CN110380602A - 一种基于软启动的直流-直流变换器 - Google Patents

一种基于软启动的直流-直流变换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于软启动的直流‑直流变换器，包括：降压电路、充电控制电路、充电电容和基准输出电路；降压电路，用于依据基准电压和输出电压，将电源电压降压后为负载提供输出电压；充电控制电路，用于周期性的为充电电容提供充电电流；基准输出电路，用于基于充电电容上的电压向降压电路提供基准电压。由于充电电容上的电压缓慢增高，使得输出电压可以及时达到基准电压，系统能够及时达到平衡状态，避免产生过大的浪涌电流。

Description

一种基于软启动的直流-直流变换器
技术领域
本申请涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种基于软启动的直流-直流变换器。
背景技术
直流-直流(DC-DC)变换器是电源管理单元的重要组成部分，由于其功率开关管工作在开关状态，所以也被称之为开关电源。DC-DC变换器的基本原理是通过调节功率开关管导通和关断的时间比率(即占空比)，控制功率从输入电源到输出负载的动态传递，从而得到稳定的输出电压。DC-DC变换器具有转换效率高、输入电压范围宽、稳压范围宽、功率密度比大等优点，因此获得了广泛应用，涉及领域包括数据通讯、计算机、自动化设备、仪器仪表、军事等行业。
然而，在变换器启动过程中，系统不可能及时地进行响应，输出电压不能瞬间达到预设的稳定状态，产生较大的浪涌电流流入负载电容，极有可能造成功率开关管和其它器件的损坏。
发明内容
有鉴于此，本申请实施例提供了一种基于软启动的直流-直流变换器，能够解决现有技术中启动过程中浪涌电流过大的问题，减少系统启动所产生的浪涌电流。
本申请实施例提供的一种基于软启动的直流-直流变换器，包括：降压电路、充电控制电路、充电电容和基准输出电路；
所述降压电路，用于依据基准电压和输出电压，将电源电压降压后为负载提供所述输出电压；
所述充电控制电路，用于周期性的为所述充电电容提供充电电流；
所述基准输出电路，用于基于所述充电电容上的电压向所述降压电路提供所述基准电压。
可选的，所述充电控制电路，包括：电流镜和控制信号输出模块；
所述电流镜的第一支路连接供电电流，所述电流镜的第二支路连接所述充电电容；
所述电流镜，用于将所述供电电流镜像至所述电流镜的第二支路；
所述控制信号输出模块，用于输出控制信号以控制所述电流镜的第二支路周期性的导通和关断。
可选的，所述控制信号输出模块，包括：第一信号输出支路、第二信号输出支路和逻辑门支路；
所述第一信号输出支路的输出端连接所述第二信号输出支路的输入端和所述逻辑门支路的第一输入端；所述第二信号输出支路的输出端连接所述逻辑门支路的第二输入端；所述逻辑门支路的输出端连接所述电流镜的第二支路；
所述第一信号输出支路，用于输出第一时钟信号至所述第二信号输出支路和所述逻辑门支路的第一输入端；
所述第二信号输出支路，用于将所述第一时钟信号进行延时和反向，得到第二时钟信号输出至所述逻辑门支路的第二输入端；
所述逻辑门支路，用于对所述第一时钟信号和所述第二时钟信号进行与非运算，得到所述控制信号输出至所述第二支路，以使所述第二支路在所述控制信号的控制下导通或关断。
可选的，所述第一信号输出支路，包括：振荡器和分频电路；所述第二信号输出支路，包括：延时电路和反相器；所述逻辑门支路，包括：与非门；
所述振荡器的输出端经所述分频电路连接所述延时电路的输入端和所述与非门的第一输入端；
所述延时电路的输出端经所述反相器连接所述与非门的第二输入端；
所述与非门的输出端连接所述电流镜的第二支路。
可选的，所述分频电路，用于对所述振荡器输出的信号进行八分频处理。
可选的，所述基准输出电路，包括：第一输出支路、第二输出支路和比较电路；
所述第一输出支路，用于在所述比较电路的控制下，将所述充电电容上的电压作为所述基准电压输出至所述降压电路；
所述第二输出支路，用于在所述比较电路的控制下，将参考电压作为所述基准电压输出至所述降压电路；
所述比较电路，用于比较所述参考电压和所述充电电容上的电压；还用于当所述参考电压大于所述充电电容上的电压时，控制所述第一输出支路输出所述充电电容上的电压作为所述基准电压至所述降压电路；当所述参考电压小于所述充电电容上的电压时，控制所述第二输出支路输出所述参考电压作为所述基准电压至所述降压电路。
可选的，述第一输出支路，包括：第一开关模块；所述第二输出支路，包括：第二开关模块；所述比较电路，包括：比较器；
所述第一开关模块的第一端连接所述充电电容的高电压端，所述第一开关模块的第二端连接所述降压电路的基准电压输入端；
所述第二开关模块的第一端连接所述参考电压，所述第二开关模块的第二端连接所述降压电路的基准电压输入端；
所述比较器的正输入端连接所述参考电压，所述比较器的负输入端连接所述充电电容的高电压端，所述比较器的输出端连接所述第一开关模块的控制端和所述第二开关模块的控制端；
当所述比较器输出高电平时，所述第一开关模块导通、所述第二开关模块关断；当所述比较器输出低电平时，所述第二开关模块导通、所述第一开关模块关断。
可选的，所述第一开关模块和/或所述第二开关模块为传输门。
可选的，所述比较电路，还用于根据所述参考电压和所述充电电容上电压的比较结果，使能所述充电控制电路。
可选的，所述基准输出电路，还包括：使能支路；
所述使能支路，用于在使能信号的控制下，使能所述基准输出电路。
与现有技术相比，本申请至少具有以下优点：
在本申请实施例中，利用充电控制电路周期性的为充电电容提供充电电流，使得充电电容上的电压缓慢增高，然后，基准输出电路利用充电电容上的电压向降压电路提供基准电压，使得降压电路能够依据基准电压及其实际向负载提供的输出电压进行负反馈控制，将电源电压降压后为负载提供该输出电压。由于充电电容上的电压缓慢增高，使得输出电压可以及时达到基准电压，系统能够及时达到平衡状态，避免产生过大的浪涌电流。并且，因为周期性的为充电电容供电，减小了对充电电容的冲击，则可以利用较小容值的电容作为该充电电容，实现芯片上的集成，减小了应用成本。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请中记载的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。
图1为一种现有的降压型DC-DC变换器的结构示意图；
图2为本申请实施例一提供的一种基于软启动的直流-直流变换器的结构示意图；
图3为本申请具体实施例提供的一种降压电路的结构示意图；
图4为本申请具体实施例提供的一种降压电路中电路输出电路的结构示意图；
图5为本申请实施例二提供的一种基于软启动的直流-直流变换器的结构示意图；
图6为本申请具体实施例提供的一种充电控制电路的结构示意图；
图7为本申请具体实施例中第一时钟信号、第二时钟信号及对应的控制信号的示意图；
图8为本申请具体实施例提供的一种控制信号输出模块的结构示意图；
图9为本申请实施例三提供的一种基于软启动的直流-直流变换器的结构示意图；
图10为本申请具体实施例提供的一种基准输出电路的结构示意图；
图11为本申请具体实施例提供的一种基于软启动的直流-直流变换器的结构示意图；
图12为本申请实施例提供的另一种降压电路的结构示意图；
图13为本申请实施例提供的另一种降压电路的结构示意图；
图14为本申请实施例提供的另一种降压电路的结构示意图；
图15为本申请实施例提供的另一种降压电路的结构示意图；
图16为本申请实施例提供的另一种降压电路的结构示意图；
图17为本申请实施例提供的另一种降压电路的结构示意图；
图18为本申请具体实施例提供的一种降压电路中开关控制电路的具体电路拓扑。
具体实施方式
为了使本技术领域的人员更好地理解本申请方案，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
应当理解，在本申请中，“至少一个(项)”是指一个或者多个，“多个”是指两个或两个以上。“和/或”，用于描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，“A和/或B”可以表示：只存在A，只存在B以及同时存在A和B三种情况，其中A，B可以是单数或者复数。字符“/”一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。“以下至少一项(个)”或其类似表达，是指这些项中的任意组合，包括单项(个)或复数项(个)的任意组合。例如，a，b或c中的至少一项(个)，可以表示：a，b，c，“a和b”，“a和c”，“b和c”，或“a和b和c”，其中a，b，c可以是单个，也可以是多个。
图1举例示出了一种现有的降压型DC-DC变换器结构。电源电压Vin的正输出端逐一经功率开关管M、续流二极管D的负极和电感L连接至负载R的正输入端，电源电压Vin的负输出端经续流二极管D的正极连接至负载R的负输入端；负载电容C与电源电压Vin并联。
其工作原理为：依据基准电压控制DC-DC变换器的实际输出电压，通过信号Vs控制功率开关管M导通和关断，使得输出电压维持在基准电压附近。当信号Vs使功率开关管M导通时，续流二极管D由于处于反偏状态而不导通，由输入电源电压Vin来提供负载电流，同时电感L上的电流开始线性增加、负载电容C开始储能；当信号Vs使功率开关管M关断时，电感L两端的感应电压使续流二极管D导通，此时电感L上存储的能量通过续流二极管D来提供负载电流，负载电容C放电，电感L上的电流开始线性减少。信号Vs周期性地使变换器重复上述的过程，最终会使得输出电压Vout趋于基准电压。
在降压型变换器的启动过程中，由于系统不可能及时地进行响应，其输出电压不能瞬间达到稳定状态，导致反馈电压远远小于基准电压，致使误差放大器不能工作在平衡状态，使系统以百分之百的占空比工作，引起电感L和负载电容谐振，产生数倍于输入电压的过冲电压，造成很大的浪涌电流流入负载电容，这样极有可能损坏功率开关管和其它器件。
现有的解决方案是利用一个恒定大小的电流对外接电容进行充电，得到斜坡上升的基准电压，实现软启动以此来消除启动过程中产生的浪涌电流。然而，这种解决方案需要容值很大的外接电容来控制启动的时间，难以集成在芯片上，会造成芯片外围管脚和应用成本的增加。
为此，本申请实施例提供了一种基于软启动的直流-直流变换器，利用周期性的充电电流为充电电容进行充电，以利用充电电容上的电压为直流-直流变换器提供缓慢上升的基准电压实现软启动，以此来限制降压型变换器工作的占空比，从而达到消除浪涌电流的目的。并且，由于相应的减小了对充电电容的充电电流，也就可以利用容值较小的充电电容为直流-直流变压器提供基准电压，减小了充电电容的容值，达到有利于电路集成的效果，降低了应用成本。
基于上述思想，为使本申请的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本申请的具体实施方式做详细的说明。
实施例一
参见图2，该图为本申请实施例一提供的一种基于软启动的直流-直流变换器的结构示意图。
本申请实施例提供的基于软启动的直流-直流变换器，包括：降压电路100、充电控制电路200、充电电容C1和基准输出电路300；
降压电路100，用于依据基准电压Vrefs和输出电压Vout，将电源电压Vin降压后为负载R提供输出电压Vout；
可以理解的是，在本实施例中，降压电路100利用负反馈机制，控制输出至负载R的输出电压Vout稳定至基准电压Vrefs。在实际应用中，降压电路100可以采用任意一种变换器结构实现，例如图1所示的降压型DC-DC变换器，这里不进行限定。下面将结合一个具体的例子进行说明，这里先不赘述。
充电控制电路200，用于周期性的为充电电容C1提供充电电流；
基准输出电路300，用于基于充电电容C1上的电压向降压电路100提供基准电压Vrefs。
在本实施例中，由于充电控制电路200周期性的为充电电容C1提供了充电电流，在启动后能够使得充电电容C1上的电压缓慢增加，也就相应的为降压电路100提供了缓慢增加的基准电压Vrefs，限制了启动过程中基准电压Vrefs和输出电压Vout之间的电压差，从而限制了启动时控制信号的占空比，达到消除浪涌电流的目的。并且，因为周期性的为充电电容供电，减小了充电电流对充电电容C1的冲击，降低了对充电电容C1容值的高要求，采用容值较小的充电电容C1即可实现对基准电压Vrefs的控制，减小了电路成本，可以实现芯片上的集成，达到有利于电路集成的效果。
在本申请实施例一些可能的实现方式中，如图3所示，降压电路具体可以包括：电流输出电路110、防倒灌开关模块120、电感L、负载电容Cr和开关控制电路130；
电流输出电路110的输出端逐一经防倒灌开关模块120的第一端、电感L和负载电容C的第一端连接负载R的第一端；防倒灌开关模块120的第二端逐一经负载电容C的第二端和负载R的第二端接地；
电流输出电路110，用于依据基准电压和负载R上施加的电压，向负载R提供负载电流；
开关控制电路120，用于检测防倒灌开关模块120第一端的电压；当防倒灌开关模块120第一端的电压大于零时，控制防倒灌开关模块120关断。
可以理解的是，在本申请实施例中，电流输出电路110利用负反馈机制，基于基准电压和电压，输出负载电流至负载R，以使负载R上施加的电压趋于并稳定在基准电压附近。
作为一个示例，如图4所示，电流输出电路，具体可以包括：功率开关管Mp、供电电源Vin、第一反馈电阻Rf1、第二反馈电阻Rf2和误差放大器。电源电压Vin的输出端经功率开关管Mp连接防倒灌开关模块120的第一端，第一反馈电阻Rf1和第二反馈电阻Rf2串联后并联在负载R的两端，误差放大器OP的正相端连接基准电压Vrefs，误差放大器OP的反相端连接在第一反馈电阻Rf1和第二反馈电阻Rf2之间，误差放大器OP的输出端连接用于控制功率开关管Mp通断的逻辑控制信号。
电流输出电路110启动后，向负载R输出负载电流，负载R上电压Vout逐渐增大，电压Vout经第一反馈电阻Rf1和第二反馈电阻Rf2分压后得到反馈电压Vfb作用于误差放大器OP的反相端与正相端的基准电压Vrefs进行比较，误差放大器OP输出比较的结果经过放大后生成误差信号，误差信号通过调整逻辑控制信号的占空比，调整功率开关管Mp的通断时间，输出或截断负载电流，以达到调节电压Vout使之趋向于基准电压Vrefs稳定输出的目的。
当电流输出电路110停止输出负载电流时，电感L开始放电继续为负载R提供负载电流，此时防倒灌开关模块120第一端的电压小于零，防倒灌开关模块120处于导通状态；电感L持续放电，当电感L电流变为反向电流时，电流会经防倒灌开关模块120流向地，电流倒灌造成功率损耗，此时，防倒灌开关模块120第一端的电压大于零，开关控制电路130控制防倒灌开关模块120关断，截止电感L的电流，避免电流倒灌的发生，减少功率损耗，保证变换器的转换效率。
在实际应用中，防倒灌开关模块120具体可以利用一个或多个开关管实现，作为一个示例，如图4所示，防倒灌开关模块可以是NMOS管Mn。下面将结合一个具体的例子对开关控制电路130进行详细说明，先不赘述。
在本申请实施例中，利用充电控制电路周期性的为充电电容提供充电电流，使得充电电容上的电压缓慢增高，然后，基准输出电路利用充电电容上的电压向降压电路提供基准电压，使得降压电路能够依据基准电压及其实际向负载提供的输出电压进行负反馈控制，将电源电压降压后为负载提供该输出电压。由于充电电容上的电压缓慢增高，使得输出电压可以及时达到基准电压，系统能够及时达到平衡状态，避免产生过大的浪涌电流。并且，因为周期性的为充电电容供电，减小了对充电电容的冲击，则可以利用较小容值的电容作为该充电电容，实现芯片上的集成，减小了应用成本。
实施例二：
参见图5，该图为本申请实施例二提供的一种基于软启动的直流-直流变换器的结构示意图。相较于图2，该图提供了一种更加具体的基于软启动的直流-直流变换器结构。
在本申请实施例一些可能的实现方式中，充电控制电路，具体可以包括：电流镜210和控制信号输出模块220；
电流镜210的第一支路连接供电电流I0，电流镜210的第二支路连接充电电容C1；
电流镜210，用于将供电电流I0镜像至电流镜210的第二支路。
可以理解的是，电流镜是模拟电路里的一个基本单元，可以用于复制电流，也可以用作给差分对做负载，一般可以包括共源共栅型(cascode)电流镜和威尔逊(Wilson)电流镜。在本实施例中，电流镜210用于将第一支路上提供的供电电流I0复制到第二支路，为第二支路连接的充电电容C1充电。
在实际应用中，电流镜210可以采用任意一种电流镜结构实现。例如图6所示，电流镜210可以是共源共栅型电流镜。
控制信号输出模块220，用于输出控制信号VG以控制电流镜210的第二支路周期性的导通和关断。
可以理解的是，当控制信号VG控制电流镜210的第二支路导通时，镜像至第二支路的供电电流I0输出至充电电容C1，从而为充电电容C1充电；而当控制信号VG控制电流镜210的第二支路关断时，切断输出至充电电容C1的充电电流，从而断开对充电电容C1的充电电流，停止对充电电容C1的充电。这样，通过控制电流镜210的第二支路周期性的导通和关断，为充电电容C1提供了周期性的充电电流，由于充电电容C1没有漏电，也就使得充电电容C1上的电压逐步上升，使得输出电压可以及时达到基准电压，系统能够及时达到平衡状态，避免产生过大的浪涌电流。
在本申请实施例一些可能的实现方式中，继续参见图6，控制信号输出模块，具体可以包括：第一信号输出支路221、第二信号输出支路222和逻辑门支路223；
第一信号输出支路221的输出端连接第二信号输出支路222的输入端和逻辑门支路223的第一输入端；第二信号输出支路222的输出端连接逻辑门支路223的第二输入端；逻辑门支路223的输出端连接电流镜210的第二支路；
第一信号输出支路221，用于输出第一时钟信号VA至第二信号输出支路222和逻辑门支路223的第一输入端；
第二信号输出支路222，用于将第一时钟信号VA进行延时和反向，得到第二时钟信号VB输出至逻辑门支路223的第二输入端；
逻辑门支路223，用于对第一时钟信号VA和第二时钟信号VB进行与非运算，得到控制信号VG输出至电流镜210的第二支路，以使电流镜210的第二支路在控制信号VG的控制下导通或关断。
在本实施例中，通过第一时钟信号VA经延时和反向后可以得到与其相位相反且存在一定时延的第二时钟信号VB，对第一时钟信号VA和第二时钟信号VB进行与非逻辑操作，可以对控制信号VG的高低电平输出情况进行调整，从而实现对电流镜210第二支路导通和关断情况的调整，控制对充电电容C1的充电过程，不仅能够控制充电电容C1上电压的增长过程，减小浪涌电流，还能够避免充电电流对充电电容C1的冲击，减小对充电电容的容值(如1pF)要求，实现芯片上的集成，减小应用成本。
图7举例示出了一种第一时钟信号VA、第二时钟信号VB及其对应的控制信号VG。在本例子中，当控制信号VG为高电平时，电流镜210的第二支路关断；当控制信号VG为低电平时，电流镜210的第二支路导通。
在一个具体的例子中，如图8所示，第一信号输出支路，可以包括：振荡器OSC和分频电路221a。第二信号输出支路，可以包括：延时电路222a和反相器INV；逻辑门支路，包括：与非门NAND；
振荡器OSC的输出端经分频电路221a连接延时电路222a的输入端和与非门NAND的第一输入端；
延时电路222a的输出端经反相器INV连接与非门NAND的第二输入端；
与非门NAND的输出端连接电流镜210的第二支路。
在本实施例中，分频电路221a用于实现对振荡器OSC输出的信号分频，降低信号的频率，得到第一时钟信号VA，减小了电流镜210的第二支路的导通频率，减缓充电电容C1上电压的增长速度，达到减小浪涌电流的效果。作为一个示例，分频电路221a，具体可以用于对振荡器OSC输出的信号进行八分频处理。在实际应用中，分频电路221a可以利用一个D触发器或者多个串联的D触发器实现，如何利用D触发器实现分频是本领域的公知常识，这里不再赘述。具体实施时，可以根据实际需要对分频电路221a包括的D触发器数量进行具体设定。
可以理解的是，延时电路222a对分频电路221a输出的第一时钟信号VA进行延时后输出至反相器INV进行反向，即得到第二时钟信号VB。在实际应用中，延时电路222a可以利用2n个串联的反相器实现，n为正整数。在一种可能的设计中，继续参见图8，第二信号输出支路222还可以包括开关管M0、电阻R0和电容C0，以滤除毛刺电压的干扰。然后，利用与非门NAND可以对第一时钟信号VA和第二时钟信号VB执行与非逻辑操作，得到控制信号VG减小了电流镜210第二支路的导通时间。
实施例三：
参见图9，该图为本申请实施例三提供的一种基于软启动的直流-直流变换器的结构示意图。相较于图2，该图提供了一种更加具体的基于软启动的直流-直流变换器结构。
在本申请实施例提供的基于软启动的直流-直流变换器中，基准输出电路，具体可以包括：第一输出支路310、第二输出支路320和比较电路330；
第一输出支路310，用于在比较电路330的控制下，将充电电容C1上的电压Vsoft作为基准电压Vrefs输出至降压电路100；
第二输出支路320，用于在比较电路330的控制下，将参考电压Vref作为基准电压Vrefs输出至降压电路100；
比较电路330，用于比较参考电压Vref和充电电容C1上的电压Vsoft；还用于当参考电压Vref大于充电电容C1上的电压Vsoft时，控制第一输出支路310输出充电电容C1上的电压Vsoft作为基准电压Vrefs至降压电路100；当参考电压Vref小于充电电容C1上的电压Vsoft时，控制第二输出支路320输出参考电压Vref作为基准电压Vrefs至降压电路100。
在本申请实施例中，参考电压Vref即为直流-直流变压器期望稳定输出的电压值。这里需要说明的是，虽然充电控制电路200周期性的为充电电容C1提供充电电流，使得充电电容C1上的电压Vsoft缓慢增加，可以使得基于充电电容C1上的电压Vsoft提供的基准电压Vrefs缓慢增加，在启动时减小了浪涌电流，但是在启动一段时间后，若仍然以充电电容C1上的电压Vsoft作为基准电压Vrefs对降压电路100进行控制，充电电容C1上的电压Vsoft持续增长会影响降压电路100实际的输出情况，造成降压电路100的输出电压不符合期望。因此，在本实施例中，利用比较电路330对输出至降压电路100的基准电压Vrefs进行选择，当参考电压Vref大于充电电容C1上的电压Vsoft时，将充电电容C1上的电压Vsoft作为基准电压Vrefs输出至降压电路100，保证了基准电压Vrefs的缓慢增加；而当充电电容C1上的电压Vsoft增加至大于参考电压Vref时，将参考电压Vref作为基准电压Vrefs输出至降压电路100，以使降压电路100基于参考电压Vref稳定输出与期望相符的电压。
在本申请实施例一些可能的实现方式中，如图10所示，第一输出支路，可以包括：第一开关模块311；第二输出支路，可以包括：第二开关模块321；比较电路，可以包括：比较器COMP；
第一开关模块311的第一端连接充电电容C1的高电压端，第一开关模块311的第二端连接降压电路100的基准电压输入端；
第二开关模块321的第一端连接参考电压Vref，第二开关模块321的第二端连接降压电路100的基准电压输入端；
比较器COMP的正输入端连接参考电压Vref，比较器COMP的负输入端连接充电电容C1的高电压端，比较器COMP的输出端连接第一开关模块311的控制端和第二开关模块321的控制端；
当比较器COMP输出高电平时，第一开关模块311导通、第二开关模块321关断；当比较器COMP输出低电平时，第二开关模块321导通、第一开关模块311关断。
可以理解的是，第一开关模块311的连接充电电容C1的高电压端，即第一开关模块311第一端的输入为充电电容C1上的电压Vsoft；同理，比较器COMP的负输入端连接充电电容C1的高电压端，即比较器COMP负输入端的输入为充电电容C1上的电压Vsoft。则，当参考电压Vref大于充电电容C1上的电压Vsoft时，比较器COMP输出为高电平，第一开关模块311导通、第二开关模块321关断，第一输出支路导通，输出充电电容C1上的电压Vsoft作为基准电压Vrefs至降压电路100的基准电压输入端；当参考电压Vref小于充电电容C1上的电压Vsoft时，比较器COMP输出为低电平，第二开关模块321导通、第一开关模块311关断，第二输出支路导通，输出参考电压Vref作为基准电压Vrefs至降压电路100的基准电压输入端。
在实际应用中，第一开关模块311和第二开关模块321可以利用任意一种开关器件实现。作为一个示例，第一开关模块311和/或第二开关模块321可以为传输门。
在本申请实施例一些可能的实现方式中，还可以在直流-直流变换器稳定输出后，关闭充电控制电路以降低功耗。
具体的，比较电路，还可以用于根据参考电压Vref和充电电容C1上电压Vsoft的比较结果，使能充电控制电路。
需要说明的是，当参考电压Vref大于充电电容C1上电压Vsoft时，比较电路控制充电控制电路正常工作，具体说明可以参照上述实施例的相关内容，提供缓慢上述的基准电压Vrefs，减小浪涌电流。而当参考电压Vref小于充电电容C1上电压Vsoft时，比较电路控制充电控制电路停止工作，使得降压电路在参考电压Vref的控制下稳定的向负载输出电压。
在一个例子中，可以根据比较电路的比较结果，关断或开启充电控制电路所包括的电流镜，如控制电流镜的第一支路和/或第二支路导通或关断。在一些可能的设计中，当参考电压Vref小于充电电容C1上电压Vsoft时，还可以对充电控制电路所包括的分频电路进行复位操作。图11举例示出了一种充电控制电路和基准输出电路的具体结构。
在本申请实施例一些可能的实现方式中，基准输出电路，可以包括：使能支路；
使能支路，用于在使能信号EN的控制下，使能基准输出电路。
作为一个示例，如图11所示，使能支路可以包括与充电电容C1并联的开关管M5。当电路未上电时，使能信号EN为高电平，开关管M5导通，充电电容C1上电压Vsoft为零，基准输出电路300输出的基准电压Vrefs为零，基准输出电路不工作；电路上电后，使能信号EN为低电平，开关管M5关断，开始为充电电容C1充电，基准输出电路正常工作。
下面对降压电路中的开关控制电路进行详细说明。
参见图12，该图为本申请具体实施例提供的另一种降压电路的结构示意图。相较于图3，该图提供了一种更加具体的降压电路。
在本申请实施例一些可能的实现方式中，开关控制电路，具体可以包括：比较模块131和控制模块132；
比较模块131的第一输入端连接防倒灌开关模块120的第一端，比较模块131的第二输入端接地，比较模块131的输出端连接控制模块132；控制模块132的输出端连接防倒灌开关模块120的控制端；
比较模块131，用于比较防倒灌开关模块120第一端的电压是否大于零；当防倒灌开关模块120第一端的电压大于零时，输出第一比较信号Vzcs1至控制模块132；
控制模块132，用于在接收到第一比较信号Vzcs1时，输出第一控制信号Vn1至防倒灌开关模块120的控制端，以控制防倒灌开关模块120关断。
在本申请实施例中，当防倒灌开关模块120第一端的电压小于零时，比较模块131还可以输出与第一比较信号Vzcs1不同的第二比较信号Vzcs2至控制模块132，以避免控制逻辑出错。比较模块131通过比较防倒灌开关模块120第一端的电压和地(即零电位)之间的大小关系，根据比较的结果输出第一比较信号Vzcs1或第二比较信号Vzcs2至控制模块132，使得控制模块132可以根据第一比较信号Vzcs1输出第一控制信号Vn1控制防倒灌开关模块120关断。可以理解的是，控制模块132还可以在接收到第二比较信号Vzcs2时，根据设定的控制模式输出第二控制信号Vn2控制防倒灌开关模块120导通，以使变换器正常工作。
作为一个示例，当防倒灌开关模块120为NMOS管时，第一控制信号Vn1为低电平信号，第二控制信号Vn2为高电平信号。第一比较信号Vzcs1、第二比较信号Vzcs2、第一控制信号Vn1和第二控制信号Vn2均可以根据实际情况具体设定，这里不进行限定。
在实际应用中，比较模块131可以利用任意一种比较器结构实现，作为一个示例，比较模块131可以为误差放大器。下面将结合一个具体的例子对比较模块131的具体结构进行说明。
在本申请实施例一些可能的实现方式中，如图13所示，比较模块，具体可以包括：电流镜131a、第一NMOS管M6、第二NMOS管M7和第三NMOS管M8；
电流镜131a为第一NMOS管M6的漏极和第二NMOS管M7的漏极提供相等的电流Iref2；
第一NMOS管M6的栅极连接第一NMOS管M6的漏极和第二NMOS管M7的栅极，第一NMOS管M6的源极接地；
第二NMOS管M7的源极连接防倒灌开关模块120的第一端；
第三NMOS管M8的栅极连接第二NMOS管M7的漏极，第三NMOS管M8的源极接地，第三NMOS管M8的漏极连接供电电源Vdd和控制模块132。
在本申请实施例中，当电流输出模块110停止向负载输出负载电流时，由电感为负载输出正向电流，防倒灌开关模块120处于导通状态，其第一端(以下简称为节点SW)电压小于零，第二NMOS管M7的源极电压小于零。因为第一NMOS管M6和第二NMOS管M7的栅极相连，二者栅极电压相等，第二NMOS管M7的栅极和源极之间的电压差等于第一NMOS管M6的栅极电压减去节点SW的电压，而第一NMOS管M6的源极接地，第一NMOS管M6的栅极和源极之间的电压差即等于第一NMOS管M6的栅极电压，节点SW的电压小于零，所以第一NMOS管M6的栅极和源极之间的电压差小于第二NMOS管M7的栅极和源极之间的电压差，第一NMOS管M6漏极和源极之间的电流小于第二NMOS管M7漏极和源极之间的电流。然后，因为电流镜131a输出至第一NMOS管M6漏极和第二NMOS管M7漏极的电流相等均为Iref2，而第二NMOS管M7漏极和源极之间的电流大于Iref2，第二NMOS管M7处于导通状态，第二NMOS管M7的漏极电压即等于节点SW的电压，则第三NMOS管M8的栅极电压小于零，第三NMOS管M8关断，供电电源Vdd将第三NMOS管M8的漏极电压上拉至高电平，向控制模块132输出低电平的第二比较信号Vzcs2，使得控制模块132输出第二控制信号Vn2至防倒灌开关模块120的控制端，控制防倒灌开关模块120导通，保证比较模块的正常工作。
然后，电感持续放电，电感电流减小至零后电流反向，电感的反向电流流向防倒灌开关模块120的第一端，使得防倒灌开关模块120的第一端(即节点SW)电压大于零，第二NMOS管M7的源极电压大于零，因第二NMOS管M7处于导通状态，第二NMOS管M7的漏极电压等于节点SW的电压，则第三NMOS管M8的栅极电压大于零，第三NMOS管M8导通，将第三NMOS管M8的漏极电压下拉至零，向控制模块132输出高电平的第一比较信号Vzcs1，使得控制模块132输出第一控制信号Vn1至防倒灌开关模块120的控制端，控制防倒灌开关模块120关断，截止电感的反向电流，避免电流经防倒灌开关模块120倒灌至地，减少了功率损耗。
在一些可能的设计中，比较模块，如图14所示，还可以包括：电阻R0；
电阻R0连接在防倒灌开关模块120的第一端和第二NMOS管M7的源极之间，以减少失调电压对比较模块的影响，使得第一控制信号Vn1可以精准的关断防倒灌开关模块120。另外，还可以通过对电阻R0阻值的微调来减小比较模块的响应延迟。
可以理解的是，电流镜是模拟电路里的一个基本单元，可以用于复制电流，也可以用作给差分对做负载，一般可以包括共源共栅型(cascode)电流镜和威尔逊(Wilson)电流镜。在本申请实施例中，电流镜131a可以利用任意一种电流镜结构实现。作为一个示例，电流镜131a可以为共源共栅电流镜结构，以提高电流镜像的精度。因为利用电流镜131a为第一NMOS管M6的漏极和第二NMOS管M7的漏极提供电流，可以保证第一NMOS管M6的栅极电压和第二NMOS管M7的栅极电压不随着电源电压的变化而变化，保证了控制精度。
在一些可能的设计中，还可以利用电流镜131a为第三NMOS管M8的栅极充电，以拉高第三NMOS管M8的栅极电压，供电电源Vdd为电流镜131a提供工作电压。则，电流镜131a具体可以包括：电流输入支路、第一镜像支路、第二镜像支路和第三镜像支路；
电流输入支路的输入端连接输入电流Iref2，将输入电流Iref2镜像至第一镜像支路、第二镜像支路和第三镜像支路；
第一镜像支路、第二镜像支路和第三镜像支路分别连接第一NMOS管M6的漏极、第二NMOS管M7的漏极和第三NMOS管M8的漏极。电流镜131a的具体电路拓扑可以如图14所示，这里不再赘述。
在本申请实施例一些可能的实现方式中，如图15所示，比较模块，还可以包括：逻辑放大子模块131b；
逻辑放大子模块131b的两个输入端分别连接第三NMOS管M8的漏极和防倒灌开关模块120的控制端；逻辑放大子模块131b，用于将第三NMOS管M8的漏极输出的电压放大输出。
在本申请实施例中，逻辑放大子模块131b可以起到信号放大的作用，提高控制的精度。
在一些可能的设计中，逻辑放大子模块131b，具体可以包括：第一反相器和与门；第三NMOS管的漏极经第一反相器连接与门的第一输入端；与门的第二输入端连接防倒灌开关模块的控制端。
在本申请实施例中，开关控制电路利用电流镜结构实现对防倒灌开关模块第一端的电压是否大于零的检测，能够保证对防倒灌开关模块的控制精度。
参见图16，该图为本申请实施例提供的另一种降压电路的结构示意图。相较于图13，该图提供了一种更加具体的降压电路。
在本申请实施例一些可能的实现方式中，还可以在控制防倒灌开关模块关断后控制比较模块停止工作，以降低功耗。具体的，开关控制电路还可以包括：使能模块133；
使能模块133，用于基于防倒灌开关模块120的通断状态，使能比较模块131。
在本申请实施例中，当防倒灌开关模块120关断时，实现了对流向地的倒灌电流的截断，此时，使能模块133控制比较模块131停止工作，可以降低系统功耗；而当防倒灌开关模块120导通时，为了避免电流倒灌，使能模块133控制比较模块131开始工作。
作为一个示例，如图17所示，使能模块具体可以包括：第一开关管K1和/或第二开关管K2；
第一开关管K1的第一端连接第二NMOS管M7的源极，第一开关管K1的第二端接地，第一开关管K1的控制端连接防倒灌开关模块120的控制端；
第二开关管K2的第一端连接第三NMOS管M8的栅极，第二开关管K2的第二端接地，第二开关管K2的控制端连接防倒灌开关模块120的控制端。
在本申请实施例中，当防倒灌开关模块120关断时，其控制端输入第一控制信号Vn1，第一开关管K1和第二开关管K2在第一控制信号Vn1的控制下导通，分别将第二NMOS管M2的源极电压和第三NMOS管M8的栅极电压下拉至地，比较模块停止工作；当防倒灌开关模块120导通时，其控制端输入第二控制信号Vn2，第一开关管K1和第二开关管K2在第二控制信号Vn2的控制下关断，第二NMOS管M7的源极电压连接节点SW，第三NMOS管M8的栅极电压由第二NMOS管M7的漏极电压控制，比较模块正常工作。
这里需要说明的是，当防倒灌开关模块120关断时，第一开关管K1和第二开关管K2导通，节点SW不再输入电压至比较模块，且由于第二开关管K2将第三NMOS管M8的栅极电压下拉至地，第三NMOS管M8停止工作，比较模块不输出，防倒灌开关模块120不会发生误导通的情况，避免了电路干扰造成比较模块输出低电平使得防倒灌开关模块导通情况的发生。
在一些可能的设计中，继续参照图17，使能模块，还可以包括：第三开关管K3；
第三开关管K3的第一端和第二端分别连接防倒灌开关模块120的第一端和第二NMOS管M7的源极，第三开关管K3的控制端连接防倒灌开关模块120的控制端。
可以理解的是，当防倒灌开关模块120关断时，其控制端输入第一控制信号Vn1，第三开关管K3在第一控制信号Vn1的控制下关断，断开防倒灌开关模块120的第一端和第二NMOS管M7的源极之间的连接，使得比较模块停止工作，避免了能量的浪费；当防倒灌开关模块120导通时，其控制端输入第二控制信号Vn2，第三开关管K3在第二控制信号Vn2的控制下导通，使得第二NMOS管M7源极的电压等于防倒灌开关模块120第一端的电压，比较模块正常工作。
在实际应用中，第一开关管K1、第二开关管K2和第三开关管K3均可以利用NMOS管实现，这里不进行限定。
图18举例示出了本申请具体实施例提供的一种降压电路中开关控制电路的具体电路拓扑。其工作原理可以参照上述相关内容，其控制逻辑与上述相关说明类似，这里不再赘述。
以上所述，仅是本申请的较佳实施例而已，并非对本申请作任何形式上的限制。虽然本申请已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本申请。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本申请技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本申请技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本申请技术方案的内容，依据本申请的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本申请技术方案保护的范围内。

Claims (10)

1.一种基于软启动的直流-直流变换器，其特征在于，包括：降压电路、充电控制电路、充电电容和基准输出电路；
所述降压电路，用于依据基准电压和输出电压，将电源电压降压后为负载提供所述输出电压；
所述充电控制电路，用于周期性的为所述充电电容提供充电电流；
所述基准输出电路，用于基于所述充电电容上的电压向所述降压电路提供所述基准电压。
2.根据权利要求1所述的基于软启动的直流-直流变换器，其特征在于，所述充电控制电路，包括：电流镜和控制信号输出模块；
所述电流镜的第一支路连接供电电流，所述电流镜的第二支路连接所述充电电容；
所述电流镜，用于将所述供电电流镜像至所述电流镜的第二支路；
所述控制信号输出模块，用于输出控制信号以控制所述电流镜的第二支路周期性的导通和关断。
3.根据权利要求2所述的基于软启动的直流-直流变换器，其特征在于，所述控制信号输出模块，包括：第一信号输出支路、第二信号输出支路和逻辑门支路；
所述第一信号输出支路的输出端连接所述第二信号输出支路的输入端和所述逻辑门支路的第一输入端；所述第二信号输出支路的输出端连接所述逻辑门支路的第二输入端；所述逻辑门支路的输出端连接所述电流镜的第二支路；
所述第一信号输出支路，用于输出第一时钟信号至所述第二信号输出支路和所述逻辑门支路的第一输入端；
所述第二信号输出支路，用于将所述第一时钟信号进行延时和反向，得到第二时钟信号输出至所述逻辑门支路的第二输入端；
所述逻辑门支路，用于对所述第一时钟信号和所述第二时钟信号进行与非运算，得到所述控制信号输出至所述第二支路，以使所述第二支路在所述控制信号的控制下导通或关断。
4.根据权利要求3所述的基于软启动的直流-直流变换器，其特征在于，所述第一信号输出支路，包括：振荡器和分频电路；所述第二信号输出支路，包括：延时电路和反相器；所述逻辑门支路，包括：与非门；
所述振荡器的输出端经所述分频电路连接所述延时电路的输入端和所述与非门的第一输入端；
所述延时电路的输出端经所述反相器连接所述与非门的第二输入端；
所述与非门的输出端连接所述电流镜的第二支路。
5.根据权利要求4所述的基于软启动的直流-直流变换器，其特征在于，
所述分频电路，用于对所述振荡器输出的信号进行八分频处理。
6.根据权利要求1至5任一项所述的基于软启动的直流-直流变换器，其特征在于，所述基准输出电路，包括：第一输出支路、第二输出支路和比较电路；
所述第一输出支路，用于在所述比较电路的控制下，将所述充电电容上的电压作为所述基准电压输出至所述降压电路；
所述第二输出支路，用于在所述比较电路的控制下，将参考电压作为所述基准电压输出至所述降压电路；
所述比较电路，用于比较所述参考电压和所述充电电容上的电压；还用于当所述参考电压大于所述充电电容上的电压时，控制所述第一输出支路输出所述充电电容上的电压作为所述基准电压至所述降压电路；当所述参考电压小于所述充电电容上的电压时，控制所述第二输出支路输出所述参考电压作为所述基准电压至所述降压电路。
7.根据权利要求6所述的基于软启动的直流-直流变换器，其特征在于，所述第一输出支路，包括：第一开关模块；所述第二输出支路，包括：第二开关模块；所述比较电路，包括：比较器；
所述第一开关模块的第一端连接所述充电电容的高电压端，所述第一开关模块的第二端连接所述降压电路的基准电压输入端；
所述第二开关模块的第一端连接所述参考电压，所述第二开关模块的第二端连接所述降压电路的基准电压输入端；
所述比较器的正输入端连接所述参考电压，所述比较器的负输入端连接所述充电电容的高电压端，所述比较器的输出端连接所述第一开关模块的控制端和所述第二开关模块的控制端；
当所述比较器输出高电平时，所述第一开关模块导通、所述第二开关模块关断；当所述比较器输出低电平时，所述第二开关模块导通、所述第一开关模块关断。
8.根据权利要求7所述的基于软启动的直流-直流变换器，其特征在于，所述第一开关模块和/或所述第二开关模块为传输门。
9.根据权利要求6所述的基于软启动的直流-直流变换器，其特征在于，
所述比较电路，还用于根据所述参考电压和所述充电电容上电压的比较结果，使能所述充电控制电路。
10.根据权利要求1所述的基于软启动的直流-直流变换器，其特征在于，所述基准输出电路，还包括：使能支路；
所述使能支路，用于在使能信号的控制下，使能所述基准输出电路。
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