CN110418970A - 比率式互电容-码转换器 - Google Patents

比率式互电容-码转换器 Download PDF

Info

Publication number
CN110418970A
CN110418970A CN201880016372.XA CN201880016372A CN110418970A CN 110418970 A CN110418970 A CN 110418970A CN 201880016372 A CN201880016372 A CN 201880016372A CN 110418970 A CN110418970 A CN 110418970A
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
capacitor device
stage
modulating
modulating capacitor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201880016372.XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN110418970B (zh
Inventor
安德理·马哈瑞塔
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Cypress Semiconductor Corp
Original Assignee
Cypress Semiconductor Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Cypress Semiconductor Corp filed Critical Cypress Semiconductor Corp
Publication of CN110418970A publication Critical patent/CN110418970A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN110418970B publication Critical patent/CN110418970B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F3/00—Input arrangements for transferring data to be processed into a form capable of being handled by the computer; Output arrangements for transferring data from processing unit to output unit, e.g. interface arrangements
    • G06F3/01—Input arrangements or combined input and output arrangements for interaction between user and computer
    • G06F3/03—Arrangements for converting the position or the displacement of a member into a coded form
    • G06F3/041—Digitisers, e.g. for touch screens or touch pads, characterised by the transducing means
    • G06F3/0416—Control or interface arrangements specially adapted for digitisers
    • G06F3/0418—Control or interface arrangements specially adapted for digitisers for error correction or compensation, e.g. based on parallax, calibration or alignment
    • G06F3/04182—Filtering of noise external to the device and not generated by digitiser components
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F3/00—Input arrangements for transferring data to be processed into a form capable of being handled by the computer; Output arrangements for transferring data from processing unit to output unit, e.g. interface arrangements
    • G06F3/01—Input arrangements or combined input and output arrangements for interaction between user and computer
    • G06F3/03—Arrangements for converting the position or the displacement of a member into a coded form
    • G06F3/041—Digitisers, e.g. for touch screens or touch pads, characterised by the transducing means
    • G06F3/0416—Control or interface arrangements specially adapted for digitisers
    • G06F3/0418—Control or interface arrangements specially adapted for digitisers for error correction or compensation, e.g. based on parallax, calibration or alignment
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F3/00—Input arrangements for transferring data to be processed into a form capable of being handled by the computer; Output arrangements for transferring data from processing unit to output unit, e.g. interface arrangements
    • G06F3/01—Input arrangements or combined input and output arrangements for interaction between user and computer
    • G06F3/03—Arrangements for converting the position or the displacement of a member into a coded form
    • G06F3/041—Digitisers, e.g. for touch screens or touch pads, characterised by the transducing means
    • G06F3/044—Digitisers, e.g. for touch screens or touch pads, characterised by the transducing means by capacitive means
    • G06F3/0446—Digitisers, e.g. for touch screens or touch pads, characterised by the transducing means by capacitive means using a grid-like structure of electrodes in at least two directions, e.g. using row and column electrodes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Human Computer Interaction (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)

Abstract

电容感测电路的实施例包括与参考单元和传感器单元耦合的桥式开关组。该桥式开关组被配置成在第一阶段增加在第一调制电容器和第二调制电容器之间的电压差，并且在第二阶段以对应于在传感器单元的电容和参考单元的电容之间的差的速率降低该电压差。电容感测电路还包括比较器，该比较器被配置为基于第一调制电容器的第一电压与第二调制电容器的第二电压的比较来生成输出，并且响应于该比较来启动在第一阶段和第二阶段之间的转换。

Description

比率式互电容-码转换器
相关申请
本申请是于2017年6月16日提交的第15/625,339号美国申请的国际申请，其要求于2017年3月8日提交的第62/468,656号美国临时申请的优先权，这所有申请通过引用以其整体并入本文。
技术领域
本公开涉及电容感测领域，且具体是涉及电容-码转换器。
背景
计算设备，如笔记本电脑、个人数据助理(PDA)、信息服务亭(kiosk)、和移动手机，具有用户界面设备，也称为人机界面设备(HID)。用户接口设备中的一种类型是触摸传感器板(通常也称为触摸板)，其可用于模拟个人计算机(PC)鼠标的功能。触摸传感器板通过使用两个定义的轴来复制鼠标的X/Y移动，这两个定义的轴包含检测一个或更多个物体(例如手指或触笔)的位置的传感器电极的集合。触摸传感器板提供了用于执行诸如定位指针或选择显示器上的项目的功能的用户界面设备。用户界面设备中的另一种类型是触摸屏。触摸屏(Touch screen)(也称为触屏(touchscreen)、触摸窗口、触摸面板、或触屏面板)是透明的显示器覆盖板，其允许显示器用作输入设备，移除了作为与显示器内容交互的主要输入设备的键盘和/或鼠标。其他用户界面设备包括可被用于检测触摸、轻击、拖动、和其他手势的按钮、滑块等。
电容感测系统被越来越多地用于实现这些类型和其他类型的用户接口设备，并且通过感测电极上生成的反映电容变化的电信号来起作用。电容的这种变化可指示触摸事件或电极附近的导电物体(例如手指)的存在。然后，感测电极的电容变化可以通过将从电容式感测元件测量的电容转换成由主机设备解释的数字值的电路来测量。然而，现有电容测量电路的精度会因影响驱动电压、电流源输出、开关频率、和测量电路内的其他信号的噪声和波动而降低。这种不精确的测量会导致基于电容的用户界面设备中的不精确的定位或不精确的触摸检测。
附图简述
本公开在附图的图中通过示例而非限制的方式说明。
图1是示出了测量电容的电子系统的实施例的框图。
图2A示出了电容测量电路的实施例。
图2B是根据实施例示出了电容测量电路中的各种信号的时序图。
图3A示出了电容测量电路的实施例。
图3B是根据实施例示出了电容测量电路中的各种信号的时序图。
图4A示出了电容测量电路的实施例。
图4B是根据实施例示出了电容测量电路中的各种信号的时序图。
图5示出了电容测量电路的实施例。
图6根据实施例示出了用于测量电容的过程。
详细描述
下面的描述阐述了诸如特定系统、部件、方法等的示例的许多特定细节，以便提供对所要求保护的主题的若干实施例的良好理解。然而对本领域的技术人员将明显的是至少一些实施例可在没有这些特定细节的情况下被实施。在其他实例中，未详细描述或以简单框图形式呈现众所周知的部件或方法，以便避免不必要地模糊所要求保护的主题。因此，阐述的特定细节仅仅是示例性的。特定的实现方式可根据这些示例性细节而变化，并且仍然被设想为在要求保护的主题的精神和范围内。
在电容式感测应用中，基线信号是在电容感测电路中即使在被感测的电极上不存在期望的输入(例如手指触摸或某个导电物体接近)的时候页被生成的信号。这种基线信号可能受到诸如电容感测电路的电源电压、时钟频率、参考电压、和电流数模转换器(IDAC)电流等因素的影响，也可能受到由温度变化引起的传感器电容变化的影响。
要求低功耗和高灵敏度的电容式感测应用尤其不能容忍基线信号的高变化。一些电容式感测系统通过在固件中实现基线跟踪程序来补偿基线变化，该基线跟踪程序跟踪基线信号随时间的变化。然而，这种解决方案在处理器支持有限的低功率电容式感测应用中可能不实用。此外，高灵敏度电容式感测应用以低信噪比(SNR)工作，这可能使基线跟踪固件程序复杂化。
电容测量电路的一个实施例实现了比率式互电容-码转换器，该比例式互电容-码转换器结合了电荷转移的特性和差分sigma-delta转换器的特性，并且对时钟频率、IDAC电流、电源电压、和参考电压的变化不敏感，并且对外部噪声具有高抗扰性。这种电容测量电路生成具有与被测量的传感器单元的互电容成正比的平均占空比的输出比特流。
图1根据一个实施例示出了电子系统100的框图，该电子系统100在电容传感器101中实现比率式互电容-码转换器以用于感测电容式传感器阵列121中的电极的电容。电子系统100包括耦合到处理设备110的触摸感测表面116(例如，指纹传感器、触屏设备、触摸板、或其他阵列定义的电容传感器)和主机150。在一个实施例中，触摸感测表面116是使用传感器阵列121检测表面116上的触摸或特征的二维用户界面。
在一个实施例中，传感器阵列121包括被设置为二维矩阵(也被称为XY矩阵)的传感器电极121(1)-121(N)(其中，N是正整数)。传感器阵列121经由输送多个信号的一个或更多个模拟总线115被耦合到处理设备110的引脚113(1)-113(N)。在这个实施例中，每个传感器电极121(1)-121(N)被表示为电容器。
电容传感器101包括用于将电容转换成测量值的电路。处理设备110还可以包括将电容传感器101的输出比特流转换为传感器电极检测判定(也被称为切换检测判定)或指示相对幅值的数字值的软件部件。
在一个实施例中，处理设备110还包括处理逻辑102。处理逻辑102的操作可以在固件中实现；可替代地，其可以在硬件(例如专用逻辑)或软件中实现。处理逻辑102可以接收来自电容传感器101的信号，以及确定传感器阵列121的状态，例如物体(例如，手指)是在传感器阵列121上还是在接近传感器阵列121处被检测到(例如，确定手指的存在)、基于所接收的信号或与在触摸传感器处物体被检测有关的其他信息来跟踪物体的运动。
在另一个实施例中，处理设备110可以向主机150发送原始数据或部分处理过的数据，而不是在处理设备110中执行处理逻辑102的操作。如
图1所示，主机150可以包括执行处理逻辑102的部分或全部操作的判决逻辑151。判决逻辑151的操作可以在固件、硬件、软件、或它们的组合中实现。主机150可以包括应用152中的高级应用程序接口(API)，应用152执行对接收到数据的例程，例如补偿灵敏度差异、其他补偿算法、基线更新例程、启动和/或初始化例程、插值运算、或缩放操作。关于处理逻辑102描述的操作可以在判定逻辑151、应用152中实现，或在处理设备110外部的其他硬件、软件、和/或固件中实现。在一些其他实施例中，处理设备110是主机150。
在另一个实施例中，处理设备110也可以包括非感测动作块103。这个块103可以被用于处理数据和/或往来于主机150接收/传输数据。例如，可以实现与处理设备110连同传感器阵列121一起操作的附加的部件(例如，键盘、小键盘、鼠标、轨迹球、LED、显示器、或其他外围设备)。
处理设备110可以驻留在公共载体基板(诸如，例如集成电路(IC)管芯基板或多芯片模块基板)上。可替代地，处理设备110的部件可以是一个或更多个独立的集成电路和/或分立部件。在一个实施例中，处理设备110可以是由加利福尼亚州圣何塞的Cypress半导体公司开发的片上可编程系统(PSoCTM)处理设备。可替代地，处理设备110可以是本领域的普通技术人员已知的一种或更多种其他处理设备，诸如微处理器或中央处理单元、控制器、专用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)、或其他可编程设备。在替代实施例中，例如，处理设备110可以是其具有包括核心单元和多个微引擎的多个处理器的网络处理设备。另外，处理设备110可以包括通用处理设备和专用处理设备的任何组合。
在一个实施例中，电子系统100被实现于包括作为用户界面的触摸感测表面116的设备(诸如手持式电子设备、便携式电话、蜂窝电话、笔记本电脑、个人计算机、个人数据助理(PDA)、信息服务亭(kiosk)、键盘、电视、远程控制装置、监视器、手持多媒体设备、手持视频播放器、游戏设备、家庭或工业电器的控制面板、或其他计算机外围设备或输入设备)中。可替代地，电子系统100可以被用于其他类型的设备中。应当注意的是，电子系统100的部件可包括上述所有部件。可替代地，电子系统100可以只包括上述部件中的某些部件，或包括未在本文列出的另外的部件。
图2根据一个实施例示出了用于测量传感器单元的互电容的电容感测电路200。传感器单元的互电容可以是传感器阵列121中两个相交的传感器电极之间的互电容。传感器单元也可以被称为传感器阵列121的单位单元。在电容感测电路200中，该互电容被表示为Cm 204。电路200还包括可以使用固定值电容器来实现的电容器Cmod 205和Ctank 206。在复位阶段，开关201-2和开关202-2与复位开关207一起闭合，使得Cmod 205和Ctank 206电容器二者都被充电到电压Vref。在测量阶段，传感器单元电容Cm被用于交替地使Ctank电容器206放电和对Cmod电容器205充电。开关201-1、开关201-2、和开关201-3(即，开关201-X)闭合，通过向Tx节点203施加电压VDDA并将Cm 204连接到Cmod 205来对Cmod 205充电。然后，开关201-X断开，并且开关202-1、开关202-2、和开关203-2(即，开关202-X)闭合，以通过将Tx节点203接地同时将Cm 204连接到Ctank 206上来使Ctank 206放电。
电流源208提供电流Ibal_p来给Ctank电容器206充电，而灌电流源(sink currentsource)209灌(sink)电流Ibal_n来减少Cmod电容器205中存储的电荷。如果Cmod电容器205的电压VCmod或Ctank电容器206的电压VCtank高于Vref，则电压比较器210通过逻辑电路211控制开关201-3和开关202-3以中断Ibal_p和Ibal_n电流。
图2B是示出图1所示的感测电路200的实施例中的关键节点处的信号的时序图。如图2B所示，互补的非重叠信号被施加到开关201-X和开关202-X上；这些开关信号具有FSW频率。每当开关202-X闭合以使Ctank电容器206放电时，VCtank电压显示出电压的周期性降低。每当开关201-X闭合以对Cmod电容器205充电时，VCmod电压显示出电压的周期性增加。这些增加和降低反映在比较器210的负输入端处的电压Vbal上。Ibal_p和Ibal_n电流被施加到该节点上，以在充电和放电事件后将电压Vbal、电压VCmod、和电压VCtank恢复到参考电压Vref。
在测量阶段，比较器210的输出是在输出端212处的sigma-delta调制流，其占空比由下面的等式1所示：
指示电容Cm 204的所得原始计数值由下面的等式2所示：
在上面的等式1和等式2中，Fsw是开关201-X和开关202-X的开关频率，VTX是施加到TX节点203上的电压(即，VDDA)，Ibal表示由电流源208和电流源209提供的电流(即，Ibal_p或Ibal_n的绝对值)，以及Nres表示测量原始计数的时钟周期数。如等式2所示，指示互电容Cm的原始计数值取决于Fsw、Ibal和VTx；因此，Cm 204的测量值会受到噪声和这些值的其他变化的影响。
图3A示出了电容感测电路300的实施例。电容感测电路300是比率式互电容-码转换器架构，其对时钟频率、IDAC电流、电源电压、和参考电压的变化不敏感，并且对外部噪声具有高抗扰性。
电容感测电路300包括参考单元321和电容式传感器单元322。具体地，电容式传感器单元322表示传感器阵列121中两个传感器电极之间的交叉点。因此，传感器单元322的互电容Cm 304-1表示两个电极之间的电容，而等效寄生电容Cps 304-2表示传感器电极和地之间的电容。在替代的实施例中，传感器单元322可以表示阵列121中电极之间的交叉点以外的结构；例如，传感器单元322可替代地表示电容式按钮中、压力传感器中或测量互电容的其他设备中的电极。参考单元321包括参考互电容Cmref 307-1和参考寄生电容Cpref307-2。参考单元321的互电容Cmref 307-1大于传感器单元322的互电容Cm 304-1。
电容感测电路300包括发送(Tx)驱动器320，该发送驱动器向参考单元321和传感器单元322中的每一个提供Tx信号。Tx驱动器320通过以互补且不重叠的方式以时钟频率Ftx操作开关301-1和302-2(即，以“先断后合”的方式操作开关301-1和开关302-2以在开关闭合之间提供死区，且从而它们在开关周期的任何点都不同时闭合)来生成Tx信号。结果，Tx驱动器输出节点303在源电压VDDA和地电压之间交替切换。
电容感测电路300还包括将参考单元321和传感器单元322连接到差分sigma-delta调制器324的第一调制电容器Cmod1 305和第二调制电容器Cmod2 306的全桥323。全桥323包括桥式开关组301-2、302-2、301-3、和302-3。具体地，开关301-2选择性地将参考单元321与第二调制电容器Cmod2 306连接。开关302-2选择性地将参考单元321与第一调制电容器Cmod1 305连接。开关301-3选择性地将传感器单元322与第一调制电容器Cmod1 305连接。开关302-3选择性地将传感器单元322与第二调制电容器Cmod2 306连接。电容感测电路300具有用于操作桥323开关的开关频率Fsw，该开关频率等于用于操作Tx驱动器320的传感器激励频率(即，Tx信号频率)Ftx。频率Fsw和Ftx二者都是由调制频率Fmod生成的。桥323以两个阶段运行:不平衡阶段和平衡阶段。在不平衡阶段的过程中，桥323增加第一调制电容器Cmod1 305和第二调制电容器Cmod2 306之间的电压差。在平衡阶段的过程中，桥323以对应于传感器单元322的互电容Cm 304-1和参考单元321的互电容307-1之间的差的速率降低Cmod1 305和Cmod2 306之间的电压差。
在不平衡阶段，桥323使用传感器单元322增加第一调制电容器Cmod1 305和第二调制电容器Cmod2 306之间的电压差，而参考单元321保持不活动。第一调制电容器Cmod1305的电容和第二调制电容器Cmod2 306的电容可以各自大于参考单元321的互电容Cmref307-1和寄生电容Cpref 307-2之和的100倍。相似地，第一调制电容器Cmod1 305的电容和第二调制电容器Cmod2 306的电容可以各自大于传感器单元322的互电容Cm 304-1和寄生电容Cps 304-2之和的100倍。这些关系如以下等式3-6所示。
桥323与Tx驱动器320的开关301-1和开关302-1协作进行切换；具体地，开关301-X一起断开和闭合，而开关302-X一起断开和闭合。因此，当TX驱动器320的输出节点303经由开关301-1连接到VDDA时，通过闭合开关301-3将传感器单元连接到Cmod 1 305上，桥323给第一调制电容器Cmod 1 305充电。此时，Tx输出电压VDDA高于Cmod1 305电容器的电压Vi1，因此Vi1随着Cmod1 305充电而增加。
当TX驱动器320的输出节点303通过开关302-1接地时，通过闭合开关302-3将传感器单元连接到Cmod2 306上，桥323使第二调制电容器Cmod2 306放电。此时，Tx输出电压低于Cmod2 306电容器的电压Vi2，因此随着Cmod2 306放电，Vi2降低。在不平衡阶段结束时，Cmod1 305和Cmod2 306之间的电压差相对于不平衡阶段的开始增加。
在平衡阶段，桥323使用传感器单元322和参考单元321二者的电容来降低在第一调制电容器Cmod1 305和第二调制电容器Cmod2 306之间的电压差。因此，当TX驱动器320的输出节点303经由开关301-1连接到VDDA时，通过闭合开关301-3将传感器单元322连接到Cmod 1 305上，桥323给第一调制电容器Cmod 1 305充电。开关301-2也被闭合以将参考单元321连接到Cmod2 306上，使得Cmod2 306与Cmod1 305同时被充电。此时，Tx输出电压VDDA高于Vi1和Vi2，因此Vi1和Vi2都随着相应的调制电容器Cmod1 305和Cmod2 306被充电而增加。当TX驱动器320的输出节点303通过开关302-1接地时，通过闭合开关302-3将传感器单元连接到Cmod2 306上，桥323使第二调制电容器Cmod2 306放电。开关302-2也被闭合以将参考单元321连接到Cmod1 305，使得Cmod1 305与Cmod2 306一起同时被放电。此时，Tx驱动器320的输出电压低于电压Vi1和Vi2，因此随着Cmod1 305和Cmod2 306被放电，Vi1和Vi2减小。在平衡阶段结束时，Cmod1 305和Cmod2 306之间的电压差相对于平衡阶段开始时减小。
因为参考单元321的互电容Cmref 307-1大于传感器单元的互电容Cm 304-1，Vi1和Vi2之间的差在平衡阶段期间减小。Cmod1 305的电压Vi1和Cmod2 306的电压Vi2之间的电压差以对应于传感器单元322的互电容Cm 304-1和参考单元321的互电容307-1之间的差的速率减小。在平衡阶段，因为较大的互电容Cmref 307-1被用于对Cmod2 306充电，而较小的互电容Cm 304-1被用于使Cmod2 306放电，所以存储在Cmod2 306中的电荷随时间增加(并且因此电压Vi2也随着时间增加)。在平衡阶段，因为较大的互电容Cmref 307-1被用于使Cmod1 305放电，而较小的互电容Cm 304-1被用于对Cmod1 305充电，所以存储在Cmod1305中的电荷随时间降低(并且因此电压Vi1也随着时间降低)。
差分sigma-delta调制器324中的调制电容器Cmod1 305和Cmod2 306分别连接到将电压Vi1和Vi2进行比较的的比较器310的正输入端和负输入端。比较器310基于将Vi1和Vi2的比较而生成输出，并响应于比较结果启动不平衡阶段和平衡阶段之间的转换。具体地，当Vi1大于Vi2时，比较器生成被置于有效的高电平输出Vout。因为电压Vi1和Vi2会聚的速率取决于传感器单元322的互电容Cm 304-1，所以由比较器310生成的输出Vout反映了互电容Cm 304-1(即，传感器阵列121中的传感器电极对之间的互电容)的值。因为感测电路300是差分的，所以可以通过为信号路径规划对称路径来减轻共模噪声。差分sigma-delta调制器324包括基于比较器310的输出Vout生成的输出比特流312的D触发器309。触发器309由具有频率Fmod的时钟信号313计时；因此，在触发器309的输出端Q处生成的输出比特流312与时钟信号313同步。
触发器309的Q端输出被施加到差分sigma-delta调制器324中的序列发生器上。序列发生器部件包括先断后合(BBM)模块308和两个与门311-1和311-2。根据触发器309的Q端输出和时钟信号313，序列发生器生成并输出用于在不平衡阶段操作桥式开关组323的第一开关信号序列，并输出用于在平衡阶段操作桥式开关组323的第二开关信号序列。
在不平衡阶段，触发器309的Q端输出被无效，使得与门311-1和311-2的输出(对应于开关信号Ph0fb和Ph1fb)被无效。开关信号Ph0fb和Ph1fb分别控制开关301-2和开关302-2；因此，这些开关在不平衡阶段保持断开，以保持参考单元321与Cmod1 305和Cmod2 306断开连接。同时，控制开关301-3和开关302-3的开关信号Ph1和Ph0由BBM模块308生成。BBM模块修改时钟信号313以生成Ph0和Ph1作为两个互补且不重叠的信号。因此，Ph0和Ph1中的每一个在另一个有效之前失效，并且Ph0和Ph1在开关周期的任何部分都不会同时有效。由于开关301-3和开关302-3分别由开关信号Ph0和开关信号Ph1控制，如前所述，这些开关在不平衡阶段工作以增加Vi1和Vi2之间的电压差。
在平衡阶段，Ph0和Ph1信号以与不平衡阶段相似的方式生成。然而，与不平衡阶段相反，触发器309的Q端输出在与门311-2和与门311-1的输入端被置为有效，实际上使能Ph0fb和Ph1fb开关信号。与门311-1和与门311-2也各自接收来自开关信号Ph1和Ph0的输入；因此，Ph1fb与Ph1同步，且Ph0fb与Ph0同步。在平衡阶段，BBM模块308和与门311-1和311-2基于调制频率Fmod生成两对互补的非重叠开关信号：(Ph0，Ph1)和(Ph0fb，Ph1fb)。
因此，响应于比较器310对Vi1和Vi2的比较结果，实现了不平衡阶段和平衡阶段之间的转换。当比较器310确定Vi1大于Vi2时，其输出有效。在下一个上升时钟沿，触发器309使其Q端输出有效，并使比特流312中的一个位有效，并使能Ph0fb和Ph1fb开关信号。当Ph0fb和Ph1fb开关信号被使能时，电路运行在平衡阶段。当比较器310确定Vi1小于Vi2时，其输出无效。在下一个上升时钟沿，触发器309使其Q端输出无效，并禁用Ph0fb和Ph1fb开关信号。当Ph0fb和Ph1fb开关信号被禁用时，电路运行在不平衡阶段。
图3B是根据实施例示出了电容感测电路300中的关键信号的时序图。如图3B所示，时钟信号Fmod和Tx信号Ftx具有相同的频率并且同步。开关信号Ph0、Ph1、Ph0fb、和Ph1fb由序列发生器部件308、311-1、和311-2生成。如图所示，在不平衡阶段351期间，Ph0fb和Ph1fb保持无效的。在平衡阶段352期间，Ph0fb和Ph1fb分别与Ph0和Ph1同步。
相应的调制电容器Cmod1 305和Cmod2 306的电压Vi1和Vi2被绘制在一起，以示出这些信号在不平衡阶段351和平衡阶段352期间如何相对于彼此变化。Vi1用实线表示，而Vi2用虚线表示。图3B还示出了通过从Vi2中减去Vi1计算的差值ΔVm。当ΔVm为负时，比较器310输出Vout有效，而当ΔVm为正时，比较器310输出Vout无效。在施加到触发器309的时钟输入端的下一个上升时钟沿时，该变化反映在输出比特流312中。
所得输出比特流312具有基本上与传感器单元的互电容Cm 304-1成比例的平均占空比。在等式3-6中表示的条件下且当Cmref大于Cm且Ftx等于Fmod时，平均占空比DC由以下等式7给出：
其中0<DC<1 (等式7)
等式7中不存在源电压VDDA和频率Fmod；因此，平均占空比不受由于噪声、环境因素等引起的这些参数变化的影响。此外，电容Cmod1和电容Cmod2之间的错配也不会影响所得输出比特流的占空比。
占空比DC可以被转换成适合用在处理逻辑电路102中使用的原始计数值。下面的等式8描述了占空比与原始计数值的转换。
原始计数＝DC·Nres (等式8)
其中
0<DC<1，和
Nres＝Fmod·Tmea
在等式8中，Fmod是施加到输入端313的时钟信号的频率，而Tmea是测量时间，或者记录原始计数的时间。Fmod的值和Tmea的值相乘后，定义了转换器电路的分辨率Nres。转换器输出结果不取决于频率Fmod，而是取决于时钟周期数。因此，在替代实施例中，时钟信号可以是扩频的、随机的、伪随机的、或具有由Nres定义的固定数量时钟的固定频率序列。
在可选的实施例中，频率Fmod可以高于Ftx，以增加转换器的分辨率Nres，同时保持测量时间Tmea。图4A示出了电容感测电路400的实施例，其中调制频率Fmod高于Tx信号频率Ftx。类似于电容感测电路300，电容感测电路400也包括Tx驱动器420、参考单元421、传感器单元422、全桥式开关423、和差分sigma-delta调制器424。这些模块分别以与Tx驱动器320、参考单元321、传感器单元322、全桥式开关323、和差分sigma-delta调制器324相似的方式运行。电容感测电路400还包括抽取器和控制逻辑电路425，其为电路400生成Ph0、Ph1、Ph0fb、和Ph1fb开关信号。
时钟分频器414将初始时钟频率Fmod除以系数2，以生成Ftx。然后，BBM模块408基于Ftx生成互补的非重叠开关信号Ph0和Ph1。与门411-1接收Ph1、Fmod、和输出比特流412作为输入，并在所有这些信号有效时使其输出有效，以生成Ph1fb。Ph0fb类似地由与门411-2基于输入Ph0、Fmod、和输出比特流412生成。
用于输出比特流412的平均占空比DC根据如下等式9计算:
其中
0<DC<1和Fmod＝Ndiv·FTx
在等式9中，Cm是传感器单元422的互电容，Cmref是参考单元的互电容，而Ndiv是除法器414的除数。
输出比特流412由原始计数器415、采样定时器416、和单触发模块417转换成原始计数值418。原始计数器415在其时钟输入端接收时钟信号413。输出比特流412连接到原始计数器415的时钟使能输入端使能_时钟，使得在时钟输入端接收的时钟脉冲仅在输出比特流412被有效时被记录。在由采样定时器416确定的采样周期期间，原始计数器415记录当输出比特流412有效时出现的时钟周期数。在采样周期结束时，采样定时器416使原始计数器415的捕获输入有效。原始计数器415输出原始计数值418。在采样周期结束时，采样定时器416还触发单触发模块417，该单触发模块反过来复位了分频器414和原始计数器415。然后，原始计数器415可以开始为下一个采样周期计数时钟周期。
图4B是示出了当调制频率Fmod有Tx开关频率Ftx的两倍那么高时电容感测电路400中的关键信号的时序图。通过在分频器414中将频率Fmod除以2来生成Tx开关频率Ftx。从而，如图4B所示，所得Ftx频率是原始Fmod频率的一半。
非重叠互补开关信号Ph0和Ph1分别由BBM模块408的正输出端和负输出端根据Ftx信号生成。因此，Ph0和Ph1具有与Ftx相同的频率。开关信号Ph0fb和Ph1fb分别由与门411-2和411-1生成。当Ph0、Fmod 413、和输出比特流412都在与门411-2的输入端处有效时，Ph0fb也有效。Ph1fb类似地基于Ph1、Fmod 413、和输出比特流412生成。
电压Vi1和Vi2被绘制在一起，以示出这些信号在不平衡阶段(例如，阶段451)和平衡阶段(例如，阶段452)期间是如何相对于彼此变化的。Vi1用实线表示，而Vi2用虚线表示。图4B还示出了通过从Vi2中减去Vi1计算的差值ΔVm。当ΔVm为负时，比较器310输出Vout有效，而当ΔVm为正时，比较器310输出Vout无效。在施加到触发器409的下一个上升时钟沿时，该变化反映在输出比特流412中。所得输出比特流412具有基本上与传感器单元422的互电容Cm成比例的占空比DC。
图5示出了电容感测电路500的实施例，该电容感测电路500实现了包括全差分积分器电路的比率式互电容-码转换器。类似于电容感测电路300，电容感测电路500也包括Tx驱动器520、参考单元521、传感器单元522、全桥式开关523、和差分sigma-delta调制器524。这些模块分别以与Tx驱动器320、参考单元321、传感器单元322、全桥式开关323、和差分sigma-delta调制器324相似的方式运行。
在电容感测电路500中，调制电容器Cmod1 505和Cmod2 506被连接在差分积分器电路中。具体而言，Cmod1 505连接在积分电路的差分放大器511的正输入端和负输出端之间，而Cmod2 506连接在差分放大器511的负输入端和正输出端之间。电容器Cmod1 505和Cmod2 506分别与复位开关507和508并联连接，复位开关507和508可以闭合以使电容器Cmod1 505和Cmod2 506放电。差分放大器511的负输入端经由开关501-2连接到参考单元521上，并且经由开关502-3连接到传感器单元522上。差分放大器511的正输入端经由开关502-2连接到参考单元521上，并且经由开关501-3连接到传感器单元522上。差分放大器511的正输出端连接到比较器510的负输入端上，而差分放大器511的负输出端连接到比较器510的正输入端上。
与感测电路300中的调制电容器Cmod1 305和Cmod2 306相比，将调制电容器Cmod1505和Cmod2 506并入全差分积分器电路允许这些电容器具有小得多的电容值。对于全差分积分器的实现方式，第一调制电容器Cmod1 505的电容和第二调制电容器Cmod2 506的电容均大于参考单元521的互电容Cmref 507-1和寄生电容Cpref 507-2之和的2倍。相似地，第一调制电容器Cmod1 505的电容和第二调制电容器Cmod2 506的电容可以均大于传感器单元322的互电容Cm 504-1和寄生电容Cps 504-2之和的2倍。这些关系如以下等式10-13所示。
图6是根据一个实施例示出了用于使用比率式互电容-码转换器来感测互电容的过程的流程图。电容感测过程600中的操作在诸如感测电路300的电容感测电路中执行。可选地，过程600也可以由感测电路400或感测电路500来执行。
通常，执行感测过程600的电容感测电路300在不平衡阶段630和平衡阶段640之间交替运行。在不平衡阶段630，感测电路300增加第一调制电容器Cmod1 305的第一电压Vi1和第二调制电容器Cmod2 306的第二电压Vi2之间的电压差。响应于比较器310确定Vi1大于Vi2，感测电路300从不平衡阶段630转换到平衡阶段640。在平衡阶段640，感测电路300以对应于传感器单元322的互电容Cm和参考单元321的互电容Cmref之间的差的速率减小Vi1和Vi2之间的电压差。响应于比较器310确定Vi2大于Vi1，感测电路300从平衡阶段640转换回在不平衡阶段630中运行。使用参考单元321和传感器单元322对调制电容器Cmod1 305和Cmod2 306充电和放电的过程600生成与传感器单元322的互电容Cm成比例的输出比特流312。
具体地，在不平衡阶段630中运行的电路300通过执行块601-611的操作来增加Vi1和Vi2之间的差。在块601处，感测电路300中的序列发生器部件生成互补的非重叠信号Ph0和Ph1。特别地，Ph0和Ph1由BBM模块308基于时钟信号313生成。BBM模块308生成类似于时钟信号313的Ph0信号和类似于时钟信号313的逆信号的Ph1信号，并且在这些信号中的任一个有效的信号和另一个无效的信号之间增加延迟。在不平衡阶段期间，输出比特流312无效，使得在不平衡阶段期间，通过与门311-1和311-2，Ph0fb和Ph1fb开关信号也被无效。
在块603处，序列发生器(即，BBM模块308)输出生成的开关信号Ph0和Ph1序列，用于在不平衡阶段630期间操作桥式开关323和Tx驱动器320。开关信号Ph0和Ph1分别用于控制Tx驱动器320的开关301-1和302-1，当它们相对应的信号有效时，该开关301-1和302-1开关闭合。因此，Tx驱动器输出节点303在高电压VDDA和低地电压之间交替转换。如块605处提供的，Tx驱动器输出节点303将所得的Tx信号施加到参考单元321和传感器单元322上。
在块607处，当Tx输出节点303连接到VDDA时，Tx信号的电压高于Vi1。在此期间，通过闭合桥式开关301-3来给调制电容器Cmod1 305充电。由于Ph0有效，开关301-3闭合，并将传感器单元322连接到调制电容器Cmod1 305上。由于Ph1无效，开关302-3断开。在这种配置中，传感器单元322的互电容Cm 304-1和调制电容器Cmod1 305在VDDA和地之间形成电容分压器，从而通过Cm 304-1对Cmod1 305充电。
在块609处，当Tx输出节点303接地时，Tx信号的电压低于Vi2。在此期间，通过闭合桥式开关302-3使调制电容器Cmod2 306放电。由于Ph1有效，开关302-3闭合，并将传感器单元322连接到调制电容器Cmod2 306上。由于Ph0无效，开关301-3断开。在该配置中，通过传感器单元322的互电容Cm 304-1，调制电容器Cmod2 306的电压Vi2与地耦合，从而通过Cm304-1使Cmod2 306放电。
在块611处，如果比较器310确定Vi1不大于Vi2，则电路300继续返回到块601，以重复不平衡阶段630的操作601-611。在块611处，如果比较器310确定Vi1大于Vi2，则电路300开始从不平衡阶段630转换到平衡阶段640。在块613处，触发器309接收比较器310的输出Vout，以生成输出比特流312。当Vi1大于Vi2时，比较器310的输出Vout有效。如果在触发器309被计时时比较器310的输出Vout有效，则通过触发器309的Q端输出，触发器309使其输出比特流312有效。因此，如块613处提供的，基于比较器310的输出，触发器309生成输出比特流。
当运行在平衡阶段640时，通过执行块615-625的操作，电路300以对应于传感器单元322的互电容Cm 304-1和参考单元321的互电容Cmref 307-1之间的差的速率减小在Vi1和Vi2之间的差。在块615处，感测电路300中的序列发生器部件生成两对互补的非重叠信号：(Ph0，Ph1)和(Ph0fb，Ph1fb)。Ph0和Ph1由接收时钟信号313的BBM模块308生成。BBM模块308生成类似于时钟信号313的Ph0信号和类似于时钟信号313的逆信号的Ph1信号，并且在这些信号中的任一个有效的信号和另一个无效的信号之间增加延迟。Ph0fb和Ph1fb分别由与门311-2和311-1生成。在平衡阶段期间，输出比特流312有效，使得与门311-2和311-1的输出端处的Ph0fb和Ph1fb开关信号也分别与Ph0和Ph1一起有效和无效。
在块617处，序列发生器部件(即，BBM模块308和与门311-1和311-2)输出生成的开关信号Ph0、Ph1、Ph0fb、和Ph1fb序列，以被用于在平衡阶段640期间操作桥式开关323和Tx驱动器320。开关信号Ph0和Ph1分别被用于控制Tx驱动器320的开关301-1和302-1，当它们相对应的信号有效时，开关301-1和302-1闭合。因此，Tx驱动器输出节点303交替地与高电压VDDA和低接地电压连接。如块619处提供的，Tx驱动器输出节点303将所得的Tx信号施加到参考单元321和传感器单元322上。
在块621处，当Tx输出节点303连接到VDDA时，Tx信号的电压高于Vi1和Vi2二者。在此期间，通过闭合桥式开关301-3对调制电容器Cmod1 305充电，而通过闭合桥式开关301-2对调制电容器Cmod2 306充电。由于Ph0和Ph0fb有效，开关301-3和301-2闭合。当闭合时，开关301-3将传感器单元322连接到电容器Cmod1 305上，并且开关301-2将参考单元连接到电容器Cmod2 306上。由于Ph1和Ph1fb无效，开关302-3和302-2断开。在这种配置中，传感器单元322的互电容Cm 304-1和调制电容器Cmod1 305在VDDA和地之间形成电容分压器，从而通过Cm 304-1对Cmod1 305充电。参考单元321的互电容Cmref 307-1和调制电容器Cmod2 306在VDDA和地之间也形成了电容分压器，从而通过Cmref 307-1对Cmod2 306充电。因为Cmref大于Cm，由于块621的操作，相比于Cmod1 305，Cmod2 306接收到更多的电荷。
在块623处，当Tx输出节点303连接到地时，Tx信号的电压低于Vi1和Vi2二者。在此期间，通过闭合桥式开关302-2使调制电容器Cmod1 305放电，而通过闭合桥式开关302-3使调制电容器Cmod2 306放电。由于Ph1和Ph1fb分别有效，开关302-2和302-3闭合。开关302-2将参考单元321与调制电容器Cmod1 305连接。开关302-3将传感器单元322与调制电容器Cmod2 306连接。由于Ph0和Ph0fb分别无效，开关301-3和301-2断开。在该配置中，通过参考单元321的互电容Cmref 307-1，调制电容器Cmod1 305的电压Vi1与地耦合，从而通过Cmref307-1使Cmod1 305放电。通过传感器单元322的互电容Cm 304-1，调制电容器Cmod2 306的电压Vi2与地耦合，从而通过Cm 304-1使Cmod2 306放电。因为Cmref大于Cm，由于块623的操作，相比于Cmod2 306，Cmod1 305损失更多的电荷。
在块625处，如果比较器310确定Vi2不大于Vi1，则电路300继续返回到块615，以重复平衡阶段640的操作615-625。在块625处，如果比较器310确定Vi2大于Vi1，则电路300开始从平衡阶段640转换到不平衡阶段630。在块627处，触发器309接收比较器310的输出Vout，以生成输出比特流312。当Vi2大于Vi1时，比较器310的输出Vout无效。如果当触发器309被计时时比较器310的输出Vout无效，则通过触发器309的Q端输出，触发器309使输出比特流312无效。因此，如块627处提供的，基于比较器310的输出，触发器309生成输出比特流。
因此，电容测量电路300循环重复过程600的操作，以便连续测量传感器单元322的互电容Cm 304-1。尽管在图6中为了清楚起见，按顺序示出了这些块，但是应该理解，在一些实施例中，这些块中表示的至少一些操作可以彼此同时执行。例如，在不平衡阶段630期间，块601、块603、块605、和块611的操作与块607或块609的操作同时被执行，因为这些块表示由各种电路元件同时执行的操作。类似地，在平衡阶段640期间，块615、块617、块619、和块625的操作与块621或块623的操作同时被执行。如块613和块627所示，输出比特流312的生成也可以由电路300与过程600的其他操作同时执行。
通过电容测量电路300执行过程600导致输出比特流312具有与传感器单元322的互电容Cm 304-1成比例变化的占空比，并且该占空比独立于时钟频率、电流源、以及电源电压和参考电压变化。此外，感测电路300不使用参考电压源或电流源，且因此与传统解决方案相比，具有降低的功率需求。电路300的差分架构还允许减轻共模噪声。电容测量电路400和500提供至少与电路300相似的优点。
在前述实施例中，可以进行各种修改；例如，被描述为高电压的有效信号可以替代低电压的有效信号，或者可以用具有类似功能的其他部件替换特定部件。如本文所述，“电连接”或“电耦合”的导电电极可以被耦合成使得在导电电极之间存在相对低电阻的导电路径。被描述为“基本上”相等的量、尺寸、或其他值可以是名义上相等的，但不必完全相等(由于制造公差、环境条件、量化误差或取整误差、和/或其他因素引起的变化)，或者可以是足够接近相等以达到预期的效果或效益。
本文描述的实施例包括各种操作。这些操作可由硬件部件、软件、固件、或其组合执行。如本文中所使用的，术语“耦合到”可意味着直接耦合或通过一个或更多个中间部件间接耦合。通过本文所述的在各种总线提供的任何信号可以与其它信号时间复用并通过一个或更多个公共总线被提供。此外，在电路部件或块之间的互连可被示为总线或单信号线。总线中的每一个可以可选地是一个或更多个单信号线，并且单信号线中的每一个可以可选地是总线。
某些实施例可被实现为可包括储存在计算机可读介质上的指令的计算机程序产品。这些指令可以用来对通用或专用处理器编程以执行所描述的操作。计算机可读介质包括用于存储或传输以被机器(例如计算机)可读的形式的信息的任何机制(如，软件、处理应用)。计算机可读存储介质可以包括但不限于磁存储介质(例如，软盘)；光学存储介质(例如CD-ROM)；磁光存储介质；只读存储器(ROM)；随机存取存储器(RAM)；可擦除可编程存储器(例如，EPROM和EEPROM)；闪存、或适合于存储电子指令的另一类型的介质。
此外，一些实施例可以在分布式计算环境中被实践，其中计算机可读介质被存储在多于一个计算机系统上和/或由多于一个计算机系统执行。另外，在计算机系统之间传送的信息可以进出于在连接计算机系统的传输介质当中。
虽然本文中的方法的操作以特定次序示出和描述，但是每种方法的操作次序可以被改变，使得特定操作可以以相反次序执行，或使得特定操作可与其他操作至少部分并行执行。在另一实施例中，指令或不同操作的子操作可以以间歇和/或交替的方式。
在前述说明书中，所要求保护的主题已参考其特定示例性实施例进行描述。然而，明显的是，在不偏离如在所附权利要求中阐述的本发明的更宽的精神和范围的情况下，可对其做出各种修改和改变。说明书和附图相应地是从说明性意义上而非从限制性意义上来考虑的。

Claims (21)

1.一种电容感测电路，包括：
桥式开关组，所述桥式开关组与参考单元和传感器单元耦合，其中，所述桥式开关组被配置为:
在第一阶段，增加在第一调制电容器和第二调制电容器之间的电压差，以及
在第二阶段，以对应于所述传感器单元的电容和所述参考单元的电容之间的差的速率降低所述电压差；和
比较器，所述比较器被配置为：
基于所述第一调制电容器的第一电压和所述第二调制电容器的第二电压的比较来生成输出，以及
响应于所述比较启动在所述第一阶段和所述第二阶段之间的转换。
2.根据权利要求1所述的电容感测电路，其中，所述桥式开关组包括将所述参考单元与所述第二调制电容器耦合的第一开关、将所述参考单元与所述第一调制电容器耦合的第二开关、将所述传感器单元与所述第一调制电容器耦合的第三开关、以及将所述传感器单元与所述第二调制电容器耦合的第四开关。
3.根据权利要求1所述的电容感测电路，所述电容感测电路还包括发送(TX)驱动器，所述发送(TX)驱动器被配置为向所述参考单元和所述传感器单元中的每一者提供TX信号。
4.根据权利要求3所述的电容感测电路，其中，所述桥式开关组还被配置为在所述第二阶段期间：
当所述TX驱动器的输出电压高于所述第一电压和所述第二电压二者时，通过闭合所述第三开关以将所述传感器单元连接到所述第一调制电容器来对所述第一调制电容器充电，同时通过闭合所述第一开关以将所述参考单元连接到所述第二调制电容器来对所述第二调制电容器充电；以及
当所述TX驱动器的输出电压低于所述第一电压和所述第二电压二者时，通过闭合所述第二开关以将所述参考单元连接到所述第一调制电容器来使所述第一调制电容器放电，同时通过闭合所述第四开关以将所述传感器单元连接到所述第二调制电容器来使所述第二调制电容器放电。
5.根据权利要求1所述的电容感测电路，所述电容感测电路还包括发送(TX)驱动器，所述发送(TX)驱动器被配置为向所述传感器单元提供TX信号，其中，所述桥式开关组还被配置为在所述第一阶段期间：
当所述TX驱动器的输出电压高于所述第一电压时，通过闭合所述第三开关以将所述传感器单元连接到所述第一调制电容器来对所述第一调制电容器充电；以及
当所述TX驱动器的输出电压低于所述第二电压时，通过闭合所述第四开关以将所述传感器单元连接到所述第二调制电容器来使所述第二调制电容器放电。
6.根据权利要求1所述的电容感测电路，其中，所述参考单元的电容大于所述传感器单元的电容。
7.根据权利要求1所述的电容感测电路，所述电容感测电路还包括序列发生器，所述序列发生器被配置为：
在所述第一阶段期间，输出用于操作所述桥式开关组的开关信号的第一序列；
响应于所述比较确定所述第一电压大于所述第二电压，在所述第一阶段和所述第二阶段之间转换；
在所述第二阶段期间，输出用于操作所述桥式开关组的开关信号的第二序列；和
响应于所述比较确定所述第二电压大于所述第一电压，在所述第二阶段和所述第一阶段之间转换。
8.根据权利要求7所述的电容感测电路，其中，所述序列发生器还包括先断后合模块，所述先断后合模块被配置为基于调制频率生成两对互补的非重叠的开关信号。
9.根据权利要求8所述的电容感测电路，其中，所述TX驱动器被配置为通过使TX驱动器输出以时钟频率在第一电压和第二电压之间交替切换来生成所述TX信号，并且其中，所述时钟频率低于所述调制频率。
10.根据权利要求1所述的电容感测电路，所述电容感测电路还包括触发器，所述触发器被配置为基于所述比较器的输出生成输出比特流，其中，所述输出比特流的平均占空比基本上与所述传感器单元的电容成比例。
11.根据权利要求1所述的电容感测电路，所述电容感测电路还包括全差分积分器电路，其中，所述第一调制电容器连接到所述积分器电路的差分放大器的正输入端和负输出端，并且所述第二调制电容器连接在所述差分放大器的负输入端和正输出端之间。
12.一种电容感测方法，包括：
在第一阶段，增加在第一调制电容器的第一电压和第二调制电容器的第二电压之间的电压差；
在第二阶段，以对应于在所述传感器单元的电容和所述参考单元的电容之间的差的速率降低所述电压差；
将所述第一电压和所述第二电压进行比较；和
响应于所述比较，在所述第一阶段和所述第二阶段之间转换。
13.根据权利要求12所述的电容感测方法，还包括在所述第二阶段期间：
向所述参考单元和所述传感器单元中的每一者提供TX信号；
当所述TX信号的电压高于所述第一电压和所述第二电压二者时，通过闭合所述第三开关以将所述传感器单元连接到所述第一调制电容器来对所述第一调制电容器充电，同时通过闭合所述第一开关以将所述参考单元连接到所述第二调制电容器来对所述第二调制电容器充电；
当所述TX信号的电压低于所述第一电压和所述第二电压二者时，通过闭合所述第二开关以将所述参考单元连接到所述第一调制电容器来使所述第一调制电容器放电，同时通过闭合所述第四开关以将所述传感器单元连接到所述第二调制电容器来使所述第二调制电容器放电。
14.根据权利要求12所述的电容感测方法，还包括在所述第一阶段期间：
向所述传感器单元提供TX信号；
当所述TX信号的电压高于所述第一电压时，通过闭合所述第三开关以将所述传感器单元连接到所述第一调制电容器来对所述第一调制电容器充电；和
当所述TX信号的电压低于所述第二电压时，通过闭合所述第四开关以将所述传感器单元连接到所述第二调制电容器来使所述第二调制电容器放电。
15.根据权利要求12所述的电容感测方法，还包括：
在所述第一阶段期间，输出用于操作所述桥式开关组的开关信号的第一序列；
响应于所述比较确定所述第一电压大于所述第二电压，在所述第一阶段和所述第二阶段之间转换；
在所述第二阶段期间，输出用于操作所述桥式开关组的开关信号的第二序列；和
响应于所述比较确定所述第二电压大于所述第一电压，在所述第二阶段和所述第一阶段之间转换。
16.根据权利要求15所述的电容感测方法，还包括基于调制频率生成两对互补的非重叠的开关信号。
17.根据权利要求12所述的电容感测方法，还包括基于所述比较器的输出而生成输出比特流，其中，所述输出比特流的平均占空比基本上与所述传感器单元的电容成比例。
18.一种电容感测系统，包括：
电容式传感器单元；
参考单元；
发送(TX)驱动器，所述发送(TX)驱动器被配置为向所述参考单元和所述电容式传感器单元中的每一者提供TX信号；
第一调制电容器；
第二调制电容器；
桥式开关组，所述桥式开关组与所述参考单元和所述电容式传感器单元耦合，并且所述桥式开关组被配置为:
在第一阶段，增加在所述第一调制电容器的第一电压和所述第二调制电容器的第二电压之间的电压差，和
在第二阶段，以对应于所述电容式传感器单元的电容和所述参考单元的电容之间的差的速率降低所述电压差；和
比较器，所述比较器被配置为：
基于将所述第一电压与所述第二电压进行比较来生成输出，以及
响应于所述比较，启动在所述第一阶段和所述第二阶段之间的转换。
19.根据权利要求18所述的电容感测系统，其中，所述第一调制电容器的电容和所述第二调制电容器的电容均大于所述参考单元的电容和所述参考单元的寄生电容之和的100倍，并且其中，所述参考单元的电容大于所述电容式传感器单元的电容。
20.根据权利要求18所述的电容感测系统，其中，所述电容式传感器单元包括传感器电极对，并且其中，所述电容式传感器单元的电容是所述传感器电极对之间的互电容，并且其中，由所述比较器生成的输出指示所述传感器电极对之间的互电容。
21.根据权利要求18所述的电容感测系统，所述电容感测系统还包括触发器，所述触发器被配置为基于由所述比较器生成的输出来生成输出比特流，其中，所述TX驱动器被配置为通过使TX驱动器输出以时钟频率在源电压和地电压之间交替切换来生成所述TX信号，其中，所述输出比特流的占空比基本上与所述传感器单元的电容成比例，并且独立于所述源电压和所述时钟频率。
CN201880016372.XA 2017-03-08 2018-02-20 比率式互电容-码转换器 Active CN110418970B (zh)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201762468656P 2017-03-08 2017-03-08
US62/468,656 2017-03-08
US15/625,339 US10162467B2 (en) 2017-03-08 2017-06-16 Ratiometric mutual-capacitance-to-code converter
US15/625,339 2017-06-16
PCT/US2018/018831 WO2018164832A1 (en) 2017-03-08 2018-02-20 Ratiometric mutual-capacitance-to-code converter

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN110418970A true CN110418970A (zh) 2019-11-05
CN110418970B CN110418970B (zh) 2020-10-13

Family

ID=63445247

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201880016372.XA Active CN110418970B (zh) 2017-03-08 2018-02-20 比率式互电容-码转换器

Country Status (4)

Country Link
US (1) US10162467B2 (zh)
CN (1) CN110418970B (zh)
DE (1) DE112018001242T5 (zh)
WO (1) WO2018164832A1 (zh)

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109656426B (zh) * 2017-10-11 2022-05-24 瑞鼎科技股份有限公司 电容式触控感测电路及其电荷补偿方法
CN109802669A (zh) * 2019-03-11 2019-05-24 中电海康无锡科技有限公司 一种减小触摸感应输出干扰电路
CN112255523A (zh) 2020-04-30 2021-01-22 神亚科技股份有限公司 测量无源元件的测量电路
US11442578B2 (en) * 2020-08-31 2022-09-13 Cypress Semiconductor Corporation Ratio-metric multi-sensing convertor
US20220360275A1 (en) * 2021-05-07 2022-11-10 Cypress Semiconductor Corporation Current-mode analog-to-digital converter systems, devices and methods for multi-sensing
US11467693B1 (en) * 2021-08-06 2022-10-11 Cypress Semiconductor Corporation Impedance sensing methods

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101006647A (zh) * 2004-06-25 2007-07-25 阿纳洛格装置公司 可变电容的开关电容器输入系统和方法
CN102187236A (zh) * 2008-09-24 2011-09-14 3M创新有限公司 互电容测量电路和方法
CN102318193A (zh) * 2009-01-12 2012-01-11 核心微电子德累斯顿股份公司 宽范围电荷平衡电容数字转换器
WO2012145036A1 (en) * 2011-04-19 2012-10-26 Cypress Semiconductor Corporation Capacitive sensing with programmable logic for touch sense arrays
US8436263B2 (en) * 2007-06-29 2013-05-07 Cypress Semiconductor Corporation Noise resistant capacitive sensor
CN103308773A (zh) * 2012-03-07 2013-09-18 上海海栎创微电子有限公司 一种具有高精度低功耗的互电容变化测量电路
CN104090698A (zh) * 2014-07-10 2014-10-08 东莞市乐升电子有限公司 差分式互电容测量电路及方法
CN104247272A (zh) * 2012-04-19 2014-12-24 丰田自动车株式会社 Δς调制器以及δς型a/d变换器

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE58906716D1 (de) 1989-05-08 1994-02-24 Siemens Ag Integrierbarer Sigma-Delta-Modulator in Switched-Capacitor-Technik.
US7301350B2 (en) 2005-06-03 2007-11-27 Synaptics Incorporated Methods and systems for detecting a capacitance using sigma-delta measurement techniques
WO2008042015A2 (en) 2006-09-28 2008-04-10 Medtronic, Inc. Capacitive interface circuit for low power sensor system
US8547114B2 (en) 2006-11-14 2013-10-01 Cypress Semiconductor Corporation Capacitance to code converter with sigma-delta modulator
US8089289B1 (en) 2007-07-03 2012-01-03 Cypress Semiconductor Corporation Capacitive field sensor with sigma-delta modulator
US7683638B2 (en) 2008-02-20 2010-03-23 Himax Technologies Limited Capacitive fingerprint sensor and the panel thereof
US8866500B2 (en) 2009-03-26 2014-10-21 Cypress Semiconductor Corporation Multi-functional capacitance sensing circuit with a current conveyor
TWI433022B (zh) 2011-02-01 2014-04-01 Orise Technology Co Ltd 低功率差動偵測電容式觸控的解調變方法及系統
US9128573B2 (en) 2012-09-14 2015-09-08 STMicroelectronics S.r.l.; High signal to noise ratio capacitive sensing analog front-end
US10558302B2 (en) 2014-05-23 2020-02-11 Apple Inc. Coded integration of a self-capacitance array
CN105528108B (zh) 2014-10-21 2018-11-23 财团法人工业技术研究院 触控感应方法、触控显示装置及可携式电子装置
US9310953B1 (en) 2014-11-25 2016-04-12 Cypress Semiconductor Corporation Full-wave synchronous rectification for self-capacitance sensing
JP6745808B2 (ja) 2015-06-22 2020-08-26 シグマセンス，エルエルシー 改善された性能のために同時機能を利用するマルチタッチセンサ及び静電気式ペンデジタル化システム
TWI597644B (zh) 2015-09-23 2017-09-01 瑞鼎科技股份有限公司 自電容觸控操作方法及自電容觸控感測裝置
US9819360B1 (en) 2016-04-29 2017-11-14 Cypress Semiconductor Corporation Ratio-metric self-capacitance-to-code convertor

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101006647A (zh) * 2004-06-25 2007-07-25 阿纳洛格装置公司 可变电容的开关电容器输入系统和方法
US8436263B2 (en) * 2007-06-29 2013-05-07 Cypress Semiconductor Corporation Noise resistant capacitive sensor
CN102187236A (zh) * 2008-09-24 2011-09-14 3M创新有限公司 互电容测量电路和方法
CN102318193A (zh) * 2009-01-12 2012-01-11 核心微电子德累斯顿股份公司 宽范围电荷平衡电容数字转换器
WO2012145036A1 (en) * 2011-04-19 2012-10-26 Cypress Semiconductor Corporation Capacitive sensing with programmable logic for touch sense arrays
CN103308773A (zh) * 2012-03-07 2013-09-18 上海海栎创微电子有限公司 一种具有高精度低功耗的互电容变化测量电路
CN104247272A (zh) * 2012-04-19 2014-12-24 丰田自动车株式会社 Δς调制器以及δς型a/d变换器
CN104090698A (zh) * 2014-07-10 2014-10-08 东莞市乐升电子有限公司 差分式互电容测量电路及方法

Also Published As

Publication number Publication date
WO2018164832A1 (en) 2018-09-13
CN110418970B (zh) 2020-10-13
DE112018001242T5 (de) 2019-12-12
US10162467B2 (en) 2018-12-25
US20180260076A1 (en) 2018-09-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN110418970A (zh) 比率式互电容-码转换器
US10928953B2 (en) Capacitance to code converter with sigma-delta modulator
US9268441B2 (en) Active integrator for a capacitive sense array
US10133432B2 (en) Technique for increasing the sensitivity of capacitive sense arrays
US9778301B2 (en) Compensation circuit for a TX-RX capacitive sensor
CN102033166B (zh) 使用单个引脚测量自身电容的方法和设备
US7977954B2 (en) Methods and systems for sigma delta capacitance measuring using shared components
US7902842B2 (en) Methods and systems for switched charge transfer capacitance measuring using shared components
US20160117017A1 (en) High voltage, High-sensitivity Self-capacitance Sensing
US9383395B1 (en) Charge balancing converter using a passive integrator circuit
US9310953B1 (en) Full-wave synchronous rectification for self-capacitance sensing
US9019220B1 (en) Baseline charge compensation
US9645672B2 (en) Touch sensor driver with selectable charge source
CN217085101U (zh) 电容检测电路、触控芯片及电子设备
CN114487784A (zh) 电容检测电路、触控芯片及电子设备
WO2013012993A1 (en) Quadrature signal receiver using synchronized oscillator

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant