CN110313184B

CN110313184B - 具有高声学过载点的麦克风系统

Info

Publication number: CN110313184B
Application number: CN201880012083.2A
Authority: CN
Inventors: S.甘塔; C.埃泽奎
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH; Robert Bosch LLC
Priority date: 2017-02-16
Filing date: 2018-02-14
Publication date: 2021-11-19
Anticipated expiration: 2038-02-14
Also published as: WO2018152193A1; DE102018202347A1; US10080082B2; US20180234762A1; CN110313184A

Abstract

麦克风偏置电路包括：麦克风，连接在第一节点和第一DC偏置电压之间，麦克风被配置为响应于声音而在第一节点处提供感测电压；第一二极管和第二二极管，第一二极管和第二二极管在第一节点和第二节点之间彼此反向并联连接，第二节点具有第二DC偏置电压；放大器，具有连接到第一节点的输入和连接到第三节点的输出，放大器被配置为基于第一节点处的感测电压而向第三节点提供输出电压；以及反馈路径，从第三节点连接到第二节点。反馈路径包括至少一个元件，该至少一个元件被配置为将第三节点处的输出电压的交流分量耦合到第二节点。

Description

具有高声学过载点的麦克风系统

本申请要求于2017年2月16日提交的美国临时申请系列号62/459,813的优先权的权益，通过引用将所述美国临时申请的公开内容在其整体上并入本文。

技术领域

本文档中公开的器件涉及麦克风偏置电路，并且更具体地，涉及具有高声学过载点的麦克风偏置电路。

背景技术

麦克风是将声音转换为电信号的换能器。麦克风用于众多不同的应用中，诸如录音、电话、助听器以及各种传感器系统。麦克风一般在特定声级范围内最精确地操作，所述特定声级范围取决于麦克风的灵敏度和配置。在非常喧吵的声音环境中，麦克风的输出信号通常将变得失真。特别地，基本上任何麦克风都将具有声学过载点（AOP），所述声学过载点是在其处麦克风不再能够有效地在实际声音信号和噪声/失真之间进行区分的声级。例如，AOP可以被定义为在其处输出信号中的失真达到10％的声压级。

诸如电容麦克风和电容式MEMS（微机电系统）麦克风之类的一些类型的麦克风需要DC偏置电压以便操作。MEMS麦克风附加地需要非常高的电阻以建立适当的DC偏置。该电阻大约是几百千兆欧姆。

图1a示出了用于使MEMS麦克风10偏置的麦克风电路1。麦克风电路1包括为麦克风10提供DC偏置电压的电荷泵5。电路1包括在电荷泵5和节点50之间彼此反向并联耦合的二极管25和35。电容器60连接在节点50和接地之间。麦克风10连接在节点50和节点40之间。麦克风10响应于声音而调制节点40处的电压以提供感测电压。电路1还包括二极管20和30，二极管20和30在节点40和接地之间彼此反向并联耦合。最后，电路1包括具有连接到节点40的输入的前置放大器70，前置放大器70基于感测电压在输出节点80处提供输出信号。

电路1的一个缺点在于：节点40处的感测电压通常具有不期望的DC偏移。特别地，由于麦克风10的寄生电阻R_寄生，小的泄漏电流通过麦克风10从节点50流动到节点40。泄漏电流然后通过二极管20、30从节点40流动到接地。作为泄漏电流的结果，感测电压可能具有移动的DC偏移。例如，针对感测电压的DC偏移可能略微地移动近似300 mV。

电路1的另一个缺点在于：在高信号电平处，二极管20、30将削减感测电压，这大幅减小电路的AOP。特别地，二极管20、30中的每一个具有正向电压V_F（例如，700 mV），在该正向电压V_F处它将导通。在高信号电平处，二极管20、30开始导通，这使感测电压失真。当感测电压降至-V_F以下时，二极管20将导通并削减感测电压。类似地，当感测电压上升至+ V_F以上时，那么二极管30将导通并削减感测电压。

图1b示出了响应于麦克风10经受高SPL的20 Hz声学信号在电路1的节点40处的感测电压的示例性波形90。如可以看到的那样，由于二极管20、30导通，当信号电平太高时，波形90失真（被削减）。如显然的那样，由二极管20、30的导通导致的这种削减效应大幅限制麦克风电路1的AOP。图2示出了图示波形90的频谱95的绘图。如可以看到的那样，频谱95包括20 Hz处的尖峰，其对应于实际声音（即20 Hz声学信号）。然而，如还可以看到的那样，频谱95还包括40 Hz、60 Hz、80 Hz、100 Hz、120 Hz、140 Hz和180 Hz处的附加大尖峰，其对应于由二极管20、30的导通引入的失真。如显然的那样，由二极管20、30的导通导致的这种削减效应大幅限制麦克风电路1的AOP。

可以减小失真效应的一种配置包括布置二极管20、30的串联堆叠来为感测电压提供更多余量（headroom）。该修改增加麦克风电路的AOP，但是具有缺点。特别地，该配置在较高温度处提供减小的效能（由于在较高温度处正向电压V_F的减小）并且可能在正常操作时导致输出信号中的音调。可以增加麦克风电路的AOP的另一种配置包括配置有减小的灵敏度的麦克风10。电路采用电子增益来补偿减小的麦克风灵敏度。然而，该配置具有消耗更多功率的缺点。可以增加麦克风电路的AOP的另外的配置是如下一种配置：在该配置中，当检测到高声级时，减小麦克风的增益。然而，该配置具有在输出信号中造成声学假象（诸如咔嗒声和砰声）的缺点。可以增加麦克风电路的AOP的又一种配置是如下一种配置：在该配置中，麦克风具有多个具有不同灵敏度的膜。电路取决于声级在多个膜之间切换。然而，该配置也具有在输出信号中造成声学假象的缺点。

因此，所需要的是一种麦克风偏置电路，其在具有高能量效率且不在输出信号中引入声学假象的情况下实现高AOP。

发明内容

公开了一种麦克风偏置电路。麦克风偏置电路包括：麦克风，具有连接到第一节点的第一端子和连接到第一DC偏置电压的第二端子，麦克风被配置为响应于声音而在第一节点处提供感测电压；第一二极管和第二二极管，各自连接在第一节点和第二节点之间，第一二极管和第二二极管彼此反向并联连接，第二节点具有经由第一二极管和第二二极管耦合到第一节点的第二DC偏置电压；第一放大器，具有连接到第一节点的输入和连接到第三节点的输出，第一放大器被配置为基于第一节点处的感测电压向第三节点提供输出电压；以及第一反馈路径，从第三节点连接到第二节点。第一反馈路径包括至少一个元件，该至少一个元件被布置在第一反馈路径中并且被配置为将第三节点处的输出电压的交流分量耦合到第二节点。

附图说明

在结合附图考虑的以下描述中解释了麦克风电路的前述方面和其他特征。

图1a示出了根据现有技术的麦克风电路。

图1b示出了图示由图1a的麦克风响应于高SPL声学信号而感测的示例性信号的绘图。

图2示出了图示图1b的波形的频谱的绘图。

图3a示出了利用节能反向并联二极管偏置但也具有高AOP的麦克风电路。

图3b示出了图示由图3a的麦克风响应于高SPL声学信号而感测的示例性波形的绘图。

图4示出了以不同方式实现的图3a的麦克风电路的电阻。

图5示出了图示图3b的波形的频谱的绘图。

图6示出了图示图3a的麦克风电路的回路稳定性响应的绘图。

图7示出了包括模拟偏移校正反馈回路的麦克风电路。

图8示出了包括数字偏移校正反馈回路的麦克风电路。

图9示出了图示具有和不具有DC偏移校正回路的麦克风电路的瞬态性能的绘图。

具体实施方式

为了促进对本公开原理的理解的目的，现在将参考在附图中图示并在以下书面说明书中描述的实施例。应理解，没有因此对本公开范围的限制的意图。还应理解，本公开包括对所说明的实施例的任何更改和修改，并且包括如本公开所涉及领域的技术人员通常将想到的本公开原理的另外应用。

图3a示出了麦克风电路100，其有利地利用节能二极管偏置但也具有高AOP。应注意，尽管以单端形式示出和描述了电路100，但是在一些实施例中，电路100是以差分形式的。麦克风电路100包括连接在节点150和节点140之间的麦克风110。麦克风110被配置为响应于声音来调制节点140处的电压以提供感测电压V_感测。在至少一个实施例中，麦克风110是MEMS（微机电系统）麦克风。在一些实施例中，本文描述的麦克风电路的组件中的一些或全部与MEMS麦克风一起集成在单个芯片上。在许多实施例中，麦克风110的操作原理是具有机械地响应于声波的至少一个导电膜、膜片等的电容式传感器的操作原理。在本文提供的图示中，麦克风110被示意性地描绘为可变电容器。

麦克风电路100包括电荷泵105，电荷泵105被配置为提供预定DC偏置电压V_DC。电路100包括二极管125和135，二极管125和135在电荷泵105和节点150之间彼此反向并联耦合。二极管125和 135操作以将来自电荷泵105的预定DC偏置电压V_DC耦合到节点150。在一个实施例中，预定DC偏置电压V_DC是20 V。电容器160连接在节点150和固定共用电压之间，所述固定共用电压可以是接地。

电路100包括二极管120和130，二极管120和130在节点145和节点140之间彼此反向并联耦合。二极管120和130操作以将节点145处的DC电压耦合到节点140。电路100还包括前置放大器170，前置放大器170具有连接到节点140的输入，并且被配置为基于节点140处的感测电压V_感测而在输出节点180处提供输出信号V_出。在一个实施例中，前置放大器170作为具有单位增益、高输入阻抗和低输出阻抗的电压缓冲器来操作。

电路100通过确保二极管120、130不经历跨其端子的任何实质电压来避免高信号电平处的信号削减的问题。为了完成这点，电路100包括连接在从输出节点180到节点145之间的反馈路径190。在一个实施例中，反馈路径190包括电容器195，电容器195被配置为将输出节点180处的输出电压V_出的交流分量耦合到节点145。在其他实施例中，反馈路径190可以包括被配置为将输出电压V_出的相关交流分量耦合到节点145的某种其他种类的高通或带通滤波器。以这种方式，节点145处的交流电压将镜像在节点140处由麦克风110引起的交流电压。因此，跨二极管120、130的AC电压差基本为零。作为结果，二极管120、130不导通，并且从而不会使节点140处的感测电压V_感测失真。

在一个实施例中，反馈路径190还包括电容倍增器（未示出），所述电容倍增器被配置为使电容器190像更大的电容器那样运作。与电容倍增器相组合的电容器190可以基本上作为电容来操作，并且可以简单地被建模为电容。在一个实施例中，电容倍增器是有源电路，其包括以已知方式布置的晶体管或运算放大器、供给电压和电阻器。

最后，电路100包括连接在节点185和节点145之间的电阻155。节点185连接到校正DC偏置电压V_偏置。可以选择节点185处的DC偏置电压V_偏置的值以抵消由于泄漏电流所致的从节点140处的期望的DC偏置点的不期望的DC移动（例如，V_偏置可以选择为-300 mV）。在一些实施例中，节点140处的期望的DC偏置点取决于所使用的前置放大器170的类型。例如，节点140处的期望的DC偏置点可以是0 V，或者可以是前置放大器170的供给电压电平，诸如1.8V。

在一些实施例中，电阻155简单地由线性电阻器实现。然而，电阻155一般必须具有非常高的电阻，并且足够的线性电阻器可能相当大。图4示出了电阻155的几个可能的实现方式，所述实现方式减小噪声、改进性能并减小物理尺寸。在实施例（i）中，电阻155由二极管220、230实现，二极管220、230在节点185和节点145之间彼此反向并联耦合。二极管220和220操作以将来自节点185的DC偏置电压V_偏置耦合到节点145。在实施例（ii）中，电阻155由在节点185和节点145之间与堆叠的二极管230a-b反向并联连接的堆叠的二极管220a-b来实现。二极管220a-b、230a-b操作以将来自节点185的DC偏置电压V_偏置耦合到节点145。在实施例（iii）中，电阻155被实现为与开关210串联连接的线性电阻器205。使用时钟信号来断开和闭合开关210。可以调节时钟信号的占空比来控制电阻155的有效电阻。最后，在实施例（iv）中，电阻155被实现为电阻器205a-b和开关210a-b的级联串联连接。电容器215从节点225与固定共用电压连接，节点225在开关210a和电阻器205b之间，所述固定共用电压可以是接地。电阻器205a、开关210a和电容器215基本上形成低通滤波器，诸如抗混叠滤波器。使用时钟信号来断开和闭合开关210a-b。可以调节时钟信号的占空比来控制电阻155的有效阻抗。

图3b示出了响应于麦克风110经受高SPL的20 Hz声学信号在电路100的节点140处的感测电压V_感测的示例性波形102。如可以看到的那样，与图1b的波形90不同，波形102在高信号电平处不失真。该波形102通过前置放大器170被传递并经由电容器195耦合回到节点145。作为结果，节点140和145两者经历类似的交流电压，并且二极管120、130不导通。图5示出了图示波形102的频谱104的绘图。如可以看到的那样，频谱104包括20 Hz处的尖峰，其对应于实际声音（即20 Hz声学信号）。然而，与图2的频谱95不同，频谱102不包括对应于失真的任何附加大尖峰。取而代之的是，对于所有不需要的频率，信号噪声/失真在-90 dB以下。如显然的那样，与麦克风电路1相比，麦克风电路100具有大幅改进的AOP。

图6示出了图示麦克风电路100的回路稳定性响应的绘图。如可以看到的那样，在感兴趣的频率（即，在近似20 Hz到20 KHz之间的范围中的可听频率）处，电路100产生高衰减。因此，回路噪声是可忽略的。

在本文描述的麦克风电路的实际实现方式中，输入到前置放大器170中的节点140处的感测电压V_感测可能由于通过麦克风110和/或二极管120、130流动的泄漏电流而略微地从期望的DC偏置点DC移动。可以选择DC偏置电压V_偏置来抵消节点140处的不期望的DC移动。在一些实施例中，借助于偏移校正反馈回路来提供DC偏置电压V_偏置。

图7示出了包括模拟偏移校正反馈回路的麦克风电路300。应注意，尽管以单端形式示出和描述了电路300，但是在一些实施例中，电路300是以差分形式的。电路300类似于图3a中示出的电路100，并且相同元件利用共用参考标记来标识，且不再详细描述。除了电路100的组件之外，电路300还包括连接在输出节点180和输入节点185之间的反馈路径310。反馈路径310包括模拟偏移校正电路320，模拟偏移校正电路320被配置为调节或校正存在于节点140处的感测电压V_感测中的DC偏移，使得其等于期望的DC偏置点。在一些实施例中，针对感测电压V_感测的期望的DC偏置点取决于所使用的前置放大器170的类型。在至少一个实施例中，期望的DC偏置点等于零。在另一个实施例中，期望的DC偏置点等于针对前置放大器170的供给电压，诸如1.8 V。

在一些实施例中，偏移校正电路320包括积分器电路和/或低通滤波器电路。在所示出的实施例中，偏移校正电路320包括在输出节点180和节点326之间彼此并联连接的电阻器322和电容器324。节点326连接到偏移校正电路320的运算放大器328的反相输入。运算放大器328的非反相输入连接到表示期望的DC偏置点的目标电压。运算放大器328的输出连接到输入节点185。偏移校正电路320还包括连接在运算放大器328的输出和运算放大器328的反相输入之间的电容器330。最后，电容器332与电阻155并联地连接在输入节点185和节点145之间。

图8示出了包括数字偏移校正反馈回路的麦克风电路400，所述数字偏移校正反馈回路类同于电路300的模拟偏移校正反馈回路。应注意，尽管以单端形式示出和描述了电路400，但是在一些实施例中，电路400是以差分形式的。电路400类似于图3a中示出的电路100，并且相同元件利用共用参考标记来标识，且不再详细描述。除了电路100的组件之外，电路400还包括连接在输出节点180和节点145之间的数字反馈路径410。附加地，电容器332与电阻155并联地连接在输入节点185和节点145之间，并且电容器415与二极管120、130并联地连接在节点145和节点140之间。数字反馈路径410包括数字偏移校正电路420，数字偏移校正电路420被配置为调节或校正存在于节点140处的感测电压V_感测中的DC偏移，使得其等于期望的DC偏置点。在一些实施例中，针对感测电压V_感测的期望的DC偏置点取决于所使用的前置放大器170的类型。在至少一个实施例中，期望的DC偏置点等于零。在另一个实施例中，期望的DC偏置点等于针对前置放大器170的供给电压，诸如1.8 V。

偏移校正电路420包括模数转换器（ADC）422，模数转换器422连接到输出节点180并且被配置为使输出节点180处的输出信号数字化以提供数字反馈信号。偏移校正电路420还包括数模转换器（DAC）426，数模转换器426连接到节点185并且被配置为将数字反馈信号转换回到模拟电压以用于使麦克风110偏置。在一个实施例中，ADC 422提供数字输出V_出-d。在一个实施例中，ADC 422是基于Δ-Σ的转换器，其可以包括Δ-Σ调制器和数字滤波器。在一个实施例中，DAC 426是基于Δ-Σ的转换器，其可以包括Δ-Σ调制器和模拟滤波器。

在一个实施例中，偏移校正电路420包括连接在输出节点180和ADC 422之间的抗混叠滤波器424。抗混叠滤波器424被配置为约束输出信号的带宽以在由ADC 422数字化时防止混叠。特别地，抗混叠滤波器424至少被配置为从输出信号去除具有大于ADC 422的采样速率的一半的频率的交流分量或使其衰减。

偏移校正电路420包括连接在ADC 422的输出和DAC 426的输入之间的至少一个数字滤波器428。数字滤波器428被配置为调节或校正存在于节点140处的感测电压V_感测中的DC偏移，使得其等于期望的DC偏置点。在一个实施例中，数字滤波器428包括积分路径和比例路径。在一些实施例中，针对感测电压V_感测的期望的DC偏置点取决于所使用的前置放大器170的类型。在至少一个实施例中，期望的DC偏置点等于零。在另一个实施例中，期望的DC偏置点等于针对前置放大器170的供给电压，诸如1.8 V。

在一个实施例中，偏移校正电路420还包括数字控制器430，数字控制器430连接在数字滤波器428的输出和DAC 426的输入之间。在一个实施例中，控制器430被配置为测量针对数字反馈回路的操作点和其他性能指标。在一个实施例中，控制器430用于使反馈回路稳定并且被配置为调节或校正存在于节点140处的感测电压V_感测中的DC偏移，使得其等于期望的DC偏置点。在一个实施例中，控制器430被配置为与数字滤波器428相结合地操作以校正DC偏移。

在具有基于Δ-Σ的ADC 422和/或DAC 426的一些实施例中，ADC 422和/或DAC426的失真性能可能受到输出节点180处的信号中的DC偏移影响。在一个实施例中，偏移校正电路420还包括加法器元件432，加法器元件432连接在ADC 422的输出和DAC 426的输入之间。在一个实施例中，加法器元件432连接在ADC 422的输出和数字滤波器428的输入之间。在另一个实施例中，加法器元件432连接在数字滤波器428的输出和DAC 426的输入之间。加法器元件432连接到ADC音调控制器434，并且被配置为在由数字滤波器428处理之前将来自ADC音调控制器434的输出信号注入到数字反馈信号中。ADC音调控制器434被配置为提供减小ADC 422和/或DAC 426中的失真的偏移信号。

在一个实施例中，偏移校正电路420还包括连接在DAC 426和控制器430和/或数字滤波器428之间的启动加速器436。启动加速器436被配置为在存储器中存储针对数字反馈信号的预定义或测量的启动值，所述预定义或测量的启动值在数字反馈回路的启动期间用作初始条件。以这种方式，数字反馈回路能够更快地启动。

图9示出了图示具有和不具有DC偏移校正回路的麦克风电路的瞬态性能的绘图。特别地，该绘图图示了DC偏移校正回路对t = 500 ms处的干扰的瞬态响应。该绘图图示了不具有DC偏移校正回路的麦克风电路的波形902。该绘图还图示了不具有DC偏移校正回路的麦克风电路的波形904。如在波形902中可以看到的，干扰导致~0.2 V的DC移动，其非常缓慢地衰退。然而，如在波形904中可以看到的，响应于干扰，DC偏移校正回路使DC偏移稳定并校正DC偏移，从而在约70 ms内返回到约1 V的期望的DC偏置点。

虽然已经在附图和前述描述中详细图示和描述了本公开，但是应该在性质上将其视为说明性的而非限制性的。应理解，仅已呈现了优选实施例，并且期望保护落入本公开精神内的所有改变、修改和另外的应用。

Claims

1.一种麦克风偏置电路，包括：

麦克风，具有连接到第一节点的第一端子和连接到第一DC偏置电压的第二端子，所述麦克风被配置为响应于声音而在所述第一节点处提供感测电压；

第一二极管和第二二极管，各自连接在所述第一节点和第二节点之间，所述第一二极管和所述第二二极管彼此反向并联连接，所述第二节点具有经由所述第一二极管和所述第二二极管耦合到所述第一节点的第二DC偏置电压；

第一放大器，具有连接到所述第一节点的输入和连接到第三节点的输出，所述第一放大器被配置为基于所述第一节点处的所述感测电压而向所述第三节点提供输出电压；以及

第一反馈路径，从所述第三节点连接到所述第二节点，所述第一反馈路径包括：

至少一个元件，布置在所述第一反馈路径中，并且被配置为将所述第三节点处的所述输出电压的交流分量耦合到所述第二节点；

连接在所述第二节点和第四节点之间的电阻；以及

第二反馈路径，从所述第三节点连接到所述第四节点，所述第二反馈路径包括：

布置在所述第二反馈路径中的偏移校正电路，所述偏移校正电路被配置为调节所述第一节点处的所述感测电压的DC偏移以具有预定量值。

2.根据权利要求1所述的麦克风偏置电路，所述电阻包括：

在所述第二节点和所述第四节点之间与电阻器串联连接的开关，所述开关由具有可调节占空比的时钟信号操作。

3.根据权利要求1所述的麦克风偏置电路，所述电阻包括：

第三二极管和第四二极管，各自连接在所述第二节点和所述第四节点之间，所述第三二极管和所述第四二极管彼此反向并联连接，所述第四节点具有经由所述第三二极管和所述第四二极管耦合到所述第二节点的所述第二DC偏置电压。

4.根据权利要求3所述的麦克风偏置电路，其中：

所述第三二极管包括至少两个第三二极管的串联连接；并且

所述第四二极管包括至少两个第四二极管的串联连接。

5.根据权利要求1所述的麦克风偏置电路，其中，所述第一反馈路径中的所述至少一个元件是电容器，所述电容器被配置为将所述第三节点处的所述输出电压的所述交流分量耦合到所述第二节点。

6.根据权利要求1所述的麦克风偏置电路，其中，所述第一反馈路径中的所述至少一个元件是电容器和电容倍增器，所述电容器和电容倍增器组合地被配置为将所述第三节点处的所述输出电压的所述交流分量耦合到所述第二节点。

7.根据权利要求1所述的麦克风偏置电路，还包括：

连接在所述麦克风的所述第二端子和接地电压之间的电容器。

8.根据权利要求1所述的麦克风偏置电路，还包括：

电荷泵电路，被配置为提供所述第一DC偏置电压；以及

第五二极管和第六二极管，各自连接在所述电荷泵电路和所述麦克风的所述第二端子之间，所述第五二极管和所述第六二极管彼此反向并联连接。

9.根据权利要求1所述的麦克风偏置电路，其中，所述第一放大器被配置为作为具有单位增益的电压缓冲器来操作。

10.根据权利要求1所述的麦克风偏置电路，还包括：

电容器，在所述第二节点和所述第四节点之间与所述电阻并联连接。

11.根据权利要求1所述的麦克风偏置电路，所述偏移校正电路包括：

积分器电路和比例-积分器电路中的一个。

12.根据权利要求1所述的麦克风偏置电路，所述偏移校正电路包括：

低通滤波器电路。

13.根据权利要求1所述的麦克风偏置电路，所述偏移校正电路包括：

布置在所述第二反馈路径中的数字滤波器，所述数字滤波器被配置为调节所述第一节点处的所述感测电压的所述DC偏移以具有所述预定量值；

模数转换器，其在所述第二反馈路径中被布置在所述第三节点和所述数字滤波器的输入之间；以及

数模转换器，其在所述第二反馈路径中被布置在所述数字滤波器的输出和所述第四节点之间。

14.根据权利要求13所述的麦克风偏置电路，所述偏移校正电路包括：

抗混叠滤波器，其在所述第二反馈路径中被布置在所述第三节点和所述模数转换器之间。

15.根据权利要求13所述的麦克风偏置电路，其中，所述数字滤波器包括积分路径和比例路径。

16.根据权利要求1所述的麦克风偏置电路，还包括：

电容器，在所述第一节点和所述第二节点之间与所述第一二极管和所述第二二极管并联连接。

17.根据权利要求1所述的麦克风偏置电路，其中，所述麦克风包括电容式换能器。

18.根据权利要求1所述的麦克风偏置电路，其中，所述麦克风包括微机电系统（MEMS）换能器。