び２ｄＢの損失を与える。この利得及び損失は、サーキュレータ５４１２のポート２に入力される６０ＤＢＭの信号をアンテナ５４１０の出力において与える。サーキュレータ５４１２は更に２ｄＢの損失を信号に与えて−６２ｄＢｍの信号をポート３から与え、その信号は２０ｄＢｉの利得を与えるホーンアンテナ５４１８の入力に与えられる。−４２ｄＢｍの値を有する信号が、ホーンアンテナ５４１８から窓／壁５４０６を介して伝送される。窓／壁５４０６は約４０ｄＢの損失を伝送信号に与え、受信側のホーンアンテナ５４２０における−８２ｄＢｍの信号をもたらす。ホーンアンテナ５４２０は更に２０ｄＢｉの利得を信号に与え、その信号は−６２ｄＢｍで装置の内側部分５４０８の残りの回路に出力される。

次に図５９を参照し、パワー増幅器を設けない場合のアップリンクの様々な箇所における信号強度を示す。伝送信号が１８ｄＢｍの強度でホーンアンテナ５４３２の入力に与えられる。ホーンアンテナ５４３２は２０ｄＢｉの利得を与えて、窓／壁５４０６を介して３８ｄＢｍで信号を出力する。窓／壁５４０６は約４０ｄＢの損失を信号に与え、そのため受信側のホーンアンテナ５４３８は−２ｄＢで信号を受信する。受信側のホーンアンテナ５４３８は２０ｄＢｉの利得を用いて信号を１８ｄＢｍまでブーストする。その１８ｄＢｍの信号がサーキュレータ５４１２のポート１に入力される。サーキュレータ５４１２は信号に対する２ｄＢの損失を生じさせ、その信号は６０ｄＢｍでポート２によって出力される。伝送アンテナは４５ｄＢの利得及び２ｄＢの損失を有し、アンテナからの伝送信号を５９ｄＢｍにする。

窓／壁及び様々なシステムコンポーネントに関する上記のｄＢ損失は全て概算値である。本明細書に記載の実施形態に関して他のｄＢ損失値及び利得を含むシステムも使用することができる。特定の壁又は窓及び関連するシステムコンポーネントに関連するｄＢ損失を算出するやり方は当業者に知られている。ｄＢ値を算出することができるやり方の一例が、参照によりそのそれぞれを本明細書に援用する２０１６年８月１日に出願され、ＲＥＧＥＮＥＲＡＴＩＯＮ，ＲＥＴＲＡＮＳＭＩＳＳＩＯＮＯＦＭＩＬＬＩＭＥＴＥＲＷＡＶＥＳＦＯＲＩＮＤＯＯＲＰＥＮＥＴＲＡＴＩＯＮと題された米国仮特許出願第６２／３６９，３９３号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３３２３３）、及び２０１６年１１月２２日に出願され、ＲＥＧＥＮＥＲＡＴＩＯＮ，ＲＥＴＲＡＮＳＭＩＳＳＩＯＮＯＦＭＩＬＬＩＭＥＴＥＲＷＡＶＥＳＦＯＲＢＵＩＬＤＩＮＧＰＥＮＥＴＲＡＴＩＯＮＵＳＩＮＧＨＯＲＮＡＮＴＥＮＮＡＳと題された米国仮特許出願第６２／４２５，４３２号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３３３９１）の中で記載されている。

ホーンアンテナ
次に図６０を参照し、窓又は壁を介して信号を伝送するためにホーンアンテナが使用される、を使用する更なる代替的実施形態を示す。前と同じように、ミリ波伝送システム５４０２は、窓又は壁５４０６の外部に位置する外側部分５４０４と、壁又は窓の内部に位置する内側部分５４０８とを含む。外側部分５４０４は、外部ソースに信号を送受信するためのアンテナ５４１０を含む。

送受信される信号は、２８ＧＨｚサーキュレータ５４１２において処理する。ポート３の信号をパワー増幅器５４１４の入力に与える。同様にパワー増幅器５４１６の出力を入力ポート１に接続し、それによりアンテナ５４１０によって伝送するために伝送しようとする信号をサーキュレータ５４１２のポート２に与える。パワー増幅器５４１４から出力される信号を２８ＧＨｚホーンアンテナ５４１８に与える。ホーンアンテナ５４１８は、窓又は壁５４０６を介して伝送して受信側のホーンアンテナ５４２０にパワー増幅器５４１４から与えられたＲＦ信号に伝送する。受信信号は、復調するためにホーンアンテナ５４２０から変調器回路５４２２に出力する。復調器５４２２は、アンテナ５４２０から受信信号を受信することに加えて、位相同期ループ／局所発振器５４２４から出力される信号を受信する。位相同期ループ／局所発振器５４２４はクロック生成回路５４２６に応じて制御される。復調器５４２２からアナログ−デジタル変換器５４２８に復調信号を与える。デジタル信号はルータ５４３２によって適切な受信者にルートされる。

伝送信号がルータ５４３０において建物内から受信される。一実施形態では、ルータ５６３０がＷｉ−Ｆｉルータを含む。ルータ５４３０はデジタル信号をアナログ形式に変換するデジタル−アナログ変換器５４３２に与える。次にアナログ信号を変調器５６３４によって変調する。変調器５４３４は、クロック生成回路５４２６の制御下にある位相同期ループ／局所発振器５４２４からの入力に応じて信号を変調する。変調器５４３４からの変調信号は、ホーンアンテナ５４３６によって窓／壁５４０６を介して出力する。ホーンアンテナ５４３６によって伝送される信号、又は外側に位置する受信側のホーンアンテナ５４３８によって受信される。ホーンアンテナ５４３８の出力を入力パワー増幅器５４１６に与え、入力パワー増幅器５４１６はサーキュレータ５４１２を通過させた後でアンテナ５６１０から伝送するために信号を増幅する。

ホーンアンテナ５４１８、５４２０、５４３６、及び５４３８は２０ｄＢまでの高利得を有し得る。これらのアンテナのアンテナパターンはサイドローブ及びフロントローブを有する。フロントローブは受信アンテナに向けて投影される。ホーンアンテナ５４１８、５４２０、５４３６、及び５４３８のサイドローブからの放射から周囲環境を遮蔽するために、ホーンアンテナ上に遮蔽６２０２を追加して装置付近の環境を十分に保護することができる。遮蔽６２０２は周囲環境から信号をブロックするための吸収体として働き、遮蔽エンクロージャ６２０２内に含まれる局所的領域にホーンアンテナの放射を閉じ込め吸収するのに必要な任意の材料を含み得る。

パッチアンテナ
次に図６１を参照し、窓又は壁６１０４を介して信号を伝送するためにパッチアンテナ６１０２を使用する代替的実施形態を示す。パッチアンテナ６１０２によって伝送される信号は、窓又は壁６１０４を介して信号を伝送するための上記のやり方の１つによって処理される。パッチアンテナ６１０２は、低反射ガラス又は壁をトンネリングして通るための指向性の電波ビームを生成する。装置は、如何なる穴も開ける必要なしに、又は何らかの種類の信号透過性の入口を作成する必要なしに、窓又は壁６１０４をトンネリングして通る光トンネル又はＲＦトンネルを提供する。ミリ波伝送システム６１００は、窓又は壁６１０４の外部に位置する外側部分６１０６と、窓又は壁６１０４の内部に位置する内側部分６１０８とを含む。外側部分６１０６は、基地局等の外部ソースと信号を送受信するためのアンテナ６１１０を含む。基地局とアンテナとの間のリンクバジェットが満たされる必要がある。好ましい実施形態では、アンテナが２８Ｈｚアンテナを含む。但し、２４ＧＨｚ、３９ＧＨｚ、６０ＧＨｚ、及び他の帯域幅等の他のアンテナ動作帯域幅が利用され得ることが当業者によって理解されよう。

アンテナ６１１０において受信される送受信信号は内部６１０８から与えられるは、トランシーバ処理回路６１１２によって処理される。トランシーバ処理回路６１１２は、窓又は壁６１０４を介して伝送できるようにするために又はアンテナ６１１０による外部伝送のために窓又は壁６１０４を通過できる形式から変換できるようにするために、アンテナ６１１０における受信信号又は建物の内部６１０８から受信される信号を配置（place）するための上記の回路の何れかを含むことができる。トランシーバ処理回路６１１２は、ガラス及び壁を貫通可能な低周波数ＥＭ波に周波数をダウンコンバートすることができ、及びアンテナアレイを使用して増幅することもできる。トランシーバ処理回路６１１２内のコンポーネントは、これだけに限定されないがＲＦサーキュレータ、パワー増幅器、アップダウンコンバータ、ＲＦ送信回路、光送信回路等を含み得る。

トランシーバ処理回路６１１２は、信号を窓又は壁６１０４を介して伝送するための形式にする。トランシーバ処理回路６１１２から伝送路６１１４上で出力される信号がパッチアンテナ６１０２ａに与えられる。パッチアンテナ６１０２ａは、トランシーバ処理回路６１１２から与えられるＲＦ信号又は光信号を窓又は壁６１０４を介して受信側のパッチアンテナ６１０２ｂに伝送する。パッチアンテナ６１０２は、２４ＧＨｚからｅバンドまでの幅広い周波数帯上で送受信することができる。この範囲内で、パッチアンテナ６１０２のための特定の動作帯域が利用される。これらの帯域はこれだけに限定されないが２４ＧＨｚ帯、２８ＧＨｚＡ１帯、２８ＧＨｚＢ−１、Ａ３、及びＢ２帯、３１ＧＨｚ帯、３９ＧＨｚ帯、及び６０ＧＨｚ帯を含む。パッチアンテナ６１０２は、そこから様々なレベルの利得をもたらすために異なる構成のものとすることができる。一実施形態では、１８ｄＢの利得を与えるようにアンテナを構成することができる。

復調及び更に処理するために、受信信号がパッチアンテナ６１０２ｂから伝送路６１１６上でトランシーバ処理回路６１１８に出力される。トランシーバ処理回路６１１８は、内部トランシーバ回路に関して上記に記載した様々な構成の何れかを含み得る。構造内の受信装置に伝送されるように、復調及び処理済みの信号がトランシーバ処理回路６１１８からＷｉ−Ｆｉルータ６１２０に与えられる。

外部受信機に伝送される信号は、Ｗｉ−Ｆｉルータ６１２０において建物内から受信される。Ｗｉ−Ｆｉルータ６１２０はトランシーバ処理回路６１１８に信号を与え、トランシーバ処理回路６１１８は上記のように壁又は窓６１０４を透過するＲＦ形式にＷｉ−Ｆｉデータ信号を変換する。ＲＦ信号はトランシーバ処理回路から伝送路６１２０上でパッチアンテナ６１０２ｃに出力される。パッチアンテナ６１０２ｃからの変調信号が窓／壁６１０４を介して伝送される。パッチアンテナ６１０２ｃによって伝送される信号は、建物の外部に位置する受信側のパッチアンテナ６１０２ｄによって受信される。パッチアンテナ６１０２ｄの出力は伝送路６１２４上でトランシーバ処理回路６１１２に与えられる。アンテナ６１１０からの信号伝送を可能にするのに必要な形式へと信号が変換される。この形式は、２４ＧＨｚ、２８ＧＨｚ、３９ＧＨｚ、６０ＧＨｚ、現行のセルラＬＴＥ周波数、３．５ＧＨｚＣＢＲＳ、５ＧＨｚ、２４、２８、３９、６０、７０、８０ＧＨｚのｍｍ帯、又は窓若しくは壁を介して伝送されるとき信号損失問題に悩まされる他の任意の周波数帯を含み得る。

次に図６２を参照し、パッチアンテナアレイ６２０２の説明図を示す。パッチアンテナアレイ６２０２は、第１の層６２０２と第１の層６２０２上に位置する第２の層６２０４とを含む。第１の層６２０２は窓又は壁６１０４に直接接続される。各層６２０２／６２０４は複数のパッチアンテナ６２０６を含む。第１の層６２０２及び第２の層６２０４のそれぞれは窓又は壁６１０４を介して信号を伝送する。パッチアンテナアレイ６２０２は、２４ＧＨｚ、２８ＧＨｚ、３９ＧＨｚ、６０ＧＨｚ等の全てのミリ波帯上で伝送することができる。トラフィックペイロードを搬送するための指向性ビームを生成するために、複数のパッチアンテナ６２０６を矩形、円形、又は楕円構成に配置することができる。

次に図６３を参照し、図６２のパッチアンテナアレイ６２０２のパッチアンテナ６２０６のうちの１つを示す。パッチアンテナ６２０６は、第１の縁６３０２に沿って１．２３ｍｍの全幅を有し、第２の縁６３０４上で１．５６ｍｍの長さを有する。パッチアンテナ６２０６は、伝送線６３０８がパッチアンテナ６２０６に接続するスロット６３０６を画定する。スロット６３０６は、第１の縁６３１０に沿って０．３６ｍｍの長さを有し、伝送線６３０８の各側辺６３１２上に０．１ｍｍの幅を有する。パッチアンテナ６２０６はＦＲ４０８で作られた基板６３１４上に生成される。パッチアンテナ６２０６は、３．７５の比誘電率、０．０１８の損失正接、及び０．１２７ｍｍの厚さを有する。

次に図６４を参照し、ＨＦＳＳ（ｈｉｇｈ−ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓｉｍｕｌａｔｏｒ）を使用する図６３のアンテナに関する伝送ビームのシミュレーションを示す。単一のパッチアンテナが図６４に示す伝送ビーム６４０２を生成し、このビームは３．８ｄＢのピーク利得及び８０°の３ｄＢビーム幅を有する。製造の準備をするために、パッチアンテナの設計及びシミュレーションがマイクロストリップフィード構造と共にＡＮＳＹＳＨＦＳＳを使用して行われる。副ローブ放射は吸収材を使って吸収することができ、主ローブが受信ユニットに向けられる。

図６５で全体的に示すように、図６２に示すパッチアンテナアレイを使用することによって高指向性の高利得ビームを生成することができる。パッチアンテナアレイ６５０４内の複数のパッチアンテナ６５０２が個々のビーム６５０６をそれぞれ伝送することができる。個々のビーム６５０６のそれぞれは関連する指向性及び利得を有する。パッチアンテナアレイ６５０４の出力は、個々のパッチアンテナのビーム６５０６のそれぞれを結合して結合アレイ伝送ビーム６５０８を作る。結合伝送ビーム６５０８は、個々のパッチアンテナ６５０２によって生成される個々のビーム６５０６のそれぞれよりも優れた指向性及び大きい利得を有する。従って、パッチアンテナアレイ６５０４を使用して伝送ビームを生成することにより、窓又は壁を受信機まで通過するのに十分な利得及び指向性を有し、且つ関連する信号損失を克服するビーム６５０８が可能になる。

次に図６６を参照し、６０ＧＨｚ帯の応用についてマイクロストリップアンテナアレイを利用するマイクロストリップパッチアンテナアレイ６６０２の更なる実施形態を示す。マイクロストリップパッチアンテナアレイ６６０２は、グランド付きコプレーナ線路（ＣＢ−ＣＰＷ）ループフィード６６０５を使用する２ｘ８マイクロストリップパッチアンテナアレイ６６０４を含む。パッチアンテナアレイ６６０４は、上部の基板層６６０４と下部の基板層６６０６とで構成される。グランド付きコプレーナ線路６６０５は、３．９の誘電率、０．０００２の損失正接、及び０．５２５ｍｍの厚さを有する石英で作られた３２ｍｍｘ２８ｍｍの面を含む下部の基板層６６０６上に位置する。面６６０６は、ＣＰＷによってフィードされるループを画定する面６６０６上に画定される２ｘ８パッチアンテナアレイのパッチアンテナ６６１２に入力を与える伝送線に接続する入力６６１０を画定する。約０．２５４ｍｍの厚さ、３．００の誘電率、及び０．００１の損失正接を有するＲｏｇｅｒｓＲＯ３００３基板上で、上部の基板層６６０４はその上に複数のパッチアンテナ６６１４を画定する。この種のアンテナは６１ＧＨｚにおいて１８ｄＢｂｏａｒｄｓｉｄｅの利得を与え、約５７ＧＨｚから６４ＧＨｚの帯域幅を有する。

次に図６７をより詳細に参照し、パッチアンテナ素子６７００を示す。これらのパッチアンテナ素子６７００の複数が上記で論じた多層パッチアンテナアレイ上に位置する。アンテナ素子６７００は、長さＬ、幅Ｗのパッチ６７０２を含む。パッチ６７０２は、フィードネットワークに接続され、高さｈの基板６７０６上にある入力伝送線６７０４からフィードされる。マイクロストリップパッチアンテナは、パッチ６７０２の第１の縁に沿う第１の放射スロット６７０８及びパッチ６７０２の第２の縁に沿う第２の放射スロット６７１０を含む。図６８に示すように、各スロットの開口部における電子場はＸ成分及びＹ成分に分解することができる。Ｙ成分は位相がずれており、半波長伝送線６７０４が原因で打ち消される。放射場は、図６８に示すようにアンテナを幅Ｗ６８０２、高さｈ６８０４を有する開口部６８００として扱うことによって決定され得る。

伝送線のモデルを以下のやり方で更に分析することができる。Ｇ_ｒはスロットコンダクタンスであり、Ｂ_ｒはスロットサセプタンスである。これらは以下の方程式に従って求めることができる：

パッチアンテナ６７００の入力アドミタンスは

として概算することができ、Δｌはマイクロストリップの終端効果である。矩形パッチアンテナ６７００は、入力アドミタンスの虚数部がゼロになるとき共鳴する。

終端効果は以下の方程式に従って計算することができる：

パッチアンテナ６７００の共鳴周波数は次式によって得られる：

典型的には、開口部の幅Ｗは次式によって得られる：

窓又は壁を介して信号を伝送するための高指向性の高利得ビームを生成するためにパッチアンテナを使用することに加えて、窓又は壁を介したパッチアンテナ間の通信リンク上で帯域幅を増加するために、窓又は壁を介して伝送される信号に軌道角運動量（ＯＡＭ）を加えることを使用してパッチアンテナを利用することができる。これについては図６９から始まる以下の説明の中でより完全に示してある。

図６９〜図７６は、参照によりその全体を本明細書に援用する、２０１７年１月４日に出願され、ＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮＡＮＤＭＵＬＴＩＰＬＥＡＣＣＥＳＳＴＥＣＨＮＩＱＵＥＵＳＩＮＧＯＲＢＩＴＩＡＬＡＮＧＵＬＡＲＭＯＭＥＮＴＵＭと題された米国特許出願第１５／３９８，５６１１号明細書の中で記載されている信号等のラゲール−ガウス（ＬＧ）、エルミート−ガウス（ＨＧ）、インス−ガウス（ＩＧ）、又は軌道角運動量（ＯＡＭ）信号を伝送するために利用され得る多層パッチアンテナアレイ６９０２を示す。多層パッチアンテナアレイ６９０２は、第１の秩序化ビームを伝送するための第１のアンテナ層６９０４と、第２の秩序化ビームを伝送するための第２のアンテナ層６９０６と、第３の秩序化ビームを伝送するための第３の層６９０８とを含む。これらの層６９０４、６９０６、及び６９０８のそれぞれは同じ中心上にスタックされる。この実施形態は３つの層しか含まない多層パッチアンテナアレイ６９０２に関して示すが、本明細書に記載するのと同様のやり方で更に多くの層又は少ない層を実装できることを理解すべきである。これらの層６９０４、６９０６、及び６９０８のそれぞれの面上にパッチアンテナ６９１０が配置される。パッチアンテナのそれぞれは上の層によって覆い隠されないように配置される。これらの層６９０４、６９０６、及び６９０８は、層６９０４、６９０６、及び６９０８のそれぞれの間に間隔を与える層セパレータ部材６９１２によって互いに隔てられる。エルミート−ガウス、ラゲール−ガウス、又はインス−ガウスビームを生成するために、パッチアンテナ層の構成は矩形、円形、又は楕円構成とすることができる。

多層パッチアンテナアレイ６９０２内で使用されるパッチアンテナ６９１０は、ＣｈａｎｄｌｅｒＡｒｉｚｏｎａのＩｓｏｌａＧｌｏｂａｌによって製造され、約３．７５の比誘電率を有するＦＲ４０８（難燃性４０８）ラミネートで作られる。アンテナの全高は１２５μｍである。アンテナの金属は約１２μｍの厚さを有する銅である。パッチアンテナは、７３ＧＨｚの動作周波数及び４．１ｍｍの自由空間波長を有するように設計される。アンテナの入力５０オーム線の寸法は２８０μｍである一方、１００オーム線の入力の寸法は６６μｍである。

パッチアンテナ６９１０のそれぞれは、同じ層上の他のパッチアンテナ６９１０のそれぞれの位相と異なる所定の位相で信号を伝送するように構成される。従って図７１に更に示すように、層６９０４上には４つのパッチアンテナ素子６９１０が含まれる。図７１に示すように、アンテナ素子７５０４のそれぞれは関連する別個の位相を有する。これらの位相はπ／２、２（π／２）、３（π／２）、及び４（π／２）を含む。同様に、図７２に示すように層６９０６は図示の通りπ／２、２（π／２）、３（π／２）、４（π／２）、５（π／２）、６（π／２）、７（π／２）、及び８（π／２）の位相を含む８個の異なるパッチアンテナ素子６９１０を含む。最後に再び図６９を参照し、層６９０８上に１２個のパッチアンテナ素子６９１０が含まれる。これらのパッチアンテナ素子６９１０のそれぞれには図６９に示すやり方で位相が指定される。これらの位相はπ／２、２（π／２）、３（π／２）、４（π／２）、５（π／２）、６（π／２）、７（π／２）、８（π／２）、９（π／２）、１０（π／２）、１１（π／２）、及び１２（π／２）を含む。

アンテナ層６９０４、６９０６、及び６９０８のそれぞれは、多層パッチアンテナアレイ６９０２の各層にフィードするための同軸エンドランチコネクタ６９１６に接続される。コネクタ６９１６のそれぞれは、図７０に示すのと同様のやり方で別個の秩序化アンテナビームの伝送を可能にする別個の信号を受信するために接続される。放出されるビームは多層パッチアンテナアレイ６９０２によって一緒に多重化される。各波面として容量を増やすために空間的なやり方で多層パッチアンテナアレイ６９０２の各層から伝送される直交波面は独立した固有チャネルとして働く。信号は単一の周波数上に多重化され、多重化信号間の干渉又はクロストークなしに伝搬する。一方で図７０に関する説明図は、ＯＡＭ１、ＯＡＭ２、及びＯＡＭ３の秩序化レベルにおけるＯＡＭビームの伝送を示す。

図示の多層パッチアンテナアレイ６９０２を使用し、他の種類のエルミート−ガウス及びラゲール−ガウスビームを伝送できることを理解すべきである。エルミート−ガウス多項式及びラゲール−ガウス多項式は、量子調和振動子の固有状態である古典的な直交多項式列の例である。但し他の信号、例えばヤコビ多項式、ゲーゲンバウア多項式、ルジャンドル多項式、及びチェビシェフ多項式等の直交多項式又は直交関数も使用できることを理解すべきである。ルジャンドル関数、ベッセル関数、扁長楕円体球関数、及びインス−ガウス関数も使用することができる。Ｑ−関数は直交関数の基礎として利用可能な別の関数のクラスである。

層６９０４、６９０６、６９０８のそれぞれに示されているフィードネットワーク６９１８は、各パッチアンテナ素子６９１０の位相を確立するために異なる長さの遅延線を使用する。図６９〜図７２に示すように位相を構成することにより、様々な次数のＯＡＭビームが生成され一緒に多重化される。

次に図７３を参照し、伝送するための多重化ビームを生成するための送信機７３０２を示す。先に論じたように、多層パッチアンテナアレイ６９０２は、多層パッチアンテナアレイ６９０２の各層６９０４、６９０６、６９０８に関連するコネクタ６９１６を含む。これらのコネクタ６９１６のそれぞれが信号生成回路７３０４に接続される。信号生成回路７３０４は、一実施形態では６０ＧＨｚの搬送波信号を生成するための６０ＧＨｚ局所発振器７３０６を含む。信号生成回路７３０４は、７０／８０ＧＨｚ等の他の周波数でも機能し得る。６０ＧＨｚ信号が局所発振器７３０６からパワー分配器回路７３０８に出力され、パワー分配器回路７３０８は６０ＧＨｚ信号を３つの別個の伝送信号に分ける。それらの分けられた伝送信号のそれぞれが、層入力コネクタ６９１６の１つにそれぞれ接続されるＩＱミキサ７３１０に与えられる。ＩＱミキサ回路７３１０は、生成済みの伝送信号内に雑音要素を挿入するための関連する付加白色ガウス雑音回路７３１２に接続される。ＡＷＧ回路７３１２は、伝送信号内に挿入するためのＳｕｐｅｒＱＡＭ信号も生成することができる。ＩＱミキサ７３１０は、参照によりその全体を本明細書に援用する、２０１６年５月３日に発行された現在の米国特許第９，３３１，８７５号明細書である、２０１４年７月３日に出願され、ＳＹＳＴＥＭＡＮＤＭＥＴＨＯＤＦＯＲＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＵＳＩＮＧＯＲＢＩＴＡＬＡＮＧＵＬＡＲＭＯＭＥＮＴＵＭＷＩＴＨＭＵＬＴＩＰＬＥＬＡＹＥＲＯＶＥＲＬＡＹＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮと題された米国特許出願第１４／３２３，０８２号明細書の中で記載されているようなやり方でＨＧ、ＬＧ、ＩＧ、ＯＡＭ信号を生成する。

図７３に示す送信機７３０２を使用して、高速トンネリングのための特定の周波数で図７４に示すように多重化ビーム（エルミート−ガウス、ラゲール−ガウス、インス−ガウス等）を生成することができる。この種のモード分割多重（ＭＤＭ）は、１つの周波数及び複数のＬＧ、ＨＧ、又はＩＧビームを用いてより高いスループットを実現する。図示のように、多層パッチアンテナアレイ６９０２は伝送するための多重化ビーム７４０２を生成する。この例では、米国特許出願第１４／３２３，０８２号明細書の中で開示されているのと同様のやり方で様々な次数のＯＡＭ信号についてねじれを有する多重ＯＡＭビームが示されている。関連するレシーバ検出器が図示の様々なＯＡＭの輪７４０４を検出し、輪のそれぞれは別個のＯＡＭによって処理される信号に関連する。

信号が自由空間（真空）内で伝送される場合、信号は平面波として伝送される。それらは以下に記載する通り表すことができる。自由空間は非導電媒体を含み（σ＝０）、従ってＪ＝σＥ＝０である。

実験結果より、アンペールの法則及びファラデーの法則は次式で表される：

ｚ方向に伝搬があり、従ってＥ及びＨがｘｙ面内にある場合。

一般性を全く失うことなく、Ｅはｘ方向にオリエントすることができ、Ｈはｙ方向にオリエントすることができ、従ってｚ方向の伝搬をもたらす。アンペール−マクスウェル方程式から以下の方程式が得られる：

次に、ベクトル波方程式を以下のように表すことができる：

∇ｘＢ＝０ ∇ｘＥ＝Ｓ
∇ｘ∇ｘＨ＝∇（∇Ｈ）−∇^２Ｈ＝−∇^２Ｈ
∇ｘ∇ｘＥ＝∇（∇Ｅ）−∇^２Ｅ＝−∇^２Ｅ

従って、全体として次式が得られる：

従って：

自由空間では

次に：

すると次式が得られ：

これは以下のように円柱座標として表すことができる：

これは円柱座標における近軸波動方程式を与える：

Ｐ（ｚ），ｑ（ｚ）
すると次式が得られる：

概して、Ｅ_０はｘｙ面上で回転することができ、波は依然としてｚ方向に伝搬する。

ｑ〜光軸付近の位相面の曲率。
ｑ_２＝ｑ_１＋ｚ
但しｑ_２は出力面であり、ｑ_１は入力面である。∞∞

但し

はｚ軸と交差する波面の曲率である。

従って、完全な平面波Ｒ＝∞に関して、方程式は下記の通りになる：

但しＷ_０はビームウェストである。

ｚ＝ｚ_Ｒ

レイリー長は

であり、ｎは屈折率である。

複素位相シフトは次式によって表される：

Ｐ（ｚ）の実数部はガウスビームと理想的な平面波との間の位相シフトの差を表す。従って基本モードが得られ：

但し次式が成立する：

高次モードは他の解も提供し得る。直交方程式の解：

以下であるように直交座標内で求めることができる：

方程式の円柱座標の解：

以下であるように円柱座標内で求めることができる：

式

は

として示すこともできる。

最も低いモードは最も重要なモードであり、実際この横モードは直交座標及び円柱座標の両方について同一である。

すると次式が成立する

次に図７５を参照し、図７３の送信機７３０２を使用して生成される多重化信号から受信される信号を多重分離するための受信機７５０２を示す。受信機７５０２は上記のような多層パッチアンテナアレイ７５０２を含む。多層パッチアンテナアレイ７５０２は入力される多重化信号７５０４を受信し、アンテナアレイ７５０２の各層７５０４、７５０６、７５０８は、特定の層のコネクタ出力７５１６のそれぞれから受信多重化信号の特定の次数を抽出する。コネクタ７５１６のそれぞれからの信号はミキサ回路７５０６に加えられ、ミキサ回路７５０６は発振器７５０８からの６０ＧＨｚの局所発振器信号を使用し、米国特許出願第１４／３２３，０８２号明細書に関して論じられるのと同様のやり方で受信信号を多重分離する。次いで、例えばリアルタイムオシロスコープ７５１０又は他の信号読取装置を使用し、多重分離した信号を読み取ることができる。送信機６０２から受信される秩序化ＯＡＭ信号のそれぞれの中で伝送された３つの伝送信号のそれぞれがこうして受信機７５０２において復号される。更なる実施形態では、ＯＡＭチャネルを検出するためにＳＰＰ（螺旋位相板）を用いた多重分離手法も適用することができる。

送信機７３０２又は受信機７５０２によって伝送される信号は、様々な状況において２つの位置間で情報を伝送するために使用することができる。かかる伝送は、電気通信網又はデータネットワーク内でのフロントホール通信及びバックホール通信の両方における使用を含む。

多層パッチアンテナアレイ７５０２は、米国特許出願第１４／３２３，０８２号明細書に関して論じられる処理を使用してエルミート−ガウスビーム、又はラゲール−ガウスビームの両方を伝送することができる。ラゲール−ガウスビームを伝送する場合、情報を幾つかの様式で伝送することができる。螺旋位相板及びビームスプリッタの手法を使用することができ、デュアルＯＡＭモードアンテナの手法を使用することができ、又は本明細書に記載のパッチアンテナを利用することができる。これらの実装形態はフロントホール応用及びバックホール応用の両方において有益である。

次数１及び振幅ａ_ｌ ^ＯＡＭの幾つかのＯＡＭモードを伝送するために、アンテナ素子は以下の方程式に従って入力信号によってフィードされなければならない：

多層パッチアンテナアレイ７５０２内の素子の数は、サンプリングによるあり得るＯＡＭモードの数を限定することに留意されたい。エイリアシングにより、Ｎ／２を上回る次数のモードは実際には負次数のモードである。

シングルモードリンクバジェット
Ｈ_ｔｏｔ＝Ｕ^ＨＨＵ
ｂ^ＯＡＭ＝Ｈ_ｔｏｔａ^ＯＡＭ

漸近公式化
目的は、遠距離におけるリンクバジェットの漸近公式化を求めることであり、即ちＤ→＋（∞）の場合、１リンクバジェット−１のそれぞれの値の先頭項が同じであることを求める。

リンクバジェットは次式によって漸近的に得られる：

フラウンホーファー距離２（２ｍａｘ（Ｒ_ｔ，Ｒ_ｒ））^２／λ＝２００λから、リンクバジェットは漸近的に傾斜−２０（｜ｌ｜＋１）ｄＢ／ディケードの直線の傾向があり、これは１／Ｄ^{２｜ｌ｜＋２}の減衰と一致する。
利得及び自由空間損失を伴う漸近表現

利得及び自由空間損失は次式によって求めることができる：

｜ｌ｜の固定値では、それぞれの等価の利得はＲ^２｜ｌ｜増加する。そのためリンクバジェットはＲ^４｜ｌ｜倍改善する。逆にＲの固定値では、｜ｌ｜が増加するときリンクバジェットが低下し、それは漸近的にＤの効果がＲ_ｔ及びＲ_ｒの効果を上回るからである。

次に図７６を参照し、２．４２ＧＨｚ及び１つだけの直線偏波のために設計された単一の矩形パッチアンテナの３−Ｄモデルを示す。このアンテナの放射パターンを図７７に示す。

図７８ａは、より高いグレーティングローブによるＯＡＭモード次数ｌ＝０に関する円形アレイの放射パターンを示す。図７８ｂ、７８ｃ、及び７８ｄは、アレイ軸付近のＯＡＭモード次数ｌ＝０（図７８ｂ）、ｌ＝１（図７８ｃ）、及びｌ＝２（図７８ｄ）に関する放射パターンを示す。

漸近的なＯＡＭ経路損失を次式によって示す：

ｅバンドの周波数、１０００ｍの距離、及び妥当なパッチアンテナ素子の利得を仮定した場合、送信機及び受信機アレイリングの直径、アンテナの数等を含む他のパラメータを計算することができる。

パッチアンテナ７５１０の製造は、図７９に概して示す設計及びレイアウトプロセス、図８０に概して示すアンテナ製造のためのクリーンルーム及びリソグラフィ手続き、並びに図８１に示す最終検査プロセスによって行われる。次に図７９を参照し、設計及びレイアウトプロセスについてより詳細に説明する。最初にステップ７９０２で、マイクロストリップフィード構造と共にＡＮＳＹＳＨＦＳＳを使用してパッチアンテナを設計しシミュレートする。ＡＮＳＹＳＨＦＳＳは高周波数構造シミュレータを含む。装置内のソフトウェアが３−Ｄ全波電磁場を刺激する。ＡＮＳＹＳＨＦＳＳはＨＦＳＳシミュレーションからＧＤＳＩＩファイル（集積回路のフォトマスクのプロッティングを制御するために使用されるグラフィックデータベースシステムファイル）を作成し、ステップ７９０４でそのＧＤＳＩＩファイルをＡＷＲ（ＡｐｐｌｉｅｄＷａｖｅＲｅｓｅａｒｃｈＣｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ）ＭｉｃｒｏｗａｖｅＯｆｆｉｃｅ（ＭＷＯ）レイアウトにエクスポートする。グランド信号グランドプローブのフィードと共にアンテナを測定するために、ＡｇｉｌｅｎｔＭｏｍｅｎｔｕｍを使用して作られているマイクロストリップ移行設計に対する過去に設計されたグランド付きコプレーナ線路も、ＧＤＳＩＩＡｇｉｌｅｎｔＭｏｍｅｎｔｕｍファイルとしてステップ７９０６でＡＷＲＭＷＯレイアウト内にインポートする。ステップ７９０８で２つの設計をまとめ、製作プロセスで使用される等方性ウェットエッチに対処するために１２μｍのウェート及びエッチ補償を横寸法に加える。ステップ７９１０でレイアウトのための最終的なＧＤＳＩＩファイルをエクスポートし、ステップ１９１２で製作のためにクリーンルームに与える。

次に図８０を参照し、ＦＲ４０８ラミネート上に銅層をパターニングするためのクリーンルームプロセスを示す。最初にステップ８００２で、両面ＣｕＦＲ４０８ラミネートをはさみを使って適切なサイズ（典型的には１．５”ｘ１．５”）に切る。ステップ８００４で、アセトン、イソプロパノール（ＩＰＡ）、及び窒素（Ｎ_２）を用いてすすぐことによってＦＲ４０８ラミネートを洗浄し、溶媒フード内で又は適切なチャックと共にＣＰＫＳｏｌｖｅｎｔＳｐｉｎｎｅｒのプログラム２を使用して乾燥させる。ステップ８００６で、ラミネートをホットプレート（例えばＣｏｌｅＰａｒｍｅｒのデジタルホットプレート）上で２分間にわたり１３０℃で脱水ベークする。次にステップ８００８で、ＹｉｅｌｄＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇのＹＥＳ−３１０真空フードオーブンを使用してレインメソッドによってラミネート上にヘキサメチルジシラザン（ＨＭＤＳ）を付着させる。レジストの接着を改善するためにラミネートサンプルをＨＭＤＳオーブン内に２０分間入れる。次にステップ８０１０で、適切なチャックと共にＣＰＫＳｏｌｖｅｎｔＳｐｉｎｎｅｒのプログラム２を使用してマスクを洗浄する。ステップ８０１２でのみ、プログラム０ＤＩＷを使用する自動マスククリーナ（最先端技術のマスククリーナ）を使用してマスクを更に洗浄する。

ステップ８０１４〜８０３４でリソグラフィプロセスを行う。最初に、例えばＢｒｅｗｅｒＳｃｉｅｎｃｅのＣｅｅスピンコータシステムを使用し、ステップ８０１４でＳｈｉｐｌｅｙＳ１８１３フォトレジストをラミネートの裏側に塗布してグランド層を保護する。一実施形態では、スピンコータシステムが３０００ｒｐｍ／ｓで３０００ｒｐｍにおいて６０秒間動作する。ステップ８０１６でホットプレート上でサンプルを１１５℃で９０秒間ソフトベークし、ステップ８０１８でホットプレート上で１３０℃で６０秒間ハードベークする。ステップ８０２２で、上面のパターン銅層上にＳ１８１３レジストを塗布する。一実施形態では、この工程を３０００ｒｐｍ／ｓで３０００ｒｐｍにおいて６０秒間行う。ステップ８０２２で、ホットプレート上でサンプルを１１５℃で９０秒間ソフトベークする。ステップ８０２４で、ＫａｒｌＳｕｓｓのＭＡ６ＢＡ６接触式アライナ／プリンタを使用し、サンプルの上面を１１０ｍＪ／ｃｍ２で露光する。次にステップ８０２６で、ビーカ内で６０秒間にわたりＭｉｃｒｏｐｏｓｉｔＭＦ−３１９を用いて回路を現像する。サンプルをベースフード内で純水（ＤＩＷ）及びＮ_２を用いてすすぐ。ステップ８０３２で、ＴｅｃｈｎｉｑｕｅｓＳｅｒｉｅｓ８５ＲＩＥを使用して余分なフォトレジストを除去するために反応性イオンエッチングプロセスを行う。これは０_２を５０Ｗで１８０ｍＴｏｒｒにおいてのみ１５秒間適用することによって実現される。ステップ８０３４で、サンプルをホットプレート上で１３０℃で６０秒間ハードベークする。ステップ８０３６で、ＬｅｉｃａＩｎｍ光学顕微鏡の下でリソグラフィを確認してリソグラフィが正しいこと、及び間隙が画定され、過度に現像されていないことを確かめる。

ステップ８０３８〜８０４６で１２μｍの銅層をエッチングする。ステップ８０３８で、Ｃｕエッチャント内でサンプルを揺動させることによって銅を１分間隔でエッチングする。調査ステップ８０４０はＣｕエッチングプロセスが完了したかどうかを判定し、完了していない場合、ステップ８０４２でサンプルを９０°回転させ、ステップ８０３８におけるＣｕエッチャント内でのサンプルの揺動に戻る。Ｃｕエッチングプロセスが完了したと調査ステップ８０４０が判定する場合、制御がステップ８０４４に移り、ステップ８０４４ではサンプルをＤＩＷ及びＮ_２ですすぎ、ベースフード内で乾燥させる。調査ステップ８０４６で顕微鏡を使用してサンプルを調べてＣｕが完全に除去されているかどうかを判定する。除去されていない場合、Ｃｕエッチャント内で更に揺動させるためにステップ８０３８に制御を戻す。Ｃｕの全てが除去されている場合、フォトレジストのストリッピングプロセスに制御が移る。

フォトレジストのストリッピングは、サンプルをアセトン、ＩＰＡ、ＤＩＷ、及びＮ_２を使ってまずすすぎ、溶媒フード内で又は適切なチャックと共にＣＰＫＳｏｌｖｅｎｔＳｐｉｎｎｅｒのプログラム２を使用して乾燥させることによって行われる。ステップ８０５０で、サンプルをホットプレート上で５分間にわたり１３０℃で脱水ベークする。ステップ８０５２で、エッチング済みのラミネートサンプルを顕微鏡の下で調べてサンプル内の領域のオーバエッチングなしに間隙がエッチングされていることを確実にする。

図８１に示すように作成したパッチアンテナを検査してアンテナの動作を確認することができる。最初にステップ８１０２で、アンテナに対してＤＣ検査を行ってＧ−Ｓ−Ｇフィードが短絡していないことを確認する。ステップ８１０４でＲＦ検査を行って、ＣａｓｃａｄｅＭ１５０ｐｒｏｂｅｓｔａｔｉｏｎ上のＡｇｉｌｅｎｔＶＮＡを使用し周波数帯にわたるＳ_１１−リターンロスを測定する。次いでステップ８１０６で、ＮＳＩｓｐｈｅｒｉｃａｌｎｅａｒｆｉｅｌｄｓｃａｎｎｅｒを使用して適切な周波数においてアンテナの放射パターンを測定することができる。

更なる構成ではパッチアンテナをホーンアンテナと組み合わせて使用し、窓又は壁を介して生じる４０ｄＢの損失を克服することができる。上記の実施形態はＦＣＣ及びＯＳＨＡの要件を満たすようにも構成される。上記の技法に加えて、窓又は壁を介して情報を伝送するために他の近接場技法を使用することができる。
トランシーバチップセット

次に図８２Ａを参照し、著しい信号損失なしに窓／壁８２０２を貫通することがない周波数において基地局８２０４から信号を受信する、周波数を伝送するＲＦトランシーバチップセットを使用して窓又は壁８２０２を介してＲＦ信号を伝送するための一実施形態を示す。基地局８２０４は、建物伝送貫通システム８２３０に無線信号８２０６を伝送する。建物伝送貫通システム８２３０は、基地局８２０４から信号８２０６を受信するための伝送チップセットを実装する第１のトランシーバ８２３２を含む。第１のトランシーバ８２３２は、構造内に伝送される信号のための双方向伝送リンク３２３６及び基地局８２０４まで構造の外部に伝送される信号のための伝送リンク８２３８上で、伝送チップセットを実装する第２のトランシーバ８２１２とリンクされる。

構造の内部に位置する第２のトランシーバ８２３４は、伝送線８２２２及び受信線８２２４上でＷｉ−Ｆｉルータ８２２０と通信する。Ｗｉ−Ｆｉルータ８２２０は構造内に位置する無線装置と通信する。伝送線８２２２及び８２２４は、伝送路８２１４及び８２１６が第２のトランシーバ８２３４との間の双方向通信を可能にするのと同様のやり方でＷｉ−Ｆｉルータ８２２０と第２のトランシーバ８２１８との間の双方向通信を可能にする。第１のトランシーバ８２３２及び第２のトランシーバ８２３４を実装するチップセットは、建物の内部へと建物の外部から窓／壁８２０２を貫通する形式に変換するために、これだけに限定されないが３．５ＧＨｚ、２４ＧＨｚ、２８ＧＨｚ、３９ＧＨｚ、６０ＧＨｚ、７１ＧＨｚ、及び８１ＧＨｚを含む任意の数の周波数を基地局から受信することができる。信号はこれだけに限定されないが２Ｇ、３Ｇ、４Ｇ−ＬＴＥ、５Ｇ、５ＧＮＲ（ＮｅｗＲａｄｉｏ）、及びＷｉＧｉを含む任意のプロトコルを使用することができる。

次に図８２Ｂを参照し、窓又は壁８２０２を介して６０ＧＨｚ又は他の帯域幅の無線信号を伝送するためのシステム８２００に関して、図８２Ａのシステムのより詳細な実施形態を示す。この実施形態では、システム８２００内の伝送を可能にするためにＰｅｒａｓｏチップセットを使用する。基地局８２０４はミリ波システム８２０８に６０ＧＨｚの無線信号８２０６を伝送する。ミリ波システム８２０８は、基地局８２０４から６０ＧＨｚの信号８２０６を受信するためのＰｅｒａｓｏチップセットを実装する第１の６０ＧＨｚトランシーバ８２１０を含む。第１のＰｅｒａｓｏトランシーバ８２１０は、構造内に伝送される信号のための伝送接続８２１４及び基地局８２０４まで構造の外部に伝送される信号のための伝送線８２１６上でＰｅｒａｓｏチップセットを実装する第２の６０ＧＨｚトランシーバ８２１２にリンクされる。

第２のＰｅｒａｓｏトランシーバ８２１２は窓又は壁８２０２の外側に位置し、窓又は壁８２０２の内部にＰｅｒａｓｏチップセットを実装する第３の６０ＧＨｚトランシーバ８２１８に無線信号を伝送する。構造の内部に位置する第３のＰｅｒａｓｏトランシーバ８２１８は、伝送線８２２２及び受信線８２２４上でＷｉ−Ｆｉルータ８２２０と通信する。Ｗｉ−Ｆｉルータ８２２０は構造内に位置する無線装置と通信する。伝送線８２２２及び８２２４は、伝送路８２１４及び８２１６が第２のＰｅｒａｓｏトランシーバ８２１２と第１のＰｅｒａｓｏトランシーバ８２１０との間の双方向通信を可能にするのと同様のやり方でＷｉ−Ｆｉルータ８２２０と第３のＰｅｒａｓｏトランシーバ８２１８との間の双方向通信を可能にする。ＴＤＤでは、典型的には３つのタイムスロットがＴＸに指定され、１つのタイムスロットがＲＸに指定され、従ってスロットは時間の点で隔てられるので衝突しない。従って双方向通信では、同一周波数における干渉に関する問題はない。同じ周波数及び時間が使用される状況ではＯＡＭねじれビームを用いた全二重分離を使用することができ、ＴＸは＋１ヘリシティで行われ、ＲＸは−１ヘリシティで行われる。

次に図８３を参照し、Ｐｅｒａｓｏチップセットの更なる実装形態を示す。図８３は中継器の構成を示し、この構成では基地局８３０２が６０ＧＨｚの無線通信リンク８３０６上でＰｅｒａｓｏチップセットを実装する６０ＧＨｚトランシーバ８３０４と通信し、Ｐｅｒａｓｏトランシーバ８３０４とＰｅｒａｓｏチップセットを実装する第２の６０ＧＨｚトランシーバ８３０８との間で信号が双方向に伝送される。第２のＰｅｒａｓｏトランシーバ２９０８は、概して８３１４で示す距離にわたり、同じくＰｅｒａｓｏチップセットを実装する第３の６０ＧＨｚトランシーバ８３１２との無線による６０ＧＨｚの通信リンク８３１０を有する。Ｐｅｒａｓｏトランシーバ８３０４及びＰｅｒａｓｏトランシーバ８３０８で構成される中継器８３１６は、基地局８３０２からの信号がブーストされ、Ｐｅｒａｓｏトランシーバ８３１２まで長距離にわたって伝送されることを可能にする。Ｐｅｒａｓｏトランシーバ８３１２は、通信回線８３２２及び８３２４上でルータ８３１８と双方向通信する。上記で説明したような中継器の構成は、基地局８３０２から伝送される６０ＧＨｚ信号の伝送距離を伸ばすために使用することができる。

図８４Ａは、上記で説明した伝送に使用され得るＰｅｒａｓｏトランシーバ８４６０の最上位ブロック図を示す。６０ＧＨｚ信号を伝送する（８４６０Ｂ）及び受信する（８４６２Ａ）ために１対のアンテナ８４６２を使用する。上記の実施形態の１つによる受信信号がアンテナ８４６２Ａから復調器８４６４に送られ、アンテナ８４６２Ａから受信される信号は位相同期ループ／局所発振器ブロック８４６６から与えられる信号に応答して復調される。復調信号及びクロック生成器８４７０によって与えられるクロック信号に応答してアナログ信号をデジタル形式に変換するために、復調信号がアナログ−デジタル変換器８４６８に送られる。デジタル信号が出力８４７２において与えられる。

伝送される信号が入力８４７４においてデジタル形式で与えられ、クロック生成器８４７０からのクロック信号に応答してデジタル−アナログ変換器８４７６においてデジタル形式からアナログ形式に変換される。アナログ信号及び位相同期ループ／局所発振器ブロック８４６６からの制御信号に応答してアナログ信号が変調器８４７８内で変調される。変調信号は、Ｐｅｒａｓｏトランシーバ８４６０から上記の構成の１つにあるアンテナ８４６２Ｂから伝送される。Ｐｅｒａｓｏチップセットについては、参照により本明細書に援用する、２０１５年１２月１８日付のＰｅｒａｓｏＷ１１０ＷｉＧｉｇＣｈｉｐｓｅｔＰｒｏｄｕｃｔＢｒｉｅｆの中でより詳細に記載されている。

次に図８４Ｂを参照し、Ｐｅｒａｓｏチップセットのより詳細な応用図を示す。６０ＧＨｚ帯のＰｅｒａｓｏチップセットについて説明するが、信号伝送能力の拡張を中継器が可能にする任意の周波数をチップセットが利用できることを当業者なら理解されよう。例はこれだけに限定されないがミリ波帯、２８ＧＨｚ帯、３９ＧＨｚ帯、２．５ＧＨｚ帯、ＣＢＲＳ帯（３．５ＧＨｚ）、及びＷｉ−Ｆｉ帯（５ＧＨｚ）を含む。Ｐｅｒａｓｏチップセットは、ＷｉＧｉｇの応用と共に使用されることを目標とするＷ１１０チップセットを含む。Ｐｅｒａｓｏチップセットは、ＩＥＥＥ８０２．１１ａｄの機能を実装するためにＰＲＳ１１２５集積回路８４０２及びＰＲＳ４００１集積回路８４０４を使用する。Ｐｅｒａｓｏチップセットは、ＷｉＧｉｇソリューションのために完全な超高速ＵＳＢ３．０を実装する。ＰＲＳ４００１低パワーＷｉＧｉｇベースバンド集積回路８４０２は、デジタル−アナログ変換器８４０８、アナログ−デジタル変換器８４１０、及び位相同期ループ８４１２を含むアナログフロントエンド８４０６を組み込む。ＰＲＳ４００１回路８４０２は、ベースバンド物理層８４１４、Ｍａｃ層８４１６、及び２つのＲＩＳＣＣＰＵコアを更に含む。ＰＲＳ４００１回路８４０２はＩＥＥＥ８０２．１１ａｄに準拠する。ＵＳＢ２．０及び３．０インタフェース８４２４はＵＳＢ通信を可能にする。ＰＲＳ４００１回路８４０２は、全てのＰｅｒａｓｏ６０ＧＨｚ無線へのシームレスな接続をサポートする。

ＰＲＳ１１２５集積回路８４０４は、６０ＧＨｚのシングルエンド受信機及び送信インタフェースを提供するシングルチップダイレクトコンバージョンＲＦトランシーバである。ＰＲＳ１１２５回路８４０４は、最大１４ｄＢｍの伝送出力パワー、−２１ｄＢを上回る伝送ＥＶＭ（１６−ＱＡＭ）、５ｄＢ未満の受信機雑音、及び７０ｄＢを上回る受信機変換利得を提供する。統合されたシングルエンド６０ＧＨｚアンテナインタフェースは、送信データ経路８４１８及び受信データ経路８４２０を含む。位相同期ループ８４２２が、統合コントローラを使用してＩＥＥＥ８０２．１１ａｄの全てのチャネルにチューニングする。Ｐｅｒａｓｏチップセットは、無線記憶域、無線ディスプレイ、及び数ギガバイトのモバイル無線の応用を提供する。アンテナ８４２６は、６０ＧＨｚ帯の全体にわたり８．５ｄＢｉの利得を有するＮＡｇｒａｄｅｄパッチアンテナを含む。

Ｐｅｒａｓｏチップセットトランシーバ間の通信は、それらのトランシーバ間のスループットを制御するために幾つものやり方で行うことができる。図８５に示すように、第１のＰｅｒａｓｏトランシーバ８５０２と第２のＰｅｒａｓｏトランシーバ８５０４との間の通信は、単一の通信チャネル８５０６上で直列に行うことができる。この場合、データは単一の通信チャネル８５０６上で次から次へと項目が連続的に伝送される。図８６は、並列伝送構成を示す。この構成では、トランシーバ８５０２とトランシーバ８５０４との間の伝送が並列に動作する複数のチャネル８６０８上で行われる。この構成では、データスループットを高めるために異なるデータストリームを並列通信チャネル８５０８上で同時に伝送することができる。並列構成ではデータストリームが２つの複数のサブストリームにペティション（petition）され、別個の並列チャネル８５０８上で送信される。その後、受信機８５０４において結果が結合される。

図８７は、窓又は壁８７０４の外側に位置するＰｅｒａｓｏ送信機８７０２の機能ブロック図を示す。Ｐｅｒａｓｏトランシーバ８７０２が窓又は壁８７０４の外部に位置するので、Ｐｅｒａｓｏトランシーバ８７０２にパワーを与える何らかのやり方が必要である。壁８７０４の外側に位置するパワーユニット８７０６が幾つかのやり方でＰｅｒａｓｏトランシーバ８７０２にパワーを与えることができる。一実装形態では、パワーユニットがパワーを発生させるための太陽電池及び太陽発電回路を含み得る。一実施形態では、外部の壁又は窓上に位置するＰｅｒａｓｏ送信機の最大パワー消費量が１５Ｗである。トランシーバが１４ｄＢｍ又は約２５ｍＷの伝送パワーを与えるために、１５Ｗの消費パワーが作り出される。１５Ｗの消費パワーが１日２０時間必要である場合、トランシーバをサポートするために毎日約３００Ｗｈｒのエネルギが必要になる。２４時間動作する１．２５の効率を有するパワーユニットは約３７５Ｗｈｒのエネルギを提供することができる。１００Ｗのトランシーバに必要な太陽光発電容量をもたらすために、３７５Ｗｈｒを３．５（冬のおおよその日照時間）で除算する。

外部のＰｅｒａｓｏ送信機にパワーを与えるための別の方法を図８８に示す。内部に位置するレーザ８８０２を使用して、外部のＰｅｒａｓｏ送信機上に位置するフォトダイオード８８０６にレーザビーム８８０４内のエネルギを伝送する。壁はビームを遮るのでレーザビーム８８０４は窓を介して伝送することになる。伝送されるレーザビームに必要なパワーは次式によって定められる：

光学素子の効率Ｅｆｆ_{Ｏｐｔｉｃｓ}は透過されるガラスの種類によって変わる。窓ガラスは商用の又は住居用の性質のものであり得る。ＣｌｉｍａＧｕａｒｄ７０／３６等の住居用の窓ガラスでは、４４５ｎｍの伝送波長において光学素子の効率は０．６８である。ＳｕｎＧｕａｒｄＳＮ６８等の商用の窓ガラスでは、４４５ｎｍの伝送波長において光学素子の効率は０．６４である。

シリコンフォトダイオードの効率Ｅｆｆ _ＰＶ _{Ｃｅｌｌｓ}は次式によって定められる：

従って、４５０ｎｍにおいて伝送する必要がある光パワーは、以下のように光学素子の効率及びフォトダイオード効率を使用して求めることができる：

従って４５０ｎｍ、４．５Ｗの青色ダイオードで３４Ｗのパワーを与えるのに必要なレーザダイオードの数は

又は約８個のダイオードである。
ＶＣＳＥＬの位置合わせ及びパワー

次に図８９を参照し、ＶＣＳＥＬ８９０２を示す。１つのＶＣＳＥＬが窓の外側に位置し、第２のＶＣＳＥＬが窓の内側に位置するので、一方のＶＣＳＥＬから他方のＶＣＳＥＬに与えられる光伝送リンクを位置合わせするための何らかのやり方がなければならない。この位置合わせを実現できる１つのやり方は、ＶＣＳＥＬ８９０２上の複数の位置に位置合せ穴８９０４を有することによる。図８９に示す実施形態では、位置合せ穴８９０４がＶＣＳＥＬ８９０２のそれぞれの角に位置する。図９０に示すやり方でこれらの位置合せ穴８９０４を使用して、第１のＶＣＳＥＬ８９０２ａを第２のＶＣＳＥＬ８９０２ｂと位置合わせする。従って、ＶＣＳＥＬ８９０２ａ及びＶＣＳＥＬ８９０２ｂのそれぞれの角に位置する位置合せ穴８９０４のそれぞれを視覚的に位置合わせすることにより、ＶＣＳＥＬ内の光伝送回路が窓９００２を介して位置合わせされ得る。

外部パワー入力を使用するのではなく、窓上に位置するＶＣＳＥＬ８９０２には図９１に示す他の方法を使用してパワーを与えることができる、図９１は、窓又は壁９００２の内部にあるＶＣＳＥＬ９１０２と窓又は壁の外部に位置するＶＣＳＥＬ９１０６とを示す。何らかの種類の入力接続によって内部のＶＣＳＥＬ９１０２にパワー９１０８を直接与える。内部のＶＣＳＥＬ９１０２内のパワー結合装置９１１０が、外部のＶＣＳＥＬ９１０６内の同様のパワー結合装置９１１２と結合する。ＶＣＳＥＬの９１０２及び９１０６が透明窓上に位置する場合、光誘導体又は他の種類の光パワー結合器をパワー結合装置９１１０及び９１１２に利用することができる。ＶＣＳＥＬの９１０２及び９１０６が光信号を遮る不透明な壁又は窓の両側に位置する場合、コイル又はドクタ（doctors）等の誘導結合装置をパワー結合装置９１１０、９１１２に使用することができる。このようにして、パワー結合装置９１１０がパワー結合装置９１１２にパワーを与えて外部のＶＣＳＥＬ９１０６にパワーを与える。
システムパワー

次に図９２を参照し、システムの外側部分内に位置する外部システムコンポーネント９２０２、及び内側部分５６０８内に位置する内部システムコンポーネント９２０４にパワーを与えることができるやり方を示す。内部システムコンポーネント９２０４は、伝送用の信号を生成し受信されている信号を決定するための、上記で論じたアンテナ、変調器、復調器、及び他のコンポーネントを含む。外部システムコンポーネント９２０２は、上記で説明したサーキュレータ、パワー増幅器、及びホーンアンテナで構成される。内部システムコンポーネント９２０４は、建物内に位置する電力システムにプラグ接続可能な内部パワーシステム９２０６に接続される。内部システムコンポーネント９２０４と外部システムコンポーネント９２０２とは窓／壁９００２によって隔てられるので、外部システムコンポーネントにパワーを伝送し又は与えるための何らかのやり方がなければならない。それを行う１つのやり方は、外部システムコンポーネント９２０２が接続される建物の外側に位置する幾つかのソーラーパネル９２１０によってパワーを与えられるパワーシステム９２０８を使用するものである。

パワーシステム９２０８から外部システムコンポーネント９２０２に必要なパワーは約．７６Ｗである。この．７６Ｗのパワーを与えるための１つのやり方はソーラーパネル９２１０を使用することによる。．７６Ｗ又は１Ｗをもたらすソーラーパネルをソーラーパネル９２１０に利用することができる。．７６Ｗのパワーを与えるシステムに関して、２４時間にわたる０．７６Ｗは１８．２４ワット時のパワーを必要とする。１８．２４ワット時を１．２５％の効率で与えた場合、２２．８ワット時必要になる。２２．８ワット時の効率を３．５時間（冬の昼光時間数）で除算した場合、６．５２Ｗの総合結果が与えられる。同様に１Ｗのシステムでは、１日にわたって与えられる１Ｗは２４ワット時必要とする。１．２５％の効率における２４ワット時は３０ワット時必要とする。３０ワット時を冬に得られる太陽の３．５時間で除算すると８．５７ワット時になる。パワーを与えるために使用するソーラーパネル９２１０は、スマートフォン及びタブレットを充電するのに使用されるソーラーパネルと同様であり得る。これらの種類のパネルは、．７６Ｗ及び１Ｗのエネルギレベル要件を満たす７Ｗ充電パネル及び９Ｗ充電パネルの両方を含む。

高効率のソーラー充電パネルを有する７Ｗの携帯型ソーラー充電器は通常０．８ポンドの重さを有する。これらの装置は１２．８×７．５×１．４インチ（３２．５×１９×３．５ｃｍ）の全体寸法を有する。他の７Ｗアモルファスソーラーパワー充電器パネルは１５．８×１２．５×０．８インチ（４０×３１．７５×２ｃｍ）のサイズ及び３ポンドの重さを有する。単結晶セルを有する代替的な９Ｗ充電パネルは８．７×１０×０．２インチ（２２×２５．５×０．５ｃｍ）からの寸法を有し、可撓性のソーラーパネルは１２×４０インチ（３０．５×１００ｃｍ）のサイズを有する。他の９Ｗの高効率ソーラーパネルは８．８×１２．２×０．２インチ（２２．３５×３１×０．５ｃｍ）からのサイズを有する。

次に図９３を参照し、ソーラーパネルを利用する代わりに、外部システムコンポーネント９２０２は、外部システムコンポーネントにパワーを与えるために太陽電池式のシステムを利用するのではなく伝送されるレーザのパワーを利用することができる。内部システムコンポーネント９２０４は、窓又は壁９３０４の内側部分の全てのコンポーネントにパワーを与えるパワーシステム９３０２を有する。パワーシステム９３０２は、例えば建物内に位置する電源出力への内部パワー接続９３０６を有する。パワーシステム９３０２は、内部システムコンポーネント９２０４にシステムパワーを既知のやり方で与える。加えてパワーシステム９３０２は、レーザ送信機９３０８にパワーを与える一実施形態では、レーザ送信機はレーザダイオードを含み得る。レーザ送信機９３０８は、窓９３０４の外側に位置する光起電受光器（ＰＶ受光器）９３１２まで窓９３０４を介して伝送されるレーザビーム９９１０を発生させる。レーザ送信機９３０８は、ＰＶ受光器９３１２に伝送されるビームサイズを定めるための１組の光学素子を含む。生成されるレーザパワーは以下の方程式に従って定めることができる：

４４５ｎｍでエネルギを検出するＰＶ受光器が必要とする光パワーは以下のように定めることができる：
λ＝４４５ｎｍ
これは受光器のレーザの波長である。
Ｒ＝０．２５（ＨａｍａｍａｔｓｕＳｉフォトダイオード）

Ｅｆｆ_{Ｏｐｔｉｃｓ}＝０．６４（光学素子の効率）

従って、４４５ｎｍでパワーを与えるには２Ｗのレーザダイオードが必要である。ＰＶ受光器９３１２は受光したレーザ光エネルギを再び電気に変換する。受光されるレーザビーム９３１０に応じてＰＶ受光器９３１２によって生成されるパワーがパワーシステム９３１４に与えられる。パワーシステム９３１４、及び外部システムコンポーネント９２０２にパワーを与えてそれらの動作を可能にする。

次に図９４を参照し、ソーラーパネル又はレーザ光源を利用する代わりに誘導結合を使用して内部電源から外部コンポーネントにパワーを与えるための更なるやり方を示し、外部システムコンポーネント９２０２は、外部システムコンポーネントにパワーを与えるために内部電源への磁気誘導結合又は磁気共鳴結合によって窓／壁９４０４を介して与えられるパワーを利用することができる。内部システムコンポーネント９２０４は、窓又は壁９４０４の内側部分の全てのコンポーネントにパワーを与えるパワーシステム９４０２を有する。パワーシステム９４０２は、例えば建物内に位置する電源出力への内部パワー接続９４０６を有する。パワーシステム９４０２は、内部システムコンポーネント９２０４にシステムパワーを既知のやり方で与える。加えて、パワーシステム９４０２は誘導コイル又は磁気共鳴器９４０８にパワーを与える。誘導コイル又は磁気共鳴器９４０８は、窓／壁９４０４の外部に位置する第２の誘導コイル又は磁気共鳴器９４１２との磁気接続を可能にする。誘導コイル又は磁気共鳴器９４０８及び９４１２は、内部パワーシステム９４０２から外部パワーシステム９４１４へのパワーの誘導結合又は共鳴結合を可能にする。受信される電磁エネルギ９４１０に応じて誘導コイル又は磁気共鳴器９４１２において受信されるパワーはパワーシステム９４１４に与えられる。パワーシステム９４１４、及び外部システムコンポーネント９２０２にパワーを与えて窓／壁９４０４を介して信号を伝送するようにそれらの動作を可能にする。

更に、図９２、図９３、及び図９４に示す能動的にパワーを与えられる装置に加えて、受動的にパワーを与えられる装置が使用されても良く、それらの装置は外部コンポーネントにパワーを与えないが建物内の内部コンポーネントからより短距離の又はより強いパワーを与える。

誘導コイル９４０８／９４１２は内部回路と外部回路との間のパワーの誘導結合を可能にする一方、磁気共鳴器９４０８／９４１２は回路間でパワーを伝達するために磁気共鳴結合を使用する。誘導コイルに関して、コイル間の結合係数は以下のやり方で計算することができる。次に図９５を参照し、ｄ９５０２の距離隔てられ、ａ９５０４及びｂ９５０６の半径をそれぞれ有する２つの円形ループ間の相互インダクタンスはノイマン方程式を使用して計算することができる：

但しｄｓ及びｄｓ’は円形フィラメントの増分セクションであり、ｒは次式で定められる２つのセクション間の距離である：

上記の式をノイマン方程式に代入すると次式が得られる：

上記の方程式の積分は楕円積分を使用して書き換えることができ、次式が得られる：

但しＫ（ｍ）及びＥ（ｍ）は第一種及び第二種それぞれの楕円積分であり、０〜１の間の値を仮定しｍは次式によって定められる：

第一種及び第二種の楕円積分の解は以下の方程式を用いて概算することができる：

低値のｍでは冪級数表現が妥当な精度を示す。しかし、ｍが増加するにつれて両方の楕円が数値積分値からそれる。第一種のインナーゴールへのリップ（lip to inner goal）のために、イン（in）がユニティ（unity）に近づくとき、解は数値積分によって計算される解よりもはるかにはやく漸近的に無限大になる傾向がある。

Ｍ（ｍ）の方程式にＫ（ｍ）及びＥ（ｍ）の方程式を代入すると次式が得られる：

次に、上記の式にｍの方程式を代入すると２つの円形同軸ループ間の距離に応じた相互インダクタンスの式がもたらされる：

ｎ_１，２の巻数を有する２つのコイルでは、式を調節して次式を得ることができる：

この式は距離ｄ、コイルを取り囲む材料の透磁率μ、及び２つのコイルの内半径に応じたｎ_１，２を有する２つのコイルの相互インダクタンスを表す。

Ｑ因子に関して性能指数（Ｕ）を示すことができ、これはインダクタのループによって貯蔵されるエネルギと所与のサイクル内で消散されるパワーとの比率を示す。性能指数は、以下の方程式に従って線の半径Ｒａ、ループの半径ａ、（ループの芯は空気なので）自由空間の透磁率μ_０、芯材の伝導率、及び一次ループと二次ループとの間のｄ距離等の様々なコイルパラメータに依存する：

一実施形態では、伝送コイルが６．２５ｃｍのループ半径、１０．２５ｘ１０^−３の線の半径、４のコイル巻数、一次ループと二次ループとの間の４６ｍｍの距離、及び６．７８ＭＨｚの動作周波数の特性を有する。

次に図９６を参照し、コイルの様々な半径、コイル内の様々な巻数、及びコイルの様々な高さにわたるコイルの効率に関係する情報を与える表を示す。

次に図９７及び図９８を参照し、コイル９７０２が互いに誘導結合されるやり方、及び共鳴器回路９８０２が互いに誘導共鳴するやり方を示す。図９７は、入力電圧９７０６に応じて発振器９７０４からＬ１コイル９７０２に交流がどのように与えられるのかを示す。Ｌ１コイル９７０２内の交流は交番磁場９７０８を発生させ、この交番磁場９７０８はひいては二次コイルＬ２内の交流を引き起こす。かかる交流の発生は、負荷９７１２に与えられる電流を整流器９７１０に与えさせる。一次コイル９７０２によって生成される磁場は全方向にほぼ等しく放射する。磁場によって作り出される束は、逆二乗の法則に従って距離と共に急激に低下する。従って、最も多い磁束をインタセプトするために、二次コイルＬ２９７０２は一次コイルＬ１９７０２のできる限り近くに配置する必要がある。

次に図９８を参照し、コイルを近くに結合する、従ってコイル間の正確な位置合わせ及び近接近を求める要件によって引き起こされる誘導無線充電の主な欠点を克服するために、磁気共鳴無線充電を利用することができる。磁気共鳴は、様々なサイズのコイルを使用することにより建物の内側から建物の外側に任意の能動コンポーネントを充電するために使用され得る。磁気共鳴パワー伝達の背後にある基本概念は、主コイルからエネルギを全方向に広げるのではなく、窓又は壁を横断して有向の様式で一方のコイルから他方のコイルにエネルギをトンネリングすることである。磁気共鳴無線充電回路は、発振器９８０６に電圧Ｖ_Ｓを印加する入力９８０４の両端で入力電圧Ｖ_Ｓを受信する。発振器９８０６の出力は駆動コイル９８０８を通過させられる。駆動コイル９８０８は、コイル９８１０の両端に接続されるコンデンサ９８１２を有するコイル９８１０を含む一次共鳴器回路９８０２内に電流を発生させる。共鳴器回路９８０２ａは、磁気共鳴無線充電をもたらすために共鳴器回路９８０２ｂと結合する。共鳴器回路９８０２ｂは、コイルの両端に接続されるコンデンサ９８１６を有するコイル９８１４を含む。共鳴器回路９８０２ｂは、負荷９８２２を駆動するために使用される整流器９８２０に接続される駆動コイル９８１８と結合する。磁気共鳴器のパワー伝達の背後にある基本概念は、一次コイル９８０２ａから全方向に広げるのではなく、共鳴器回路９８０２ａからのエネルギを共鳴器回路９８０２ｂにトンネリングすることである。

誘導結合及び磁気共鳴結合を使用して、上記のミリ波伝送システムを用いて建物の内部から建物の外部への窓又は壁を介した無線パワー伝達をもたらすために、誘導結合を利用するのか磁気共鳴結合を利用するのかに応じて異なる設計検討に取り組む必要がある。誘導結合を使用して無線パワー伝達をもたらすために高い磁気結合が要求され、送信パワーユニットと受信パワーユニットとの間の距離が非常に短くなることを必要とする。誘導結合の無線パワー伝達に利用可能な標準はＱｉ及びＰＭＡを含む。これらの標準を使用し、５〜１０ｍｍの短距離にわたって５Ｗから１５Ｗ伝送することができる。

ｈｉｇｈｌｙｒｅｓｏｎａｎｔｗｉｒｅｌｅｓｓｐｏｗｅｒｔｒａｎｓｆｅｒ（ＨＲ−ＷＰＡ）とも呼ばれる磁気共鳴結合を使用する無線パワー伝達は、パワー伝達に疎結合の磁気共鳴を使用する。高クオリティファクタの磁気共鳴器は低い結合率でも効率的なエネルギ伝達を可能にし、位置的に更なる自由度を与えながら送信パワーユニットと受信パワーユニットとの間でより長距離にわたるパワー伝達を可能にする。既存の標準はＲｅｚｅｎｃｅ（ＷｉＴｒｉｃｉｔｙ）及びＷｉＰｏｗｅｒ（Ｑｕａｌｃｏｍ）を含む。

次に図９９を参照し、本開示のミリ波システムにパワーを与えるために利用され得る磁気共鳴無線パワー伝達システムの機能ブロック図を示す。ＡＣ入力９９０２においてＡＣ電圧信号が与えられる。ＡＣ電圧信号は、交流信号を直流信号に変換するＡＣ／ＤＣ変換器９９０４に適用される。ＡＣ−ＤＣ変換器９９０４からの直流信号がＤＣ／ＲＦ増幅器９９０６に適用される。ＤＣ／ＲＦ増幅器９９０６は、ソース共鳴器を駆動するために使用されるＲＦ電圧波形へとＤＣ電圧を変換する高効率のスイッチング増幅器である。ＤＣ／ＲＦ増幅器９９０６からのＲＦ電圧波形がインピーダンス整合回路網９９０８を追加するために適用される。インピーダンス整合回路網９９０８はインピーダンス整合を行い、システム効率を改善する。インピーダンス整合回路網９９０８からの信号は、受信機側の装置共鳴器９９１２に信号をリンクする送信側のソース共鳴器９９１０に与えられる。ソース共鳴器９９１０及び装置共鳴器９９１２は、窓又は壁の反対側にある送信側と受信機側との間の低い結合率（より長い距離及び／又はより大きい位置的な自由度）でも効率的なエネルギ伝達を可能にする高クオリティファクタの共鳴器である。このエネルギ結合はｈｉｇｈｌｙｒｅｓｏｎａｎｔｗｉｒｅｌｅｓｓｐｏｗｅｒｔｒａｎｓｆｅｒ（ＨＲ−ＷＰＴ）と呼ばれる。装置共鳴器９９１２に伝達されるパワーは、第２のインピーダンス整合回路網９９１４及びＲＦ／ＤＣ整流器９９１６に行く。整流器９９１６はＤＣ電圧を必要とする負荷９９１８に使用され、受け付けたＡＣパワーを再びＤＣ信号に変換する。

ソース共鳴器９９１０及び装置共鳴器９９１２は２つの基本パラメータ、つまり共鳴周波数ω_０及び固有損失率Γによって記述可能な特性を有する。これらの２つのパラメータの比率が共鳴器のクオリティファクタ（Ｑ）を定め（Ｑ＝ω_０／２Γ）、Ｑは共鳴器が如何に良くエネルギを貯蔵するのかの測度である。共鳴器のエネルギは、インダクタ（磁場内に貯蔵されるエネルギ）とコンデンサ（電場内に貯蔵されるエネルギ）との間の共鳴周波数で発振し、抵抗内で消散される。共鳴器の共鳴周波数及びクオリティファクタは次式で定められる：

Ｑの式は、回路内の損失を減らすこと、即ちＲを低減することがシステムのクオリティファクタを増やすことを示す。高いＱの電磁共鳴器は典型的には低吸収の導体及びコンポーネントで作られており、その結果、相対的に狭い共鳴周波数の幅を有する。

ソース共鳴器９９１０を装置共鳴器９９１２の近接近に配置することによって装置間の結合を実現することができ、共鳴器がエネルギを交換することを可能にする。結合された共鳴器の概略図を図１００に全体的に示す。ソース電圧は、等価の生成器抵抗Ｒ_ｇ１０００４と共に周波数ωにおける振幅Ｖ_ｇを有する正弦波電圧源１０００２である。ソース共鳴器のコイル及び装置共鳴器のコイルはインダクタＬ_Ｓ１０００６及びＬ_Ｄ１０００８によって表し、これらは相互インダクタンスＭによって結合し、

が成立する。各コイルは共鳴器（Ｃ_Ｓ１００１０及びＣ_Ｄ１００１２）を形成するようにコンデンサを有する。抵抗Ｒ_Ｓ１００１４及びＲ_Ｄ１００１６は、それぞれの共鳴器のコイル１０００６、１０００８、並びに共鳴コンデンサ１００１０及び１００１２のオーム損及び放射損の両方を含む寄生抵抗である。負荷はＲ_Ｌ１００１８によって表される。

図１００の回路の分析は、ソース及び装置の両方においてソースから得ることができる最大パワーで除算した負荷抵抗１００１８に送られるパワーが、以下の方程式に従ってωにおいて共鳴することを規定し：

但しＵはシステムの性能指数である。

生成器抵抗１００１４、１００１６、及び負荷抵抗１００１８は次式に従って最良のシステム性能をもたらす（インピーダンス整合回路網によって行われる）ように選択される：

次いで、上記で定めたパワー伝送効率を次式に従って最大化する：

無線パワー伝達システムのあり得る最良の効率はシステムの性能指数に依存し、性能指数は共鳴器間の磁気結合係数ｋ並びに無負荷時の共鳴器のクオリティファクタＱ_Ｓ及びＱ_Ｄに関して書くことができる。

磁気結合係数（ｋ）は、共鳴器の相対的サイズ、共鳴器間の距離、及び共鳴器の相対的な向きの関数である。上記の方程式は、高クオリティファクタの共鳴器を使用することが、低い結合率でさえ効率的な動作を可能にすることを示す。このことはソース共鳴器と装置共鳴器との間の厳密な位置決めの必要性をなくし、コイル間のより長い距離並びに更なる位置的な自由度及び運動の自由度をもたらす。厳密な位置決めの必要性をなくすことは、窓又は壁の内部及び外部に位置する内部トランシーバ及び外部トランシーバを消費者が設置できるようにする。

性能指数Ｕは、線の半径Ｒａ、ループの半径ａ、自由空間の透磁率μ_０、一次ループと二次ループとの間の距離ｄ、及び芯材の伝導率等の様々なコイルパラメータに依存する。性能指数Ｕは、ループによって貯蔵されるエネルギと所与のサイクル内で消散されるパワーとの比率を示すＱファクタに関して表すことができる。

ｍ＝４ａ^２／（４ａ^２＋ｄ^２）

Ｒ＝Ｒ_Ｔ＝Ｒ_Ｒ＝Ｒ_ｒａｄ＋Ｒ_ｏｈｍ
但しбは材料の委員会の種類（kind of committee of the material）を示し、ｃは光速である。

次に図１０１を参照し、図９９のＤＣ／ＲＦ増幅器９９０６等、５０ＨｚグリッドＡＣをｋＨｚに変換するためのパワー生成器の回路図を示す。この図面は、整流及びスイッチング回路網を利用してパワーグリッドＡＣをエネルギ伝達システムの動作周波数に変換する無線エネルギ伝達システム用の潜在的な電源を示す。図１０１は、４つのダイオード１０１０４を含む整流器１０１０２と、４つのパワーＭＯＳＦＥＴトランジスタ１０１０８を含むスイッチング回路網１０１０４とを含む電源の簡単な例を示す。整流器１０１０２とスイッチング回路網１０１０６との間にコンデンサ１０１１０が接続される。電源の抵抗は２５０ｍから４００ｍの範囲内である。電源への入力は、端子１０１１２の両端で整流器１０１０２の両端に与えられる。スイッチング回路網１０１０６からの出力ｖ_１１０１１４はほぼ矩形波電圧（square voltage）である。正規化された矩形波信号のフーリエ成分ｆ（ｔ）は下記の通りである：

次に図１０２を参照し、共鳴器１０２０２と共鳴器１０２０４との間の損失を克服するためにインピーダンス整合を利用することができるやり方を示す。窓１０２０６を介した伝送について前に論じたように共鳴器１０２０２及び１０２０４の概略図を示す。低反射ｃｌａｓｓ内の薄い銀層による渦電流損を模倣しモデリングするために、２つの抵抗Ｒ_ｔｈｉｎ１０２０８をインダクタＬ_Ｓ及びＬ_Ｄそれぞれの両端に挿入する。抵抗による適切なインピーダンス整合及び／又は前に記載したインピーダンス整合回路網、コイル、及び抵抗を用いた整合制御により、コイルの巻数、コイルの面積、コイルの透磁率（材料の種類）、並びに共鳴周波数の周波数を修正することによって損失を克服することができる。

図１０３及び図１０４は、内部伝送回路から外部伝送回路にパワーを伝送するためにＰｅｒａｓｏチップセット及び誘導結合又は共鳴結合を使用する、外部伝送回路１０３０２及び内部伝送回路１０３０４の透視図及び側面図を示す。外部伝送回路１０３０２は、基地局又は他の外部伝送源からのミリ波伝送を受信するアンテナ１０３０６で構成される。代替的実施形態では、アンテナ１０３０６は別のＰｅｒａｓｏトランシーバからの伝送を直接受信できるようにするためのＰｅｒａｓｏトランシーバも含み得る。Ｐｅｒａｓｏトランシーバ１０３０８は、外部伝送回路１０３０２を内部伝送回路１０３０４と隔てる窓又は壁を介して信号を伝送するために使用される。上記のやり方で建物の内部からの誘導パワー伝送又は磁気共鳴パワー伝送にコイル１０３１０が使用される。アンテナ１０３０６、Ｐｅｒａｓｏトランシーバ１０３０８、及びコイル１０３１０の電子部品を相互接続するために回路基板１０３１２が使用される。

内部伝送回路１０３０４は、外部伝送回路１０３０２内のＰｅｒａｓｏトランシーバ１０３０８との間で信号を送受信するためのＰｅｒａｓｏトランシーバ１０３１２を含む。内部コイル１０３１４は、外部伝送回路１０３０２との誘導パワー結合又は磁気共鳴パワー結合を可能にする。加えて回路基板１０３１６は、Ｐｅｒａｓｏトランシーバ１０３１２、コイル１０３１４、及び他の任意の内部電子回路間の相互接続を可能にする。

信号又はパワーを伝送しなければならない窓ガラスに関して、相対的な透磁率、パワー伝送、位相、及び反射を以下に示すようにドルーデモデルに従って計算することができる：

ω_ｐ：バルクプラズマ周波数
γ：バンド内ダンピング項
銀では：ω_ｐ＝９．６ｅｖ、γ＝０．０２２８ｅｖ
ε_γ＝（ｎ＋ｉｋ）^２
ｋ∝吸収による損失量
吸収されるパワー：

位相：

ε_γ、ｎ、ｋ、吸収パワー、及び吸収損失の値を図１０５に示す。

１つの層の反射損失は−１０ｌｏｇ（１−Ｒ^２）として定めることができる一方、２つの層の反射損失は−１０ｌｏｇ（１−２Ｒ^２−Ｒ^４−２Ｒ^３）として定めることができる。吸収損失は−２０ｌｏｇｅ^−αｘとして定められる。これらの値については図１０６、図１０７の中でより詳細に示す。これらの値は反射率Ｒに基づいて求めることができる：

そして吸収係数：

住居ＩＰネットワークシステムとの応用

現在のブロードバンドシステムは、ネットワークプロバイダから消費者に情報を伝送するためにファイバ接続と共に有線ブロードバンドを使用する。例えばＡＴ＆ＴＵ−ｖｅｒｓｅはノードまでのファイバ及び構内への銅を有し、又は一部の事例では構内まで全てファイバを設ける。構内システムへのファイバは高価であり、展開するのに大量の時間を必要とする。他のソリューションはＤｉｒｅｃＴＶ、ＦｒｏｎｔｉｅｒのＤＬＳモデム、及びＣｈａｒｔｅｒ又はＣｏｍｃａｓｔのケーブルボックスである。別のソリューションはブロードバンドの無線配信の実装である。しかし、無線の高周波数ＲＦ波を使用してブロードバンドを届ける場合、家及び建物の窓ガラス及び壁を貫通できない信号に関して問題が生じる。

ブロードキャストＲＦビデオ技術を使用する従来のケーブルＴＶ又は衛星ネットワークでは、全てのコンテンツが各顧客までダウンストリームへ絶えず流れ、顧客がセットトップボックスにおいてコンテンツを切り替える。顧客は、家／事業所に流れ込むパイプによって与えられる、ケーブルプロバイダ又は衛星プロバイダによって提供される多くの選択肢の中から選ぶことができる。ブロードキャストネットワークはプロバイダから消費者にデータを伝送する１つのやり方に過ぎない。今までのところ、この手法は屋根の上にアンテナを設置してハブから信号を受信し、建物内に信号が貫通できるようにするために様々なフロアに穴を開けるものであった。建物の屋根から建物内の個々のユニットへのこの配信方式は運営者にとって非常にコストがかかり時間もかかる。別の手法はハブから個々のユニットにビームを向けることだが、この手法は信号が建物の窓又は壁に当たることを引き起こし得る。電波ビームが建物内に貫通しようとするとき壁又は窓によって損失が引き起こされる。これらの損失はミリ波無線信号にとって非常に大きく、従って上記の技法を利用してブロードバンド配信を行うための方法が大いに有益である。

無線ブロードバンド伝送に関する上記の問題を克服するための１つのやり方を図１０８に示す。既存の住居ＩＰネットワークシステム１０８０２をミリ波伝送システム１０８０４と組み合わせることにより、改善された複合住居ＩＰネットワークシステム１０８０６を提供することができる。ミリ波伝送システム１０８０４はより高いビットレート、より厳密なビーム形成及びステアリング、並びにより狭い設置面積のコンポーネントの利点を有する。住居ＩＴＰネットワークシステム１０８０２は、インターネット、ＴＶ、及びＶｏＩＰ電話サービスで構成される複合サービスを含む。これらのサービスはバンドルで又は別々に注文することができ、サービスの全ての組合せを利用できない場合もある。ＴＶサービスはＴＶサービスを届けるために使用されるＩＰＴＶ（インターネットプロトコルテレビ）に基づく。ネットワークシステム１０８０２はＩＰ技術（インターネットプロトコル技術）も利用し、それによりＴＶ、コンピュータ、自宅の電話、及び無線装置がインターネットプロトコルを使用して一緒に機能するように統合される。このことは多くの有用な機能、サービス配信のやり方の点で装置の更なる制御を提供する。ＩＰ技術の使用は更なる個人化も可能にし、それにより消費者の厳密な需要に向けてサービスを適応させることができる。この種のサービスの例はＡＴ＆ＴＵ−ｖｅｒｓｅ、ＤｉｒｅｃＴＶ、ＦｒｏｎｔｉｅｒのＤＳＬモデム、及びＣｈａｒｔｅｒ又はＣｏｍｃａｓｔのケーブルボックスである。住居ＩＰネットワークシステム１０８０２及びビデオバックボーンは、高品質のビデオ、高度な機能、及び他の応用を届ける。住居ＩＰネットワークシステム１０８０２は、構内へのファイバ技術又はノードへのファイバ技術によって顧客の家に提供される双方向ＩＰネットワークである。

ミリ波システム１０８０４は、上記でより完全に説明したように窓又は壁を介した信号の伝送を可能にする。ミリ波システム１０８０４を住居ＩＰネットワークシステム１０８０２と組み合わせることにより、窓又は壁を介して信号を伝送することによって生じる、システム性能を劣化させる損失なしにネットワークプロバイダから建物の内部に位置するユーザ装置に無線ブロードバンド伝送を提供することができる。複合住居ＩＰシステム１０８０６内でコンテンツはネットワーク内に留まり、要求されたときにのみ顧客に提供される。複合住居ＩＰシステム１０８０６内でＩＰネットワークは双方向である。切り替えられるビデオの配信は家／事業所内への「パイプ」のサイズによって限定されない。ネットワークはより多くのコンテンツ及び機能の配信を可能にする。ネットワークは、多様な視聴者にとって関心のあるニッチな番組及びより高精細（ＨＤ）の番組を含むより多くの選択肢を顧客に与える可能性をもたらす。

「従来の」ケーブルＴＶ又は衛星ＴＶと比較し、ＩＰＴＶを提供する複合システム１０８０６は、ネットワーク内の更なる柔軟性及び創造性を可能にする異なる改善された構成である。従来の単方向のケーブル又は衛星ブロードキャストネットワークに対し、ＩＰＴＶを使用する複合システム１０８０６は双方向の対話性を可能にする。双方向の住居ＩＰネットワークは、視聴者が自らの視聴体験を対話し個人化し制御するためのより多くの選択肢を有することを可能にする。ＩＰ技術はホームネットワーク内の更なる柔軟性も可能にする。複合システム住居ＩＰネットワークでは、任意の家又は事業所内の全てのシステム受信機が同じ高速ネットワーク上で接続される。このことは人がゲーム機、ラップトップ、及び他の装置を構内の住居ＩＰネットワークに接続することを可能にする。

複合システム１０８０６上でＩＰＴＶを見ることは、公衆インターネット上でのビデオのストリーミングと異なる。ＩＰＴＶでは番組がネットワークプロバイダの住居ＩＰネットワーク上で搬送され、そのことはネットワークプロバイダがビデオの品質及びサービスの信頼性を管理することを可能にする。ベストエフォート型のインターネットビデオは低帯域幅、高トラフィック、又は不十分な接続の質による遅延を被り得る。ＩＰＴＶはＴＶが他のサービスと通信することを可能にするので、統合された高速のインターネットベースのコンテンツ及び機能をＴＶ画面上にもたらすことができる。例えば公の又は個人的なクラウドにアップロードされるオンライン写真をＴＶから直接見ることができる。

次に図１０９を参照し、図１０８の住居ＩＰ複合システム１０８０６の機能ブロック図をより詳細に示す。サービスプロバイダからミリ波伝送システム１０９０４にネットワークコンテンツ１０９０２が与えられる。ネットワークコンテンツ１０９０２はビデオ、音声、インターネットのウェブページ、又は他の任意のネットワークによる材料を含み得る。建物の外部から建物の内部への信号の伝送及び建物の内部から建物の外部への信号の伝送に関し、ミリ波システム１０９０４は上記のシステムに従って幾つかの波長において動作し得る。ミリ波システム１０９０４は、上記の建物の内側と外側との間で双方向に伝送するための様々なシステムの全てを含む。ミリ波システム１０９０４は、建物の内部に位置する住居ＩＰシステム１０９０６にブロードバンドデータを伝送する。ミリ波システム１０９０４はガラス又は壁の両側にあることができ、光又はＲＦによる電波のトンネリングを可能にする。ミリ波システム１０９０４は、窓ユニットにおけるエレクトロニクス統合によって住居ゲートウェイ１０９０６に直接接続される。代替的実施形態では、ミリ波システム１０９０４が免許を受けた帯域又は免許を受けていないＷｉｆｉ上でビーム形成を使って住居ゲートウェイ１０９０６に無線で接続される。住居ＩＰシステム１１０６は、有線接続１０９１０及び無線接続１０９１２によって建物の内部に位置する幾つかのホーム装置１０９０８にブロードバンドコンテンツを提供する。

図１１０は、住居ＩＰネットワークシステム１１００２の機能ブロック図を示す。外部の伝送ユニットから構造の内部へのミリ波の伝送を可能にするミリ波伝送システムからの入力１１００４が、住居ＩＰネットワークゲートウェイ１１００６にブロードバンド信号を与える。住居ＩＰネットワークゲートウェイ１１００６は、入力１１００４から来る信号を何処にルートする必要があるのかを突き止め、ブロードバンド情報を要求している装置に関連する適切な宛先ＩＰアドレスに対して複数のあり得る出力のうちの１つの上で出力を与える。出力線は、同軸ケーブル１１００８、イーサネットケーブル１１０１０、又は既存の電話回線１１０１２を含み得る。同軸ケーブル１１００８はセットトップボックス１１０１４に入力を与えることができ、セットトップボックス１１０１４は例えばＨＤＭＩ（登録商標）接続１１０１８によってリビングのＴＶ１１０１６に出力を与える。第１のイーサネット接続１１０１０は、セットトップボックス／ＤＶＲ１１０２０に接続することができる。更なるイーサネット接続１１０２２が第２のテレビ１１０２４にデータを与える。イーサネット接続１１０１０は、ＰＣ１１０２６又はネットワークドライブ１１０２８にデータを提供することもできる。既存の電話回線接続１１０１２は、電話の接続のために電話の差込口１１０３０に与えられる。最後にＷｉ−Ｆｉアンテナ１１０３２は、住居ＩＰネットワークゲートウェイ１１００６２が構造内でＷｉ−Ｆｉネットワーク接続を提供する能力を与える。Ｗｉ−Ｆｉネットワーク接続は、ＰＣ１１０３４、ラップトップ１１０３６、ｉＰａｄ（登録商標）１１０３８、又はｉＰｈｏｎｅ（登録商標）１１０４０等の装置が住居ＩＰネットワークゲートウェイ１１００６に無線で接続してブロードバンドデータを受信することを可能にする。

図１１１は、住居ＩＰネットワークシステムに情報を伝送するためにミリ波システムを利用することができるやり方を示す。構造の外側に位置するアクセスユニット１１１０２が、住居ＩＰネットワークシステムに関連する１つ又は複数の構造内に位置するＣＰＥ（顧客構内機器）ユニット１１１０４にブロードバンドデータを無線で伝送する。アクセスユニット１１１０２は、無線伝送又は配線接続によってＣＰＥユニット１１１０４に伝送するためのブロードバンドデータを受信し得る。アクセスユニット１１１０２とＣＰＥユニット１１１０４との間で提供される無線アクセスは、これだけに限定されないがミリ波帯２４ＧＨｚ、２８ＧＨｚ、３９ＧＨｚ、６０ＧＨｚ、並びに２．５ＧＨｚ、ＣＢＲＳ帯３．５ＧＨｚ、２．４ＧＨｚ及び５ＧＨｚのＷｉ−Ｆｉ帯を含む幾つかの周波数帯の何れかによって提供することができる。信号は、壁又は窓を介して信号を伝送するための上記の伝送技法の何れかを使用して構造の外側から構造の内側に伝送される。構造内で、ＣＰＥユニット１１１０４は構内のＷｉ−Ｆｉ又は他の免許を受けていない帯域を使用して信号をモノのインターネット（ＩＯＴ）装置１１１０６、ＰＣ１１１０８、ＩＰＴＶ１１１１０、閉回路テレビ１１１１２、ＩＰ電話１１１１４、及びＷｉ−Ｆｉ拡張器１１１１６に伝送する。これらはＩＰベースの装置の一部の例に過ぎず、ＣＰＥ１１１０４との通信のために任意の種類のＷｉ−Ｆｉ接続可能装置を構造内で利用することができる。構造の外部から構造の内部にブロードバンドデータを伝送し得るやり方は、上記のミリ波伝送システムを利用して幾つかの様式で構成することができる。

図１１２は、窓又は壁１１２０４の外側に位置するミリ波システムトランシーバ１１２０２にアクセスユニット１１１０２がブロードバンドデータを無線で伝送する第１の実施形態を示す。システムは、建物の外側の中継器（トランシーバ１１２０２）及び建物の内側のトランシーバ１１２０６と共に消費者によって設置される。この構成はガラス又は壁の両側でミリ波送信機を使用し、光信号又はＲＦ信号を用いた電波のトンネリングを可能にする。住居ＩＰネットワーク１１２０８へのアクセスを与えるために、統合窓ユニットにおけるエレクトロニクス統合によってブロードバンド信号がＣＰＥ装置１１１０４に直接接続される。ミリ波トランシーバ１１２０２への無線伝送は、これだけに限定されないが２４ＧＨｚ、２８ＧＨｚ、３９ＧＨｚ、６０ＧＨｚ、及び２．５ＧＨｚ等のミリ波帯、３．５ＧＨｚ等のＣＢＲＳ帯、並びに２．４ＧＨｚ及び５ＧＨｚ等のＷｉ−Ｆｉ帯を含む任意の周波数帯の範囲内であり得る。ミリ波トランシーバ１１２０２は、構造の内部に位置する第２のミリ波トランシーバ１１２０６に窓又は壁１１２０４を介して信号を伝送する。ミリ波トランシーバ１１２０２及び１１２０６の構成（composition）は、窓又は壁１１２０４を介して信号を伝送するためのシステムに関して上記で論じたものの何れかとすることができる。内部のミリ波トランシーバ１１２０６は、住居ネットワークＩＰ１１２０８に関連する顧客構内機器１１１０４に受信データを出力する（又はかかる顧客構内機器１１１０４からデータを受信する）。ミリ波トランシーバ１１２０６及びＣＰＥ１１１０４は、構造の外部に位置するミリ波トランシーバ１１２０２から信号を受信し、住居ＩＰネットワーク１１２０８及び関連する装置にデータを与えるための同じボックス又は装置内の統合機器を含み得る。

図１１３は、図１１２に関して先に説明した外部のミリ波トランシーバ１１２０２にアクセスユニット１１１０２がブロードバンドデータ信号を無線で伝送する代替的実施形態を示す。この実施形態では、ミリ波トランシーバが窓又は壁１１２０４の側面に設けられ、光信号又はＲＦ信号を用いた電波のトンネリングを可能にする。次いで、窓又は壁１１２０４を介して伝送される信号が免許を受けていない帯域又は免許を受けていないＷｉ−Ｆｉを使用してビーム形成によってＣＰＥ１１１０４に無線で接続される。外部のミリ波トランシーバ１１２０２が内部のミリ波トランシーバ１１２０６に窓又は壁１１２０４を介して本明細書に記載の通りデータを伝送する。内部のミリ波トランシーバ１１２０６は、統合されたミリ波トランシーバ１２００２及びＣＰＥ１１１０４にビーム形成免許又はＷｉ−Ｆｉを使用して受信信号を伝送することを可能にするビーム形成装置又はＷｉ−Ｆｉルータを組み込む。ＣＰＥ１１１０４は、住居ＩＰネットワーク１１２０８及び関連する装置にデータを伝送する。

次に図１１４を参照し、住居ＩＰネットワーク１１２０８にブロードバンド信号を伝送するためのシステムの更なる実施形態を示し、ここではアクセスユニット１１１０２が建物又は構造の窓１１４０４の外側に位置するミリ波トランシーバ１１４０２に信号を無線で伝送する。ミリ波トランシーバ１１４０２は窓ガラスの外側に位置し、高パワーフェーズドアレイ及びビーム形成回路１１４０３を使用して電波のトンネリングを可能にし、免許を受けた帯域又は免許を受けていないＷｉ−Ｆｉを使用して窓１１４０４から或る距離離れて位置するＣＰＥ１１４０８に無線で接続する。ミリ波トランシーバ１１４０２は、構造の内部に位置するが窓１１４０４の真裏ではない位置に配置されるミリ波トランシーバ１１４０６に窓１１４０４を介して信号を無線で伝送するためのビーム形成機能又はＷｉ−Ｆｉルータ機能を提供する高パワーフェーズドアレイ１１４０３を含む。ミリ波トランシーバ１１４０６は、住居ＩＰネットワーク１１２０８及び関連する装置にブロードバンドデータを伝送するＣＰＥ１１４０８と統合される。

記載のシステムは、建物の外側から建物内の装置に信号を伝送できるようにする光トンネル又はＲＦトンネルを提供する。ブロードバンドアクセスが（住居又は商業）構内に届けられると、免許を受けていない他の帯域を構内で使用することができる。光トンネル又はＲＦトンネルは、建物内に位置するモノのインターネット装置からの信号が内側から外側に行くことを可能にするために使用することもできる。上記の技法に加えて、窓又は壁を介して情報を伝送するために他の近接場技法を使用することができる。

光ネットワークを伴うミリ波
ギガバイトレートにおける次世代ブロードバンドアクセスで直面する課題の１つは、家又は事業所までファイバを通わせる必要があることである。固定されたミリ波の５Ｇ無線アクセス技術では、自己設置型の固定無線アクセスポイントを集約するために、受動光ネットワーク（ＰＯＮ）エンドポイントである既存の光ネットワークユニット（ＯＮＵ）を使用することができる。図１１５は、ＧＰＯＮ／ＮＧＰＯＮ２／ｖＯＬＴＨＡ等の光データ転送システム１１５０４とミリ波システム１１５０２との組合せを示す。以下でより完全に説明するように、この複合システムはＯＬＴからミリ波ＲＵへの帯域幅割当の制御を可能にする。これらの光データ転送システム１１５０４のそれぞれは、中央ネットワーク位置から、家又は事業所等のユーザ構内までの最終ドロップ（最後の１００ｍ）上でＲＦ形式のデータ伝送を可能にするミリ波システム１１５０２２にデータを伝送するためのやり方を提供する。ミリ波システム１１５０２は動的に変化するネットワーク条件に応じて、家の応用へのサービス品質を保証するためにミリ波ビーム形成及びビームステアリング技術を使用することができる。ミリ波システム１１５０２は、家又は事業所内に位置するユーザにサービスを提供するために住居ゲートウェイ１１５０６（上記のＩＰネットワークゲートウェイ等）への接続を提供する。ミリ波システム１１５０２は、ギガビットイーサネット（登録商標）を届けるために５Ｇミリ波を使用可能な企業及び住居用の建物の数を大幅に増やす。従ってミリ波システム１１５０２は、住居ゲートウェイ１１５０６に伝送する構造におけるミリ波システムまでの無線最終ドロップアクセスにＴＤＭＡ及びＳＤＮ制御ビームステアリングを使用する。

住居ゲートウェイ１１５０６は、ネットワーク条件に基づいてミリ波システム１１５０２と光データ転送システム１１５０４との間のデータフロー動作を動的にトリガし又は調節する能力を有さないので、以下に記載のハイブリッドＯＮＵ及びミリ波遠隔ユニットが革新的なＳＤＮ対応ビームステアリングメカニズムを実装して、動的ネットワークスライシングメカニズム及び最適化されたＯＬＴ−ＯＮＵシグナリングフレームワークと共に質の高い体験を実現することができる。従って図１１６でより詳細に示すように、ＲＦネットワーク１１５０２が所要の光ネットワークデータフロー１１６０２をサポートするのに十分な資源を提供し、光ネットワーク１１５０４がＲＦネットワークデータフロー１１６０４をサポートするのに十分な資源を提供するように、ＧＰＯＮ／ＮＧＰＯＮ２／ｖＯＬＴＨＡネットワーク１１５０４内の光ネットワークデータフロー１１６０２及びＲＦネットワーク１１５０２のデータフロー１１６０４を制御システム１１６０６によって平衡させることができる。この構成は、光ネットワーク１１５０４及びＲＦネットワーク１１５０２内のネットワーク装置を構成することを含む。従って光ネットワーク１１５０４及びＲＦネットワーク１１５０２は、ネットワークによって伝送される負荷の平衡を可能にするために中央コントローラによって遠隔的に再構成され得るコンポーネントで構成される（comprised of）。ネットワークのどちらかに十分な資源がない場合、２つのネットワーク間のインタフェースにおける如何なるボトルネックも防ぐために、光ネットワーク１１５０４とＲＦネットワーク１１５０２との間のネットワークデータフローが平衡されるようにネットワーク構成１１６０８を変えることができる。ネットワークの再構成は、参照により本明細書に援用する、２０１７年７月３１日に出願されＵＬＴＲＡ−ＢＲＯＡＤＢＡＮＤＶＩＲＴＵＡＬＩＺＥＤＴＥＬＥＣＯＭＡＮＤＩＮＴＥＲＮＥＴと題された米国特許出願第１５／６６４，７６４号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ６０−３３５９２）の中で記載されているネットワーク構成制御技法を利用することができる。

光データ転送システム１１５０４（図１５）は、ＧＰＯＮ、ＮＧＰＯＮ２、ｖＯＬＴＨＡ、又は同様の種類のシステムを含む。次に図１１７を参照し、ＧＰＯＮ（ギガバイト受動光ネットワーク）内で、使用される主な２つの能動的な種類の伝送機器、ＯＬＴ（光加入者線端末）１１７０２及びＯＮＵ（光ネットワークユニット）１１７０４又はＯＮＴ（光ネットワーク端末）１１７０６がある。光加入者線端末１１７０２は中央局１１７０８内にあり、光分配ネットワークを横断して両方向に進む情報を制御する。ＯＬＴ１１７０２は、ＣＳＭ（制御及びスイッチモジュール）、ＥＬＭ（ＥＰＯＮリンクモジュール、ＰＯＮカード）、及び冗長性の保護を含む。光ネットワークユニット１１７０４はＯＬＴ１１７０２からファイバ１１７１０を介して伝送される光信号を、顧客構内１１７１２において個々の加入者に送信される電気信号へと変換する。ＯＮＵ１１７０４は、加入者から来るデータをＯＬＴ１１７０２に送信することもできる。光ネットワーク端末１１７０６はＯＮＵ１１７０４と実質的に同じである。ＯＮＴ１１７０６は、ＩＴＵ−Ｔ（ＩＴＵの電気通信標準化部門）の用語であり、ＯＮＵ１１７０４はＩＥＥＥの用語である。どちらもＧＰＯＮシステム内のユーザ側の機器を指す。ＧＰＯＮは高帯域幅のトリプルプレイサービス、及び２０ｋｍまでの距離をサポートする。

事業所構成へのファイバ１１７１４内で、ＯＬＴ１１７０２が光ファイバ１１７１０によってＯＮＵ１１７０４に接続される。ＯＮＵ１１７０４は、銅線１１７１８によってＰＯＮ終端点１１７１６と接続する。キャビネット構成へのファイバ１１７２０内で、ＯＬＴ１１７０２が光ファイバ１１７１０によってＯＮＵ１１７０４に接続される。ＯＮＵ１１７０４は、銅線１１７１８によってＰＯＮ終端点１１７１６と接続する。最後に、ホーム接続へのファイバ１１７２２内で、ＯＬＴ１１７０２がファイバ１１７１０によってＯＮＴ１１７０６と接続する。

次に図１１８を参照し、ＯＬＴ１１７０２からの単一のファイバ１１７１０が受動光スプリッタ１１８０２に向かって進む。スプリッタ１１８０２は、ユーザ１１８０６への別々の経路１１８０４へとパワーを分割する。２から１２８あたりのユーザ経路１１８０４があり得る。ＧＰＯＮは２つの多重化メカニズムを有する。ダウンストリーム方向（ＯＬＴからユーザ）では、データパケットが暗号化されユーザにブロードキャストされる。アップストリーム方向（ユーザからＯＬＴ）では、データパケットがＴＤＭＡを使用して伝送される。

ＯＮＵ−ＩＤは、ＯＮＵの活性化中にＯＬＴ１１７０２がＰＬＯＡＭメッセージによってＯＮＵ１１７０４に指定する８ビットの識別子である。ＯＮＵ−ＩＤはＰＯＮの全体にわたって一意であり、ＯＮＵ１１７０４がＯＬＴ１１７０２によって電源を切られるまで又は非活性化されるまで存続する。ＯＬＴ１１７０２はＯＮＵ１１７０４に１２ビットの割当識別子（ＡＬＬＯＣ＿ＩＤ）も指定して、そのＯＮＵ内のアップストリーム帯域幅の受け手であるトラフィックベアリングエンティティを識別する。

伝送コンテナ（Ｔ−ＣＯＮＴ）は、ＯＮＵ１１７０４に対するアップストリーム帯域幅指定のための単一のエンティティとして現れる論理接続群である。サポートされるＴ−ＣＯＮＴの数は所与のＯＮＵ１１７０４について固定される。ＯＮＵ１１７０４は、ＯＮＵの活性化中に全てのサポートされたＴ−ＣＯＮＴインスタンスを自律的に作成し、ＯＬＴ１１７０２は所与のＯＮＵによってサポートされるＴ−ＣＯＮＴインスタンスの数を見出す。５種類のＴ−ＣＯＮＴがある。タイプ１は固定された帯域幅のものであり、遅延に敏感且つ優先度の高いサービスに使用される。タイプ２及びタイプ３は保証された帯域幅の種類のものであり、優先度の高いビデオサービス及びデータサービスに主に使用される。タイプ４はベストエフォート型のものであり、インターネット等のデータサービス及び優先度の低いものに主に使用される。タイプ５は全ての帯域幅の種類を含む混合型のものである。

ＯＮＵ１１７０４はＯＬＴ１１７０２から様々な距離に位置することができ、これは各ＯＮＵからの伝送遅延が固有であることを意味する。遅延を測定し、各ＯＮＵ１１７０４内のレジスタを設定してその遅延を等化するためにＯＬＴ１１７０２によって測距が行われる。伝送のための定義済みの時間間隔を設定するために、ＯＬＴ１１７０２が各ＯＮＵ１１７０４にグラント（grant）を伝送する。グラントマップは数ミリ秒ごとに動的に再計算され、かかる需要のために全てのＯＮＵに帯域幅を割り当てるために使用される。

動的帯域幅割当（ＤＢＡ）は、現在のトラフィック要件に基づいてユーザの帯域幅割当を素早く採用することを可能にする。ＧＰＯＮはＯＮＵ１１７０４によるアップストリームアクセスを管理するためにＴＤＭＡを使用し、ＴＤＭＡはアップストリーム伝送のために各ＯＮＵに非共用タイムスロットを与える。ＤＢＡは、アップストリームトラフィック負荷の分布に基づくアップストリームタイムスロットの拡大縮小を可能にする。ＯＬＴ１１７０２上のＤＢＡサポートなしでは、アップストリーム帯域幅は共用できず管理システムによってのみ変更可能なＴ−ＣＯＮＴに静的に指定される。

ＤＢＡには２つの形式、状況報告ＤＢＡ（ＳＲ−ＤＢＡ）と非状況報告ＤＢＡ（ＮＳＲ−ＤＢＡ）とがある。ＳＲ−ＤＢＡでは、ＯＬＴ１１７０２がＴ−ＣＯＮＴバッファ状態を求め、ＯＮＵ１１７０４はＴ−ＣＯＮＴごとに別々の報告で応答する。ＯＬＴ１１７０２は報告を受信すると帯域幅割当を再計算し、新たなマップをＯＮＵ１１７０４に送信する。ＯＮＵ１１７０４は指定のタイムスロット内でデータを送信する。ＯＮＵ１１７０４は送信する情報がないことを知らせるためにＯＬＴ１１７０２にアイドルセルをアップストリームで送信する。その後、ＯＬＴ１１７０２は他のＴ−ＣＯＮＴにグラントを指定することができる。

ＮＳＲ−ＤＢＡでは、ＯＬＴ１１７０２が各ＯＮＵ１１７０４に少量の余剰帯域幅を絶えず割り当てる。ＯＮＵ１１７０４がアイドルフレームを送信していないことをＯＬＴ１１７０２が認めた場合、ＯＬＴ１１７０２はそのＯＮＵへの帯域幅割当を増やす。ＯＮＵ１１７０４がアイドルフレームを送信している場合、ＯＬＴはその割り当てをしかるべく減らす。ＮＳＲ−ＤＢＡにはＯＮＵ１１７０４がＤＢＡを知る必要がないという利点があるが、不利点は、最も効率的なやり方で幾つかのＯＮＵ１１７０４に帯域幅を割り当てる方法をＯＬＴ１１７０２が知る術がないことである。

次に図１１９を参照し、アップストリームＧＴＳフレーム１１９０２及びダウンストリームＧＴＳフレーム１１９０４を示す。図１２０は、ダウンストリームＧＴＣフレーム１１９０４のより詳細な図を示す。ダウンストリームＧＴＣフレーム１１９０４は１２５μｓの持続時間１１９０６を有し、２．４８８３２Ｇｂｐｓのダウンストリームデータレートに相当する３８８８０バイト長である。ＯＬＴ１１７０２は全てのＯＮＵ１１７０４にＰＣＢｄ（ＧＴＣヘッダ）１１９０８をブロードキャストし、関連情報に基づいてＯＮＵが機能する。ＰＣＢｄは、ＯＮＵ１７０４のためのフレームの始まりを示すＰｓｙｎｃフィールド１２００２を含む。Ｉｄｅｎｔフィールド１２００４は８−ＫＨｚスーパーフレームカウンタフィールドを含む。ＰＬＯＡＭｄフィールド１２００６は、ＯＡＭ関連アラーム又は閾値到達警告等の機能を扱う。ＢＩＰフィールド１２００８は、ビット誤り率を推定するために使用されるビットインタリーブドパリティである。ダウンストリームペイロード長インジケータ（Ｐｌｅｎｄ）１２０１０は、アップストリーム帯域幅（ＵＳＢＷ）マップの長さを与える。アップストリーム帯域幅（ＵＳＢＷ）マップフィールド１２０１２内の各エントリは特定のＴ−ＣＯＮＴに対する単一の帯域幅割当を表す。

割当ＩＤフィールド１２０１４は帯域幅割当の受け手を示し、ＯＮＵ１１７０４を直接アドレス指定するために最下位の２５４割当ＩＤ値を使用する。フラグフィールド１２０１６は、指定のＯＮＵ１１７０４に関する物理層オーバヘッドブロックのアップストリーム伝送を可能にする。スロット開始フィールド１２０１８及びスロット停止フィールド１２０２０は、アップストリーム伝送窓の始まりと終わりを示す。ＣＲＣフィールド１２５０２２は、帯域幅割当フィールド上の誤り検出及び訂正を提供する。

ＧＴＣペイロードフィールド１２０２４は一連のＧＥＭ（ＧＰＯＮカプセル化法）フレーム１２０２６を含む。ダウンストリームＧＥＭフレームのストリームはＯＮＵ１１７０４においてフィルタされる。各ＯＮＵ１１７０４はどのポートＩＤがそれに属するのかを認識するように構成され、ポートＩＤはＧＥＭフレーム１２０２６を一意に識別する。

次に再び図１１９を参照する。アップストリームＧＴＳフレームの持続時間１１９１４は１２５μｓであり、１．２４４１６Ｇｂｐｓのアップストリームデータレートを与える１９４４０バイト長である。各フレーム１１９１０はＯＮＵ１１７０４からの幾つかのＯＮＵ伝送バースト１１９１２を含み、各バーストは物理層オーバヘッド（ＰＬＯｕ）セクション１１９１４及び１つ又は複数の帯域幅割当間隔１１９１６を含む。ＢＷマップは、フレーム内のバーストの構成及び各バースト内の割当間隔を指図する。

次に図１２１も参照し、アップストリームＧＴＳフレーム１１９１０をより詳細に示す。ＰＬＯｕバースト１２１０２は適切な物理層の動作を保証するプリアンブルを含む。ＰＬＯｕフィールド１２１０２は、そのＯＮＵ１１７０４の一意のＯＮＵ−ＩＤを示すＯＮＵ−ＩＤフィールド１２１０４も含む。アップストリーム物理層ＯＡＭ（ＰＬＯＡＭｕ）フィールド１２１０６は測距、ＯＮＴ１１７０６の活性化、及びアラーム通知等の管理機能を担う。アップストリームパワーレベリングシーケンス（ＰＬＳｕ）フィールド１２１０８は、ＯＬＴ１１７０２によって認められるＯＮＵ１１７０４におけるレーザパワーレベルに関する情報を含む。

ＧＥＭフレーム１２０２６は、ＧＴＣフレームのペイロードセクション１２１１２を使用してＯＬＴ１１７０２からＯＮＵ１１７０４に伝送される。ＯＬＴ１１７０２は、そのダウンストリームの需要を満たすためにダウンストリームフレームの最大で全てを割り当てることができる。ＯＮＵはポートＩＤに基づいて入力フレームをフィルタする。フレームは、構成されたＧＥＭ割当時間を使用してＯＮＵ１１７０４からＯＬＴ１１７０２に伝送される。ＯＮＵ１１７０４がフレームをバッファに入れ、ＯＬＴ１１７０２によって時間を割り当てられたときにそれらをバースト内で送信する。ＯＬＴ１１７０２はＯＮＵ１１７０４からの受信フレームを多重化する。

光データ転送システム１１５０４（図１１５）に使用され得る別のシステムはＮＧ−ＰＯＮ２（次世代受動光ネットワーク）システムである。ＮＧ−ＰＯＮ２は、８０Ｇｂｐｓまで増大可能な４０Ｇｂｐｓ対応の多波長ＰＯＮシステムである。ＮＧ−ＰＯＮ２システムは３種類のチャネルレート、つまり基本レート１０／２．５Ｇｂｐｓ、又は任意選択的に１０／１０Ｇｂｐｓ、及び２．５／２．５Ｇｂｐｓを有する。

ＮＧ−ＰＯＮ２の主な目標要件は、光加入者線端末（ＯＬＴ）ＰＯＮポートごとの集約容量の増加、１Ｇｂｐｓのダウンストリーム及び０．５から１Ｇｂｐｓまでのアップストリームにおける任意の光ネットワークユニット（ＯＮＵ）上の持続可能な帯域幅、１ポート当たり６４以上のＯＮＵのサポート、旧来のＰＯＮインフラとの互換性、４０ｋｍ差動到達及びスムーズな移行、同一光分配ネットワーク（ＯＤＮ）上での複数の応用のサポート、埋め込まれた検査及び診断機能、並びにＰＯＮ障害許容力である。

ＦＴＴＢ、企業、モバイルバックホール、フロントホール、及びクラウドＲＡＮを含め、次世代ＰＯＮの需要をかき立てる多くの応用がある。一貫しているのは高アクセスビットレート要件に関する最近の主な促進要因である。コンテンツサービスプロバイダは将来のためにアクセスネットワークを備える必要があり、将来のアクセスネットワークは偽りなくマルチサービスソリューションになると結論付けることができる。

現在、ソフトウェアパッケージ及び個人データはデータセンタからダウンロードされ記憶される。この形態は非常に速いアップロード速度及びダウンロード速度、並びに対称性及び低レイテンシを必要とする。このことは、ＮＧ−ＰＯＮ２から得られる「クラウドの機会」も新たなネットワークへと進化する非常に重要な理由であることを意味する。

ＮＧ−ＰＯＮ２は、旧来のロスバジェットクラスと互換性がある。ＮＧ−ＰＯＮ２は１４ｄＢの最小光路損失を必要とし、４０ｋｍの差動到達を可能にする。Ｔｘ／Ｒｘ波長チャネルチューニング時間のＮＧ−ＰＯＮ２によって定められる３つのクラスがある。クラス１コンポーネントはアレイ上のスイッチドレーザを含むことができ、クラス２コンポーネントは電子的にチューニングされるレーザ（ＤＢＲ）に基づくことができ、クラス３コンポーネントは熱的にチューニングされるＤＦＢであり得る。

ＮＧ−ＰＯＮ２の伝送コンバージェンス層は、多波長、ＴＷＤＭ、及び二地点間チャネルとしてプロトコルによってサポートされる新機能を有する。通信は、後で更に多くのチャネルを追加する単一のチャネル及び単一のファイバを駆動することができる分散型のＯＬＴチャネル終端（ＣＴ）によって始まる。新たなプロトコル機能は複数の波長を許可し、そのためプロトコルはチューニング、システム及び波長チャネルを区別するための新たな識別情報、ＰｔＰ、ＷＤＭ、及びＴＷＤＭの活性化のための新たな管理プロトコル、誤った波長のチャネル内で伝送することを許可してはいけない無較正レーザを伴うＯＮＵを扱うこと、分散型のＯＬＴチャネル終端にわたる一部の手続きのためのチャネル間メッセージング、及び検出し軽減することができる新たなローグシナリオをサポートする。

ＮＧ−ＰＯＮ２はチャネル間終端プロトコルを有する。ＯＬＴＣＴ（チャネル終端）は分散されており、そのためＯＬＴＣＴの非通信時間の同期、ＯＮＵのチューニング、ＯＮＵの活性化、親のないＯＮＵのパーキング、間違ったＯＤＮに接続されたＯＮＵ、ＯＬＴＣＴ間のＯＮＵのガイドされたハンドオフ、及びローグＯＮＵの隔離等、一部の手続きはＯＬＴＣＴ間でメッセージが渡されることを必要とする。

ＯＮＵ送信機が間違ったアップストリームチャネルにホップする場合、ＯＮＵ送信機が間違ったアップストリーム波長で伝送し始める場合、ＯＬＴＣＴが間違ったダウンストリーム波長のチャネル内で伝送する場合、及び共存する装置からの干渉の場合等、ＮＧ−ＰＯＮ２はＯＮＵの様々な保護シナリオ及びローグ挙動もカバーする。

現在のＮＧ−ＰＯＮ２ＯＬＴ光学素子は、ＸＦＰフォームファクタ上に統合される双方向光サブアセンブリ（ＢＯＳＡ）に基づく。これらの光学素子はＴＷＤＭＰＯＮ、１０Ｇｂｐｓダウンストリーム、２．５Ｇｂｐｓ又は１０Ｇｂｐｓアップストリームに適している。タイプＡＮ１クラスのＮＧ−ＰＯＮ２の光学的要件に達するために、ＸＦＰは電界吸収型集積レーザダイオードを半導体光増幅器（ＳＯＡ）と統合する。受信機コンポーネントとしての高感度バーストモードアバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）、前置増幅器、及び制限増幅器が、１０Ｇｂｐｓにおける−２８．５ｄＢｍに等しい感度及び２．５Ｇｂｐｓにおける−３２ｄＢｍに等しい感度と共にシングルモードファイバスタブ内に統合されるパッケージ内に搭載される。

ＮＧ−ＰＯＮ２ＯＮＵ光学素子は、ボード上のＢＯＳＡ（双方向光サブアセンブリ）に基づく。ＢＯＳＡは、４つのアップストリームチャネルを行うことができるＮ１タイプＡリンク、＋４〜９ｄＢｍ内で高い光パワーを放つ、１０Ｇｂｐｓ又は２．５Ｇｂｐｓにおけるバーストモードチューニング可能な分布帰還型レーザ（ＤＦＢ）を統合する。受信機側では、高感度の４チャネルチューニング可能ＡＰＤ、前置増幅器、及び制限増幅器が１０Ｇｂｐｓにおいて−２８ｄＢｍの感度で動作することができる。

光データ転送システム１１５０４（図１１５）に使用することができる別の実装形態は、上記のシステムの１つの中で使用することができるＶｉｒｔｕａｌＯｐｔｉｃａｌＬｉｎｅＴｅｒｍｉｎａｔｉｏｎＨａｒｄｗａｒｅＡｂｓｔｒａｃｔｉｏｎ（ｖＯＬＴＨＡ）である。図１２２に示すように、ｖＯＬＴＨＡは旧来の及び次世代のネットワーク機器上のアブストラクション層である。ｖＯＬＴＨＡはＰＯＮ（Ｇ−ＰＯＮ、Ｅ−ＰＯＮ、ＸＧＳ−ＰＯＮ）では初期であり、Ｇ．Ｆａｓｔ、ＮＧ−ＰＯＮ２ＤＯＣＳＩＳ、及びイーサネットでは最終的である。ｖＯＬＴＨＡはアクセスネットワークを抽象プログラム可能スイッチとして働かせ、旧来の及び仮想化された装置と共に機能する。ｖＯＬＴＨＡは本装置上で又は汎用サーバ上で実行可能である。

各アクセス技術はその独自のプロトコル及び概念を伴い、それは旧来のアクセス装置の制御及び管理が問題になり得ることを意味する。ｖＯＬＴＨＡはアクセス技術の違いをアクセスの局所性に閉じ込め、それらをＯＳＳスタックの上位層から隠す。次に図１２３を参照し、ＯＬＴ１２３０２及びＯＮＵ１２３０４のリンクを有するｖＯＬＴＨＡの実装形態を示す。ＯＬＴ１２３０２はスプリッタ１２３０５を介して複数のＯＮＵ１２３０４と通信する。ｖＯＬＴＨＡコンテナはｇＲＰＣ上で通信する。メインコンテナはＫａｆｋａにイベントを発行し、サービスディスカバリのためにＣｏｎｓｕｌ内にデータを持続する。サウスバンドＯＬＴアダプタ１２３０６及びＯＮＵアダプタ１２３０８もその独自のコンテナになる。ＯＬＴアダプタ１２３０６及びＯＮＵアダプタ１２３０８は、ｖＯＬＴＨＡコア１２３３１０を介してＯＬＴ−ＯＮＵの相互運用性を可能にする。ＯＮＵアダプタ１２３０８は、ＯＬＴアダプタ１２３０６を介してＯＬＴ１２３０２にＯＭＣＩ（ＯＮＴ管理制御インタフェース）を送信する。

ＷａｖｅＡｇｉｌｉｔｙのためのハードウェアアブストラクション層を作成するためにｖＯＬＴＨＡを使用することは、ミリ波固定無線アクセス（ダイナミックＱｏＳアプリケーション及びネットワークスライシングのサポートを有するギガビットレートアクセス）上での住居ネットワークＩＰゲートウェイへの統合を可能にする。ギガビットレートにおける次世代のブロードバンドアクセスで直面する課題の１つは、家又は事業所までファイバを通わせる必要があることである。次に図１２４を参照し、固定ミリ波５Ｇ無線アクセス技術では、自己設置型の固定無線アクセスポイントの集約にＯＮＵ１２４０２（ＰＯＮエンドポイント）を利用することができる。

最近のほぼ全てのＦＴＴＨ（ファイバツーザホーム）の展開、並びに現在計画されているものは受動光ネットワーキングを使用する。受動光ネットワーク（ＰＯＮ）１２４１２の概念は、単一のファイバペアを複数の（典型的には３２〜１２８の）顧客が共用することを可能にする受動ファイバスプリッタを使用することを含む。ＧＰＯＮも幾つかの大規模な電気通信業者による試行及び初期展開を経てきたが、これらはＧＥＭフレーム（ＧＰＯＮカプセル化法）１２０２６（図１２０）内のカプセル化によってイーサネットを伝送するための基礎として大抵使用される。ＧＰＯＮは非常に厳密なタイミング要件と共に設計された。従ってＥＰＯＮもＧＰＯＮも、「タイムシェアリング」として略式に知られている時分割多元接続（ＴＤＭＡ）を使用する。時間が、固定長の若しくは可変長のスロットに又は１つ若しくは複数のデータフレームを含むのに十分な長さ（通常は約１００〜１０００ｍｓｅｃ）のスロットに分割される。所与のスロットの間、１つのＯＮＵ１２４０２が伝送を許可され、他の全ては自らのレーザをオフにされなければならない。ＯＬＴ１２４１０は伝送スケジュールを決定し、それをＯＮＵ１２４０２に送信する役割を担い（これはＯＬＴによるバッチポーリングの一形式と見なされることがある）、ＯＮＵはまさに適切な時点において伝送するためにＯＬＴのクロックと同期される正確なクロックを維持しなければならない。

各ＯＮＵ１２４０２に割り当てられるタイムスロットの数は固定されたままでなくても良い。ＥＰＯＮもＧＰＯＮも、需要及びネットワーク運営者のポリシに従ってＯＬＴ１２４１０がＯＮＵに帯域幅を動的に割り当てることをできるようにするための柔軟なメカニズムを提供する。これらのメカニズムは、とりわけ極めて単純な要求ベースのプロトコルが興味深い動的な帯域幅割当アルゴリズムの多くの余地を残すＥＰＯＮの場合、使用されるアルゴリズムに関して不特定である。帯域幅の指定をミリ波技術に拡張することはＰＯＮ技術で望ましく、チャネルが全てのＯＮＵ１２４０２にブロードキャストされ、各フレームがその標的ＯＮＵのアドレスでラベル付けされる。そのＯＮＵ１２４０２はホームゲートウェイ１２４０６を介して自らのエンドユーザのＬＡＮ上にフレームを転送し、他の全てのＯＮＵはそのフレームを破棄する。これはＴＤＭＡの一形式でありＯＬＴ１２４１０は自らの伝送スケジュールを決定し、各タイムスロットはフレームの持続時間続く。

ミリ波システム１２００４は、動的に変化するネットワーク条件内でホームゲートウェイ１２４０６を介してアクセスされる家の応用へのＱｏＳを保証するために、ミリ波ビーム形成及びビームステアリング技術を利用することもできる。現在の住居ゲートウェイ（ＲＧＷ）装置１２４０６がネットワーク条件に基づいてサービスフロー動作を直接且つ動的にトリガし又は調節する能力を有さないことを所与とし、ハイブリッドＯＮＵ１２４０４及びミリ波遠隔ユニット（ＲＵ）１２４０８が革新的なＳＤＮ対応ビームステアリングメカニズムを用いて設計され、動的ネットワークスライシングメカニズム及び最適化されたＯＬＴ−ＯＮＵ（ｇＰＯＮ）シグナリングフレームワークと共に質の高いユーザ体験を実現することができる。ミリ波システム１２４０４によって実装されるミリ波周波数は２４ＧＨｚ、２８ＧＨｚ、３９ＧＨｚ、及び６０ＧＨｚ内の帯域として大まかに定められる。但し、かかる手法は３．５ＧＨｚＣＢＲＳにも適用可能である。ミリ波システム１２４０４は、自己設置型のミリ波ホームモデムに対するＳＤＮの制御下のビームステアリングを伴う無線ブロードバンドサービスとして使用するための多くの潜在性をもたらす。先に述べたように、ＳＤＮビームステアリングメカニズム及び動的ネットワークスライシングメカニズムは、参照により本明細書に援用する米国特許出願第１５／６６４，７６４号明細書の中で記載されている技法を使用することができる。

ｖＯＬＴＨＡのシナリオでは、無線アクセスポイントがミリ波ＲＵ１２４０８を介してＯＮＵ１２４０２に直接接続される最終ドロップ（数百メートル）内で、ホームゲートウェイ１２４０６がミリ波システム１２４０４内のミリ波技術によってＯＮＵ１２４０２に接続することができる。ハイブリッド仮想ＯＬＴ（ｖＯＬＴＨＡ）１２４１０及びミリ波システム１２４０４によるミリ波固定ブロードバンド無線技術は、家及び事務所に自己設置型のアクセスの機会を提供することができる。加えてｇＰＯＮに基づくｖＯＬＴＨＡの同期的性質は、ホームネットワークにおけるスライシング制御のサポートと共に複数のミリ波モデム１２４０８間でＯＮＵトラフィックをマッピング／分散させるためのビームステアリング制御技術にマップするように自らを拡張(extend itself to map)することができる。このシナリオでは、単一のＰＯＮ１２４１２が二地点間リンクの集まり（ハイブリッドＯＮＵ１２４０２＋ミリ波無線ユニット１２４０８ごとに１つ）としてイーサネットスイッチによって認められる。ＰＯＮ１２４１２は典型的には各ＯＬＴ１２４１０に最大１２８個のＯＮＵ１２４０２を接続し、ハイブリッドＯＮＵ−ＲＵはビームステアリング制御計画を利用して複数のミリ波モデムに接続する。ミリ波モデム１２４０８は自己設置型であり、家／集合住宅へのファイバ接続の必要を減らすだけでなく、イーサネット層でＯＮＵ＋ＲＵにおいて追加の統計的利得及び集約点を更に提供し、それらのＰＯＮ１２４１２によってサービス提供される顧客は単一の大規模なイーサネット上にある。更に、遅延及びコストが要因ではない場合はＯＮＵ＋ＲＵを統合し、負荷平衡及びスライシング機能を有するＩＰルータとして扱うことができ、統計的利得及び集約点を提供することができる。

従って運営者の観点から、中央局のＰＯＮ１２４１２の全てを互いにブリッジしＯＮＵ＋ＲＵ１２４０２／１２４０８をイーサネット層においてサービス提供することにより、それらのＰＯＮ１２４１２によってサービス提供される顧客は単一の大規模なイーサネット上にある。更に、遅延及びコストが要因ではない場合、ＯＮＵ＋ＲＵ１２４０２／１２４０８を負荷平衡及び追加のスライシング機能の機会を有するＩＰルータとして扱うことができる。本システムは、外側から内側により高い６０ＧＨｚ帯のチャネルで、及び内側から外側により低い６０ＧＨｚ帯のチャネルで伝送が行われるように設計することもできる。

ｖＯＬＴＨＡ内の現在のＯＮＵ１２４０２は、それぞれの家に設置されるモデムと共にビームステアリング機能を実行するミリ波ＲＵ１２４０８で補完される。具体的なシナリオでは、各ＯＮＵ１２４０２が展開される都会の屋外環境内の小セルは木及び通過する物体の影響を通常は受ける。ミリ波ビーム形成システムでは、風が引き起こす動き、木による妨げ等の環境上の問題をＳＤＮの制御下のビームステアリング技術によって解決することができ、そこでは各波長が非常に狭いビームパターンを使用する。街灯柱の展開シナリオの実際的な減損をビーム形成システム及びシステム設計に組み込む必要がある。

現代のほぼ全てのＰＯＮ１２４１２は、ＥＰＯＮ上のネイティブプロトコルとして使用される又はＧＰＯＮ上のＧＥＭ内にカプセル化される何らかのレベルにおいてイーサネット上で実行され、簡単なイーサネットＰＯＮ展開の物理的及び論理的トポロジを下記の通り示す。イーサネットは、データリンク層及びユビキタスネットワーク層プロトコルとしてのインターネットプロトコル（ＩＰ）の基礎として現在主に使用されている。一部のネットワークは依然として各方向の伝送に別々のファイバを使用する（双方向用途のための１３１０ｎｍ及び１４９０ｎｍ）。イーサネットＰＨＹはシリアル化されたビットストリームファシリティ（bit stream facility）をメディアアクセス制御（ＭＡＣ）層に（だけ）与える責任を負う。ＭＡＣはビットストリームをフレームに分割する責任を負う。フレームは、ソース及び宛先ＭＡＣアドレスを含むヘッダを用いてラベル付けされる。このようにラベル付けすることは、複数のホストのフレームを単一のリンク上で統計的多重化することを可能にする。

図１２５は、ＯＮＵ１２４０２と複数のホームゲートウェイ１２４０６との間のインタフェースを示す。単一の光ファイバペア１２５０２がＯＮＵ１２４０２との間でデータをやり取りする。ＯＮＵ１２４０２は、家又は事業所に関連する１つ又は複数のミリ波無線ユニット１２４０８Ｂに向けられ得るＲＦビーム１２５０４を生成する能力を有するミリ波遠隔ユニット１２４０８とインタフェースする。ミリ波遠隔ユニット１２４０８Ａとミリ波遠隔ユニット１２４０８Ｂとの間のインタフェースは、本明細書に記載の建物貫通技法の１つ又は複数を含み得る。ミリ波無線ユニット１２４０８はビームステアリング技法及びスライス制御技法を提供し、ＯＮＵ１２４０２とホームゲートウェイ１２４０６との間のデータ伝送を双方向に制御できるようにする。家又は事業所に関連するミリ波遠隔ユニット１２４０８Ｂはホームゲートウェイ１２４０６とインタフェースして、関連する家又は事業所の構造にブロードバンドデータ接続を提供する。

次に図１２６及び図１２７を参照し、ＯＬＴ１２４１０と構造内に位置する装置との間のブロードバンドデータ通信に関する実施形態をより詳細に示す。図１２６に関して、ＯＬＴ１２４１０は仮想ベースバンドユニット（ＶＢＢＵ）の一部であり得る中央局／ＭＥＣ１２６０２に位置する。ＯＬＴ１２４１０は、ＯＮＵ１２４０２までのファイバ１２６０４上の伝送をスケジューリングする。ＯＬＴ１２４１０は、光ファイバペア１２６０４を介して幾つかのＯＮＵ１２４０２に接続する。ＯＮＵ１２４０２はＯＬＴ１２４１０と同期するための正確なクロックを維持する。ＯＮＵ１２４０２に関連するのは遠隔ユニット１２４０８である。遠隔ユニット１２４０８は上記のミリ波システム１２４０４の一部である。複合ＯＮＵ／ＲＶは、負荷平衡及びスライシングを提供し、信号伝送のための統計的利得を更に提供し、受信データのための集約点として機能するＩＰルータとして扱われる。複合ＯＮＶ／ＲＶは構造に関連する遠隔ユニットとの無線通信も提供する。遠隔ユニット１２４０８は構造の近くに位置する照明柱又は照明塔上に位置し、ファイバＤＳＬ及びケーブルを置換する無線最終ドロップ接続を家又は事業所まで提供する。

遠隔ユニット１２４０８は制御されたビーム形成及びスライス制御技法を使用して、構造の外部に位置する外部のミリ波トランシーバ１２６０８に伝送される電波ビーム１２６０６を生成する。外部のミリ波トランシーバ１２６０８は外部のハブからの受信信号を中継し、信号がガラス又は建物を貫通することを可能にする。外部のミリ波トランシーバ１２６０８は、壁又は窓を介して伝送するための上記の技法の１つを使用し、窓又は壁１２６１０２及び内部のミリ波トランシーバ１２６１２を介してブロードバンドデータ信号を伝送する。内部のミリ波トランシーバ１２６１２も本明細書に記載の通りビーム形成及びスライシング技法を利用して住居ゲートウェイ１２６１６まで構造内で電波ビーム１２６１４を伝送する。住居ゲートウェイ１２６１６は、内部のミリ波トランシーバ１２６１２から受信されるブロードバンドデータと有線接続又は無線接続によって住居ゲートウェイ１２６１６と通信する構造内に位置する装置との間の相互接続を提供する自己設置型のホームモデムを含む。ＯＬＴ１２４１０、ＯＮＵ１２４０２、ＲＵ１２４０８、ミリ波トランシーバ１２６０８／１２６１２、及び住居ゲートウェイ１２６１６は、先に記載したｖＯＬＴＨＡのハードウェアアブストラクション層を全て含む、最終ドロップ接続にアクセスするためのコンポーネントの全エンドツーエンド構成をＳＤＮが制御することを可能にする。

図１２７は、ＯＬＴ１２４１０と内部のミリ波トランシーバ１２６１２との間のブロードバンドデータ伝送のための、図１２６に関して記載したのと同じ構造を示す。システムが引き続き行い得る住居ゲートウェイ１２６１６までの接続を示す代わりに、仮想現実（ＶＲ）ゴーグル１２７０２までの６０ＧＨｚ無線接続を示す。以下でより完全に説明する６０ＧＨｚトランシーバドングル１２７０４が内部のミリ波トランシーバ１２６１２のＵＳＢポートに挿入される。これにより、内部のミリ波トランシーバ１２６１２が６０ＧＨｚトランシーバドングル１２７０４を介して構造の内部に位置するＶＲゴーグル１２７０２と双方向通信できるようになる。その後、ＶＲゴーグル１２７０２はローカルコンピュータを必要とすることなしに任意の内部のコンピュータ又は中央局に対して無線で使用することができる。図１２７はＶＲゴーグル１２７０２への６０ＧＨｚ無線リンクを示すが、６０ＧＨｚトランシーバドングル１２７０４へのブロードバンドデータ伝送を可能にするために他の種類の装置も６０ＧＨｚトランシーバドングル１２７０４に無線で接続することができる。光データ伝送部分間のデータ伝送の制御、及び上記で述べたＳＤＮスライシングを使用するＲＦデータ伝送部分は図１２６及び図１２７の実施形態のそれぞれに適用することができる。ＯＬＴ１２４１０、ＯＮＵ１２４０２、ＲＵ１２４０８、ミリ波トランシーバ１２６０８／１２６１２、及びＶＲゴーグル１２７０２は、先に記載したｖＯＬＴＨＡのハードウェアアブストラクション層を全て含む、最終ドロップ接続にアクセスするためのコンポーネントの全エンドツーエンド構成をＳＤＮが制御することを可能にする。

次に図１２８を参照し、６０ＧＨｚトランシーバドングル１２７０４の機能ブロック図を示す。６０ＧＨｚトランシーバドングル１２７０４は、例えば図８４Ｂに関して上記で記載したようなＰｅｒａｓｏトランシーバを使用する６０ＧＨｚチップセットを実装する。このチップセットは、ＷｉＧｉｇ装置への安価、低パワー、高性能の超高速ＵＳＢ３．０を実装する。このチップセットは、ＵＳＢ２．０及び３．０装置／ホストシステムインタフェース１２８０２を含む。インタフェース１２８０２は、１０ｍにおける２．０Ｇｂｐｓ及び２０ｍにおける１Ｇｂｐｓまでのリンク速度をサポートし、周辺装置用の数ギガビットのＷｉＧｉｇＵＳＢアダプタとして又は６０ＧＨｚ無線接続として制御インタフェース１２８０４によってチップセットを構成することができる。

６０ＧＨｚトランシーバドングル１２７０４は、８０１．１１ａｄＭＡＣ機能をサポートする際に最も高い柔軟性を与えるために２つのプロセッサ１２８０６を組み込む。ＣＰＵコードのブートローディングが、ＵＳＢインタフェース１２８０２又は外部のシリアルフラッシュ１２８０８からサポートされる。ＭＡＣはＰＨＹとの間のデータ転送をバッファに入れるのに、並びにホストインタフェースとの間でパケットを送受信するのに十分な内部メモリ１２８１０を含む。追加のＲＡＭは必要ない。

物理層は、４．６２Ｇｂｐｓの最大レートまでの全ての制御及び単一搬送波π／２−ＢＰＳＫ、π／２−ＱＰＳＫ、及び１６−ＱＡＭＷｉＧｉｇコーディング方式を高スループットに変調／復調することができる。ＬＤＰＣ（低密度パリティチェック）順方向誤り訂正は、低信頼の又は雑音の多い通信チャネル内の性能を最大化する。ＧＰＩＯ、ＵＡＲＴ、ＳＰＩ、ＴＷＩ、ＰＷＭ、及びＪＴＡＧで構成される高度に構成・プログラム可能なＩＯサブシステムがベースバンド内に含まれる。ファームウェアは、ロギング、広範な統計、及びイベントカウンタのようなデバッグ機能の複数の層を組み込む。

６０ＧＨｚトランシーバドングル１２７０４は、数ギガバイトのモバイル無線接続、高品質、低レイテンシの無線ＵＨＤ４ｋディスプレイ、無線ドッキングステーション、Ｉ／ｏｈ及びモバイル「ｓｙｎｃａｎｄｇｏ」、小セルバックホール、及びＷｉ−Ｆｉインフラ、並びに他の数ギガバイトリンクを含む多くの異なる応用に利用することができる。システムは任意の中心周波数（３．５ＧＨｚ、２４ＧＨｚ、２８ＧＨｚ、３９ＧＨｚ、６０ＧＨｚ）において、外側から内側により高帯域のチャネルにおける伝送、及び内側から外側により低帯域のチャネルからの伝送を有するように構築することができる。

図１２９に示すように、ローカル管理アドレスを示すために全てのイーサネットインタフェースに一意の６バイトＭＡＣアドレス１２９０２が製造時に指定される。このＭＡＣアドレス１２９０２は、ＩＥＥＥ分科会によって指定される組織一意識別子（ＯＵＩ）を使用して装置の製造業者を識別する３つのバイト１２９０４を含み、残りの部分は製造業者によって指定される。製造業者が指定したＭＡＣアドレスを一部のローカルスキームに従ってオーバライドすることもできる。最初のバイト内の１ビット１２９０６は、そのようなローカル管理アドレスを示すためのフラグとして働く。製造業者が指定する全てのアドレスでこのビット１２９０６はゼロに設定される。このことは、ＯＮＵ１２４１０をミリ波電波ビームにマップし、固定された無線及びＯＬＴ／ＯＮＵ指定スロット間のグルーロジックを動作させる表を維持する機会を与える。

次に図１３０を参照し、（ＯＬＴ、ＯＮＶ、又はＯＮＴであり得る）光ネットワーク内のスイッチ１３００２は、ＭＡＣアドレスを利用して複数の二地点間又は共用媒体イーサネットセグメント１３００６を互いにブリッジする。フレームがスイッチ１３００２を通過するとき、スイッチは送信者の位置を知る。フレームのソースアドレスが、フレームが到達したインタフェースと共にスイッチのメモリ内の転送データベース１３００４内に記憶される。この情報を使用してその後のフレームを導く。スイッチ１３００２はデータベース１３００４内でフレームの宛先アドレスを探してフレームを転送すべきインタフェースを突き止める。スイッチ１３００２がアドレスの位置の記録を有さない場合、そのフレームは全てのインタフェースにフラッディングすることができる。かかるフラッディングはリンク容量を非常に無駄にし、目的はそれを防ぐことである。

ＭＡＣアドレスは、別のフラグビット１３００８を使用して複数のホストのグループを指すこともできる。現在イーサネットは、全てのグループアドレスにブロードキャストを概して使用するマルチキャストルーティングをネイティブに提供しないが、一部のスイッチ１３００２はＩＧＭＰ（インターネットグループ管理プロトコル）スヌーピングとして知られる技法を使用してＩＰマルチキャストに接続し、イーサネットマルチキャストグループを推論することができる。

要約すれば、目標は５Ｇの固定無線ミリ波及び５Ｇコアをスライシングと共に使用し、それをｖＯＬＴＨＡ上で搬送し、自己設置型のモデムを有する家にＧｉｇパワーファイバサービスと同様の速度（例えば１Ｇｂｐｓ）を提供することである。このことは、ＰＯＮ１２４１２に関連する光ネットワークと、一例ではミリ波システム１２４０４を使用するＲＦネットワークとの間のデータフローを平衡させることを可能にする。仮定は、我々の近所の街路柱にＯＮＵ１２４０２とミリ波遠隔ユニット１２４０８とが実装されていることである。

この建物貫通のためのミリ波の再生成及び再伝送は、信号が効果的に貫通しない建物の内側にミリ波信号を与えるためのやり方を提供することが本開示の利益を有する当業者によって理解される。本明細書の図面及び詳細な説明は限定的ではなく説明的と見なすべきであり、開示した特定の形式及び例に限定するつもりはないことを理解すべきである。逆に、当業者に明らかな任意の更なる修正、変更、再構成、置換、代替、設計選択、及び実施形態が添付の特許請求の範囲によって定められる本明細書の趣旨及び範囲から逸脱することなく含まれる。従って、添付の特許請求の範囲がそのような全ての更なる修正、変更、再構成、置換、代替、設計選択、及び実施形態を包含するように解釈されることを意図する。

本願は、２０１７年３月２２日に出願され、ＰＡＴＣＨＡＮＴＥＮＮＡＦＯＲＷＡＶＥＡＧＩＬＩＴＹと題された米国仮特許出願第６２／４７４，９３７号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３３５２０）の利益を主張し、２０１７年８月２３日に出願され、６０ＧＨＺＰＲＯＤＵＣＴＴＯＥＮＡＢＬＥＭＭ−ＷＡＶＥＡＣＣＥＳＳＩＮＳＩＤＥＢＵＩＬＤＩＮＧＳと題された米国仮特許出願第６２／５４９，３１４号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３３６４４）の利益を主張し、２０１７年８月２５日に出願され、ＷＡＶＥＡＧＩＬＩＴＹＳＹＳＴＥＭと題された米国仮特許出願第６２／５５０，２１９号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３３６４９）の利益を主張し、２０１７年９月１５日に出願され、ＭＩＬＬＩＭＥＴＥＲＷＡＶＥＢＵＩＬＤＩＮＧＰＥＮＥＴＲＡＴＩＯＮＳＹＳＴＥＭＦＯＲＵＳＥＷＩＴＨＣＯＭＢＩＮＥＤＩＮＴＥＲＮＥＴ，ＴＶＡＮＤＰＨＯＮＥＳＥＲＶＩＣＥと題された米国仮特許出願第６２／５５９，２８６号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３３７５７）の利益を主張し、２０１７年１２月１３日に出願されＭＡＧＮＥＴＩＣＲＥＳＯＮＡＮＣＥＰＯＷＥＲＴＲＡＮＳＦＥＲと題された米国仮特許出願第６２／５９８，２６８号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３３９５２）の利益を主張し、２０１８年３月５日に出願され、ＰＯＮ−ＦＷＡＳＹＳＴＥＭＴＯＵＴＩＬＩＺＥ５ＧＣＯＲＥＡＮＤＡＣＣＥＳＳＷＩＴＨＭＩＬＬＩＭＥＴＥＲＷＡＶＥＰＥＮＥＴＲＡＴＩＯＮＳＹＳＴＥＭＯＶＥＲＶＬＯＴＨＡと題された米国仮特許出願第６２／６３８，５５５号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ６０−３４０４３）の利益を主張し、それらは参照によりその全体をそれぞれ本明細書に援用する。

建物貫通システムのブロック図である。外側からの伝送に関する建物貫通システムの双方向の性質を示す。内側からの伝送に関する建物貫通システムの双方向の性質を示す。図１Ａの建物貫通システムのネットワーク展開を示す。基地局と建物構造の内部及び外部の両方に位置する受信機との間のミリ波伝送を示す。窓を介してミリ波伝送を伝送するための光ブリッジのブロック図を示す。受信信号を窓又は壁をより容易に透過するレベルまでダウンコンバートする一実施形態のブロック図を示す。ミリ波の再生成及び再伝送回路のより詳細なブロック図である。ミリ波の再生成及び再伝送回路に関連するずれの損失を示す。ミリ波の再生成及び再伝送回路のＲＦトランシーバ回路を示す。ミリ波の再生成及び再伝送回路の光学焦点調整回路を示す。伝送信号内のスペクトル効率を高めるための様々な技法を示す。伝送信号内のスペクトル効率を高めるための特定の技法を示す。様々な通信プロトコルインタフェース間の通信帯域幅を提供するためのやり方の全体的な概要である。ツイストペア／ケーブルインタフェースと共にマルチレベルオーバーレイ変調を利用するためのやり方を示す。光通信システム内で複数のデータストリームを処理するための全体的なブロック図を示す。通信システム内で軌道角運動量を生成するためのシステムの機能ブロック図である。図６の軌道角運動量信号処理ブロックの機能ブロック図である。複数のデータストリームを含む受信信号から軌道角運動量を除去するためのやり方を示す機能ブロック図である。様々な軌道角運動量が関連付けられた無限数の信号を提供する２つの量子スピン（quanti-spin）偏波を有する単一波長を示す。スピン角運動量の変動だけを有する平面波を示す。スピン角運動量及び軌道角運動量の両方が加えられた信号を示す。異なる軌道角運動量が加えられた様々な信号を示す。異なる軌道角運動量が加えられた様々な信号を示す。異なる軌道角運動量が加えられた様々な信号を示す。様々な固有モードに関するポインティングベクトルの伝搬を示す。螺旋位相板を示す。マルチレベルオーバーレイ変調システムを示す。マルチレベルオーバーレイ復調器を示す。マルチレベルオーバーレイ送信システムを示す。マルチレベルオーバーレイ受信システムを示す。代表的なマルチレベルオーバーレイ信号、及びそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。代表的なマルチレベルオーバーレイ信号、及びそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。代表的なマルチレベルオーバーレイ信号、及びそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。代表的なマルチレベルオーバーレイ信号、及びそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。代表的なマルチレベルオーバーレイ信号、及びそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。代表的なマルチレベルオーバーレイ信号、及びそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。代表的なマルチレベルオーバーレイ信号、及びそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。代表的なマルチレベルオーバーレイ信号、及びそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。代表的なマルチレベルオーバーレイ信号、及びそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。代表的なマルチレベルオーバーレイ信号、及びそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。代表的なマルチレベルオーバーレイ信号、及びそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。時間及び周波数領域内のマルチレベルオーバーレイ信号の比較を示す。異なる信号帯域幅に関するマルチレベルオーバーレイ信号のスペクトル配列を示す。マルチレベルオーバーレイ信号の代替的なスペクトル配列を示す。合成３層マルチレベルオーバーレイ技法を用いた様々な信号層のパワースペクトル密度を示す。合成３層マルチレベルオーバーレイ変調を用いた各層の対数スケールのパワースペクトル密度を示す。１／６のシンボルレートに関する平方根二乗余弦対多層オーバーレイの帯域幅効率比較を示す。１／４のシンボルレートに関する平方根二乗余弦と多層オーバーレイとの帯域幅効率比較を示す。帯域外パワーを用いた平方根二乗余弦とマルチレバー（multiple lever）オーバーレイとの性能比較を示す。帯域端ＰＳＤを用いた平方根二乗余弦とマルチレバーオーバーレイとの性能比較を示す。帯域端ＰＳＤを用いた平方根二乗余弦とマルチレバーオーバーレイとの性能比較を示す。マルチレベルオーバーレイと共に使用するための送信機サブシステムのブロック図である。マルチレベルオーバーレイを用いる受信機サブシステムのブロック図である。修正マルチレベルオーバーレイの等価慎重(discreet)時間直交チャネルを示す。多層オーバーレイ、修正多層オーバーレイ、及び平方根二乗余弦のＰＳＤを示す。多層オーバーレイと平方根二乗余弦との間の−４０ｄＢｃ帯域外パワー帯域幅に基づく帯域幅比較を示す。修正多層オーバーレイの等価離散時間並列直交チャネルを示す。３層且つＴｓｙｍ＝３の修正多層オーバーレイの並列直交チャネルのチャネルパワー利得を示す。修正多層オーバーレイと平方根二乗余弦との間のＡＣＬＲ１に基づくスペクトル効率比較を示す。修正多層オーバーレイと平方根二乗余弦との間のＯＢＰに基づくスペクトル効率比較を示す。修正多層オーバーレイと平方根二乗余弦との間のＡＣＬＲ１に基づくスペクトル効率比較を示す。修正多層オーバーレイと平方根二乗余弦との間のＯＢＰに基づくスペクトル効率比較を示す。ローパス等価修正多層オーバーレイシステムのためのベースバンド送信機のブロック図を示す。ローパス等価修正多層オーバーレイシステムのためのベースバンド受信機のブロック図を示す。自由空間通信システムを示す。軌道角運動量及びマルチレベルオーバーレイ変調を用いる自由空間光通信システムのブロック図を示す。より高いデータ容量を実現するために複数のデータチャネルを光リンクに多重化するためのやり方を示す。より高いデータ容量を実現するために複数のデータチャネルを光リンクに多重化するためのやり方を示す。より高いデータ容量を実現するために複数のデータチャネルを光リンクに多重化するためのやり方を示す。複数のＯＡＭバルブ（OAM valves）を有する波長に関する同心円のグループを示す。多くの直交ＯＡＭビームを含むＷＤＭチャネルを示す。自由空間光システムのノードを示す。自由空間光システム内のノードのネットワークを示す。自由空間信号とＲＦ信号との間の多重化のためのシステムを示す。窓又は壁を介してデータを伝送するためにホーンアンテナを使用する一実施形態を示す。図５４の実施形態におけるダウンリンク損失を示す。図５４の実施形態におけるアップリンク信号強度を示す。図５４の実施形態の建物内にパワー増幅器が位置する場合のアップリンク信号強度を示す。パワー増幅器を組み込まない場合の図５９の実施形態のダウンリンク上の利得及び損失を示す。図５４の実施形態でパワー増幅器を設けない場合のアップリンクの様々な箇所における信号強度を示す。使用される遮蔽、図５６の実施形態との合併。窓又は壁を介してデータを伝送するためにパッチアンテナを使用する一実施形態を示す。図６１の実施形態で使用されるパッチアンテナアレイを示す。パッチアンテナアレイのパッチアンテナを示す。パッチアンテナに関するアンテナ利得のシミュレーションを示す。パッチアンテナアレイを使用して高指向性の高利得ビームを生成することを示す。マイクロストリップパッチアンテナアレイの更なる実施形態を示す。パッチアンテナ素子を示す。パッチアンテナの電子放射場を示す。多層パッチアンテナアレイの平面図を示す。多層パッチアンテナアレイの側面図を示す。多層パッチアンテナアレイの第１の層を示す。多層パッチアンテナアレイの第２の層を示す。多層パッチアンテナアレイと共に使用するための送信機を示す。多層パッチアンテナアレイから伝送される多重化ＯＡＭ信号を示す。多層パッチアンテナアレイと共に使用するための受信機を示す。単一の矩形パッチアンテナの３−Ｄモデルを示す。図１０のパッチアンテナの放射パターンを示す。ＯＡＭモード次数ｌ＝０に関する円形アレイの放射パターンを示す。アレイ軸付近のＯＡＭモード次数ｌ＝０に関する放射パターンを示す。アレイ軸付近のＯＡＭモード次数ｌ＝１に関する放射パターンを示す。アレイ軸付近のＯＡＭモード次数ｌ＝２に関する放射パターンを示す。パッチアンテナの設計及びレイアウトプロセスを示す流れ図である。パッチアンテナ用のラミネート上に銅層をパターニングするためのプロセスを示す流れ図である。製造されたパッチアンテナのための検査プロセスを示す流れ図である。ＲＦトランシーバチップセットを使用して窓又は壁を介してＲＦ信号を伝送するための一実施形態を示す。Ｐｅｒａｓｏチップセットを使用して窓又は壁を介して無線信号を伝送するためのシステムの一実施形態を示す。Ｐｅｒａｓｏチップセットを使用する中継器の実装を示す。Ｐｅｒａｓｏトランシーバの最上位ブロック図である。Ｐｅｒａｓｏチップセットの詳細な応用図を示す。Ｐｅｒａｓｏチップセットの詳細な応用図を示す。Ｐｅｒａｓｏトランシーバ間の直列伝送を示す。Ｐｅｒａｓｏトランシーバ間の並列伝送を示す。外部の窓上に位置するＰｅｒａｓｏトランシーバの機能ブロック図である。レーザを使用して外部のＰｅｒａｓｏ送信機にパワーを与えるための方法を示す。ＶＣＳＥＬ内の位置合せ穴を示す。ＶＣＳＥＬの光回路を位置合わせするための位置合せ穴の使用を示す。ＶＣＳＥＬ間の光パワー結合を示す。ソーラーパネルを使用して外部システムコンポーネントにパワーを与えるためのやり方を示す。レーザを使用して外部システムコンポーネントにパワーを与えるためのやり方を示す。誘導結合を使用して内部電源から外部コンポーネントにパワーを与えるためのやり方を示す。相互インダクタンスによってリンクされる１対の円形ループを示す。コイルの効率に関係する情報を与える表を示す。誘導結合によって結合されるコイルの概略図である。磁気共鳴によって結合されるコイルの概略図である。磁気共鳴無線パワー伝達システムの機能ブロック図を示す。磁気的に結合された共鳴器の概略図である。簡単なパワー生成回路の概略図である。渦電流損を抑えるためにインピーダンス整合を使用することを概略的に示す。構造の外部及び内部に位置するＰｅｒａｓｏトランシーバ回路の透視図を示す。構造の外部及び内部に位置するＰｅｒａｓｏトランシーバ回路の側面図を示す。窓ガラスを介した信号伝送に関連する様々なパラメータの表を示す。窓ガラスを介した信号伝送に関連する様々なパラメータの別の表を示す。窓ガラスを介した信号伝送に関連する様々なパラメータの更なる表を示す。ブロードバンドデータ伝送を提供するために住居ＩＰネットワークとミリ波システムとを組み合わせることができるやり方を示す。複合ＩＰ住居ネットワークシステムの機能ブロック図を示す。住居ＩＰネットワークシステムの機能ブロック図である。住居ＩＰネットワークシステムに情報を伝送するためにミリ波システムを利用することができるやり方を示す。住居ＩＰネットワークシステムにブロードバンドデータを無線伝送するための第１の実施形態を示す。住居ＩＰネットワークシステムにブロードバンドデータを無線伝送するための第２の実施形態を示す。住居ＩＰネットワークシステムにブロードバンドデータを無線伝送するための第３の実施形態を示す。住居ゲートウェイにブロードバンドデータを提供するための複合光データ転送システム及びＲＦデータ転送システムを示す。光ネットワークデータ転送システムとＲＦネットワークデータ転送システムとの間でネットワーク構成を制御するために負荷平衡技法を使用することができるやり方を示す。中央局と顧客構内との間の様々な光接続を示す。ＧＰＯＮアーキテクチャを示す。アップストリーム及びダウンストリームＧＴＣフレームを示す。ダウンストリームＧＴＣフレームの形式を示す。アップストリームＧＴＣフレームの形式を示す。ｖｉｒｔｕａｌｏｐｔｉｃａｌｌｉｎｅｔｅｒｍｉｎａｔｉｏｎｈａｒｄｗａｒｅａｂｓｔｒａｃｔｉｏｎ（ｖＯＬＴＨＡ）層を示す。ＯＬＴ及びＯＮＵリンク上へのｖＯＬＴＨＡの実装を示す。ＯＬＴとホームゲートウェイとの間のブロードバンドリンクを示す。ＯＮＵと複数のホームゲートウェイとの間のインタフェースを示す。ＯＬＴとホームゲートウェイとの間のブロードバンドデータ通信リンクの第１の実施形態を示す。ＯＬＴと仮想現実ゴーグルとの間のブロードバンドデータ通信リンクの第２の実施形態を示す。６０ＧＨｚトランシーバドングルの機能ブロック図である。上記のブロードバンド通信リンクの１つの中のイーサネットインタフェース用の６バイトＭＡＣアドレスを示す。上記のＰＯＮネットワーク内のスイッチを示す。

Claims

建物内への信号貫通を可能にするためのシステムであって、
前記建物の内部に貫通するとき損失を被る第１の周波数において信号を受信するための、及び無線通信リンク上で前記建物の前記内部に貫通することによって生じる前記損失を抑える第１の形式へと前記第１の周波数における前記受信信号を変換するための、前記建物の外側に位置する第１の回路であって、
前記建物の前記内部に貫通するとき生じる損失を抑制する前記第１の形式でＲＦ伝送するための、前記第１の周波数において前記信号を受信するための、及び前記建物の前記内部への貫通によって生じる前記損失を抑える前記第１の形式へと前記第１の周波数における前記受信信号を変換するための第１の伝送チップセットを実装する第１のトランシーバ
を更に含む、第１の回路と、
前記建物の前記内部に位置し、前記第１の形式にある前記変換済みの受信信号を送受信するために前記第１の回路と通信可能にリンクされる第２の回路であって、
前記第１の形式にある前記変換済みの信号を前記建物の外部にある前記第１のトランシーバとの間で送受信するための前記第１の伝送チップセットを実装する第２のトランシーバ
を更に含む、第２の回路と
を含む、システム。
前記第１の形式にある前記変換済みの信号と前記信号のＷｉ−Ｆｉバージョンとの間の変換を行うための、及び前記建物の前記内部で前記信号の前記Ｗｉ−Ｆｉバージョンを送受信するための、前記第２のトランシーバに接続されるＷｉ−Ｆｉルータを更に含む、請求項１に記載のシステム。
前記第１の周波数が、３．５ＧＨｚ、２４ＧＨｚ、２８ＧＨｚ、３９ＧＨｚ、６０ＧＨｚ、７１ＧＨｚ、及び８１ＧＨｚで構成されるグループからのものである、請求項１に記載のシステム。
前記第１の周波数にある前記受信信号が第１のプロトコルを使用して伝送される、請求項１に記載のシステム。
前記第１のプロトコルが、２Ｇ、３Ｇ、４Ｇ−ＬＴＥ、５Ｇ、５ＧＮＲ（ＮｅｗＲａｄｉｏ）、及びＷｉＧｉで構成されるグループからのものである、請求項４に記載のシステム。
前記第１のトランシーバが、前記第１の形式にある前記変換済みの信号を前記第１のトランシーバとの間で送受信するための、及び前記第１の形式にある前記変換済みの信号を前記建物の前記内部の前記第２のトランシーバとの間で送受信するための前記第１の伝送チップセットを実装する第３のトランシーバを更に含む、請求項１に記載のシステム。
前記第１の伝送チップセットがＰｅｒａｓｏチップセットを含む、請求項１に記載のシステム。
前記第１の回路に関連する少なくとも１つのソーラーパネルを更に含み、前記少なくとも１つのソーラーパネルが前記第１の回路を動作させるためのパワーを提供する、請求項１に記載のシステム。
前記第１の回路にパワーを提供するためのレーザパワーシステムを更に含み、前記レーザパワーシステムが、
前記建物の前記内部から前記建物の前記外部に光エネルギを伝送するためのビームを生成するためのレーザと、
前記レーザビームから前記光エネルギを受光し、前記第１の回路にパワーを与えるための電気エネルギを生成するための光起電受光器と
を更に含む、請求項１に記載のシステム。
前記第１の回路にパワーを与えるための誘導結合システムを更に含み、前記誘導結合システムが、
前記建物の前記内部に位置し、前記建物の前記内部に位置するパワーシステムに接続される第１の誘導コイルと、
前記建物の前記外部に位置し、前記第１の誘導コイルに誘導結合される第２の誘導コイルであって、前記第１の回路に電気エネルギを与えるために接続される、第２の誘導コイルと
を更に含む、請求項１に記載のシステム。
前記第１の回路にパワーを与えるための磁気共鳴結合システムを更に含み、前記磁気共鳴結合システムが、
前記建物の前記内部に位置し、前記建物の前記内部に位置するパワーシステムに接続される第１の磁気共鳴コイルと、
前記建物の前記外部に位置し、前記第１の磁気共鳴コイルに磁気共鳴結合される第２の磁気共鳴コイルであって、前記第１の回路に電気エネルギを与えるために接続される、第２の磁気共鳴コイルと
を更に含む、請求項１に記載のシステム。
建物内への信号貫通を可能にするためのシステムであって、
前記建物の内部に貫通するとき損失を被るミリ波信号を受信するための、及び無線通信リンク上で前記建物の前記内部に貫通することによって生じる前記損失を抑える第１の形式へと前記受信済みのミリ波信号を変換するための、前記建物の外側に位置する第１の回路であって、
前記建物の前記内部に貫通するとき生じる損失を抑制する前記第１の形式でＲＦ伝送するための、前記ミリ波信号を受信するための、及び前記建物の前記内部への貫通によって生じる前記損失を抑える前記第１の形式へと前記受信済みのミリ波信号を変換するためのＰｅｒａｓｏチップセットを実装する第１のトランシーバ
を更に含む、第１の回路と、
前記第１の形式にある前記変換済みのミリ波信号を前記第１のトランシーバとの間で送受信するための、及び前記建物内の無線装置に伝送するための第２の形式に前記変換済みのミリ波信号を変換するための、前記建物の前記内部に位置し前記第１の回路と通信可能にリンクされる第２の回路であって、
前記第１の形式にある前記変換済みのミリ波信号を前記建物の外部にある前記第１のトランシーバとの間で送受信するためのＰｅｒａｓｏチップセットを実装する第２のトランシーバ
を更に含む、第２の回路と
を含む、システム。
第１の周波数帯にある前記変換済みの信号と前記信号のＷｉ−Ｆｉバージョンとの間の変換を行うための、及び前記建物の前記内部で前記信号の前記Ｗｉ−Ｆｉバージョンを送受信するための、前記第３のトランシーバに接続されるＷｉ−Ｆｉルータを更に含む、請求項１２に記載のシステム。
第１の周波数にある前記受信信号が第１のプロトコルを使用して伝送される、請求項１２に記載のシステム。
前記第１のプロトコルが、２Ｇ、３Ｇ、４Ｇ−ＬＴＥ、５Ｇ、５ＧＮＲ（ＮｅｗＲａｄｉｏ）、及びＷｉＧｉで構成されるグループからのものである、請求項１４に記載のシステム。
前記第１のトランシーバが、前記第１の形式にある前記変換済みの信号を前記第１のトランシーバとの間で送受信するための、及び前記第１の形式にある前記変換済みの信号を前記建物の前記内部との間で送受信するための前記第１の伝送チップセットを実装する第３のトランシーバを更に含む、請求項１２に記載のシステム。
前記第１の回路に関連する少なくとも１つのソーラーパネルを更に含み、前記少なくとも１つのソーラーパネルが前記第１の回路を動作させるためのパワーを提供する、請求項１２に記載のシステム。
前記第１の回路にパワーを提供するためのレーザパワーシステムを更に含み、前記レーザパワーシステムが、
前記建物の前記内部から前記建物の前記外部に光エネルギを伝送するためのビームを生成するためのレーザと、
前記レーザビームから前記光エネルギを受光し、前記第１の回路にパワーを与えるための電気エネルギを生成するための光起電受光器と
を更に含む、請求項１２に記載のシステム。
前記第１の回路にパワーを与えるための誘導結合システムを更に含み、前記誘導結合システムが、
前記建物の前記内部に位置し、前記建物の前記内部に位置するパワーシステムに接続される第１の誘導コイルと、
前記建物の前記外部に位置し、前記第１の誘導コイルに誘導結合される第２の誘導コイルであって、前記第１の回路に電気エネルギを与えるために接続される、第２の誘導コイルと
を更に含む、請求項１２に記載のシステム。
前記第１の回路にパワーを与えるための磁気共鳴結合システムを更に含み、前記磁気共鳴結合システムが、
前記建物の前記内部に位置し、前記建物の前記内部に位置するパワーシステムに接続される第１の磁気共鳴コイルと、
前記建物の前記外部に位置し、前記第１の磁気共鳴コイルに磁気共鳴結合される第２の磁気共鳴コイルであって、前記第１の回路に電気エネルギを与えるために接続される、第２の磁気共鳴コイルと
を更に含む、請求項１２に記載のシステム。
建物内への信号貫通を可能にするためのシステムであって、
前記建物の内部に貫通するとき損失を被るミリ波信号を受信するための、及び無線通信リンク上で前記建物の前記内部に貫通することによって生じる前記損失を抑える第１の形式へと前記受信済みのミリ波信号を変換するための、前記建物の外側に位置する第１の回路であって、
前記建物の前記内部に貫通するとき生じる損失を抑制する前記第１の形式でＲＦ伝送するための、前記ミリ波信号を受信するための、及び前記建物の前記内部への貫通によって生じる前記損失を抑える前記第１の形式へと前記受信済みのミリ波信号を変換するためのＰｅｒａｓｏチップセットを実装する第１のトランシーバ、並びに
前記第１の形式にある前記変換済みの信号を前記第１のトランシーバとの間で送受信するための、及び前記第１の形式にある前記変換済みの信号を前記建物の前記内部との間で送受信するための第１の伝送チップセットを実装する第２のトランシーバ
を更に含む、第１の回路と、
前記第１の形式にある前記変換済みのミリ波信号を受信するための、及び前記建物内の無線装置に伝送するためのＷｉ−Ｆｉ形式に前記変換済みのミリ波信号を変換するための、前記建物の前記内部に位置し前記第１の回路と通信可能にリンクされる第２の回路と、
前記第１の形式にある前記変換済みのミリ波信号を前記建物の外部にある前記第２のトランシーバとの間で送受信するための前記Ｐｅｒａｓｏチップセットを実装する第３のトランシーバと、
前記第３のトランシーバとの間で送受信される前記第１の形式にある前記変換済みのミリ波信号と前記建物内の前記無線装置が受信するための前記Ｗｉ−Ｆｉ形式との間の変換を行うための、及び前記建物の前記内部で前記信号の前記Ｗｉ−Ｆｉ形式を送受信するための、前記第３のトランシーバに接続されるＷｉ−Ｆｉルータと
を含む、システム。
第１の周波数にある前記受信信号が第１のプロトコルを使用して伝送される、請求項２１に記載のシステム。
前記第１のプロトコルが、２Ｇ、３Ｇ、４Ｇ−ＬＴＥ、５Ｇ、５ＧＮＲ（ＮｅｗＲａｄｉｏ）、及びＷｉＧｉで構成されるグループからのものである、請求項２２に記載のシステム。
前記第１の回路に関連する少なくとも１つのソーラーパネルを更に含み、前記少なくとも１つのソーラーパネルが前記第１の回路を動作させるためのパワーを提供する、請求項２１に記載のシステム。
前記第１の回路にパワーを提供するためのレーザパワーシステムを更に含み、前記レーザパワーシステムが、
前記建物の前記内部から前記建物の前記外部に光エネルギを伝送するためのビームを生成するためのレーザと、
前記レーザビームから前記光エネルギを受光し、前記第１の回路にパワーを与えるための電気エネルギを生成するための光起電受光器と
を更に含む、請求項２１に記載のシステム。
前記第１の回路にパワーを与えるための誘導結合システムを更に含み、前記誘導結合システムが、
前記建物の前記内部に位置し、前記建物の前記内部に位置するパワーシステムに接続される第１の誘導コイルと、
前記建物の前記外部に位置し、前記第１の誘導コイルに誘導結合される第２の誘導コイルであって、前記第１の回路に電気エネルギを与えるために接続される、第２の誘導コイルと
を更に含む、請求項２１に記載のシステム。
前記第１の回路にパワーを与えるための磁気共鳴結合システムを更に含み、前記磁気共鳴結合システムが、
前記建物の前記内部に位置し、前記建物の前記内部に位置するパワーシステムに接続される第１の磁気共鳴コイルと、
前記建物の前記外部に位置し、前記第１の磁気共鳴コイルに磁気共鳴結合される第２の磁気共鳴コイルであって、前記第１の回路に電気エネルギを与えるために接続される、第２の磁気共鳴コイルと
を更に含む、請求項２１に記載のシステム。
建物内への信号貫通を可能にするためのシステムであって、
前記建物の内部に貫通するとき生じる損失を抑制する第１の形式でＲＦ伝送するための、前記建物の内部に貫通するとき損失を被る第１の周波数において信号を受信するための、及び無線通信リンク上で前記建物の前記内部に貫通することによって生じる前記損失を抑える第１の形式へと前記第１の周波数における前記受信信号を変換するための第１の伝送チップセットを実装する、前記建物の外部に位置する第１のトランシーバと、
前記第１の形式にある前記変換済みの信号を前記第１のトランシーバとの間で送受信するための、及び前記第１の形式にある前記変換済みの信号を前記建物の前記内部との間で送受信するための前記第１の伝送チップセットを実装する、前記建物の前記外部に位置する第２のトランシーバと、
前記第１の形式にある前記変換済みの信号を前記建物の前記外部にある前記第２のトランシーバとの間で送受信するための前記第１の伝送チップセットを実装する、前記建物の内部に位置する第３のトランシーバと、
前記第１の形式にある前記変換済みの信号と前記信号のＷｉ−Ｆｉバージョンとの間の変換を行うための、及び前記建物の前記内部で前記信号の前記Ｗｉ−Ｆｉバージョンを送受信するための、前記第３のトランシーバに接続されるＷｉ−Ｆｉルータと
を含む、システム。
前記第１の伝送チップセットがＰｅｒａｓｏチップセットを含む、請求項２８に記載のシステム。
前記第１の周波数が、３．５ＧＨｚ、２４ＧＨｚ、２８ＧＨｚ、３９ＧＨｚ、６０ＧＨｚ、７１ＧＨｚ、及び８１ＧＨｚで構成されるグループからのものである、請求項１に記載のシステム。