CN110334428A - 一种计及谐波条件下的变频电机铁耗快速计算方法及模型 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种计及谐波条件下的变频电机铁耗快速预测模型建立计算方法及模型，属于交流电机损耗分析及计算领域，该方法以分段变系数模型为基础，将分段变系数模型中的磁密和频率变量用电压和转速变量替换，并通过分段变系数的方式计及了变频器输出谐波电压对电机铁耗的影响，处理精度高，能够为变频器和电机整体损耗最优控制提供理论支撑。本发明提出的铁耗模型，不仅适用于普通异步电机损耗分析，也可以用于永磁电机、开关磁阻电机及其它类型电机。

Description

一种计及谐波条件下的变频电机铁耗快速计算方法及模型

技术领域

本发明属于交流电机损耗分析及计算领域，具体涉及一种计及谐波条件下的变频电机铁耗快速计算方法及模型。

背景技术

随着变频驱动技术的发展，为变频调速需要，现在感应电机大多用PWM电压源型逆变器进行驱动。变频电机的电机和驱动电源一般是高度集成的，这使得驱动电源的谐波成分对整个电机系统损耗均有较大影响。快速准确的计算变频电机铁耗，对提出整个电机系统降耗措施有很大帮助。但是，PWM逆变器输出电压中含有大量的高次谐波成分，这使得快速计算感应电机的铁耗变得非常困难。为有效控制电机和变频器整体损耗，有必要提出一种计及谐波条件下的以变频器输出电压为变量的快速铁耗快速预测方法。

在电机设计阶段，为计算电机铁耗，有大量的铁耗计算模型可供工程师选择。这些模型中很大一部分是从Steinmetz方程中推导出的；随后，Jordan根据铁耗产生的原因不同，对Steinmetz方程做了改进，将电机铁耗分为磁滞损耗和涡流损耗两项，提出经典两项式铁耗模型(经典铁耗模型)。在经典铁耗模型中，磁滞损耗与低频时的磁滞回线的面积成正比；涡流损耗可根据Maxwell方程求出。然而经典铁耗模型对铁镍(NiFe)合金的铁耗预测的较精确，而对铁硅(SiFe)合金的铁耗预测精度较差；另外，经典铁耗模型的精确度在电机铁心磁密及频率较低时才能保证，在磁密及频率较高时(磁密大于1.2T或频率超过400Hz时)不适用。为了考虑谐波磁场对感应电机定转子铁芯损耗的影响，文献“张冬冬，赵海森等.用于电机损耗精细化分析的分段变系数铁耗计算模型[J].电工技术学报，2016，31(15)：16-24.”和“张冬冬,郭新志等.基于DFT的感应电机转子谐波磁通密度高效分离方法及负载条件下变频电机转子铁耗特性[J].电工技术学报,2019,34(01):75-83.”提出一种变参数铁耗计算方法，该方法以传统铁耗计算模型为基础，增加两个磁密或频率的方程项来计及谐波磁场和材料的饱和特性，另外，为了提高模型的适用性，该模型的主要参数均是随磁通密度变化。现阶段铁耗计算最精确的手段一般是基于有限元方法的。基于有限元方法的铁耗模型一般将铁耗表示成磁密与频率的函数，然而，磁密量在实际电机系统中是很难获得并调控的；另外基于有限元的方法铁耗模型的计算量通常是基于解析方法铁耗模型的成千上万倍，这给实时获得电机的铁耗带来了困难。

发明内容

为了克服上述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种计及谐波条件下的变频电机铁耗快速预测模型建立计算方法及模型，该方法以分段变系数模型为基础，将分段变系数模型中的磁密和频率变量用电压和转速变量替换，并通过分段变系数的方式计及了变频器输出谐波电压对电机铁耗的影响，处理精度高，能够为变频器和电机整体损耗最优控制提供理论支撑。

为了达到上述目的，本发明采用以下技术方案予以实现：

本发明公开的一种计及谐波条件下的变频电机铁耗快速计算方法，其特征在于，包括以下步骤：

1)以分段变系数模型为基础，将分段变系数模型中的磁密和频率变量分别用电压和转速变量替换；

2)通过分段变系数的方式计及变频器输出谐波电压对电机铁耗的影响，构建得到铁耗计算模型；

3)利用步骤2)构建得到的铁耗计算模型计算变频电机铁耗。

优选地，步骤1)中，所述模型包括变频电机定子铁耗模型和变频电机转子铁耗模型。

优选地，步骤1)中，将分段变系数模型中的磁密和频率变量分别用电压和转速变量替换，具体如下：

首先用磁密替换电压，在忽略因定子绕组压降和漏磁通的条件下，定子端部相电压v(t)与磁通密度变化率的关系为：

式中，N^*为定子每相串联等效匝数，S为电机等效铁心横截面积，v(t)为定子绕组相电压，t为时间，B(t)磁通密度；

由上述式(5)得到：

当感应电机由PWM变频器供电时，供电电压含有大量谐波成分，感应电势中包含大量谐波，对定子相端电压进行傅里叶分解，得到：

式中，V_n和分别为定子相端电压的n次谐波电压的幅值和相角，f₁为供电电压基波频率；

联立式(6)和式(7)，得到：

由第n次谐波电压产生的n次谐波磁通密度幅值由下式(5)求出：

式中，S₁是定子铁心等效横截面积；

然后，用感应电机的同步转速Ω₁来替换供电电压基波频率f₁，关系如下式(6)所示：

式中，p为电机的极对数；

将式(10)带入式(9)，得到：

式中，

优选地，步骤2)中，计及谐波条件下的计及时间谐波条件下的变频电机定子铁耗计算模型构建如下：

计及时间谐波条件下以供电电压表示的定子涡流损耗P_EL1的大小，如下式所示：

式中，S₁是定子铁心等效横截面积，ρ是叠钢密度，l_m为电机轴向等效长度，k_e为与电机铁心用硅钢片材料特性相关常系数；k_2(n)和β_2(n)为变系数，其值由nf₁和V_n确定；

同理，求出计及时间谐波条件下以端电压表示的定子磁滞损耗P_HL1的大小，如下式所示：

式中，k_h、α为与电机铁心用硅钢片材料特性相关的常系数；k_1(n)、β_1(n)和k_2(n)、β_2(n)为变系数，其值由nf₁和V_n确定。

优选地，步骤2)中，计及谐波条件下的计及时间谐波条件下的变频电机转子铁耗计算模型构建如下：

计及时间谐波条件下以供电电压表示的转子涡流损耗P_EL2的大小，如下式所示：

式中，s为转差率，S₂是转子铁心等效横截面积；

同理，求出计及时间谐波条件下以供电电压表示的定子磁滞损耗P_HL2的大小，如下式所示：

优选地，构建铁耗计算模型的过程中，还考虑电机定转子不同位置等效截面积对铁耗计算的影响，具体包括：

(1)定转子轭部等效面积的影响

电机定子轭部等效面积，利用下式求出：

S_e1＝2h_e1l_m (24)

式中，h_e1是定子轭部等效径向高度；

当定子底部采用矩形槽时，定子轭部等效径向高度由下式求出：

式中，D_1out为电机定子外径，D_1in为电机定子内径；

当定子底部采用圆形槽时，定子轭部等效径向高度由下式求出：

式中，h_j1是定子齿部径向高度；

电机转子轭部等效面积，利用下式求出：

S_e2＝2h_e2l_m (27)

式中，h_e2是转子轭部等效径向高度；

当转子底部采用矩形槽时，定子轭部等效径向高度由下式求出：

式中，D_2out为电机转子外径，D_2in为电机转子内径；

当转子底部采用圆形槽时，定子轭部等效径向高度由下式求出：

式中，h_j2是定子齿部径向高度；

(2)定转子齿部等效面积影响

电机定子齿部等效面积，如下式所示：

式中，Z₁为定子齿数；b_j1是转子轭部等效径向高度，由下式求出：

式中，A_j1为定子齿部横截面的等效面积；

同理，电机转子齿部等效面积，如下式所示：

式中，Z₂为定子齿数；b_j2是转子轭部等效径向高度，由下式求出：

式中，A_j2为转子齿部横截面的等效面积。

优选地，构建铁耗计算模型的过程中，还考虑电机空间谐波分量对定转子齿部表面和脉振损耗的影响，具体包括：

(1)转子表面损耗忽略不计

(2)定子开槽引起的气隙磁导齿谐波磁场会在转子表面产生表面损耗，由下式求出：

P_surfL＝C_surfLV₁ ²Ω^1.5 (39)

则，定子脉振损耗P_psL和转子脉振损耗P_prL分别为：

式中，

本发明还公开了一种计及谐波条件下的变频电机铁耗快速计算模型，铁耗值P_FE为：

式中，变频电机铁耗包括七项损耗，分别为：计及时间谐波条件下感应电机定子涡流损耗、计及时间谐波条件下感应电机定子磁滞损耗、计及时间谐波条件下感应电机转子涡流损耗、计及时间谐波条件下感应电机转子磁滞损耗、附加表面损耗、定子齿部附加脉振损耗和转子齿部附加脉振损耗；且七项损耗均能够通过电压和转速的数据求出。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

1)本发明公开的铁耗模型以分段变系数模型为基础，将模型的中的磁密和频率变量用电压和转速分量替换，并通过分段变系数的方式计及了变频器输出谐波电压对电机铁耗的影响；

2)本发明公开的铁耗模型将电机由空间齿谐波分量引起的定转子齿部附加表面和脉振损耗表示成电压基波幅值和转速的方程；

3)本发明提出的铁耗模型，不仅适用于普通异步电机损耗分析，也可以用于永磁电机、开关磁阻电机及其它类型电机。

4)分别利用基于解析方法的本发明模型以及基于时步有限元的经典模型和分段变系数模型计算了一台5.5kW的变频感应电机在不同供电电压和开关频率条件下的铁耗，并与实测铁耗进行了对比，结果显示本发明构建的模型有较高的精度，验证了本发明的模型的有效性。

附图说明

图1为感应电机定子齿部磁密脉振示意图；其中，(a)为定子齿与转子齿部相对时定子齿部磁密脉振示意图；(b)为定子齿与转子槽部相对时定子齿部磁密脉振示意图；

图2为5.5kW感应电机磁密分布云图；

图3为55kW感应电机磁密分布云图；

图4为正弦工频电源供电条下5.5kW感应电机铁耗计算与实测对比；

图5为正弦工频电源供电条下55kW感应电机铁耗计算与实测对比；

图6为变频供电条下5.5kW感应电机铁耗计算与实测对比；

图7为变频供电条下55kW感应电机铁耗计算与实测对比。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。

需要说明的是，本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本发明的实施例能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。

下面结合附图对本发明做进一步详细描述：

本发明提出的一种计及谐波条件下的变频电机铁耗快速预测模型建立方法，该模型以分段变系数模型为基础，将分段变系数模型中的磁密和频率变量用电压和转速变量替换，并通过分段变系数的方式计及了变频器输出谐波电压对电机铁耗的影响；模型还考虑了电机空间谐波分量对定转子齿部表面和脉振损耗的影响，具体建立计及谐波条件下的变频电机铁耗快速预测模型建立方法如下：

分段变系数铁耗模的涡流损耗P_EL(W)和磁滞损耗P_HL(W)的表达式分别如式(1)和(3)所示：

式中，

A_j为感应电机有限元模型第j个网格单元的面积；l_m为感应电机的等效轴向长度；B_m(j,n)为第j个网格单元第n次谐波磁通密度的幅值。k_1(j,n)、β_1(j,n)和k_2(j,n)、β_2(j,n)的值由nf₁和B_m(j,n)确定。

根据电磁感应定律可知，感应电机定子绕组中的感应电势与电机内部磁通成微分关系。在忽略因定子绕组压降和漏磁通的条件下，定子端部相电压v(t)与磁通密度变化率的关系为：

式中，N^*是定子每相串联等效匝数，S是电机等效铁心横截面积，v(t)为定子绕组相电压，t为时间，B(t)磁通密度。

由式(5)可得：

当感应电机由PWM变频器供电时，其供电电压将含有大量的谐波成分，因此感应电势中也将包含大量的谐波。对定子相端电压进行傅里叶分解可得：

式中，V_n和分别为定子相端电压的n次谐波电压的幅值和相角，f₁为供电电压基波频率。

联立式(6)和式(7)可得：

因此，由第n次谐波电压产生的n次谐波磁通密度幅值可由下式求出：

下面用感应电机的同步转速Ω₁来替换供电电压基波频率f₁。它们之间的关系为：

式中，p为电机的极对数。

将式(10)带入式(9)，可得：

式中，

由于感应电机铁心齿部和轭部磁密分布并不是均匀，这给求解电机定子齿部、轭部和转子齿部、轭部的等效截面积带来了困难。在求解电机铁心等效面积时，忽略感应电机铁心齿部和轭部磁密分布的不均匀性。在忽略因感应电机齿槽等自身结构因素产生的空间谐波和漏磁通的条件下，认为电机定转子轭部磁密只走切向定转子齿部磁密只走径向。此时，将式(11)带入式(1)和式(2)可以求出计及时间谐波条件下以供电电压表示的定子涡流损耗P_EL1的大小，如下式所示：

式中，S₁是定子铁心等效横截面积。

同理，可以求出计及时间谐波条件下以端电压表示的定子磁滞损耗P_HL1的大小，如下式所示：

计及时间谐波条件下以供电电压表示的转子涡流损耗P_EL2的大小，如下式所示：

式中，s为转差率，S₂是转子铁心等效横截面积。

同理，可以求出计及时间谐波条件下以供电电压表示的定子磁滞损耗P_HL2的大小，如下式所示：

电机定子轭部等效面积，利用下式求出：

S_e1＝2h_e1l_m (24)

式中，h_e1是定子轭部等效径向高度；

当定子底部采用矩形槽时，定子轭部等效径向高度由下式求出：

式中，D_1out为电机定子外径，D_1in为电机定子内径；

当定子底部采用圆形槽时，定子轭部等效径向高度由下式求出：

式中，h_j1是定子齿部径向高度；

电机转子轭部等效面积，利用下式求出：

S_e2＝2h_e2l_m (27)

式中，h_e2是转子轭部等效径向高度；

当转子底部采用矩形槽时，定子轭部等效径向高度由下式求出：

式中，D_2out为电机转子外径，D_2in为电机转子内径；

当转子底部采用圆形槽时，定子轭部等效径向高度由下式求出：

式中，h_j2是定子齿部径向高度；

电机定子齿部等效面积，如下式所示：

式中，Z₁为定子齿数；b_j1是转子轭部等效径向高度，由下式求出：

式中，A_j1为定子齿部横截面的等效面积；

同理，电机转子齿部等效面积，如下式所示：

式中，Z₂为定子齿数；b_j2是转子轭部等效径向高度，由下式求出：

式中，A_j2为转子齿部横截面的等效面积。

一般来说由于感应电机转子一般采用半闭口或者闭口槽，因此，转子表面损耗一般是可以忽略的。定子开槽引起的气隙磁导齿谐波磁场会在转子表面产生表面损耗，当电机空载运行时，表面损耗P_surf0(W)可由下式求出：

式中，Ω为电机转速；B₀₁为由定子开槽引起的齿谐波磁密的幅值；t₁，t₂分别为定子和转子齿距；b₀₂为转子槽口宽度；K_δ1为转子未开槽，定子开槽时的气隙系数；k₀是与硅钢片材质和加工因素相关的系数。

由定子开槽引起的齿谐波磁密幅值B₀₁可由下式求出：

式中，B_δ为气隙磁密。

在忽略供电电源高次谐波磁密的影响时，气隙磁密B_δ如下式所示：

B_δ＝N_βV₁ (36)

式中，B_δ为气隙磁密；α'_p为计算极弧系数，与电机定转子齿的磁密的饱和程度有关；l_δ为电机气隙宽度。

联立式(34)-式(37)，可得：

由负载引起的表面损耗，可用负载系数K_L1来补偿。负载条件下电机转子表面损耗P_surfL，如下式所示：

式中，I_L为负载时定子绕组等效电流，I₀为空载时定子绕组等效电流。

当电机运行时，定转子之间的齿槽的对应关系将不断变化，当定子齿与转子齿部相对时，此时定子齿部磁密达到最大值，如图1中(a)所示；当定子齿与转子槽部相对时，此时定子齿部磁密达到最最小值，如图1中(b)所示。定转子齿部磁密的波动将导致定转子齿部脉振损耗。感应电机空载运行时，定子脉振损耗为：

P_ps0＝0.07(Z₂Ω)²B_p1 ²G_t1×10^-6 (42)

式中，G_t1为定子齿部的重量；B_p1为定子齿部的磁密脉振的幅度，可由下式求出：

式中，B₀₂为由转子开槽引起的齿谐波磁密的幅值。

转子开槽引起的齿谐波磁密幅值B₀₂可由下式求出：

式中，b₀₁为转子槽口宽度。

联立式(42)-式(45)，可得：

同理，可以求出感应电机空载运行时，由定子开槽在转子齿部引起的脉振损耗P_pr0，如下式所示：

式中，

由负载引起的定转子齿部脉振损耗，可分别用负载系数K_L1和K_L2来补偿。负载条件下电机定转子齿部脉振损耗P_psL和P_prL，分别如式(49)和式(50)所示：

式中，

最终，构建得到的计及谐波条件下的变频电机铁耗快速模型如式(54)所示：

上述模型表达式将电机铁耗分为7部分，分别为计及时间谐波条件下感应电机定子涡流损耗、计及时间谐波条件下感应电机定子磁滞损耗、计及时间谐波条件下感应电机转子涡流损耗、计及时间谐波条件下感应电机转子磁滞损耗、附加表面损耗、定子齿部附加脉振损耗和转子齿部附加脉振损耗。所有损耗项均可由电压和转速的数据求出。

实施例1

分别利用基于解析方法的本发明模型以及基于时步有限元的经典模型和分段变系数模型计算了一台规格如表1所示的5.5kW的变频感应电机在不同供电电压正弦供电条件下的铁耗。该5.5kW的变频感应电机的磁密云图如图2所示。实测与仿真对比如图4所示。可以看出，当正弦供电电压较低时，三种模型的精确度均较高；当电压较高时经典模型由于未计及谐波损耗，误差较大，而本发明快速预测模型和分段变系数模型计算值则仍然接近实测值。

实施例2

分别利用基于解析方法的本发明模型以及基于时步有限元的经典模型和分段变系数模型计算了一台规格如表1所示的5.5kW的变频感应电机在不同开关频率变频器供电条件下的铁耗。该5.5kW的变频感应电机的磁密云图如附图2所示。实测与仿真对比如附图6所示。可以看出，当感应电机由PWM变频器供电时，本发明快速预测模型和分段变系数模型的误差仍然较小，而经典模型的精度则变得较差。

实施例3

分别利用基于解析方法的本发明模型以及基于时步有限元的经典模型和分段变系数模型计算了一台规格如表2所示的55kW的变频感应电机在不同供电电压正弦供电条件下的铁耗。该55kW的变频感应电机的磁密云图如附图3所示。实测与仿真对比如附图6所示。可以看出，当正弦供电电压较低时，三种模型的精确度均较高；当电压较高时经典模型由于未计及谐波损耗，误差较大，而本发明快速预测模型和分段变系数模型计算值则仍然接近实测值。

实施例4

分别利用基于解析方法的本发明模型以及基于时步有限元的经典模型和分段变系数模型计算了一台规格如表2所示的55kW的变频感应电机在不同开关频率变频器供电条件下的铁耗。该55kW的变频感应电机的磁密云图如附图3所示。实测与仿真对比如附图7所示。可以看出，当感应电机由PWM变频器供电时，本发明快速预测模型和分段变系数模型的误差仍然较小，而经典模型的精度则变得较差。

实施例5

分别利用基于解析方法的本发明模型以及基于时步有限元的经典模型和分段变系数模型计算了一台规格如表1所示的5.5kW的变频感应电机和一台规格如表2所示的55kW的变频感应电机在开关频率为4kH变频器供电条件下的铁耗。仿真用计算机的配置为双Xeon E5-2690 v3 CPU,256 GB RAM。不同模型的时间对比如表3所示，可以看出本发明快速预测模型的速度较有限元模型的速度提高了数十倍。

表1 5.5kW感应电机的规格参数

表2 55kW感应电机的规格参数

表3 不同模型的仿真时间对比

以上内容仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明权利要求书的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种计及谐波条件下的变频电机铁耗快速计算方法，其特征在于，包括以下步骤：

1)以分段变系数模型为基础，将分段变系数模型中的磁密和频率变量分别用电压和转速变量替换；

2)通过分段变系数的方式计及变频器输出谐波电压对电机铁耗的影响，构建得到铁耗计算模型；

3)利用步骤2)构建得到的铁耗计算模型计算变频电机铁耗。

2.根据权利要求1所述的计及谐波条件下的变频电机铁耗快速计算方法，其特征在于，步骤1)中，所述模型包括变频电机定子铁耗模型和变频电机转子铁耗模型。

3.根据权利要求1所述的计及谐波条件下的变频电机铁耗快速计算方法，其特征在于，步骤1)中，将分段变系数模型中的磁密和频率变量分别用电压和转速变量替换，具体如下：

首先用磁密替换电压，在忽略因定子绕组压降和漏磁通的条件下，定子端部相电压v(t)与磁通密度变化率的关系为：

式中，N^*为定子每相串联等效匝数，S为电机等效铁心横截面积，v(t)为定子绕组相电压，t为时间，B(t)磁通密度；

由上述式(5)得到：

当感应电机由PWM变频器供电时，供电电压含有大量谐波成分，感应电势中包含大量谐波，对定子相端电压进行傅里叶分解，得到：

式中，V_n和分别为定子相端电压的n次谐波电压的幅值和相角，f₁为供电电压基波频率；

联立式(6)和式(7)，得到：

由第n次谐波电压产生的n次谐波磁通密度幅值由下式(5)求出：

式中，S₁是定子铁心等效横截面积；

然后，用感应电机的同步转速Ω₁来替换供电电压基波频率f₁，关系如下式(6)所示：

式中，p为电机的极对数；

将式(10)带入式(9)，得到：

式中，

4.根据权利要求1所述的计及谐波条件下的变频电机铁耗快速计算方法，其特征在于，步骤2)中，计及谐波条件下的计及时间谐波条件下的变频电机定子铁耗计算模型构建如下：

计及时间谐波条件下以供电电压表示的定子涡流损耗P_EL1的大小，如下式所示：

式中，S₁是定子铁心等效横截面积，ρ是叠钢密度，l_m为电机轴向等效长度，k_e为与电机铁心用硅钢片材料特性相关常系数；k_2(n)和β_2(n)为变系数，其值由nf₁和V_n确定；

同理，求出计及时间谐波条件下以端电压表示的定子磁滞损耗P_HL1的大小，如下式所示：

式中，k_h、α为与电机铁心用硅钢片材料特性相关的常系数；k_1(n)、β_1(n)和k_2(n)、β_2(n)为变系数，其值由nf₁和V_n确定。

5.根据权利要求1所述的计及谐波条件下的变频电机铁耗快速计算方法，其特征在于，步骤2)中，计及谐波条件下的计及时间谐波条件下的变频电机转子铁耗计算模型构建如下：

计及时间谐波条件下以供电电压表示的转子涡流损耗P_EL2的大小，如下式所示：

式中，s为转差率，S₂是转子铁心等效横截面积；

同理，求出计及时间谐波条件下以供电电压表示的定子磁滞损耗P_HL2的大小，如下式所示：

6.根据权利要求1所述的计及谐波条件下的变频电机铁耗快速计算方法，其特征在于，构建铁耗计算模型的过程中，还考虑电机定转子不同位置等效截面积对铁耗计算的影响，具体包括：

(1)定转子轭部等效面积的影响

电机定子轭部等效面积，利用下式求出：

S_e1＝2h_e1l_m (24)

式中，h_e1是定子轭部等效径向高度；

当定子底部采用矩形槽时，定子轭部等效径向高度由下式求出：

式中，D_1out为电机定子外径，D_1in为电机定子内径；

当定子底部采用圆形槽时，定子轭部等效径向高度由下式求出：

式中，h_j1是定子齿部径向高度；

电机转子轭部等效面积，利用下式求出：

S_e2＝2h_e2l_m (27)

式中，h_e2是转子轭部等效径向高度；

当转子底部采用矩形槽时，定子轭部等效径向高度由下式求出：

式中，D_2out为电机转子外径，D_2in为电机转子内径；

当转子底部采用圆形槽时，定子轭部等效径向高度由下式求出：

式中，h_j2是定子齿部径向高度；

(2)定转子齿部等效面积影响

电机定子齿部等效面积，如下式所示：

式中，Z₁为定子齿数；b_j1是转子轭部等效径向高度，由下式求出：

式中，A_j1为定子齿部横截面的等效面积；

同理，电机转子齿部等效面积，如下式所示：

式中，Z₂为定子齿数；b_j2是转子轭部等效径向高度，由下式求出：

式中，A_j2为转子齿部横截面的等效面积。

7.根据权利要求1所述的计及谐波条件下的变频电机铁耗快速计算方法，其特征在于，构建铁耗计算模型的过程中，还考虑电机空间谐波分量对定转子齿部表面和脉振损耗的影响，具体包括：

(1)转子表面损耗忽略不计

(2)定子开槽引起的气隙磁导齿谐波磁场会在转子表面产生表面损耗，由下式求出：

P_surfL＝C_surfLV₁ ²Ω^1.5 (39)

则，定子脉振损耗P_psL和转子脉振损耗P_prL分别为：

式中，

8.一种计及谐波条件下的变频电机铁耗快速计算模型，其特征在于，铁耗值P_FE为：

式中，变频电机铁耗包括七项损耗，分别为：计及时间谐波条件下感应电机定子涡流损耗、计及时间谐波条件下感应电机定子磁滞损耗、计及时间谐波条件下感应电机转子涡流损耗、计及时间谐波条件下感应电机转子磁滞损耗、附加表面损耗、定子齿部附加脉振损耗和转子齿部附加脉振损耗；且七项损耗均能够通过电压和转速的数据求出。