CN110311636A - 应用于包络跟踪电源调制器的高带宽高摆幅线性放大器 - Google Patents

Abstract

本发明属于集成电路设计领域，具体为一种应用于包络跟踪电源调制器的高带宽高摆幅的线性放大器。该线性放大器包括偏置电路、放大器电路和补偿电路。偏置电路由偏置电流选择模块和偏置模块组成；放大器电路的第一级为轨至轨输入的折叠共源共栅跨导放大器，第二级为Class‑AB型放大器；补偿电路采用CASCODE米勒补偿和前馈补偿两种补偿方式。米勒补偿电容实现主次极点分离；前馈补偿电容可以对高频信号提供一条前馈通路，扩展带宽，改善放大器的高频性能。另外前馈补偿电容可以解决电源调制器输出端引入的封装电感而导致的高频振荡。Class‑AB型输出级采用核心管和I/O管叠加结构。该线性放大器最高可实现LTE‑100M的包络信号的跟踪，跟随动态范围达到0.5V‑3V。

Description

应用于包络跟踪电源调制器的高带宽高摆幅线性放大器

技术领域

本发明属于集成电路技术领域，具体涉及一种应用于包络跟踪电源调制器的线性放大器。

背景技术

随着无线通讯系统所要求的数据传输率的飞速增长，频谱资源日益紧缺，为了提高频谱利用率，无线通讯信号开始采用更高频谱效率的调制方式，信号调制从原来的恒包络调制发展为复杂的变包络调制，包络信号的带宽和峰均功率比（PAPR）不断提高。采用恒定电源电压供电的射频功率放大器（RFPA）系统随着信号PAPR的增大而下降明显。包络跟踪（ET）技术是提高功率放大器在处理高峰均功率比信号时效率的有效手段。包络跟踪电源调制器通过根据信号的包络给PA供电，供电电压与PA的输出信号包络之间的裕量基本保持恒定，能够有效地减小PA的功率耗散，提高PA的效率和线性度。电源调制器和功率放大器整个系统的效率由PA的效率和电源调制器的效率共同决定，因此包络跟踪电源调制器的效率很重要。

通信信号的能量大部分集中在较低频率，小部分能量分布在信号带宽至3倍带宽左右的位置。包络跟踪电源调制器由降压型开关电压转换器和线性放大器组成，转换效率高的降压型电压转换器提供占比大的低频能量，而剩下的高频能量则由高带宽高压摆率的线性放大器来提供。因此，应用于包络跟踪电源调制器的线性放大器需要有足够的带宽和摆幅，才能实现高带宽高PAPR的信号包络的跟踪。一般要求线性放大器的单位增益带宽达到信号包络带宽的3-5倍，如果PA的输出功率要求足够高，对线性放大器的摆幅要求也将随之提高。虽然线性放大器只提供占比低的高频能量，但是由于在整个电源调制器中，线性放大器是一个相对低效率的模块，跟踪带宽更高幅度更大的信号包络时，线性放大器需要付出更多的功耗代价，因此为了提高跟踪不同带宽的信号包络的效率，线性放大器的效率提高也很重要。

本发明针对LTE-100M信号包络跟踪电源调制器设计的线性放大器，可以根据跟踪的包络信号带宽选择合适的偏置电流档位，根据包络幅度选择合适的电源电压档位，尽量减小线性放大器的功耗。CASCODE米勒补偿和前馈补偿实现了足够的带宽和相位裕度，解决了由于封装电感引起的高频振荡的问题。线性放大器的带宽和摆幅满足了跟踪LTE-100M信号包络的要求，跟随的动态范围达到0.5V-3V。

发明内容

本发明的目的在于提供一种功耗低、效率高、跟随动态范围宽的应用于包络跟踪电源调制器的高带宽高摆幅线性放大器。

本发明提出应用于包络跟踪电源调制器的高带宽高摆幅线性放大器，包括偏置电路1、放大器电路2和补偿电路3，其结构如图1所示。其中：

所述偏置电路1包括偏置电流选择模块、偏置模块和两个缓冲放大器；偏置电流选择模块用于选择偏置电流大小，以便使线性放大器的带宽与跟随的信号带宽相匹配，保证线性放大器在成功跟踪信号包络的前提下尽量节省功耗；经过偏置电流选择模块的偏置电流输入到偏置模块，为后面的放大器电路提供合适的偏置电压；两个缓冲放大器AUXP和AUXN用于驱动输出级的耐压管MP2和MN2，两个缓冲放大器AUXP和AUXN接成单位增益形式，输入分别为偏置模块提供的偏置电压VBP和VBN，输出分别接到输出级的耐压管耐压管MP2和MN2的栅极。由于输出级的耐压管MP2和MN2的栅极电容很大，输出端VOUT的动态信号容易耦合到耐压管MP2和MN2的栅极，因此耐压管MP2和MN2的栅极采用驱动能力强的缓冲放大器AUXP和AUXN来驱动。为了进一步稳定耐压管的栅极电压，在耐压管MP2和MN2的栅极分别连接滤波电容C _BP 和C _BN 。

所述放大器电路2为轨至轨输入输出的两级放大器,输入级为轨至轨输入的折叠共源共栅放大器，输出级为核心管和耐压管层叠结构的Class-AB型放大器。折叠共源共栅放大器采用差分输入，单端输出。整个线性放大器接成单位增益负反馈的形式，即线性放大器的输出端VOUT与差分输入的负端相连，包络信号V_ENVELOPE从差分输入的正端输入。折叠共源共栅放大器的输出VOP和VON分别与Class-AB型放大器的功率管MP1和MN1的栅极相连接，作为第二级放大器的输入信号。Class-AB型放大器由功率管MP1、MN1和耐压管MP2、MN2组成：P型功率管MP1的源端接电源，漏端与P型耐压管的源端相连接，栅端则连接第一级放大器的输出VOP；P型耐压管MP2的源端与MP1的漏端相连接，漏端与N型耐压管MN2的漏端相连接，栅端则与缓冲放大器AUXP的输出相连；N型耐压管MN2的漏端与MP2的漏端相连接，源端与N型功率管MN1的漏端相连接，栅端则与缓冲放大器AUXN的输出相连；N型功率管MN1的漏端与MN2的源端相连接，源端接地，栅端则与第一级放大器的输出VON相连接。功率管MP1和MN1均为薄栅的核心管，用于信号放大，薄栅管栅极电容小，有利于提高带宽；耐压管MP2和MN2均为厚栅的I/O管，用来承受一定的漏源压降，保护功率管。同样为了保护功率管，P型功率管MP1的栅极与电源之间串联二极管D1和D2，将电源与VOP之间的电压差控制在1.5V以内；N型功率管MN1的栅极与地之间串联两个二极管D3和D4，将VON的电压钳位在1.5V之内。连接在线性放大器的电源和地之间的滤波电容C _VDD 可以解决地端的封装电感引入的高频振荡的问题。

所述补偿电路3包括CASCODE米勒补偿和前馈补偿两种补偿方式。如图1所示，米勒补偿电容C _M 和前馈补偿电容C _F 连接在线性放大器输出端VOUT和第一级放大器的输出之间。

本发明中，所述补偿电路3在整个电路中具体连接方式如图2所示，轨至轨输入的折叠共源共栅级放大器采用PMOS差分输入管M1、M2和NMOS差分输入管M3、M4两对差分对管输入，MP1和MP2串联，MN1和MN2串联，分别作为PMOS差分输入对和NMOS差分输入对的尾电流源。PMOS管M7、M9、M10和NMOS管M5、M6、M8组成三倍电流镜结构，保证在不同的输入共模电平下，输入管的总跨导保持恒定。PMOS输入管M1、M2与NMOS管MN3、MN4、MN5、MN6组成折叠共源共栅结构，NMOS输入管M3、M4与PMOS管MP3、MP4、MP5、MP6组成折叠共源共栅结构。其中信号路径上的MP3、MP4、MN3、MN4均采用核心管，有利于提高带宽，其余MOS管用I/O管，保证耐压安全。MP5的漏极和MP3的栅极相连接，MN5的漏极与MN3的栅极相连接，形成自偏置结构。PMOS管MP7源漏端分别与NMOS管MN7的漏源端相连接组成浮动电压源串联在P型共栅管MP5的漏极与N型共栅管MN5的漏极之间；同理PMOS管MP8源漏端分别与NMOS管MN8的漏源端相连接组成浮动电压源串联在P型共栅管MP6的漏极与N型共栅管MN6的漏极之间。折叠共源共栅级放大器采用单端输出，输出电压VOP和VON分别为P型共栅管MP6和N型共栅管MN6的漏端。而两个米勒补偿电容C _M1 和C _M2 一端连接在线性放大器输出端VOUT，另一端则分别与输出侧两个共栅管MP6和MN6的源极相连，实现主次极点分离，使线性放大器有足够的带宽和相位裕度。另外米勒补偿电容C _M1 和C _M2 通过共栅管MP6和MN6再连接到第一级放大器的输出端VOP和VON，这种CASCODE米勒补偿相比普通米勒补偿，可以消除由于米勒补偿电容的前馈作用而引入的零点。两个前馈补偿电容C _F1 和C _F2 一端连接在线性放大器的输出端VOUT，另一端分别与另外两个共栅管MP5和MN5的源极相连接。前馈补偿电容C _F1 和C _F2 在高频时可以提供一条前馈通路（如图2中蓝色虚线标注），使得高频信号可以直接从输入管M1和M3的漏极到达线性放大器的输出端，此时线性放大器等效为一个单级放大器，输出节点阻抗减小，将线性放大器输出端的极点外推，虽然牺牲了部分高频增益，但是实现了更高的带宽，可以有效地解决由于输出端的封装电感引起的高频振荡的问题。

本发明中，所述偏置电流选择模块，其结构如图3所示。外部的偏置电流从IBIAS_I输入到NMOS管M8的漏极，M8的源极与栅漏短接的NMOS管M1的漏极相连，NMOS管M1和M2尺寸相同，组成电流镜，将输入偏置电流IBIAS_I镜像到M2支路，M1、M2的源极接地，M2的漏极与二极管连接的NMOS管M7相连，M7串联在M2支路承担一定的漏源压降，减小由于沟长调制效应引起的电流镜像误差。栅漏短接的M7的漏极与栅漏短接的PMOS管M10的漏极相连接，PMOS管M10-M14具有相同的尺寸，源端均接到电源端，M10的栅极M11-M14四个PMOS管的栅极并联，构成四个电流镜。其中M11支路一直导通，M12-M14三条支路分别与M16-M21六个MOS管组成的三个传输门的一端相连，分别由这三个传输门的开关控制通断。M12、M13、M14的漏极分别与由NMOS管M16和PMOS管M17组成的传输管，NMOS管M18和PMOS管M19组成的传输管，NMOS管M20和PMOS管M21组成的传输管相连接，这三个传输门的栅极分别连接数字信号A和、B和、C和，传输门的通断即数字信号A、B、C的取值用两位控制字来控制。PMOS管M15串接在电源和M10的栅极之间，NMOS管M9串接在M1的栅极和地之间，使能信号NPD经过一级反相器之后与M9的栅极相连，经过两级反相器之后与M15的栅极相连。当使能信号NPD为高电平时，M9和M15相当于开路，电路正常工作；当使能信号NPD为低电平时，M9和M15导通，分别将P型镜像管M10的栅极电位拉到VDD，将N型镜像管M1的栅极电位拉到GND，电路处于不使能的状态。二极管连接的M3-M6漏极分别与M11的漏极、三个传输们的另一端相连接，源极均接到电流选择模块的输出端IBIAS_O。M3-M6均用来承担一定的漏源压降，减小电流镜中因沟长调制效应而引起的电流误差。

本发明中，偏置电流选择模块设置有大小不同的四个档位，分别为输入偏置电流的1至4倍，偏置电流越大，放大器带宽和压摆率都越大，能跟踪的包络信号的频率也越高，但是相应的功耗也越大。四档偏置电流的设置使得在电源调制器可以最高可以跟随LTE-100M的包络信号，当跟随60M、40M、20M等较低频率的包络信号时，可以灵活地选择偏置电流，实现包络信号跟随的同时降低线性放大器的功耗，提高效率。

本发明中，补偿电路采用CASCODE米勒补偿和前馈补偿两种补偿方式。CASCODE米勒补偿电容实现主次极点分离，使线性放大器有足够的带宽和相位裕度。前馈补偿电容在高频时可以提供一条前馈通路，使得高频信号直接从输入管的漏极到达线性放大器的输出端，此时线性放大器等效为一个单级放大器，输出节点阻抗减小，虽然在高频段牺牲了部分增益，但是实现了更高的带宽，可以有效地解决由于输出端的封装电感引起的高频振荡的问题。

本发明中，线性放大器可以在不同的电源电压下工作，根据所跟踪的包络幅度需要，电源电压设置了3.0V、3.4V和3.8V三档，在成功跟踪信号包络的前提下实现效率最大化。

附图说明

图1是应用于包络跟踪电源调制器的高带宽高摆幅的线性放大器的电路架构。

图2是作为线性放大器第一级的轨至轨输入的折叠共源共栅放大器和补偿电路。

图3是电流选择模块电路图。

图4是考虑输出端封装电感前后的线性放大器的等效负载变化。

图5是单独负载下线性放大器的幅频特性仿真结果。

图6是跟踪LTE-100M信号包络的瞬态仿真结果。

具体实施方式

下面根据附图及实例对本发明进行详细说明。

图1为所涉及的应用于包络跟踪电源调制器的高带宽高摆幅的线性放大器的电路架构图。电流选择模块可以根据所需要的带宽选择不同档位的偏置电流，第一级采用轨至轨输入的折叠共源共栅结构，折叠共源共栅结构有利于提高增益，轨至轨的输入可以提高线性放大器的输入摆幅，从而使得线性放大器可以工作在单位增益模式，从而可以稍微降低带宽的要求。第二级采用Class-AB型放大器，可以实现轨至轨输出，核心管和耐压管叠加的结构，一方面利用核心管栅极电容小，提高带宽；另一方面用耐压管保护核心管，使得其源漏管压降在耐压范围之内。耐压管尺寸越大，跟踪效果越好，输出动态范围越大，但是核心管上面的压降也越大，因此耐压管尺寸也不可取得过大。由于耐压管是厚栅管，栅极电容很大，输出级动态信号容易耦合到耐压管MP2和MN2的栅极，这对放大器的充放电是不利的，会导致带宽和相位裕度减小。由于MP2的栅极电容很大，当跟踪的信号频率很高时，要给耐压管最合理的动态偏置电压需要付出很高的功耗代价，因此耐压管的栅极电压采用静态偏置，并利用两个缓冲放大器增强驱动能力，用两个滤波电容C_BP和C_BN进一步稳定栅极电压。当跟随的信号包络幅度接近电源电压时，线性放大器要跟得足够高就需要尽可能地增大充电电流，使得功率管MP1的栅极电压VOP被拉低，导致MP1的栅源极之间的压降超出其耐压值。在包络跟踪电源调制器中，线性放大器和降压型开关电压转换器同时给PA供电，当开关电压转换器提供的电流过多时，多余的电流需要通过线性放大器的功率管MN1放掉，此时线性放大器为了尽快地放电会使得功率管MN1的栅极电压VON不断上升，导致MN1的栅源极之间的压降超出其耐压值。因此在VOP和电源之间、VON和地之间分别接两个二极管进行电压钳位，保护功率管MP1和MN1。电容C _M 和电容C _F 分别为米勒补偿电容和前馈补偿电容，电容C_VDD为电源的滤波电容，使得封装之后线性放大器的电源和地之间电压恒定，否则线性放大器的功率级大充放电电流流过地端的封装电感会导致高频的振荡。

图2为线性放大器的第一级，即轨至轨输入的折叠共源共栅放大器电路图，CASCODE米勒补偿电容C _M1 和C _M2 分别连接到共源共栅管MP6和MN6的源端，相比普通米勒补偿可以消除米勒电容的前馈作用而引入的零点，并使主次极点分离，从而使线性放大器有足够的带宽和相位裕度。前馈补偿电容C _F1 和C _F2 给高频信号提供一条从输入管M3和M1的漏极直接到输出的前馈通路（如图2中所示），在高频段牺牲部分增益扩展带宽。

图3为电流选择模块的具体电路，外部的偏置电流从IBIAS_I输入，通过M11-M14四个PMOS管一倍镜像为四支，其中M11支路一直导通，M12-M14三条支路都由M16-M21六个MOS管组成的传输门开关控制通断。三条支路都关断时，输出的偏置电流即为输入的偏置电流；只有一条支路导通时，输出的偏置电流为2倍的输入偏置电流；两条支路导通时，输出偏置电流为输入偏置电流的3倍；全部导通时，输出偏置电流达到最大档，为输入偏置电流的4倍。传输门的通断用两位控制字来控制，当两位控制字的输入从00到11，三条支路从全部断开到全部导通。M15和M9是连接使能信号，当使能信号有效时，M15和M9均关断，当电路不使能时，M15和M9分别将镜像的PMOS和NMOS的栅极电位拉到VDD或GND，使得整个电路处于关断状态。M3-M7均为耐压管，使得镜像管M10-M14的源漏电压降尽量相等，减小沟长调制效应带来的电流误差。

图4是考虑输出端封装电感前后的线性放大器的等效负载，没有考虑封装电感时，输出阻抗为：

考虑到封装电感，输出阻抗为：

假设封装电感为0.5nH,可知当频率很高时（GHz），封装电感引入的阻抗很大，使得输出端的阻抗增大，使得高频段某个频率下增益大幅上升，如果此时相位裕度不够则会引起高频振荡。增加的前馈电容在高频段提供的前馈通路使得输出级并联到MP3和MN3的漏极节点，而这两个节点均为低阻抗节点，使得输出级阻抗能够降下来，所以可以很好地解决高频振荡的问题。封装电感引入的高频振荡频率在GHz的量级，只要前馈电容C _F1 和C _F2 取值合理，这两个电容就只会在足够高的频率下才会提供前馈通路，因此在抑制高频振荡的同时不会对整个线性放大器的中低频性能有太大影响。

在12Ω、200pF的单独负载下，输入共模电平为1.2V时的幅频特性曲线如图5所示，跟踪LTE-100M信号的瞬态仿真结果如图6所示。可见该线性放大器的单位增益带宽可以达到300MHz，输出动态范围可以达到0.5V-3V，除了在最高点压摆率稍显不够之外，基本能够实现LTE-100M的信号包络的跟踪，比较好地实现了包络跟踪电源调制器中对于高带宽高摆幅线性放大器的要求。跟踪选择不同的偏置电流档位可以跟踪60M、40M和20M的信号包络，选择不同的电源电压可以跟踪不同电压摆幅的信号包络，通过对偏置电流和电源电压档的合理选择，可以实现效率最大化。

Claims (3)

1.一种应用于包络跟踪电源调制器的高带宽高摆幅线性放大器，其特征在于，包括偏置电路（1）、放大器电路（2）和补偿电路（3）；其中：

所述偏置电路（1）包括偏置电流选择模块、偏置模块和两个缓冲放大器；偏置电流选择模块用于选择偏置电流大小，以便使线性放大器的带宽与跟随的信号带宽相匹配，保证线性放大器在成功跟踪信号包络的前提下尽量节省功耗；经过偏置电流选择模块的偏置电流输入到偏置模块，为后面的放大器电路提供合适的偏置电压；两个缓冲放大器AUXP和AUXN用于驱动放大器电路输出级的耐压管MP2和MN2，两个缓冲放大器AUXP和AUXN接成单位增益形式，输入分别为偏置模块提供的偏置电压VBP和VBN，输出分别接到输出级的耐压管MP2和MN2的栅极；在耐压管MP2和MN2的栅极分别连接滤波电容C _BP 和C _BN ；

所述放大器电路（2）为轨至轨输入输出的两级放大器,输入级为轨至轨输入的折叠共源共栅放大器，输出级为核心管和耐压管层叠结构的Class-AB型放大器；折叠共源共栅放大器采用差分输入，单端输出；整个线性放大器接成单位增益负反馈的形式，即线性放大器的输出端VOUT与差分输入的负端相连，包络信号V_ENVELOPE从差分输入的正端输入；折叠共源共栅放大器的输出VOP和VON分别与Class-AB型放大器的功率管MP1和MN1的栅极相连接，作为第二级放大器的输入信号；Class-AB型放大器由功率管MP1、MN1和耐压管MP2、MN2组成：P型功率管MP1的源端接电源，漏端与P型耐压管MP2的源端相连接，栅端则连接第一级放大器的输出VOP；P型耐压管MP2的源端与P型功率管MP1的漏端相连接，漏端与N型耐压管MN2的漏端相连接，栅端则与缓冲放大器AUXP的输出相连；N型耐压管MN2的漏端与P型耐压管MP2的漏端相连接，源端与N型功率管MN1的漏端相连接，栅端则与缓冲放大器AUXN的输出相连；N型功率管MN1的漏端与N型耐压管MN2的源端相连接，源端接地，栅端则与第一级放大器的输出VON相连接；功率管MP1和MN1均为薄栅的核心管，用于信号放大；耐压管MP2和MN2均为厚栅的I/O管，用来承受一定的漏源压降，保护功率管；同样为了保护功率管，P型功率管MP1的栅极与电源之间串联二极管D1和D2，将电源与VOP之间的电压差控制在1.5V以内；N型功率管MN1的栅极与地之间串联两个二极管D3和D4，将VON的电压钳位在1.5V之内；在线性放大器的电源和地之间连接滤波电容C _VDD ，用于解决地端的封装电感引入的高频振荡的问题；

所述补偿电路（3）包括CASCODE米勒补偿和前馈补偿两种补偿方式；米勒补偿电容C _M 和前馈补偿电容C _F 连接在线性放大器输出端VOUT和第一级放大器的输出之间。

2.根据权利要求1所述的高带宽高摆幅线性放大器，其特征在于，所述补偿电路（3）在电路中的连接方式如下：轨至轨输入的折叠共源共栅级放大器采用PMOS差分输入管M1、M2和NMOS差分输入管M3、M4两对差分对管输入，功率管MP1和耐压管MP2串联，功率管MN1和耐压管MN2串联，分别作为PMOS差分输入对和NMOS差分输入对的尾电流源；三个PMOS管M7、M9、M10和三个NMOS管M5、M6、M8组成三倍电流镜结构，保证在不同的输入共模电平下，输入管的总跨导保持恒定；PMOS差分输入管M1、M2与四个NMOS管MN3、MN4、MN5、MN6组成折叠共源共栅结构，NMOS差分输入管M3、M4与四个PMOS管MP3、MP4、MP5、MP6组成折叠共源共栅结构；其中信号路径上的PMOS管MP3、MP4和NMOS管MN3、MN4均采用核心管，有利于提高带宽，其余MOS管用I/O管，保证耐压安全；PMOS管MP5的漏极和PMOS管MP3的栅极相连接，NMOS管MN5的漏极与NMOS管MN3的栅极相连接，形成自偏置结构；PMOS管MP7源漏端分别与NMOS管MN7的漏源端相连接组成浮动电压源串联在P型共栅管MP5的漏极与N型共栅管MN5的漏极之间；同理PMOS管MP8源漏端分别与NMOS管MN8的漏源端相连接组成浮动电压源串联在P型共栅管MP6的漏极与N型共栅管MN6的漏极之间；折叠共源共栅级放大器采用单端输出，输出电压VOP和VON分别为P型共栅管MP6和N型共栅管MN6的漏端；两个米勒补偿电容C _M1 和C _M2 一端连接在线性放大器输出端VOUT，另一端则分别与输出侧两个共栅管MP6和MN6的源极相连，实现主次极点分离，使线性放大器有足够的带宽和相位裕度；另外米勒补偿电容C _M1 和C _M2 通过共栅管MP6和MN6再连接到第一级放大器的输出端VOP和VON；两个前馈补偿电容C _F1 和C _F2 一端连接在线性放大器的输出端VOUT，另一端分别与另外两个共栅管MP5和MN5的源极相连接；前馈补偿电容C _F1 和C _F2 在高频时提供一条前馈通路，使得高频信号可以直接从输入管M1和M3的漏极到达线性放大器的输出端。

3. 根据权利要求2所述的高带宽高摆幅线性放大器，其特征在于，所述偏置电流选择模块中，外部的偏置电流从IBIAS_I输入到NMOS管M8的漏极，NMOS管M8的源极与栅漏短接的NMOS管M1的漏极相连，NMOS管M1和M2尺寸相同，组成电流镜，将输入偏置电流IBIAS_I镜像到M2支路，NMOS管M1、M2的源极接地，NMOS管M2的漏极与二极管连接的NMOS管M7相连，NMOS管M7串联在NMOS管M2支路承担一定的漏源压降；栅漏短接的NMOS管M7的漏极与栅漏短接的PMOS管M10的漏极相连接，PMOS管M10-M14具有相同的尺寸，源端均接到电源端，M10的栅极M11-M14四个PMOS管的栅极并联，构成四个电流镜；其中M11支路一直导通，NMOS管M12-M14三条支路分别与M16-M21六个MOS管组成的三个传输门的一端相连，分别由这三个传输门的开关控制通断；M12、M13、M14的漏极分别与由NMOS管M16和M17组成的传输管，NMOS管M18和PMOS管M19组成的传输管，NMOS管M20和PMOS管M21组成的传输管相连接，这三个传输门的栅极分别连接数字信号A和、B和、C和，传输门的通断即数字信号A、B、C的取值用两位控制字来控制；PMOS管M15串接在电源和M10的栅极之间，NMOS管M9串接在M1的栅极和地之间，使能信号NPD经过一级反相器之后与M9的栅极相连，经过两级反相器之后与M15的栅极相连；当使能信号NPD为高电平时，M9和M15相当于开路，电路正常工作；当使能信号NPD为低电平时，M9和M15导通，分别将P型镜像管M10的栅极电位拉到VDD，将N型镜像管M1的栅极电位拉到GND，电路处于不使能的状态；二极管连接的M3-M6漏极分别与M11的漏极、三个传输们的另一端相连接，源极均接到电流选择模块的输出端IBIAS_O；M3-M6均用来承担一定的漏源压降，减小电流镜中因沟长调制效应而引起的电流误差。