CN110260984B - 一种采用微调电容结构抑制门控尖峰噪声的单光子差分探测电路 - Google Patents
一种采用微调电容结构抑制门控尖峰噪声的单光子差分探测电路 Download PDFInfo
- Publication number
- CN110260984B CN110260984B CN201910573298.8A CN201910573298A CN110260984B CN 110260984 B CN110260984 B CN 110260984B CN 201910573298 A CN201910573298 A CN 201910573298A CN 110260984 B CN110260984 B CN 110260984B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- gated
- apd
- electrically connected
- capacitor
- spike noise
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 title claims abstract description 164
- 238000001514 detection method Methods 0.000 title claims abstract description 112
- 230000002401 inhibitory effect Effects 0.000 title abstract description 6
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 claims description 24
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 20
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 20
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 20
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 claims description 18
- 102100038026 DNA fragmentation factor subunit alpha Human genes 0.000 claims description 11
- 101000950906 Homo sapiens DNA fragmentation factor subunit alpha Proteins 0.000 claims description 11
- 102100040862 Dual specificity protein kinase CLK1 Human genes 0.000 claims description 10
- 238000009966 trimming Methods 0.000 claims description 10
- 239000013256 coordination polymer Substances 0.000 claims description 8
- 230000006698 induction Effects 0.000 claims description 7
- 101000749294 Homo sapiens Dual specificity protein kinase CLK1 Proteins 0.000 claims description 6
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 claims description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 5
- WQZGKKKJIJFFOK-GASJEMHNSA-N Glucose Chemical compound OC[C@H]1OC(O)[C@H](O)[C@@H](O)[C@@H]1O WQZGKKKJIJFFOK-GASJEMHNSA-N 0.000 claims description 4
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 claims description 3
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 claims description 3
- 238000000098 azimuthal photoelectron diffraction Methods 0.000 description 114
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 7
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 5
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 5
- 230000002829 reductive effect Effects 0.000 description 3
- 102100038023 DNA fragmentation factor subunit beta Human genes 0.000 description 2
- 101100277639 Homo sapiens DFFB gene Proteins 0.000 description 2
- 230000001976 improved effect Effects 0.000 description 2
- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 description 2
- 230000000670 limiting effect Effects 0.000 description 2
- 238000010791 quenching Methods 0.000 description 2
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 2
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 2
- 101100328957 Caenorhabditis elegans clk-1 gene Proteins 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000029918 bioluminescence Effects 0.000 description 1
- 238000005415 bioluminescence Methods 0.000 description 1
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 1
- 238000003384 imaging method Methods 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 description 1
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 description 1
- 238000002360 preparation method Methods 0.000 description 1
- 230000005610 quantum mechanics Effects 0.000 description 1
- 230000000171 quenching effect Effects 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01J—MEASUREMENT OF INTENSITY, VELOCITY, SPECTRAL CONTENT, POLARISATION, PHASE OR PULSE CHARACTERISTICS OF INFRARED, VISIBLE OR ULTRAVIOLET LIGHT; COLORIMETRY; RADIATION PYROMETRY
- G01J11/00—Measuring the characteristics of individual optical pulses or of optical pulse trains
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Light Receiving Elements (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Abstract
本发明公开了一种采用微调电容结构抑制门控尖峰噪声的单光子差分探测电路，其中GHz门控时钟产生电路产生门控方波信号，控制APD门控偏置模块的工作模式；APD门控偏置模块产生两路门控尖峰噪声信号，传输至门控尖峰噪声检测模块中，当两路门控尖峰噪声信号幅值相等时，APD门控偏置模块允许接收光子并产生雪崩电压信号，并传输至雪崩信号检测模块中；反之，APD门控偏置模块不允许接收光子并产生雪崩电压信号。本发明利用移位寄存器控制电容阵列开关，直至电容阵列开关所在支路和APD探测器所在支路感应到相同的门控尖峰噪声信号，再由差分检测结构将此共模尖峰噪声进行有效抑制，从而提取出微弱的雪崩信号，实现高灵敏的单光子探测。
Description
技术领域
本发明涉及量子保密通信中的单光子探测技术领域，尤其涉及一种采用微调电容结构抑制门控尖峰噪声的单光子差分探测电路。
背景技术
量子保密通信涉及量子信道内的量子制备、编解码、检测等重要环节。单光子作为最小的光子能量单位，具有量子载体的基本属性。对保密通信起决定性作用的量子密钥传输和分配需在量子信道内完成。量子通信通常要求信道中只有单个光子进行传输，因此对按特定时序发射的单光子完成高灵敏高可靠检测，至关重要。
基于雪崩光电二极管APD的单光子探测技术，具备超灵敏光电检测的优异性能，已广泛渗透到信息科学、物理学、生物医学、量子力学等自然学科领域中，在量子保密通信、激光测距、生物荧光成像等众多应用中起到重要的作用。当前，基于常规门控工作模式的APD探测电路主要用于随机到达的单光子检测，但存在死时间大、暗计数大、淬灭结构复杂等不足，难以用于保密通信中的单光子检测。基于GHz门控的固定淬灭的单光子探测技术，可有效解决暗计数、后脉冲等噪声问题，并可使预知时序到达的单光子进入门控曝光窗口内，尤其适合量子通信中的单光子检测。
由于APD二极管存在寄生结电容，当门控脉冲时钟信号施加到APD的阴极时，每个门控信号的上升沿均会通过该结电容耦合到感应电阻上，并产生较大的尖峰噪声信号，该噪声与可能感应的雪崩信号混叠在门控窗口内，无法有效检测出雪崩信号。高频门控技术的关键，是在极小的有效门控窗口范围内，可抑制各类噪声影响将微弱雪崩信号快速提取出来。近年来，单光子探测技术已从分立器件电路检测方案发展到集成芯片系统检测方案，可将大摆幅高频门控信号产生、负载驱动和微弱感应信号高速高精度检测等电路结构集成为一体，有效提高检测灵敏度和可靠性。目前已有噪声差分抑制的双端检测方案，以及利用低通滤波器滤除高频门控尖峰噪声、保留低频有效雪崩信号的单端检测方案。其中差分双端检测具有功耗低、电路结构简单、检测灵敏度高等显著优势。而传统差分检测结构需要采用2颗APD构造主辅两路感应支路，成本相对较高。
发明内容
发明目的：针对现有不能以较低的成本代价，解决差分检测电路中感应的门控尖峰噪声的匹配问题，本发明提出一种采用微调电容结构抑制门控尖峰噪声的单光子差分探测电路。
技术方案：为实现本发明的目的，本发明所采用的技术方案是：
一种采用微调电容结构抑制门控尖峰噪声的单光子差分探测电路，包括GHz时钟产生模块、APD门控偏置模块、门控尖峰噪声检测模块和雪崩信号检测模块，所述GHz时钟产生模块包括有GHz门控时钟产生电路，所述GHz门控时钟产生电路产生门控方波信号，传输至所述APD门控偏置模块中，控制所述APD门控偏置模块的工作模式；
当外部光源未发射光子时，所述APD门控偏置模块产生两路门控尖峰噪声信号，传输至所述门控尖峰噪声检测模块中，所述门控尖峰噪声检测模块检测到两路门控尖峰噪声信号幅值相等时，所述APD门控偏置模块在外部光源发射光子时，允许接收光子并产生雪崩电压信号，并传输至所述雪崩信号检测模块中；
所述门控尖峰噪声检测模块检测到两路门控尖峰噪声信号幅值不相等时，所述APD门控偏置模块在外部光源发射光子后，不允许接收所述光子并产生雪崩电压信号。
进一步地讲，所述APD门控偏置模块的工作模式包括截止模式和待测模式，具体为：
当所述门控方波信号处于低电平时，所述APD门控偏置模块处于截止模式不进行工作；
当所述门控方波信号处于高电平时，所述APD门控偏置模块处于待测模式进行工作。
进一步地讲，所述APD门控偏置模块包括两个串联电路，所述两个串联电路均包括有RC脉冲感应结构，所述RC脉冲感应结构包括偏置电阻和耦合电容，所述两个串联电路中的偏置电阻的输入端均电性连接外部信号源、输出端均电性连接耦合电容的输出端，所述耦合电容的输入端电性连接GHz门控时钟产生电路的输出端；
其中一个串联电路还包括有APD探测器和雪崩信号感应电阻，所述APD探测器的阴极电性连接偏置电阻的输出端和耦合电容的输出端、阳极电性连接雪崩信号感应电阻的输入端、门控尖峰噪声检测模块的输入端和雪崩信号检测模块的输入端，所述雪崩信号感应电阻的输出端接地；
其中另一个串联电路还包括有电容阵列开关和雪崩信号感应电阻，所述电容阵列开关的输入端电性连接偏置电阻的输出端和耦合电容的输出端、输出端电性连接雪崩信号感应电阻的输入端、门控尖峰噪声检测模块的输入端和雪崩信号检测模块的输入端，所述雪崩信号感应电阻的输出端接地。
进一步地讲，所述两个串联电路中的偏置电阻电性连接的外部信号源的偏置电压不相等，具体为：
与所述APD探测器电性连接的偏置电阻电性连接的外部信号源的偏置电压的电压值不大于APD探测器的反向击穿电压的电压值；
与所述电容阵列开关电性连接的偏置电阻电性连接的外部信号源的偏置电压的电压值为零电平。
进一步地讲，所述电容阵列开关包括有固定电容C0、N个电容Ci和N个MOS管Mi，其中所述N≥1,1≤i≤N且N为整数，所述第i个电容Ci和第i个MOS管Mi相互串联，所述电容Ci和MOS管Mi组成的串联电路的个数为N，所述N个串联电路彼此相互并联，所述并联电路的输出端电性连接雪崩信号感应电阻的输入端、门控尖峰噪声检测模块的输入端和雪崩信号检测模块的输入端；
所述电容Ci的输入端电性连接固定电容C0的输入端、偏置电阻的输出端和耦合电容的输出端，所述MOS管Mi的漏极电性连接电容Ci的输出端、源极电性连接固定电容C0的输出端、雪崩信号感应电阻的输入端、门控尖峰噪声检测模块的输入端和雪崩信号检测模块的输入端，所述MOS管Mi的输出端电性连接门控尖峰噪声检测模块的输出端。
进一步地讲，所述门控尖峰噪声检测模块包括高速高精度比较器和循环移位寄存器，所述高速高精度比较器的正相输入端电性连接APD探测器的阳极、反相输入端电性连接电容阵列开关的输出端、输出端电性连接循环移位寄存器的输入端。
进一步地讲，所述循环移位寄存器包括有与门AND、或非门NOR和W个D触发器DFFj，所述W≥1,1≤j≤W且W为整数，W个所述D触发器DFFj彼此相互级联，所述高速高精度比较器的输出信号EN和外部时钟输入信号CLK1均传输至与门AND中，所述与门AND输出信号CP，并将所述CP信号传输至每个D触发器DFFj的Clk端口；
每个所述D触发器DFFj的Reset端口均接收复位信号RN、Q端口均电性连接或非门NOR的输入端和对应MOS管Mi的输出端，第一个所述D触发器DFF1的D端口电性连接或非门NOR的输出端，除所述第一个D触发器DFF1外的其余D触发器DFFj的D端口均电性连接前一个D触发器DFFj的Q端口和或非门NOR的输入端。
进一步地讲，所述D触发器DFFj的数目W和MOS管Mi的数目N相等。
进一步地讲，所述雪崩信号检测模块包括有全差分低噪声放大器和阈值电压可调的高速比较器，所述全差分低噪声放大器的正相输入端电性连接APD探测器的阳极、反相输入端电性连接电容阵列开关的输出端、输出端电性连接阈值电压可调的高速比较器的输入端。
一种电容阵列开关中的N个电容Ci的电容值的确定方法，所述确定方法具体包括如下步骤：
步骤S1：确定门控尖峰噪声的计算公式，具体为：
其中：RS为感应电阻，Cp为感应电阻输出端处的负载电容，CAPD为APD探测器的寄生结电容，Vpusle为GHz时钟产生模块产生的方波信号的幅值，s为频域；
步骤S2：根据所述计算公式，确定所述计算公式成立的条件，具体为：
sRs(Cp+CAPD)＜＜1
其中：RS为感应电阻，Cp为感应电阻输出端处的负载电容，CAPD为APD探测器的寄生结电容，s为频域；
根据所述条件，在门控偏置条件相同的情况下，通过APD探测器的寄生电容在实际范围内的最大值，确定出所述负载电容Cp的取值大小，其中负载电容Cp为高速高精度比较器的输入端电容；
步骤S3：将所述APD探测器的寄生电容大小和负载电容Cp的取值大小带入计算公式中，获取得到所述APD探测器所在的串联电路的门控尖峰噪声值；
步骤S4：根据所述APD探测器所在的串联电路的门控尖峰噪声值和电容阵列开关所在的串联电路的门控尖峰噪声值之间的预设差值范围，确定所述预设差值范围和APD探测器所在的串联电路的门控尖峰噪声值的最小值之间的压差比，确定出所述电容阵列开关所在的串联电路的门控尖峰噪声值，其中所述压差比和电容阵列开关所在的串联电路的门控尖峰噪声值，具体为：
其中：ν为预设差值范围和APD探测器所在的串联电路的门控尖峰噪声值的最小值之间的压差比，VnoiseC为电容阵列开关所在的串联电路的门控尖峰噪声值，U差为预设差值范围，VnoiseAPD为APD探测器所在的串联电路的门控尖峰噪声值，CAPD为APD探测器的寄生结电容；
步骤S5：根据所述电容阵列开关所在的串联电路的门控尖峰噪声值和APD探测器所在的串联电路的门控尖峰噪声值，通过改变所述电容Ci的电容值，使得电容阵列开关所在的串联电路的门控尖峰噪声值和APD探测器所在的串联电路的门控尖峰噪声值的大小相等，其中所述电容阵列开关所在的串联电路的门控尖峰噪声值和APD探测器所在的串联电路的门控尖峰噪声值的大小相等时所对应的电容Ci的电容值，即为所述电容Ci的电容值。
有益效果：与现有技术相比，本发明的技术方案具有以下有益技术效果：
(1)本发明的单光子差分探测电路利用移位寄存器控制电容阵列开关，直至电容阵列开关所在支路和APD探测器所在支路感应到相同的门控尖峰噪声信号，再由差分检测结构将此共模尖峰噪声进行有效抑制，从而提取出微弱的雪崩信号，实现高灵敏的单光子探测；
(2)本发明的单光子差分探测电路基于差分噪声抵消技术的双端方案，将固定电容C0配合调节电容阵列开关的结构替代辅助感应支路的APD探测器，从而降低了成本，同时还可以通过调节电容阵列开关，使得APD探测器所在支路感应到的门控尖峰噪声能够得到充分的匹配；
(3)本发明采用固定电容C0与开关控制可调的电容Ci并联的方式，进而减小了电容阵列开关所占的面积；
(4)本发明通过增加电容阵列开关及微调电容器电容值的方式，能够提高两路门控尖峰噪声的匹配精度，同时将电容阵列开关所在支路外部的偏置电压设置为零电平，可以解决电容器耐压低的问题，从而使电容阵列开关更易集成；
(5)本发明中有两个不同工作模式下的高速比较器，门控尖峰噪声检测模块中的高速高精度比较器能分辨两路门控尖峰噪声的差值，使该差值远低于雪崩信号幅值，不会影响雪崩信号的检测，由于门控尖峰噪声的脉冲宽度较窄，因此对比较器的响应速度要求较高，则高速高精度比较器将需要较大的功耗以满足检测要求，而雪崩信号检测模块中的阈值电压可调的高速比较器位于高速高精度比较器之后，对检测分辨精度要求降低，可快速检测雪崩信号。
附图说明
图1是本发明的单光子差分探测电路的结构示意图；
图2是本发明的单光子差分探测电路的电路图；
图3是本发明的GHz时钟产生模块与APD门控偏置模块的电路图；
图4是本发明的门控尖峰噪声检测模块的电路图；
图5是本发明的门控尖峰噪声检测模块的时序图；
图中标号对应的部件名称：
1、GHz时钟产生模块；2、APD门控偏置模块；3、门控尖峰噪声检测模块；4、雪崩信号检测模块；5、GHz门控时钟产生电路；6、偏置电阻；7、耦合电容；8、APD探测器；9、电容阵列开关；10、雪崩信号感应电阻；11、高速高精度比较器；12、循环移位寄存器；13、全差分低噪声放大器；14、阈值电压可调的高速比较器。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。其中，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。
实施例1
参考图1和图2，本发明提供了一种采用微调电容结构抑制门控尖峰噪声的单光子差分探测电路，包括有GHz时钟产生模块1、APD门控偏置模块2、门控尖峰噪声检测模块3和雪崩信号检测模块4，其中GHz时钟产生模块1中包括有GHz门控时钟产生电路5，GHz门控时钟产生电路5用于产生频率为1GHz、幅值为0到5V的门控方波信号，并将该门控方波信号传输至APD门控偏置模块2中，用于控制APD门控偏置模块2的工作模式。
具体地讲，当门控方波信号处于低电平时，APD门控偏置模块2处于截止模式，此时APD门控偏置模块2不进行工作。当门控方波信号处于高电平时，APD门控偏置模块2处于待测模式，此时APD门控偏置模块2可以进行工作。
在单光子差分探测电路刚进行工作时，外部光源未发射光子，此时APD门控偏置模块2在待测模式下将产生两路门控尖峰噪声信号，传输至门控尖峰噪声检测模块3中。当门控尖峰噪声检测模块3检测到两路门控尖峰噪声信号幅值相等时，外部光源发射光子，APD门控偏置模块2允许接收光子并产生雪崩电压信号，同时将该雪崩电压信号传输至雪崩信号检测模块4中进行检测。
当门控尖峰噪声检测模块3检测到两路门控尖峰噪声信号幅值不相等时，外部光源发射光子，APD门控偏置模块2不允许接收光子并产生雪崩电压信号。
参考图3，在本实施例中，APD门控偏置模块2包括有两个串联电路，且在这两个串联电路中均设置有RC脉冲感应结构，其中的一个串联电路中除了RC脉冲感应结构外还包括有APD探测器8和雪崩信号感应电阻10，另外的一个串联电路中除了RC脉冲感应结构外还包括有电阻阵列开关9和雪崩信号感应电阻10。
具体地讲，RC脉冲感应结构包括偏置电阻6和耦合电容7，其中偏置电阻6的输入端电性连接外部信号源、输出端电性连接耦合电容7的输出端，耦合电容7的输入端电性连接GHz门控时钟产生电路5的输出端。
其中一个串联电路的偏置电阻6的输出端和耦合电容7的输出端均电性连接APD探测器8的阴极，APD探测器8的阳极电性连接雪崩信号感应电阻10的输入端、门控尖峰噪声检测模块3的输入端和雪崩信号检测模块4的输入端，雪崩信号感应电阻10的输出端接地。
在此串联电路中，偏置电阻6的一端接外部信号源提供的偏置电压，且该偏置电压的电压值不大于APD探测器8的反向击穿电压的电压值。偏置电阻6的另一端和APD探测器8的阴极连接，为APD探测器8提供固定的偏置电压。而和APD探测器8的阳极连接的雪崩信号感应电阻10，采用50Ω电阻将APD探测器8中的感应电流转换为脉冲电压。
另外一个串联电路的偏置电阻6的输出端和耦合电容7的输出端均电性连接电阻阵列开关9的输入端，电阻阵列开关9的输出端电性连接雪崩信号感应电阻10的输入端、门控尖峰噪声检测模块3的输入端和雪崩信号检测模块4的输入端，同时雪崩信号感应电阻10的输出端接地。
在此串联电路中，偏置电阻6的一端接外部信号源提供的偏置电压，且该偏置电压的电压值为零电平。
具体地讲，电阻阵列开关9包括固定电容C0、N个电容Ci和N个MOS管Mi，N个MOS管Mi作为开关用于隔离N个电容Ci与雪崩信号感应电阻10之间的联系，其中N≥1,1≤i≤N且N为整数。在本实施例中，N的大小选择为6，也就是说，在电阻阵列开关9中有6个MOS管M1、M2、M3、M4、M5和M6，6个电容C1、C2、C3、C4、C5和C6。其中第i个电容Ci和第i个MOS管Mi之间相互串联。由于电容Ci和MOS管Mi的个数均为N个，所以电容Ci和MOS管Mi组成的串联电路的个数为N，并且这N个串联电路之间彼此相互并联。也就是说，电容Ci和MOS管Mi组成的串联电路的个数为6个，且这6个串联电路之间彼此相互并联。同时这6个串联电路的输出端电性连接雪崩信号感应电阻10的输入端、门控尖峰噪声检测模块3的输入端和雪崩信号检测模块4的输入端。
其中6个电容C1、C2、C3、C4、C5和C6的输入端均电性连接固定电容C0的输入端、偏置电阻6的输出端和耦合电容7的输出端，电容C1的输出端电性连接MOS管M1的漏极，电容C2的输出端电性连接MOS管M2的漏极，电容C3的输出端电性连接MOS管M3的漏极，电容C4的输出端电性连接MOS管M4的漏极，电容C5的输出端电性连接MOS管M5的漏极，电容C6的输出端电性连接MOS管M6的漏极。同时6个MOS管M1、M2、M3、M4、M5和M6的源极均电性连接固定电容C0的输出端、雪崩信号感应电阻10的输入端、门控尖峰噪声检测模块3的输入端和雪崩信号检测模块4的输入端。6个MOS管M1、M2、M3、M4、M5和M6的输出端均电性连接门控尖峰噪声检测模块3的输出端。
在本实施例中，电阻阵列开关9包括固定电容C0的电容值根据APD探测器8的典型结电容值的大小进行决定，在本实施例中，固定电容C0的电容值选择为APD探测器8的典型结电容值中的最小值。
6个电容C1、C2、C3、C4、C5和C6的取值大小由APD探测器8的结电容的离散范围所决定，由于电容阵列开关9所在的串联电路电性连接的外部信号源提供的偏置电压的电压值为零电平，从而电容阵列开关9中的固定电容C0和N个电容Ci均不用考虑耐压问题，从而提高了本电路的集成度。
同时电阻阵列开关9用于调整自身所在的串联电路的门控尖峰噪声，使得在相同的驱动条件下，APD探测器8所在的串联电路的感应电阻和电阻阵列开关9所在的串联电路的感应电阻，能够感应到幅值大小相等的门控尖峰噪声，使APD探测器8所在的串联电路感应到雪崩触发信号。这是因为当APD探测器8所在的串联电路感应到的噪声差值限定在预设范围内时，并不会影响正常雪崩信号的检测。
参考图4，在本实施例中，具体地讲，门控尖峰噪声检测模块3包括高速高精度比较器11和循环移位寄存器12。其中高速高精度比较器11的正相输入端电性连接APD探测器8的阳极、反相输入端电性连接电容阵列开关9的输出端、输出端电性连接循环移位寄存器12的输入端。
循环移位寄存器12包括有与门AND、或非门NOR和W个D触发器DFFj，其中W≥1,1≤j≤W且W为整数，同时D触发器DFFj的数目W和MOS管Mi的数目N、电容Ci的数目N相等。在本实施例中，由于MOS管Mi的数目N和电容Ci的数目N均选择为6，从而D触发器DFFj的数目W也选择为6。具体地讲，6个D触发器DFF1、DFF2、DFF3、DFF4、DFF5和DFF6彼此相互级联，且高速高精度比较器11的输出信号EN和外部时钟输入信号CLK1均传输至与门AND中，与门AND输出信号CP，并将信号CP传输至每个D触发器DFFj的Clk端口。
每个D触发器DFFj的Reset端口接收复位信号RN、Q端口电性连接或非门NOR的输入端和对应MOS管Mi的输出端。即第一个D触发器DFF1的Q端口电性连接第一个MOS管M1的输出端，第二个D触发器DFF2的Q端口电性连接第二个MOS管M2的输出端，第三个D触发器DFF3的Q端口电性连接第三个MOS管M3的输出端，第四个D触发器DFF4的Q端口电性连接第四个MOS管M4的输出端，第五个D触发器DFF5的Q端口电性连接第五个MOS管M5的输出端，第六个D触发器DFF6的Q端口电性连接第六个MOS管M6的输出端。
同时第一个D触发器DFF1的D端口电性连接或非门NOR的输出端，而除了第一个D触发器DFF1外其余D触发器DFFj的D端口均电性连接前一个D触发器DFFj的Q端口，除了第一个D触发器DFF1外其余D触发器DFFj的D端口还电性连接或非门NOR的输入端。
其中高速高精度比较器11用于判断APD探测器8所在的串联电路与电容阵列开关9所在的串联电路产生的两路尖峰噪声之间的差值大小。当差值为0时，高速高精度比较器11的输出使能信号EN将由高电平“1”状态转变为低电平“0”状态。反之，则高速高精度比较器11的输出使能信号EN将一直处于高电平状态，并将使能信号EN和外部时钟输入信号CLK1通过一个与门AND产生信号CP传输至循环移位寄存器12中每个D触发器DFFj的Clk端口，用于控制循环移位寄存器12的工作状态。即循环移位寄存器12由高速高精度比较器11的输出信号控制选定移位或锁定两种工作模式，循环移位寄存器12各输出信号的初态均为0，当循环移位寄存器12启动时，依次输出高电平状态。锁定后，各状态将维持不变。
循环移位寄存器12用于控制电容阵列开关9，具体地讲，循环移位寄存器12在时钟驱动下依次移位输出高电平脉冲信号Q1～Q6，分别用于控制MOS管M1～M6，且每个移位周期内仅选取1路MOS管Mi构成的开关电阻导通，其中从第一个D触发器DFF1构成的开关电阻开始依次选取。
在本实施例中，每个D触发器DFFj的时钟信号CLK1均为上升沿触发，复位信号RN为低电平有效，且输出端信号Qi为下一级D触发器DFFj的输入信号，输出信号Q1～Q5通过一个或非门NOR，传递到第一个D触发器DFF1的输入端，完成所有D触发器DFFj的输出信号Q1～Q6的状态转换，从而控制电阻阵列开关9的闭合。其中所有D触发器DFFj的输出信号Q1～Q6的状态转换，具体为：000000→100000→010000→001000→000100→000010→000001→100000。
雪崩信号检测模块4包括全差分低噪声放大器13和阈值电压可调的高速比较器14，全差分低噪声放大器13的正相输入端电性连接APD探测器8的阳极、反相输入端电性连接电容阵列开关9的输出端、输出端电性连接阈值电压可调的高速比较器14的输入端。
其中全差分低噪声放大器13，用于放大APD门控偏置模块2提供的雪崩电压信号，同时抑制相等的共模门控尖峰噪声。放大后的雪崩信号将提供给阈值电压可调的高速比较器14进行进一步地处理，当雪崩信号幅值大于阈值电压可调的高速比较器14的阈值电压，则可触发阈值电压可调的高速比较器14发生翻转，此时表明在GHz时钟产生模块1中产生的门控方波信号的高电平窗口内有光子到达。
也就是说，在门控方波信号的高电平窗口内，APD探测器8处于待测模式，若此时有单光子信号在此窗口内到达，则可将光子触发产生的雪崩电流在雪崩信号感应电阻10上转换成脉冲电压信号，同时GHz门控时钟产生电路5通过耦合可在雪崩信号感应电阻10引入尖峰噪声。在噪声检测模式下，通过高速高精度比较器11分辨两路门控尖峰噪声的相对强弱，并将高速高精度比较器11的输出作为循环移位寄存器12的使能信号，控制循环移位寄存器12的工作模式。其中循环移位寄存器12的输出信号可作为MOS管Mi的开关信号，动态调节并联的各个电容Ci的电容值，使APD探测器8所在的串联电路感应的尖峰噪声和电容阵列开关9所在的串联电路感应的尖峰噪声，两者的差值为0。从而在触发阈值电压可调的高速比较器14状态发送翻转后，锁定循环移位寄存器12中电容阵列开关9的阵列状态，维持电容阵列开关9的阵列状态不变，之后电路进入雪崩检测模式，完成对单光子的探测。
在本实施例中，为了保证雪崩信号检测模块4对雪崩信号的正常检测，MOS管Mi开关控制的各个电容Ci的电容值按移位方向依次减小分布，与APD探测器8结电容递减的门控尖峰噪声相匹配。即根据尖峰噪声匹配的分辨率，确定各个电容Ci的电容值。由于每个电容Ci均由一个MOS管Mi进行控制，从而每个电容Ci所占面积均较大，从而固定电容C0的电容值可以进行固定，而MOS管Mi控制的电容Ci的电容值可变成不同的增量值，依次增大，以满足APD探测器8结电容的分布要求，进而减小电容Ci所占面积。
具体地讲，尖峰噪声匹配的分辨率越高，相邻电容Ci之间的电容值的差值将越小，电容阵列开关9的规模将越大。反之，相邻电容Ci之间的电容值的差值将越大，电容阵列开关9的规模将越小。
相邻电容Ci之间的电容值的差值越小，阵列规模越大，比较器状态检测的分辨率也随之提高。各支路MOS管Mi开关受循环移位寄存器12输出信号的控制，可通过不断检测两路感应通路产生的尖峰噪声的匹配程度，选择不同的MOS管Mi开关改变所在支路的电阻值，直到此两路尖峰噪声逐步逼近到最佳匹配状态。
参考图5，电容阵列开关9中6个电容C1、C2、C3、C4、C5和C6按照从左往右电容值逐渐增大的形式布局，APD探测器8所在的串联电路产生的输出信号为VIN1，电容阵列开关9所在的串联电路产生的输出信号为VIN2。CLK信号为高速高精度比较器11的钟控信号，当CLK信号为高电平时表明高速高精度比较器11处于待测模式，此时可对APD探测器8所在的串联电路产生的门控尖峰噪声和电容阵列开关9所在的串联电路产生的门控尖峰噪声进行比较，并通过高速高精度比较器11的输出信号EN触发循环移位寄存器12开始工作。
由于循环移位寄存器12是上升沿触发，从而当高速高精度比较器11的输出信号EN由高电平转变为低电平时，应避免与CLK1信号的上升沿相与，使与门AND的输出信号CP误产生一个上升沿，同时触发移位寄存器12继续工作，且各MOS管Mi维持导通的时间由CLK1的周期决定。
当循环移位寄存器12的输出信号状态转变为000100时，电容阵列开关9的第四支路被导通，此时两路门控尖峰噪声的差值已无法触发高速高精度比较器11的状态发生翻转，从而表明此时电容C所在支路与APD探测器8所在支路产生的门控尖峰噪声近似相等，之后循环移位寄存器12停止工作，维持各输出信号状态保持不变。
在本实施例中，具体地讲，电容阵列开关9中N个电容Ci的电容值的确定方法，具体包括如下步骤：
步骤S1：确定门控尖峰噪声的计算公式，具体为：
其中：RS为感应电阻，Cp为感应电阻输出端处的负载电容，CAPD为APD探测器的寄生结电容，Vpusle为GHz时钟产生模块产生的方波信号的幅值，s为频域。
步骤S2：根据步骤S1的计算公式，确定出计算公式能够成立的条件，该条件具体为：
sRs(Cp+CAPD)＜＜1
其中：RS为感应电阻，Cp为感应电阻输出端处的负载电容，CAPD为APD探测器的寄生结电容，s为频域。
通过该成立条件，可以知道在门控偏置条件相同的情况下，通过APD探测器8的寄生电容在实际范围内的最大值，该最大值是由实际选择使用的APD探测器8的寄生电容范围所决定的，进而可以确定出高速高精度比较器11的输入端电容的取值大小，即负载电容Cp的取值大小。其中负载电容Cp为高速高精度比较器11的输入端电容。
步骤S3：根据APD探测器8的寄生结电容大小和负载电容Cp的取值大小，将APD探测器8的寄生结电容和负载电容Cp的取值大小直接代入步骤S1的计算公式中，从而计算得到APD探测器8所在的串联电路的门控尖峰噪声值。
在本实施例中，选择APD探测器8的寄生结电容值为120pF，则通过计算公式得到APD探测器8所在的串联电路的门控尖峰噪声值为249mV。
步骤S4：根据APD探测器8所在的串联电路的门控尖峰噪声值和电容阵列开关9所在的串联电路的门控尖峰噪声值之间的预设差值范围，确定该预设差值范围和APD探测器8所在的串联电路的门控尖峰噪声值的压差比，进而确定出电容阵列开关9所在的串联电路的门控尖峰噪声值。其中压差比和电容阵列开关9所在的串联电路的门控尖峰噪声值，具体为：
其中：ν为预设差值范围和APD探测器所在的串联电路的门控尖峰噪声值的压差比，VnoiseC为电容阵列开关所在的串联电路的门控尖峰噪声值，U差为预设差值范围，VnoiseAPD为APD探测器所在串联电路的门控尖峰噪声值，CAPD为APD探测器的寄生结电容。
在本实施例中，APD探测器8所在的串联电路的门控尖峰噪声值和电容阵列开关9所在的串联电路的门控尖峰噪声值之间的预设差值范围设置为25mV，即雪崩电压信号幅值的一半。则25mV于APD探测器8所在的串联电路的门控尖峰噪声值249mV之间的压差比，具体为：
其中：ν为预设差值范围和APD探测器所在的串联电路的门控尖峰噪声值的压差比，U差为预设差值范围，VnoiseAPD为APD探测器所在串联电路的门控尖峰噪声值。
通过压差比10％可以确定出电容阵列开关9所在的串联电路的门控尖峰噪声值，具体为：
VnoiseC＝CAPD×(1+ν)＝120fF×(1+10％)＝132fF
其中：VnoiseC为电容阵列开关所在的串联电路的门控尖峰噪声值，ν为预设差值范围和APD探测器所在的串联电路的门控尖峰噪声值的压差比，CAPD为APD探测器的寄生结电容。
步骤S5：根据电容阵列开关9所在的串联电路的门控尖峰噪声值VnoiseC和APD探测器8所在的串联电路的门控尖峰噪声值VnoiseAPD，通过改变电容Ci的电容值，使得电容阵列开关9所在的串联电路的门控尖峰噪声值VnoiseC和APD探测器8所在的串联电路的门控尖峰噪声值VnoiseAPD的大小相等，当电容阵列开关9所在的串联电路的门控尖峰噪声值VnoiseC和APD探测器8所在的串联电路的门控尖峰噪声值VnoiseAPD的大小相等时对应的电容Ci的电容值，即为该电容Ci的电容值。
以上示意性的对本发明及其实施方式进行了描述，该描述没有限制性，附图中所示的也只是本发明的实施方式之一，实际的结构和方法并不局限于此。所以，如果本领域的普通技术人员受其启示，在不脱离本发明创造宗旨的情况下，不经创造性的设计出与该技术方案相似的结构方式及实施例，均属于本发明的保护范围。
Claims (8)
1.一种采用微调电容结构抑制门控尖峰噪声的单光子差分探测电路，其特征在于，包括GHz时钟产生模块(1)、APD门控偏置模块(2)、门控尖峰噪声检测模块(3)和雪崩信号检测模块(4)，所述GHz时钟产生模块(1)包括有GHz门控时钟产生电路(5)，所述GHz门控时钟产生电路(5)产生门控方波信号，传输至所述APD门控偏置模块(2)中，控制所述APD门控偏置模块(2)的工作模式，所述APD门控偏置模块(2)的工作模式包括截止模式和待测模式，当所述门控方波信号处于低电平时，所述APD门控偏置模块(2)处于截止模式不进行工作；当所述门控方波信号处于高电平时，所述APD门控偏置模块(2)处于待测模式进行工作；
当外部光源未发射光子时，所述APD门控偏置模块(2)产生两路门控尖峰噪声信号，传输至所述门控尖峰噪声检测模块(3)中，所述门控尖峰噪声检测模块(3)检测到两路门控尖峰噪声信号幅值相等时，所述APD门控偏置模块(2)在外部光源发射光子时，允许接收光子并产生雪崩电压信号，并传输至所述雪崩信号检测模块(4)中；
所述门控尖峰噪声检测模块(3)检测到两路门控尖峰噪声信号幅值不相等时，所述APD门控偏置模块(2)在外部光源发射光子后，不允许接收所述光子并产生雪崩电压信号；
所述APD门控偏置模块(2)包括两个串联电路，所述两个串联电路均包括有RC脉冲感应结构，所述RC脉冲感应结构包括偏置电阻(6)和耦合电容(7)，所述两个串联电路中的偏置电阻(6)的输入端均电性连接外部信号源、输出端均电性连接耦合电容(7)的输出端，所述耦合电容(7)的输入端电性连接GHz门控时钟产生电路(5)的输出端；
其中一个串联电路还包括有APD探测器(8)和雪崩信号感应电阻(10)，所述APD探测器(8)的阴极电性连接偏置电阻(6)的输出端和耦合电容(7)的输出端、阳极电性连接雪崩信号感应电阻(10)的输入端、门控尖峰噪声检测模块(3)的输入端和雪崩信号检测模块(4)的输入端，所述雪崩信号感应电阻(10)的输出端接地；
其中另一个串联电路还包括有电容阵列开关(9)和雪崩信号感应电阻(10)，所述电容阵列开关(9)的输入端电性连接偏置电阻(6)的输出端和耦合电容(7)的输出端、输出端电性连接雪崩信号感应电阻(10)的输入端、门控尖峰噪声检测模块(3)的输入端和雪崩信号检测模块(4)的输入端，所述雪崩信号感应电阻(10)的输出端接地。
2.根据权利要求1所述的一种采用微调电容结构抑制门控尖峰噪声的单光子差分探测电路，其特征在于，所述两个串联电路中的偏置电阻(6)电性连接的外部信号源的偏置电压不相等，具体为：
与所述APD探测器(8)电性连接的偏置电阻(6)电性连接的外部信号源的偏置电压的电压值不大于APD探测器(8)的反向击穿电压的电压值；
与所述电容阵列开关(9)电性连接的偏置电阻(6)电性连接的外部信号源的偏置电压的电压值为零电平。
3.根据权利要求1所述的一种采用微调电容结构抑制门控尖峰噪声的单光子差分探测电路，其特征在于，所述电容阵列开关(9)包括有固定电容C0、N个电容Ci和N个MOS管Mi，其中所述N≥1,1≤i≤N且N为整数，所述第i个电容Ci和第i个MOS管Mi相互串联，所述电容Ci和MOS管Mi组成的串联电路的个数为N，所述N个串联电路彼此相互并联，所述并联电路的输出端电性连接雪崩信号感应电阻(10)的输入端、门控尖峰噪声检测模块(3)的输入端和雪崩信号检测模块(4)的输入端；
所述电容Ci的输入端电性连接固定电容C0的输入端、偏置电阻(6)的输出端和耦合电容(7)的输出端，所述MOS管Mi的漏极电性连接电容Ci的输出端、源极电性连接固定电容C0的输出端、雪崩信号感应电阻(10)的输入端、门控尖峰噪声检测模块(3)的输入端和雪崩信号检测模块(4)的输入端，所述MOS管Mi的输出端电性连接门控尖峰噪声检测模块(3)的输出端。
4.根据权利要求3所述的一种采用微调电容结构抑制门控尖峰噪声的单光子差分探测电路，其特征在于，所述门控尖峰噪声检测模块(3)包括高速高精度比较器(11)和循环移位寄存器(12)，所述高速高精度比较器(11)的正相输入端电性连接APD探测器(8)的阳极、反相输入端电性连接电容阵列开关(9)的输出端、输出端电性连接循环移位寄存器(12)的输入端。
5.根据权利要求4所述的一种采用微调电容结构抑制门控尖峰噪声的单光子差分探测电路，其特征在于，所述循环移位寄存器(12)包括有与门AND、或非门NOR和W个D触发器DFFj，所述W≥1,1≤j≤W且W为整数，W个所述D触发器DFFj彼此相互级联，所述高速高精度比较器(11)的输出信号EN和外部时钟输入信号CLK1均传输至与门AND中，所述与门AND输出信号CP，并将所述CP信号传输至每个D触发器DFFj的Clk端口；
每个所述D触发器DFFj的Reset端口均接收复位信号RN、Q端口均电性连接或非门NOR的输入端和对应MOS管Mi的输出端，第一个所述D触发器DFF1的D端口电性连接或非门NOR的输出端，除所述第一个D触发器DFF1外的其余D触发器DFFj的D端口均电性连接前一个D触发器DFFj的Q端口和或非门NOR的输入端。
6.根据权利要求5所述的一种采用微调电容结构抑制门控尖峰噪声的单光子差分探测电路，其特征在于，所述D触发器DFFj的数目W和MOS管Mi的数目N相等。
7.根据权利要求5所述的一种采用微调电容结构抑制门控尖峰噪声的单光子差分探测电路，其特征在于，所述雪崩信号检测模块(4)包括有全差分低噪声放大器(13)和阈值电压可调的高速比较器(14)，所述全差分低噪声放大器(13)的正相输入端电性连接APD探测器(8)的阳极、反相输入端电性连接电容阵列开关(9)的输出端、输出端电性连接阈值电压可调的高速比较器(14)的输入端。
8.一种权利要求1-7中任一项所述电容阵列开关中的N个电容Ci的电容值的确定方法，其特征在于，所述确定方法具体包括如下步骤：
步骤S1：确定门控尖峰噪声的计算公式，具体为：
其中：RS为感应电阻，Cp为感应电阻输出端处的负载电容，CAPD为APD探测器的寄生结电容，Vpusle为GHz时钟产生模块产生的方波信号的幅值，s为频域；
步骤S2：根据所述计算公式，确定所述计算公式成立的条件，具体为：
sRs(Cp+CAPD)＜＜1
其中：RS为感应电阻，Cp为感应电阻输出端处的负载电容，CAPD为APD探测器的寄生结电容，s为频域；
根据所述条件，在门控偏置条件相同的情况下，通过APD探测器(8)的寄生电容在实际范围内的最大值，确定出所述负载电容Cp的取值大小，其中负载电容Cp为高速高精度比较器(11)的输入端电容；
步骤S3：将所述APD探测器(8)的寄生电容大小和负载电容Cp的取值大小带入计算公式中，获取得到所述APD探测器(8)所在的串联电路的门控尖峰噪声值；
步骤S4：根据所述APD探测器(8)所在的串联电路的门控尖峰噪声值和电容阵列开关(9)所在的串联电路的门控尖峰噪声值之间的预设差值范围，确定所述预设差值范围和APD探测器(8)所在的串联电路的门控尖峰噪声值的最小值之间的压差比，确定出所述电容阵列开关(9)所在的串联电路的门控尖峰噪声值，其中所述压差比和电容阵列开关(9)所在的串联电路的门控尖峰噪声值，具体为：
其中：ν为预设差值范围和APD探测器所在的串联电路的门控尖峰噪声值的最小值之间的压差比，VnoiseC为电容阵列开关所在的串联电路的门控尖峰噪声值，U差为预设差值范围，VnoiseAPD为APD探测器所在的串联电路的门控尖峰噪声值，CAPD为APD探测器的寄生结电容；
步骤S5：根据所述电容阵列开关(9)所在的串联电路的门控尖峰噪声值和APD探测器(8)所在的串联电路的门控尖峰噪声值，通过改变所述电容Ci的电容值，使得电容阵列开关(9)所在的串联电路的门控尖峰噪声值和APD探测器(8)所在的串联电路的门控尖峰噪声值的大小相等，其中所述电容阵列开关(9)所在的串联电路的门控尖峰噪声值和APD探测器(8)所在的串联电路的门控尖峰噪声值的大小相等时所对应的电容Ci的电容值，即为所述电容Ci的电容值。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201910573298.8A CN110260984B (zh) | 2019-06-28 | 2019-06-28 | 一种采用微调电容结构抑制门控尖峰噪声的单光子差分探测电路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201910573298.8A CN110260984B (zh) | 2019-06-28 | 2019-06-28 | 一种采用微调电容结构抑制门控尖峰噪声的单光子差分探测电路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN110260984A CN110260984A (zh) | 2019-09-20 |
| CN110260984B true CN110260984B (zh) | 2020-12-01 |
Family
ID=67922770
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201910573298.8A Active CN110260984B (zh) | 2019-06-28 | 2019-06-28 | 一种采用微调电容结构抑制门控尖峰噪声的单光子差分探测电路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN110260984B (zh) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110686785A (zh) * | 2019-09-24 | 2020-01-14 | 天津大学 | 一种偏振不敏感的超导雪崩单光子探测器 |
| CN111351586B (zh) * | 2020-03-20 | 2021-03-30 | 山东大学 | 一种集成化的低延时主动淬灭近红外单光子探测器 |
| CN114235175B (zh) * | 2021-12-27 | 2023-07-07 | 中国人民解放军战略支援部队信息工程大学 | 单光子序贯检测阵列、系统、方法、装置和存储介质 |
Citations (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8338858B1 (en) * | 2005-08-29 | 2012-12-25 | Optech Ventures, Llc | Time correlation system and method |
| CN102914366A (zh) * | 2012-10-12 | 2013-02-06 | 中山大学 | 一种高共模抑制比(cmrr)的光电差分探测器 |
| CN103873785A (zh) * | 2014-03-26 | 2014-06-18 | 中国科学院光电技术研究所 | 一种低噪声电荷耦合器件前端模拟视频信号预处理装置 |
| EP2761866A1 (en) * | 2011-09-30 | 2014-08-06 | Analogic Corporation | Photon count correction |
| US8947659B1 (en) * | 2013-02-26 | 2015-02-03 | Optech Ventures, Llc | Time correlated single photon counting by time to digital conversion |
| CN104990632A (zh) * | 2015-07-14 | 2015-10-21 | 华中科技大学 | 一种门控差分单光子探测系统 |
| KR20160048436A (ko) * | 2014-10-24 | 2016-05-04 | 한국과학기술연구원 | 단일 광자 검출 장치 및 단일 광자 검출 방법 |
| CN206959996U (zh) * | 2017-04-13 | 2018-02-02 | 华中师范大学 | 一种低时间抖动的单光子探测器 |
| CN207147639U (zh) * | 2017-08-30 | 2018-03-27 | 浙江九州量子信息技术股份有限公司 | 一种GHz近红外单光子探测器雪崩信号提取系统 |
| US9960781B1 (en) * | 2017-01-12 | 2018-05-01 | Rockwell Collins, Inc. | Current mode analog-to-digital converter (ADC) |
| CN108681362A (zh) * | 2018-04-25 | 2018-10-19 | 东南大学 | 一种阵列单光子雪崩光电二极管增益自适应调节电路 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN207066607U (zh) * | 2017-07-28 | 2018-03-02 | 浙江九州量子信息技术股份有限公司 | 一种基于高频正弦门脉冲模式的单光子探测器 |
-
2019
- 2019-06-28 CN CN201910573298.8A patent/CN110260984B/zh active Active
Patent Citations (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8338858B1 (en) * | 2005-08-29 | 2012-12-25 | Optech Ventures, Llc | Time correlation system and method |
| EP2761866A1 (en) * | 2011-09-30 | 2014-08-06 | Analogic Corporation | Photon count correction |
| CN102914366A (zh) * | 2012-10-12 | 2013-02-06 | 中山大学 | 一种高共模抑制比(cmrr)的光电差分探测器 |
| US8947659B1 (en) * | 2013-02-26 | 2015-02-03 | Optech Ventures, Llc | Time correlated single photon counting by time to digital conversion |
| CN103873785A (zh) * | 2014-03-26 | 2014-06-18 | 中国科学院光电技术研究所 | 一种低噪声电荷耦合器件前端模拟视频信号预处理装置 |
| KR20160048436A (ko) * | 2014-10-24 | 2016-05-04 | 한국과학기술연구원 | 단일 광자 검출 장치 및 단일 광자 검출 방법 |
| CN104990632A (zh) * | 2015-07-14 | 2015-10-21 | 华中科技大学 | 一种门控差分单光子探测系统 |
| US9960781B1 (en) * | 2017-01-12 | 2018-05-01 | Rockwell Collins, Inc. | Current mode analog-to-digital converter (ADC) |
| CN206959996U (zh) * | 2017-04-13 | 2018-02-02 | 华中师范大学 | 一种低时间抖动的单光子探测器 |
| CN207147639U (zh) * | 2017-08-30 | 2018-03-27 | 浙江九州量子信息技术股份有限公司 | 一种GHz近红外单光子探测器雪崩信号提取系统 |
| CN108681362A (zh) * | 2018-04-25 | 2018-10-19 | 东南大学 | 一种阵列单光子雪崩光电二极管增益自适应调节电路 |
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| Compact CMOS Analog Counter for SPAD Pixel Arrays;Panina, Ekaterina等;《IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS II-EXPRESS BRIEFS》;20140430;第61卷(第4期);第214-218页 * |
| 微弱光信号探测APD处理电路设计;李天浩等;《光电技术应用》;20140228;第29卷(第1期);第55-60页 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN110260984A (zh) | 2019-09-20 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN110260984B (zh) | 一种采用微调电容结构抑制门控尖峰噪声的单光子差分探测电路 | |
| CN103148950B (zh) | 一种集成门控主动式淬火恢复电路 | |
| JP5644294B2 (ja) | 光検出器 | |
| US8138843B2 (en) | Gated ring oscillator for a time-to-digital converter with shaped quantization noise | |
| CN107271036B (zh) | 高速淬灭及恢复的自由运行单光子探测系统 | |
| CN102735351B (zh) | 一种单光子探测器电路及其探测方法 | |
| CN109219758B (zh) | 光传感器、电子设备 | |
| CN106482840B (zh) | 一种用于单光子探测器的主动猝灭电路及其工作方法 | |
| CN110346054B (zh) | 一种采用微调电阻结构抑制门控尖峰噪声的单光子差分探测电路 | |
| CN105425012B (zh) | 一种用于连续窄脉冲下的apd像元电压读取电路 | |
| CN108168717B (zh) | 光子数分辨平衡探测器 | |
| CN102435810A (zh) | 一种交流电中检测直流分量的方法及装置 | |
| CN102155998B (zh) | 全集成型高速单光子探测系统及其探测方法 | |
| Liu et al. | A 16-channel analog CMOS SiPM with on-chip front-end for D-ToF LiDAR | |
| US10204944B2 (en) | Readout architecture for event-driven pixels | |
| KR20120018304A (ko) | 광대역 재머 검출기 | |
| US6710605B2 (en) | Method and apparatus for detecting valid signal information | |
| CN110044479A (zh) | 一种基于无时钟电流舵dac结构的硅光电倍增管 | |
| CN112305413B (zh) | 一种参考时钟丢失检测电路与检测方法 | |
| CN202189087U (zh) | 一种交流电中检测直流分量的装置 | |
| CN115235620A (zh) | 单光子探测装置及单光子探测的方法 | |
| Altoobaji et al. | A high speed fully integrated capacitive digital isolation system in 0.35 µm CMOS for industrial sensor interfaces | |
| CN110888119B (zh) | 一种具有复位控制的窗口信号产生和阈值计数电路 | |
| CN107505498A (zh) | 一种峰值和谷值检测电路 | |
| US6819146B2 (en) | Data receiver and data receiving method using signal integration |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |