CN110291712A

CN110291712A - 无传感器电动机的驱动方法

Info

Publication number: CN110291712A
Application number: CN201780085896.XA
Authority: CN
Inventors: 山本清
Original assignee: Beidou Royal Co
Current assignee: Beidou Royal Co; Hokuto Seigyo KK
Priority date: 2017-02-08
Filing date: 2017-12-22
Publication date: 2019-09-27
Also published as: EP3540933A1; JP2018129930A; EP3540933A4; US20190372489A1; WO2018146957A1; US10840834B2; JP6274466B1; EP3540933B1

Abstract

本发明的课题在于提出一种与现有的根据时间轴的转子位置推定方式不同，根据角度轴进行转子位置推定从而跟随速度变化，能够始终以最佳的角度来实现励磁切换的无传感器电动机的驱动方法。作为解决方法，MCU(5)以励磁区间开始点对线圈开始励磁，进行固定周期通电且对线圈中产生的感应电压分量进行测定并进行积分，最终当积分值变为零则设为励磁区间结束位置。并且，切换至下一励磁区间的励磁模式，重复同样的积分动作使电动机连续旋转。

Description

无传感器电动机的驱动方法

技术领域

本发明涉及3相无刷DC电动机在以无传感器方式进行方波驱动时，与时间轴无关而根据转子角度检测转子位置并进行驱动的无传感器电动机的驱动方法。

背景技术

在不具有位置传感器的永磁体励磁型三相同步电动机的通电方式中主要有正弦波驱动和方波驱动。其中，代表性的正弦波驱动的无传感器矢量控制方式用于需要根据FOC(field-oriented control：磁场导向控制)等进行高阶控制的用途中，但由于需要高性能的A/D转换器、PWM控制，因此存在CPU的计算负荷也非常大的问题。与之相对，代表性的方波驱动的无传感器120°通电方式易于控制并且成本低，因此在小型电动机等中得以普及。

在所述无传感器120°通电方式中，分别在UVW相中设置60°无通电区间并检测与相间电压的1/2电位相交的感应电压过零点，并从该点开始使用计时器且设置30°延迟时间，从而进行励磁切换位置的检测。感应电压过零点与励磁切换点具有30°的相位差，因此不能直接进行励磁切换。

图11中示出3相无刷DC电动机的驱动方式的代表示例的120°通电的时序图。上部的U，V，W中实线表示通电波形，虚线表示感应电压波形且V相和W相相对于U相具有±120°相位差。

区间1从U相向V相进行方波通电，区间2从U相向W相进行方波通电，区间3从V相向W相进行方波通电，区间4从V相向U相进行方波通电，区间5从W相向U相进行方波通电，区间6从W相向V相进行方波通电。各相具有2处60°无通电区间，感应电压过零点发生在该无通电区间的中央，并且与励磁切换点具有30°相位差。

下部的实线HU～HW是内藏在电动机内的霍尔传感器的输出波形，现有的带位置传感器的无刷DC电动机基于该信号来对励磁进行切换。

图12中示出作为不具备位置传感器的无传感器电动机的一个示例的3相无刷直流(DC)电动机的结构。以转子轴1为中心进行旋转的转子2设置有一对S极和N极的永磁体3。永磁体励磁的磁极结构(IPM,SPM)或者极数等为多种多样。电枢绕组(线圈)U,V,W配置在以120°相位差设置的定子4的极齿，经由中性点(共模)C进行星形连接。有仅将线圈线拉出至电动机外部的3线式、以及共模线也拉出的4线式。

图13中示出现有的三相无传感器电动机驱动装置的框图的一示例。MCU51是微控制器(Micro-Control Unit:控制电路)。MPU51存储有对于三相线圈(U,V,W)的6种通电模式、以及指定与各通电模式相对应的120°通电的励磁切换区间(区间1～区间6)的励磁位置信息，且该MPU51根据来自上位控制器50的旋转指令来对电动机驱动电路进行开关控制从而任意地对励磁状态进行切换。另外，还内置有将励磁切换时刻延迟30°的计时器。

逆变器电路52(INV:电动机驱动电路)对来自MCU51的控制信号进行功率放大并对三相线圈进行通电，且为了对电动机转矩进行控制而进行励磁相切换或者PWM控制等开关动作。可以任意连接到电源线及接地线的半桥型开关电路设置有三相，并且还内置有驱动输出元件(FET等)的预驱动电路。

比较器电路53(ZERO)由将共模电压COM与各个线圈电压UVW的电压进行比较的3个比较器构成。共模电压通过在三相由电阻合成来生成。虽然未图示，但其由磁滞设定电阻、输出电平匹配电阻、保护元件、降噪元件等多个分立元器件构成。

比较器电路53的输出作为位置信号输出至MCU51。MCU51从比较器输出的边缘来检测过零点，并进一步通过定时器延迟30°之后，切换逆变器电路52的励磁相。

另外，由于在静止时不产生感应电压，因此执行开环的斜坡起动，并且在增加旋转时所述比较器输出开始有效。为了可靠地进行位置检测，需要比较器滞后电压5倍以上的感应电压，并且斜坡起动的最终转速变得相当高，为几百rpm～1krpm。

在现有的无传感器120°通电方式中，在检测过零点之后通过计时器推定励磁切换位置的方法在励磁切换时刻中存在较大问题，这将在下面描述。感应电压E与旋转角速度ω成比例并且周期T是1/ω，因此E×T＝常数。

图14中图示根据现有的位置检测方式的励磁切换时刻(另外，以下的说明中存在将感应电压波形进行直线近似来图示的情况)。示出对于从-30°相位旋转到0°相位为止的速度，从0°相位旋转到30°相位间存在有速度变化的情况。图中的点A(E1,T1)是在加速情况下的波形，点B(E2,T2)是在恒速情况下的波形，点C(E3,T3)是在减速情况下的波形。

由于相对于30°区间的感应电压E×时间T＝常数，因此E1×T1＝E2×T2＝E3×T3，由此通过点A～点C的ET积描绘为双曲线(虚线)。

因此，必须根据转速来改变励磁切换时刻，但由于在现有的延迟计时器方式中时间固定为T2，因此对30°区间内的加减速会产生励磁切换角度的误差。若误差较小时，则转矩、电动机效率下降即可，但若误差较大时进行加速，则滞后相位过多而导致死锁，并且在减速时相位提前过多且转矩下降而导致失步。

由此，现有方式中由于从时间轴来推定转子角度这一位置信息，因此不可能跟随速度变化，并且仅能在恒定速度下推定准确位置，并且在加速及减速时会出现大角度推定误差。即，因为转子角度是按时间推定，所以存在各种问题，例如电动机效率、转矩下降、振动、失步、电流增加、噪声产生。

已经提出了用于解决上述问题的各种电动机驱动方法，例如，当失步监视电路检测到电动机失步的迹象时，停止通电控制电路的输出并使其处于空转状态之后，通过重新旋转来防止失步(参见引用的文献1)。或者，通过从电动机的励磁电流切换点即感压电压过零点起延迟一定电气角，从而抑制从切换通电方向的切换点的一定时间前对定子绕组施加的功率(参见引用文献2)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2008-141828号公报

专利文献2：日本专利特开2000-184775号公报

发明内容

发明所要解决的技术问题

现有的无传感器驱动是基于过零检测和计时器等的励磁切换方式，当负载施加到电动机并且电动机减速时，励磁切换相位提前并且转矩下降，在这之后，当负载释放时，进行加速并且下一励磁切换相位延迟且转矩也下降。在诸如切削加工、移动装置等多种用途中，在操作期间发生微小的负载波动，并且每次都重复相位提前和相位滞后，从而对于现有的无传感器驱动，在大多数工作时间段中转矩产生效率大幅下降。此外，还存在失步等问题，在负载变动大的粘性负载用途中通常不使用无传感器电动机，而负载变动小的硬盘驱动器的主轴电动机等惯性负载用途为主流。

另外，包含上述的专利文献1，2的电动机驱动方法在内还提出有其它各种方法，这些方法都是利用计时器等调整励磁切换定时的方法，并且由于根据时间轴推定转子角度这一位置信息，所以不能跟随速度变化。

解决技术问题所采用的技术方案

本发明是为了解决上述问题而得以完成的，其目的在于，提出一种与根据时间轴的现有转子位置推定方式不同，在三相永磁体励磁型无刷DC电动机在没有位置传感器的情况下进行旋转驱动时，根据角度轴推定转子位置，跟随速度变化来始终能以最佳角度实现励磁切换的无传感器电动机的驱动方法。

由此，作为解决该问题的方法，与时间轴无关来检测转子角度即可。因此，由于通过对转子速度进行时间积分来求出转子位置，因此对角速度即感应电压进行时间积分来求出转子角度。该位置检测方法被定义为感应电压时间积分法。以下，进行详细描述。

一种无传感器电动机的驱动方法，以无位置传感器的方式对3相无刷DC电动机进行驱动控制，该无传感器电动机的驱动方法的特征在于，具备：电动机驱动电路，该电动机驱动电路包括三相桥式电路，该三相桥式电路对三相线圈中的任何两相线圈进行通电；控制电路，该控制电路根据来自上位控制器的旋转指令来对所述电动机驱动电路进行驱动控制；电压测定电路，该电压测定电路对由所述电动机驱动电路通电的线圈电压进行测定，所述电压测定电路包括：分压电路，该分压电路根据需要使得由所述电动机驱动电路通电的各相线圈电压与可测定输入范围相匹配；A/D转换器，该A/D转换器对通过所述分压电路输入的各相线圈电压进行测定；累计计数器，该累计计数器对所测定的各相线圈电压中包含的感应电压分量进行累计，所述控制电路通过重复执行如下步骤来使电动机连续旋转，所述步骤包含：检测步骤，该检测步骤在转子以能够检测感应电压的转速以上的转速进行旋转的过程中，由所述累计计数器检测励磁区间开始位置；开始步骤，该开始步骤在所述累计计数器检测出所述励磁区间开始位置之后，由所述电动机驱动电路将通电相切换至与本次励磁区间对应的通电模式来开始通电；复位步骤，该复位步骤通过所述电动机驱动电路在通电刚开始之后立即复位所述累计计数器；测定步骤，该测定步骤利用所述A/D转换器以固定的测定周期对线圈电压进行测定；累积步骤，该累积步骤从所述A/D转换器所测定的线圈电压提取感应电压分量，并利用所述累计计数器对该感应电压分量进行累计；以及结束步骤，该结束步骤在所述累计计数器在累计开始之后累计值为零或超过零的情况下，结束该励磁区间。

(注：感应电压的检测方法根据1)中性点电位和非通电相电位的差分、2)中性点电位和共模电位间的差分、3)共模电位和非通电相电位的差分中的任一个来进行检测。其中，中性点电位是相间电压的1/2。)

若使用上述无传感器电动机的驱动方法，通过与时间轴无关地检测转子角度，从而跟随速度变化始终以最佳角度进行励磁切换，因此大幅度地提高电动机效率。另外，由于转矩脉动减少，因此输出增加，同时消耗电流变小，电动机发热也减少。特别地，搭载了霍尔传感器的小型无刷DC电动机的情况下，虽然传感器误差、磁化误差的影响变大，但是若是无传感器驱动则不受影响，因此可以实现比带霍尔传感器的电机更高效的运行。

优选包含如下步骤：所述控制电路在励磁切换时，当成为前次励磁区间的最终感应电压Va＜本次励磁区间的最初感应电压Vb的提前相位的情况下，感应电压的理论交点电压Vc通过Va+(Vb-Va)/2来求出，设置复位期间来复位积分值直到感应电压测量值变成在Vc以下，在所述励磁切换时，成为Va＞Vb的滞后相位的情况下，选择如下第一方法～第三方法中的一个方法来执行：从最初的Vb测定时开始积分的第一方法；不进行积分，阈值Vd以-(Va+Vb)/2来求出，感应电压测定值与Vd一致或超过Vd则进行励磁切换的第二方法；不进行积分，设为阈值Vd＝－Vb，感应电压测定值与Vd一致或超过Vd则进行励磁切换的第三方法，由此，对以上的提前角时和滞后角时的相位误差进行补偿，在之后的每次励磁切换中重复同样的补偿。

由此，通过重复进行与提前角及滞后角的相位误差相对应的补正，从而始终以感应电压交点附近稍微提前的位置所设置的理想位置来进行励磁切换。另外，若准确地进行相位误差补正，则转矩脉动减少，因此转矩增加，从而能获得看起来就像进行速度控制一样的效果。

优选为，在励磁切换时为提前相位的情况下，所述控制电路在复位期间结束时，将中性点电位偏移电压通过(Vb-Vc)/(复位期间的测量周期数)来求出，并与中性点电位进行加运算。

由此，能够在每个提前角相位时的励磁区间补正中性点电位的偏移误差。

优选为，所述控制电路预先存储前次励磁区间的感应电压分量的积分峰值，若检测出本次励磁区间的感应电压分量的积分峰值，则计算前次峰值和本次峰值的平均值来求出区间角度移动平均值，设为积分值的区间结束判定阈值，基于该区间结束判定阈值进行励磁切换，从而补正区间结束相位，在此之后在励磁区间步进的同时与上述相同地求出2区间的区间角度移动平均值，对区间结束相位进行补正。

由此，能补正励磁区间结束侧的相位角，设为与前次励磁区间的平均角度，防止振动、长周期励磁区间的产生。

所述控制电路将积分开始位置延迟规定时间、或者将作为励磁区间结束判定基准的积分阈值偏移规定值，使励磁切换的相位角向前方偏移，进行提前角控制。

通过进行该提前角控制，能获得降低尖脉冲电流、噪声的效果。

所述控制电路也可以在起动时所述转子位于励磁区间的开始角度附近的情况下，至少最初的励磁区间通过PWM控制的导通占空比(on duty)100％或线性驱动进行直流通电来起动，进行感应电压的测定及积分动作。

由于本发明所涉及的驱动方法对于转子的位置检测不依赖于转速，因此即使感应电压逐渐增加或间歇地产生感应电压，也可以使用，并且检测出的微小的感应电压由于积分动作而被累计，从而成为大积分值，因此可以进行转子的稳定的位置检测。

所述控制电路也可以在每个测定周期测定非通电相电压，并且当本次测定值等于前次测定值时，将本次测定值设为零或者不执行感应电压分量的积分动作。

由此，能够避免因电动机静止时的微小误差而造成的位置检测误差。

优选为，所述控制电路预先对任意的励磁区间将规定时间设置为区间结束判定的禁止时间、或者在旋转开始之后的励磁切换时以异常短时间检测到区间结束点时，设置规定时间的区间结束判定的禁止时间，在励磁区间刚通电之后，立即设置电气时间常数τe程度的测定禁止期间，之后，对每个测定周期测定非通电相电压并进行积分，仅进行积分而不进行励磁区间结束判定，直到经过励磁区间结束判定的禁止时间为止。

由此，在并非积分值以上的大信号的情况下，积分值不会横穿励磁区间结束判定水平，能够防止由于大的误信号或噪声导致的误判。判定禁止时间根据起动条件等事先设定适当的值即可，也可以根据转速进行改变。

所述控制电路也可以在该励磁区间通电开始之后，在即使超过预先设定的停止判定时间也无法检测到励磁区间结束点的情况下，再次进行初始位置检测，在转子处于本次励磁区间、前次励磁区间、下次励磁区间的任何一个区间的情况下，进行所属励磁区间的励磁，在转子处于这些以外的励磁区间的情况下，执行再起动的第一方法或不进行初始位置检测而以当前的励磁模式进行自励定位的再起动的第二方法中的任何一个方法。

通过第一方法能够从由于噪声或预想外的外力或位置推定误差等导致的死锁状态、反转状态脱离，恢复至正常旋转，通过第二方法能抑制反转的概率，强制地使转子停止在规定位置，进行与该位置对应的励磁并起动。

发明效果

若使用上述无传感器电动机的驱动方法，通过与时间轴无关地检测转子角度，从而跟随速度变化始终以最佳角度进行励磁切换，因此大幅度地提高电动机效率。另外，由于转矩脉动减少，因此输出增加，同时消耗电流变少，电动机发热也减少。特别地，搭载了霍尔传感器的小型无刷DC电动机的情况下，虽然传感器误差、磁化误差等影响变大，但若是无传感器驱动则不受影响，因此可以实现比带霍尔传感器的电动机更高效的运行。

另外，由于加减速时也能够进行准确的提前角控制，励磁切换时的尖峰脉冲也下降，从而抑制高次谐波，因此使旋转音静音化，负载时的降噪效果尤其大。另外，提前角控制还可以有效地提取实部转矩，并且在上述高效化的基础上，还可以增加转矩，降低消耗电流。并且，无论速度如何都执行磁场定向控制以在加速时和减速时均检测位置，因此缩短加速时间，加快电动机的起动时间，还防止死锁、失步。

另外，由于用于位置检测的计算时间短，因此能够提前感应电压的测定周期，若进行线性驱动器，则可以进行PWM驱动时的数倍高的高速旋转。

另外，不依赖于电动机特性、负载电流，不选择电动机、使用条件，具有高通用性。另外，也不需要参数设定、调整，易于使用。

另外，不需要过零点比较器、磁滞设定电路、共模生成电路等，电路得到简化，接口部能够仅由6个分压电阻构成，由于没有有源元器件，因此易于应对高压系统，故障也减少。

另外，由于控制程序得到简化，软件开发时间缩短，并且计算负载减少，因此不需要高性能CPU，并且可以从硬件和软件两者中降低驱动电路的成本。

另外，能够构建基本上抗噪强，且抗噪性能极高的系统，并且起动性也得到提高，能够进行可靠的起动。由此，能够实现在现有的无传感器驱动的情况下几乎是不可能的噪音环境下的可靠运行、或通过失速运行或冲击停止来实现的往复运动等。

附图说明

图1是感应电压波形图和积分值波形图。

图2是积分处理的说明图。

图3是提前角误差的说明图。

图4是滞后角误差的说明图。

图5是区间角度移动平均的说明图。

图6是根据延迟积分开始的提前角的说明图。

图7是根据阈值的提前角的说明图。

图8是起动时的感应电压波形图和积分值波形图。

图9是表示无传感器电动机的驱动方法的一个示例的流程图。

图10是表示电动机驱动装置的一示例的框图。

图11是120°通电方式时序图。

图12是三相无传感器电动机的说明图。

图13是现有的三相无传感器电动机驱动装置的框图。

图14是现有的无传感器驱动的励磁切换时刻图。

具体实施方式

以下，针对本发明所涉及的无传感器电动机的转子位置检测方法的实施方式，参照附图进行说明。本发明申请广泛适用于如下的无传感器驱动方法：转子2包括永磁体励磁3，线圈以120°相位差配置在定子4进行星型接线(参照图12)，对相端连接至电动机驱动电路的无传感器电动机进行以无传感器方式进行驱动。

以下作为一个示例针对三相DC无刷电动机以无传感器方式进行驱动的无传感器电动机的驱动方法与装置结构一并进行说明。

参照图12示出本发明所涉及的3相无刷DC电动机的一实施例。作为一示例例示出包括2极永磁体转子与设置有3槽的定子4的3相无刷DC电动机。电动机可为内转子型、也可为外转子型中的任何一种。

在图12中，转子轴1与转子2设置为一体，作为励磁设置有2极的永磁体3。定子4配置有以120°相位差与永磁体3相对的极齿U，V，W。定子4的各极齿U,V,W设置有绕组u,v,w且相间通过共模点C连接从而成为后述的布线于电动机驱动装置的3相无刷DC电动机。另外，由于不需要共模线，因此省略。

接着，在图10的框图中示出使用无传感器电动机的驱动方法的电动机驱动装置的一示例。励磁方式是1相120°双极方波通电方式或以此为准的通电方式。MCU5(Micro-Contrl Unit：控制电路)包括CPU内核、存储各种程序的存储器(ROM、闪存等)、一个以上的计时器(能够进行设定的计时器以及看门狗定时器)、用于外部周边设备和进行通信的输入输出部等。MCU5通过来自上位控制器6的旋转指令(RUN)来将电动机驱动信号从输出端子OUT1～OUT6向后述的逆变器电路7(INV：电动机驱动电路)进行输出控制。另外，MCU5将转子位置信息、旋转方向信息发送至上位控制器6。

通常，逆变器电路7为了控制电动机转矩而进行励磁相切换或PWM控制等开关动作。逆变器电路7包括与开关元件反并联连接的二极管，且对于各相分别设置有与正极电源线及接地电源线可任意连接的半桥型开关电路(三相桥电路)。MCU5根据来自上位控制器6的旋转指令对逆变器电路7进行驱动控制，以对三相线圈中的任意二相线圈进行通电。

电压测定电路8测定由逆变器电路7通电的线圈电压。电压测定电路8通过分压电路9(RA)连接到MCU5，该分压电路9(RA)根据需要使得由逆变器电路7通电的各相线圈电压与可测定输入范围相匹配。在MCU5内设置有对通过分压电路9输入的各相线圈电压进行测定的A/D转换器10(ADC)、以及对各相线圈电压所包含的感应电压分量进行累计的累计计数器11(CNT)。

与现有的框图(图13)不同点在于：无过零比较器(ZERO)，取而代之地通过分压电路9(RA)将线圈电压调整(调节)为输入范围且输入至内置于MCU5的A/D转换器10。另外，由于不使用共模电压，因此电动机也可是3线式。

分压电路9(RA)设置有3组(r₁,r₂)、(r₃,r₄)、(r₅,r₆)分压电阻，该分压电阻由2个串联电阻(r₁,r₂)构成。分压电阻的一端与线圈相连接，另一端接地，共模连接点分别输出至A/D转换器10。输出电压根据分压比(r₂/(r₁+r₂)、r₄/(r₃+r₄)、r₆/(r₅+r₆))而变小，并且与A/D转换器10的输入范围相匹配。若增加分压值，则也能应对高压驱动电路。例如若分压值为1:99，则线圈电压成为1/100，使用3.3V全范围的A/D转换器10能够测定到330V为止。

MCU5内置有3通道的A/D转换器10，能够测定线圈电压。另外，也内置有对线圈电压的测定值进行累计的累计计数器11(CNT)。A/D转换器10以固定周期进行各相的电压测定，采样保持电路虽然也可使用包括1通道的标准电路，但是为了消除测定时刻误差而优选采用包括3个采样保持电路的3通道同时采样类型。

上述MCU5进行如下的无传感器电动机的驱动控制。

转子2以能够检测感应电压的转速以上的转速进行旋转过程中，若MCU5检测出到达励磁区间开始位置，则将逆变器电路7的通电相切换至与本次励磁区间相对应的通电模式并开始通电。在由逆变器电路7刚开始通电之后，立即复位累计计数器11的计数值。使用A/D转换器10以固定的测定周期对线圈电压进行测定。从由A/D转换器10测定的线圈电压提取感应电压分量，并利用累计计数器11对该感应电压分量进行累计。在由累计计数器11开始进行累计后，若积分值为零或超过零，则结束该励磁区间。通过重复执行以上的工序使电动机连续旋转。

(感应电压时间积分法)

上述无传感器电动机的驱动方法定义为感应电压时间积分法，以下进行具体说明。从励磁区间的开始位置对感应电压E以时间T进行积分，由于感应电压符号在中间位置进行切换，因此积分值在励磁区间结束位置处成为零。由此能够得知励磁切换位置(以下，将60°励磁区间简称为区间)。

图1中根据角度轴标记示出120°通电时的感应电压波形(实线)与其积分值波形(虚线)。横轴是表示转子角θ的角度轴，纵轴是表示感应电压和积分值(ET积)，并且0点是中性点电位。图1是示出转子2匀速旋转状态的波形，以下除非另有说明，否则也图示匀速时的波形。

在每个区间中切换作为对象的非通电相，并且在图1中首先选择U相作为非通电相，并且对相对于0点的感应电压(高速Eu；粗线)进行测定，在下一区间切换至W相，对感应电压(高速Ew；粗线)进行测定。作为参考也记载低速时的感应电压(低速Eu,低速Ew；细线)。

积分值是在每个微小的测定周期对感应电压进行累计而得的值。观察Eu的积分值波形，可以判定其从零开始并在负值下摆动，在励磁切换点处再次返回到零。同样地Ew的积分值波形也从零开始并在正值下摆动，在励磁切换点处再次返回到零。也就是说，积分值以过零点为中心的相等角度的2点处成为零，因此若从区间开始点进行积分，则下次成为零的位置是区间结束点即励磁切换点。这是感应电压时间积分法的旋转位置检测原理。

积分能够通过在每个微小的固定时间对感应电压进行测定并进行累计来实现。图2是累计处理的说明图，以时间轴标记表示匀速时的感应电压测定值Eu和Ew及其的累计值。纵轴是感应电压值及累计值，横轴是时间，测定周期t例如是PWM载波周期等。累计值波形是在每个测定周期t中对感应电压值e1～en进行累计而得的波形，为黎曼积分波形。另外，由于量子化误差导致积分值超过零，因此在励磁切换时进行复位。

本发明首先在区间开始点开始励磁，以固定周期测定感应电压并进行累计，当累计值最终成为零时，则设为区间结束位置。并且切换至下一区间的励磁模式，若重复同样的累计动作则能够使电动机连续旋转。虽然连续进行累计会累计误差，但在励磁切换时将累计值复位成零则能消除累计的误差。由此感应电压时间积分法以能够检测感应电压的转速进行旋转的过程中，与区间开始点同步地开始应用。由于仅处理累计值的零点，因此不依赖于转速而无需对时间常数进行调整。

另外，能够根据对于中性点电位(通电相间电压的1/2)的非通电相电压或共模电压、或对于共模电压的非通电相电压的差分来提取感应电压。

另一方面，线圈施加电压在PWM驱动时是固定的，而在PAM驱动或线性驱动时则是变化的且与之相对应的中性点电位也变化。然而，即使中性点电位发生变动，感应电压的大小也不变化。因此，使用3通道同时采样A/D转换器，与非通电相电压测定同时地测定通电2相电压，将平均值设为中性点电位，在该情况下，即使使线圈施加电压变化，也能够不受影响地提取感应电压。另外，电源电压变动或输出级压降变动等也能应对。

(相位补偿)

对相位补偿进行说明。MCU5在励磁切换时，当成为前次区间的最终感应电压Va<本次区间的最初感应电压Vb的提前相位的情况下，感应电压的理论交点电压Vc通过Va+(Vb-Va)/2求出，设置复位积分值的复位期间直到感应电压测定值达到Vc以下为止，或者在所述励磁切换时，成为Va>Vb的滞后相位的情况下，对如下方法进行选择并执行：作为第一方法从最初的Vb测定时开始积分；作为第二方法不进行积分，阈值Vd通过-(Va+Vb)/2求出且感应电压测定值与Vd一致或超过Vd则进行励磁切换；作为第三方法不进行积分，设为阈值Vd＝-Vb，感应电压测定值与Vd一致或超过Vd则进行励磁切换。由此，对提前角时和滞后角时的相位误差进行补偿，之后每次励磁切换也重复进行同样的补偿。

所述的感应电压时间积分法不具有收敛到固定区间角度的能力，因此若在区间角度中发生误差，则重复长周期、短周期的区间，导致振动、转矩下降。若始终在理想的位置处执行励磁切换，则振动得到抑制，因此进行相位误差的补正。即使以区间为单位进行补正，由于误差也在实际范围内收敛，因此在区间开始时进行一次即可。另外，本申请开始应用的最初1区间由于没有比较数据，因此不作为补正对象。

以在相邻的区间感应电压交点处进行励磁切换为目标值，以感应电压交点相位处进行励磁切换的情况设为无误差状态，并且将偏离感应电压交点进行励磁切换的情况下的相位差定义为相位误差。相位误差中存在励磁切换发生在感应电压交点之前处的提前角误差、以及在交点之后发生的滞后角误差，本申请中分别针对其实施不同的补正。

图3是提前角误差的说明图。示出感应电压波形(实线)和其积分值波形(虚线)以及实施了误差补正的补正积分值波形(细的虚线)。以无误差时的感应电压交点划分的区间作为理想的区间角度来表示。

θa是相位误差(提前角)，Va是区间1的感应电压最终测定值，Vb是区间2的最初感应电压测定值，Vc是理论的感应电压交点电压即Va+(Vb-Va)/2。Voff是中性点电位0的偏移(在下一节中进行说明)。

在图3中，从区间1向区间2切换励磁时，在没有相位误差的情况下(前次区间1的最终感应电压Va与本次区间2的最初感应电压Vb一致)，励磁切换点位于感应电压交点Vc而无需补正。

在存在有相位误差的情况下，Va跳跃至Vb。在本次区间的感应电压大于前次区间的感应电压的情况下为提前角，在提前角时从Vb到感应电压交点电压Vc为止的θa期间由于是相位误差期间，因此不能进行积分。在此，为了补正提前角相位误差，直到感应电压测定值超过感应电压交点电压Vc为止的θa期间设为使积分值为零并且不进行积分的复位期间。感应电压交点电压Vc能够通过Vc＝Va+(Vb-Va)/2求出。由此，因为区间终点的相位前进至前方的感应电压交点相位为止，因此提前角的相位误差得到补正。另外，在图3中示出未得到误差补正的情况下的感应电压波形及励磁切换点。

接着针对滞后角时的补正进行说明。

图4是滞后角误差的说明图。标号引用上图。积分值波形用虚线表示。Vc’是前次的感应电压交点电压，Vd是判定区间结束的感应电压阈值。如由图4判断那样，滞后角时已经通过感应电压的交点Vc’而无法检测，因此不能用于相位误差补正。

作为滞后角补正的第一方法，励磁切换，测定到最初的Vb之后立即开始积分。该情况下，补正后的区间角度变小且下一区间成为提前角。

作为滞后角补正的第二方法，考虑到滞后角区间是匀速的假设条件，基于已经通过的前次感应电压的交点电压Vc’和下一交点电压Vd成为相等作为前提来决定励磁切换相位。即滞后角时，不进行积分，以感应电压电平超过与前次交点电压Vc’相等值的基准电压Vref的点Vd作为阈值来进行励磁切换。阈值通过下式得以求出。

Vd＝-Vc’＝-(Va+Vb)/2

图4的区间2结束侧的感应电压波形以及励磁切换点图示出该第二方法下的励磁切换角度。

然而，由于考虑了匀速这个假设条件，因此速度变化而变慢的情况下，区间变得过长。在此，考虑减速时等速度下降，若使Vd变小则能够防止区间变长。

Vd＝-Vc’×减少率；其中减少率是1以下。

由此能够快速地消除滞后角而使其达到提前角。

作为滞后角补正的第三方法，与所述相同地滞后角区间考虑匀速这个假设条件，设为Vd＝-Vb。

由此，这简化了计算并且能够快速消除滞后角并使其达到提前角。滞后角时选择上述的任意一个方法即可。

通过重复进行与上述提前角及滞后角的相位误差相对应的补正，从而始终在感应电压交点附近稍微提前的位置设置的理想位置进行励磁切换。

若准确地进行相位误差补正，则由于转矩脉动减少，因此转矩增加，从而能获得看起来像进行速度控制一样的效果。并且线圈电流减小。

(偏移误差补正)

以下针对偏移误差补正进行说明。在励磁切换时提前相位的情况下，MCU5在复位期间结束时，将中性点电位偏移电压通过(Vb-Vc)/(复位期间的测定周期数)来求出，并将其与中性点电位进行加运算。

励磁区间的周期振动的主要原因是中性点电位的偏移。中性点电位是感应电压测定的基准电压，需要高精度。无共模线的3线式电动机需要对通电2相的线圈电压进行测定且将相间电压/2设为中性点电位。然而，中性点电位由于电阻值偏差或电源电压波动等而变动，当中性点电位是固定值时，则发生偏移误差,成为引起振动的主要原因。

特别地使用1通道采样A/D转换器仅在区间开始时，从通电相间电压求出中性点等情况下，偏移变大。由此，必须在旋转时依次对偏移误差进行补正以获得正确的中性点电位。

在此，对在每个区间中将中性点电位设为固定值的情况下的偏移调整法进行说明。

图3中图示中性点电位Vref的偏移误差Voff。其中，θa＝积分值复位期间，Va＝前次区间最终测定值，Vb＝本次区间最初测定值。

在此，设定提前角相位时的偏移误差Voff＝((Vb-Va)/2)/(复位期间的测定周期数)。并且，若超过所述复位期间，则设定Vref＝Vref+Voff。由此，能够根据每个提前角相位时的区间来补正中性点电位的偏移误差。

(利用区间角度移动平均的相位补偿)

以下针对利用区间角度移动平均的相位补偿进行说明。控制电路预先存储前次区间的积分峰值，若检测出本次的积分峰值，则计算前次积分峰值和本次积分峰值的平均值来求出区间角度移动平均值，设为积分值的区间结束判定阈值，基于该区间结束判定阈值进行励磁切换并补正区间结束相位，在此之后也在步进区间的同时与上述相同地求出2个区间的区间角度移动平均值并对区间结束相位进行补正。

区间彼此的角度偏差有时难以仅以1区间内的判定来消除。因此，取2区间的积分峰值的移动平均并将区间角度补正成平均值。由于积分值波形的斜率变化的点是积分峰值，因此若通过在每个测定周期与再次之前的积分峰值进行大小比较来预先存储最大值，则能够求出区间内的积分峰值。积分峰值根据励磁区间存在正侧和负侧的情况。

首先，在该励磁区间结束时刻，MCU5将积分峰值存储为前次区间的积分峰值。接着，在励磁切换后的本次区间内在每个测定周期对积分值进行大小比较来检测积分峰值。若检测出了积分峰值，则立即设为本次区间积分峰值并求出所存储的前次区间积分峰值和本次区间积分峰值的平均，并设为区间结束判定的积分值阈值。

在峰值点之后的区间的后半部分开始判定是否超过所述阈值，当超过阈值时，判定为区间结束位置并进行励磁切换。以后的区间中也同样地对区间角度进行补正。

另外，本申请应用的最初励磁区间由于没有前次积分值，因此无需补正。

图5中示出区间角度移动平均的说明图。PK1是前次区间的积分峰值，PK2是本次区间的积分峰值，阈值是(PK1+PK2)/2。本示例中区间结束点相应补正量向前方移动。

由此，将区间结束侧的相位角进行补正来设为与前次区间的平均角度，防止振动、长周期区间的发生。

(提前角控制)

以下针对提前角控制进行说明。控制电路将积分开始位置延迟规定时间、或者使得作为区间结束判定基准的积分阈值偏移规定值，以使励磁切换的相位角向前方偏移来进行提前角控制。

提前角控制是指保持区间宽度使区间开始位置及结束位置比通常要向前方相位偏移。线圈电流相对于线圈电压相位有所延迟，因此广泛地进行提前角控制即在比感应电压交点要早的相位角进行励磁切换。或者，在用于活用实部转矩以增大转矩。另外，通过提前角控制具有下降尖脉冲电流、噪音的效果。

作为提前角控制的第一方法，使积分开始位置延迟任意时间(测定周期数)。由此，超过区间结束侧的零点的位置相应积分开始的延迟时间向前方偏移，励磁切换相位提前，进行提前角控制。提前角量可以设定0°到30°附近为止，另外，还可以自由地改变每1区间的提前角量。

图6中示出利用延迟积分开始的提前角的说明图。示出感应电压波形(实线)和无提前角时的积分值波形(细的虚线)以及提前角时的积分值波形(虚线)。以相较感应电压交点相位相应积分开始延迟的角度而提前的相位角进行励磁切换。

作为提前角控制的第二方法，对改变供积分值检测下一励磁切换点的阈值的方法进行说明。当不设置提前角时阈值为零。为了通过阈值来设置提前角，当积分值在+侧时，将期望的偏移设置为+侧的阈值，当积分值在－侧时，将期望的偏移设置为－侧的阈值。由此，相位向前方前进来进行励磁切换。

图7中示出根据阈值的提前角的说明图。示出感应电压波形(实线)及提前角控制时的积分值波形(虚线)。阈值+及阈值－使得区间结束判定积分值在零点以前进行励磁切换，并且相应量即为提前角。

(起动时的步骤)

以下对电动机起动时的步骤进行说明。

MCU5在起动时转子2位于励磁区间的开始角度附近的情况下，至少最初的励磁区间以PWM控制的导通占空比(on duty)100％或线性驱动来进行直流通电以起动，对感应电压进行测定并进行积分动作。

由于本发明将区间开始位置设置为积分开始位置并且在从起动时进行应用的情况下，需要如下步骤：检测静止时的转子初始位置并且最大旋转60°到下一区间开始位置，之后切换到本技术方案的步骤。由于提出有各种静止时以及极低速时的位置检测方法，因此这里不作特别指定。在图8中，首先检测初始位置(区间1)，基于此进行励磁的情况下，开始旋转。在此，周期性地进行位置检测，并检测是否到达了下一区间2。并且，在达到了下一区间2的开始位置附近，则切换至本发明的控制动作。

另外，也可以通过自励定位而定位在区间开始位置，在该情况下，能够省略初始位置检测以简单的步骤来起动。自励定位是指任意相中固定通电，并将转子2定位在特定的位置。参照图11进行说明，当从U相向共模侧通电时，转子旋转到180°相位为止，在此转矩为零而静止。另外，若从共模点向V相通电则在120°处静止。由此，若将U相与电源+连接，将V相与GND连接，并进行2相通电，则由于U相和V相的合力使得转子2以峰值转矩的0.5的保持力而静止在150°的位置。该相位角是区间3的开始位置。同样地通过适当选择通电相，能够以从30°开始的60°的步长将转子2定位在任意的区间开始位置。即为自励定位。在无法判断初始位置的情况下，定位在任意的区间开始点，从而存在定位时的旋转角度不确定，还发生逆转的情况。

由此，在定位为区间开始点之后，适用本发明，开始起动励磁，但由于最初的励磁区间几乎0速，因此几乎不产生感应电压。若在该状态下进行PWM驱动，则高频PWM脉冲相当于测定线圈电感，励磁电流反应与转子角度相对应的电感而变化，非通电相电压也根据下式发生变化。

ΔV＝-cos(2θ)：ΔV是电压变化，θ是转子角度。

该ΔV较多的情况下，大于感应电压，脉冲驱动时的非通电相电压重叠有因电感变化而引起的电压，从而无法准确地检测感应电压。

在此，至少最初的励磁区间设为通过PWM控制占空比(on duty)100％或线性驱动的直流通电。由此，在非通电相电压中不反应电感变化从而能够进行微小的感应电压的检测。

在该情况下，与PWM驱动及线性驱动无关，通过改变施加到逆变器电路7的电源电压V来执行起动电流或起动转矩的调整(参见图10)。

图8中根据时间轴标记示出起动时的感应电压波形(实线)与其积分值波形(虚线)。

Vref是中性点电位。起动时的感应电压为零，不久就会开始产生轻微的感应电压。由于本申请不依赖于速度，因此在逐渐增加的感应电压或间歇性发生的感应电压的情况下也能使用。并且，检测到的微小感应电压由于积分动作而被累计，成为较大的积分值，从而能够稳定地进行位置检测。

(避免静止时误差的积分)

对避免静止时误差的积分进行说明。

MCU5在每个测定周期对非通电相电压进行测定，在本次测定值与前次测定值相等时或者两者的电位差在量子化误差以下时，将本次测定值设为零或者不执行积分动作。为了降低量子化误差，也可设为本次测定值＝(前次测定值+本次测定值)/2。

在从电动机起动时适用本发明的情况下，在每个测定周期对非通电相电压进行测定时，在速度为零的情况下每次测定感应电压为零的值。或者从旋转状态停止时也会产生同样的状态。然而，实际上非通电相电压不是完全为零，由于线圈阻抗值偏差而产生中性点电位的偏移误差、量子化误差等，带有少量的电位。若对该少量的电压反复测定并进行积分，则误差被累计而成为大到无法忽视程度的值。

为了避免该静止时的非通电相电压的误差的积分，在对与前次相同测定值进行测量时或误差在量子化误差以下时，测定值设为零或不进行积分。另外，也可以对测定值进行2区间的移动平均处理。即，通过设定本次测定值＝(前次测定值+本次测定值)/2，能够消除量子化误差，并且能够降低误差的积分值。由此，避免由于电动机静止时的微小误差而引起的位置检测误差。

另外，上述的前次值和本次值为相同值意味着转子静止。虽然通常起动时是数毫秒的短时间，但是转子在由于外力被固定的情况下，也会发生数秒以上的长时间的情况。然而，通过该对策消除了静止时间的限制，并且也能应对失速运行等。

(噪声对策)

以下对噪声对策进行说明。MCU5预先对任意励磁区间将规定时间设置为区间结束判定的禁止时间、或者在旋转开始之后进行励磁切换时以异常短的时间检测到区间结束点时，设置规定时间的区间结束判定的禁止时间，并且在刚进行励磁区间的通电之后立即设置电气时间常数大约τe的测定禁止期间，然后在每个测定周期对非通电相电压进行测定并积分，仅进行积分而不进行区间结束判定，直到区间结束判定的禁止时间经过为止。

在励磁区间切换时的刚开始通电之后，很多情况下，由于尖峰噪声等而导致电压不稳定而中性点电压的误差较大。另外，也始终产生电路随机噪声、电源噪声，或者由于转子的微振动、粘滑现象等也存在感应电压微妙地变化的情况。

另一方面，特别地在电动机起动时检测出尽可能微小的感应电压信号的情况下能扩展低速旋转区域并提高起动性，因此是有利的，从该观点出发，为了消除噪声而使用低通滤波器的情况下，由于信号本身也被抵消，因此是不优选的。

由于噪声的电压电平和频率根据产生情况的不同而会有很大差异，因此仅使用一种方法难以去除噪声，因此根据噪声产生状况分别实施降噪对策。

首先，在刚通电之后立即出现电气时间常数τe左右的尖峰脉冲的不稳定期间，不测定感应电压。

之后，在不经由低通滤波的情况下直接对非通电相电压进行积分。噪声分量具有在正方向和负方向上对称产生的倾向，因此若直接进行积分则噪声会相互抵消，另一方面，感应电压偏向发生在正方向和负方向中的某一方向上，因此不会被抵消而有效地得以积分。由此，能够在无相位滞后地实现具有较大SN比的噪声抵消。

并且，积分初期是相对噪声敏感的期间，即使一瞬间产生结束判定阈值以下的值的情况下，仍将错误地检测出到达了区间结束点，从而以非常短的时间发生励磁切换。因此，设置仅进行积分直到积分值变得足够大为止而不进行区间结束判定的时间。由此，并非积分值以上的大信号的情况下，积分值不会横穿区间结束判定水平，能防止大错误信号或噪声导致的误判。判定禁止时间只要根据起动条件等事先设定适当的值即可，也可以根据转速进行改变。可以例如如下那样任意设定：设定第1励磁区间设为固定值(1ms等)，第2步骤设为前次区间时间的25％，在第3步骤之后不进行设置。由此能够防止异常短的区间的发生，从而确保最小限度的区间宽度。

另外，在旋转时以异常短的时间检测到区间结束时，也可设定规定的判定禁止时间以确保最低限度的区间时间。例如设置前次区间时间的50％的判定禁止时间。由此，避免瞬间地前进1区间，避免前进角接近60°的异常情况，确保至少约30°左右的区间时间，能从下一区间返回到正常的旋转。

通过上述各种对策，能够强力地去除噪声，并检测微小的感应电压，在正确的位置处切换激励。

(极低速旋转及位置推定错误对策)

以下对极低速旋转及位置推定错误对策进行说明。MCU5在该励磁区间中通电开始之后，在即使超过预先设定的停止判定期间也无法检测到励磁区间结束点的情况下，再次进行初始位置检测，若转子在本次区间、前次区间、下次区间的任意一个区间中，则进行该区间的励磁，若是在这些以外的区间，则执行如下任意一个方法：再起动的第一方法或不进行初始位置检测而以当前的励磁模式进行自励定位并再起动的第二方法。

当感应电压以小于检测分辨率的极低速旋转时，本申请无法检测出其正在旋转中。若由于外力等以极低速继续旋转，则超过该区间并进入到下一区间，但是在电路侧由于无法判别，若最终前进至自励停止位置为止则会在最大转矩的1/2的保持转矩停止，从而成为死锁状态。并且，由于外力使其强制地进行旋转的情况下，本次产生反向转矩并试图返回至死锁位置。在上述动作在想要控制电动机时是不优选的，必须始终在固定方向上产生恒定的转矩。

在此，在该励磁区间中开始通电之后，即使超过预先设定的停止判定时间也未检测出励磁区间结束点时，

作为第一方法，进行与电动机起动时同样的初始位置检测，对转子位置进行确认。初始位置检测中不进行感应电压的测定和积分。

其结果是，若是本次励磁区间，则继续保持现状的励磁和感应电压测定、积分。若前进至下一励磁区间，则将励磁切换至该区间的励磁模式。或者，若返回至前一个励磁区间，则将励磁切换至该区间的励磁模式。由此对极低速旋转进行检测，并且即使在静止或者极低速旋转或者反转的情况下，也能进行产生正向转矩的失速操作。

另外，若是除上述之外的3区间，则判定为位置推定误差，并基于重新检测出的初始位置执行与该区间相对应的自励定位并重起动，在检测出下一区间开始点之后，再适用本申请。另外，可以以上述停止判定时间来监视下一区间开始点的检测时间，若超过该时间，则返回至初始位置检测。

由此，从由于噪音或意料之外的外力或位置推定错误等导致的死锁状态或反转状态脱离，返回至正常旋转。

可以根据使用条件适当地设定停止判定时间，例如，若设置100ms的值并且初始位置检测时间大约1ms，则以大约100ms的周期重复初始位置检测。在该情况下，停止中的通电效率约为99％，能够确保足够的转矩，并且位置检测动作的感测声音也是10Hz，这是低于可听范围的低水平。

作为第二方法，在无法进行初始位置检测的情况下，若超过停止判定时间，则视为处于死锁状态。死锁状态也可考虑为以当前通电中的励磁模式进行自励定位。因此，直接以励磁执行规定时间的自励定位并再起动即可。由此，通过抑制反转的概率，可以将转子2强制地停止在规定位置，并且可以执行与该位置相对应的激励来起动。

执行以上的任意一个方法即可。

以下，参照图9中示出的流程图对电动机驱动方法的一示例进行说明。

从上位控制器6向MCU5发出旋转指令RUN以起动电动机，转子2到达能够检测感应电压的转速之后，检测到励磁区间开始位置时，开始应用本发明，对从该时刻开始的基本动作进行说明。

在电动机起动，转子2到达能够检测感应电压的转速之后,MCU5在检测到励磁区间开始位置时，以本次励磁区间编号的通电模式开始励磁(步骤1)。若开始励磁，则将累计值(CNT)复位至零(步骤2)。

MCU5使用A/D转换器10以固定的测定周期T对通电相的线圈电压进行A/D转换并进行测定(步骤3)。此时，取非通电相电压Vz和通电相间电压V的1/2(V/2：中性点电位)之间差分来计算感应电压值(步骤4)。累计计数器11将感应电压值E与累计值(CNT)相加(积分处理：步骤5)。从线圈电压提取感应电压分量并进行累计的处理通过PWM中断控制等而以固定测定周期T执行(步骤6)。若通过上位控制器6输入了停止指令，则MCU5截断通电并结束该程序(步骤7)。另外，若未输入有停止指令，则判定由累计计数器11的累计值(CNT)到达了零与否(步骤8：励磁区间结束等待)。此时，若累计计数器11的积分值(CNT)未超过零，则返回至步骤3继续执行积分处理。另外，若累计计数器11的累计值(CNT)超过零，则结束励磁区间，并且区间编号增加(STATE+1)且返回至步骤1以开始下一励磁区间的励磁(步骤9)。

以上是利用基本的位置检测、通电程序，以PWM中断等的固定周期对感应电压进行测定并累计，在累计值超过零的情况下，将励磁切换至下一励磁区间这样简单的程序。由此，计算时间可以很短，并且可以有余量执行主程序的速度控制处理等。

若根据需要追加励磁切换时的相位补偿或提前角控制等，则能够成为实用的程序。本申请也考虑到这些追加软件的计算负荷较少即可。另外，若追加初始位置检测及自励定位等，则从起动时开始就能够应用本申请。

另外，考虑有多种电动机驱动电路的结构、控制程序的结构，不限于本实施例所公开的方式，在不脱离本发明主旨的范围内，对于电路技术人员或者程序员(本领域技术人员)来说，当然也包含所能获得的电路结构的变更、程序的变更。

如上说明的那样，车载、家用电器、工业、医疗的各个领域对小型无刷DC电动机的需求预计增加，对此，本发明有利于具有低成本、抗环境性能、高可靠性、资源节约、节能等优异特性的无传感器电机的应用的扩展，也具有较大的社会意义。

Claims

1.一种无传感器电动机的驱动方法，以无位置传感器的方式对三相无刷DC电动机进行驱动控制，该无传感器电动机的驱动方法的特征在于，具备：

电动机驱动电路，所述电动机驱动电路包含向三相线圈中的任意二相线圈进行通电的三相桥电路；

控制电路，所述控制电路根据来自上位控制器的旋转指令来对所述电动机驱动电路进行驱动控制；以及

电压测定电路，所述电压测定电路对通过所述电动机驱动电路通电的线圈电压进行测定，

所述电压测定电路包括：分压电路，所述分压电路根据需要使得所述电动机驱动电路通电的各相线圈电压与可测定输入范围相匹配；A/D转换器，所述A/D转换器对通过所述分压电路输入的各相线圈电压进行测定；以及累计计数器，所述累计计数器对所测定的各相线圈电压所包含的感应电压分量进行累计，

所述控制电路包含：在转子以能够检测感应电压的转速以上的转速进行旋转的过程中，所述累计计数器对励磁区间开始位置进行检测的步骤；所述累计计数器检测到所述励磁区间开始位置后，将所述电动机驱动电路的通电相切换成与本次励磁区间相对应的通电模式，开始通电的步骤；在所述电动机驱动电路刚开始通电之后立即对所述累计计数器进行复位的步骤；使用所述A/D转换器以固定测定周期对线圈电压进行测定的步骤；从由所述A/D转换器测定到的线圈电压提取感应电压分量，由所述累计计数器对该感应电压分量进行累计的步骤；以及在所述累计计数器开始累计后，累计值变为零或超过零的情况下，结束该励磁区间的步骤，通过反复执行上述步骤来使电动机连续旋转。

2.如权利要求1所述的无传感器电动机的驱动方法，其特征在于，

所述控制电路包括如下步骤：在励磁区间切换时，在成为前次励磁区间的最终感应电压Va＜本次励磁区间的最初感应电压Vb的提前相位的情况下，感应电压的理论交点电压Vc通过Va+(Vb-Va)/2来求出，设置复位期间以复位积分值直到感应电压测定值变为Vc以下为止，在所述励磁切换时，在成为Va＞Vb的滞后相位的情况下，选择执行如下方法中的任意一项方法：从最初的Vb测定时开始积分的第一方法；不进行积分，阈值Vd通过－(Va+Vb)/2来求出，在感应电压测定值与Vd一致或超过Vd的情况下，切换励磁区间的第二方法；不进行积分，设为阈值Vd＝－Vb，在感应电压测定值与Vd一致或超过Vd的情况下，切换励磁区间的第三方法，从而对提前角时和滞后角时的相位误差进行补偿，并且，在之后的每次励磁区间切换时重复同样的相位补偿。

3.如权利要求2所述的无传感器电动机的驱动方法，其特征在于，

所述控制电路在励磁区间切换时为提前相位的情况下，在复位期间结束时，中性点电位偏移电压通过(Vb－Vc)/(复位期间的测量周期数)求出，与中性点电位进行加运算。

4.如权利要求1所述的无传感器电动机的驱动方法，其特征在于，

所述控制电路预先存储前次励磁区间的感应电压分量的积分峰值，在检测出本次励磁区间的感应电压分量的积分值峰值的情况下，计算前次积分峰值和本次积分峰值的平均值来求出区间角度移动平均，设为积分值的区间结束判定阈值，基于该区间结束判定阈值进行励磁切换，补正区间结束相位，之后在励磁区间步进的同时也同样地求出2区间的区间角度移动平均，对区间结束相位进行补正。

5.如权利要求4所述的无传感器电动机的驱动方法，其特征在于，

所述控制电路使积分开始位置延迟规定时间，或者将作为励磁区间结束判定基准的积分阈值偏移规定值，使励磁切换的相位角向前方偏移，进行提前角控制。

6.如权利要求1所述的无传感器电动机的驱动方法，其特征在于，

所述控制电路在起动时所述转子位于励磁区间的开始角度附近的情况下，至少最初的励磁区间以PWM控制的导通占空比(on duty)100％或线性驱动进行直流通电并起动，进行感应电压的测定及积分动作。

7.如权利要求1所述的无传感器电动机的驱动方法，其特征在于，

所述控制电路在每个测定周期测定非通电相电压，当本次测定值等于前次测定值时，将本次测定值设为零，或者不执行感应电压分量的积分动作。

8.如权利要求1所述的无传感器电动机的驱动方法，其特征在于，

所述控制电路预先对于任意的励磁区间将规定时间设定为区间结束判定的禁止时间，或者在旋转开始之后励磁区间切换时以异常短的时间检测到区间结束点时，设置规定时间的区间结束判定的禁止时间，在励磁区间刚通电之后立即设置电气时间常数τe程度的测定禁止期间，之后在每个测定周期中对非通电相电压进行测定并积分，仅进行积分而不进行励磁区间结束判定，直到励磁区间结束判定的禁止时间经过为止。

9.如权利要求1所述的无传感器电动机的驱动方法，其特征在于，

所述控制电路在该励磁区间开始通电之后，即使超过预先设定的停止判定时间也无法检测到励磁区间结束点的情况下，再次进行初始位置检测，若转子位于本次励磁区间、前次励磁区间、下次励磁区间中的任意一个区间中，则进行所属励磁区间的励磁，若位于这些以外的励磁区间，则执行再起动的第一方法或不进行初始位置检测而以当前的励磁模式进行自励定位并再起动的第二方法中的任意一个方法。