CN109219758B - 光传感器、电子设备 - Google Patents

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Abstract

本发明的光传感器(101)，在判断期间内，根据从第一数字计算部(13)输出的数字值是否超过参考值，来改变发光元件(18)的发光周期和在时间差提取电路(19)中使用的参考时钟的周期。因此，实现了一种光传感器，其能够兼顾维持近距离的测量精度，以及维持在与检测对象物之间存在壳体面板的情况下的远距离的测量精度。

Description

光传感器、电子设备
技术领域
本发明涉及一种光传感器以及内置有所述光传感器的电子设备。
背景技术
在现有的光通信和飞行时间测量(TOF)中，使用雪崩光电二极管作为快速检测微弱光的光接收元件，其利用了光电二极管的雪崩倍增(雪崩)效应(例如，专利文献1)。当施加小于击穿电压(击穿电压)的反向电压时，雪崩光电二极管在线性模式下工作，且其输出电流是波动的，以与接收光量成正相关。另一方面，当施加等于或高于击穿电压的反向电压时，雪崩光电二极管在盖革模式下工作。盖革模式下的雪崩光电二极管，即使有单个光子入射时，也会发生雪崩现象，因此可以获得大的输出电流。因此，盖革模式下的雪崩光电二极管被称为单光子雪崩二极管(SPAD：S i ng l ePhoton Ava l anche D i ode)。
通过将淬灭电阻串联到盖革模式下的雪崩光电二极管，可以获得二进制脉冲输出。如图34所示，这种电路由例如光电二极PD 10、有源淬灭电阻R10(MOS晶体管的电阻元件)和缓冲器BUF 10组成。
光电二极管PD10是盖革模式下的雪崩光电二极管，当施加高于或等于击穿电压的偏压时，响应于单个光子的入射发生雪崩现象从而产生电流。当电流通过与光电二极管PD10串联连接的有源淬灭电阻R10时，有源淬灭电阻R10的端子间电压增加，同时光电二极管PD10的偏压下降，雪崩现象停止。当雪崩现象产生的电流消失时，有源淬灭电阻R10的端子间的电压降低，光电二极管PD10则恢复之前的状态，再次被施加超过击穿电压的偏压。通过缓冲器BUF10，取出光电二极管PD 10和有源淬灭电阻R10之间的电压变化，作为二进制脉冲输出。
另外，专利文献2公开了一种方法，其使用所述SPAD，将来自发光元件的反射光和直射光，分别输入到单独的De l ay Locked Loop电路(延迟锁相环，DLL)中，并且通过将两个DLL输出脉冲之间的延迟量转换为数字，来进行距离测量。
现有技术文献
非专利文件
专利文献1：日本专利公报“专利第5644294号公报(2014年11月14日公告)”
专利文献2：美国专利公开“US2014/0231631(2014年8月21日公开)”。
发明内容
本发明要解决的问题
然而，在专利文献2中公开的方法中，如图9所示，当在检测对象物和光传感器(第一光接收部、第二光接收部、发光元件)之间存在壳体面板时，由于在近距离侧(壳体面板侧)产生SPAD信号，因此壳体面板的存在与否决定测量距离误差的产生。尤其是，存在远距离侧发生大误差的问题(参见图10)。
此外，专利文献2中公开了一种方法，其通过壳体面板信号的计数值和测量后的距离，来校正在远距离侧产生的误差。在所述校正中，需要将发光元件的发光时间宽度(发光周期)设置得比较长，并且制造出壳体面板的反射产生的信号和检测对象物的反射产生的信号的宽度重叠的部分(延迟量)。在这种情况下，如果发光时间宽度变长，则信号中可能发生偏差，从而导致误差。而且，由于近距离侧的延迟量小，为了获得校正所需的信号宽度重叠的部分，必须使发光时间宽度相对较长，而距离测量值的误差也变得相对较大。特别是，当作为远距离对策而延长发光时间宽度时，所述问题会更加突出。
因此，现有的光传感器，不能兼顾维持近距离的测量精度，以及维持在与检测对象物之间存在壳体面板的情况下的远距离的测量精度。
本发明是鉴于所述远距离中的问题点提出的，目的是实现一种光传感器，其能够兼顾维持近距离的测量精度，以及维持在与检测对象物之间存在壳体面板的情况下的远距离的测量精度。
解决问题的方案
为了解决上述问题，本发明的一个实施方式的光传感器特征在于：具有发光元件；光子计数型的第一光接收部，其输出脉冲，所述脉冲与来自物体的反射光的入射光子同步；光子计数型的第二光接收部，其设置在所述发光元件附近，并输出脉冲，所述脉冲与传感器封装件内部的反射光的入射光子同步；时间差提取电路，其使用参考时钟和来自所述第一和第二光接收部的输出脉冲，来提取与空间光路上的距离相对应的时间差；第一数字计算部，其对所述第一光接收部的输出脉冲的脉冲数进行计数并输出数字值；以及周期变更电路，当将能够获得距所述物体的测量距离的足够的测量精度的脉冲数作为参考值时，在距离测量期间内，所述周期变更电路根据由所述第一数字计算部输出的数字值是否超过所述参考值，来变更所述发光元件的发光周期和所述参考时钟的周期。
发明效果
根据本发明的一个实施方式，其具有以下效果，其能够兼顾维持近距离的测量精度，以及维持在与检测对象物之间存在壳体面板的情况下的远距离的测量精度。
附图说明
图1是根据本发明的实施方式1的光传感器的框图。
图2是构成图1所示光传感器的光接收部的框图。
图3是用于说明图1所示的光传感器的动作的图。
图4是构成图1所示的光传感器的DLL的框图。
图5是表示图1所示的光传感器中的DLL动作的波形图。
图6是构成图1所示光传感器的参考脉冲发生电路的框图。
图7是表示图1所示的光传感器的模式判断处理流程的流程图。
图8是表示检测对象物和计数值的特性的图。
图9是表示光传感器的每个光接收部的光接收路径的示意图。
图10是表示壳体面板的反射对测量距离的影响的图。
图11是表示用于通过壳体面板的反射来说明DLL锁定位置的示例的图。
图12是表示用于通过壳体面板的反射来说明DLL锁定位置的另一示例的图。
图13是表示用于通过壳体面板的反射来说明DLL锁定位置的又一示例的图。
图14是表示用于通过壳体面板的反射来说明DLL锁定位置的又一示例的图。
图15是根据本发明的实施方式2的光传感器的框图。
图16是构成图15中所示的光传感器的参考脉冲发生电路的框图。
图17是示出图15中所示的光传感器中的掩模模式下的动作的波形图。
图18是表示图15所示的光传感器的判定期间的动作的波形图。
图19是表示图15所示的光传感器的正常模式下的动作的波形图。
图20是构成图15所示的光传感器的掩模电路的框图。
图21是示出图15所示的光传感器的模式判断处理流程的流程图。
图22是示出在图15中所示的光传感器中转换到正常模式的条件的波形图。
图23是表示图15所示的光传感器的正常模式下的动作的波形图。
图24是表示在图15所示的光传感器中转换到掩模模式的条件的波形图。
图25是示出图15中所示的光传感器中的掩模模式下的动作的波形图。
图26是构成根据本发明实施方式3的光传感器的DLL的框图。
图27是构成根据本发明实施方式3的光传感器的参考脉冲发生电路的框图。
图28是示出图26中所示的DLL的初始值设置的波形图。
图29是示出图26中所示的DLL的初始值与对应于检测对象物的延迟之间的关系的波形图。
图30是根据本发明的实施方式4的光传感器的框图。
图31是根据本发明的实施方式5的光传感器的框图。
图32是用于说明数字计算部电路的动作的图。
图33是用于说明数字计算部电路的动作的图。
图34是SPAD的二进制输出电路图。
具体实施方式
〔实施方式1〕
下面将详细描述本发明的实施方式。
(光学传感器的概述)
图1是示出根据本实施方式的光传感器101的概略构成的框图。
光传感器101，如图1所示，包括光子计数型的第一光接收部11，其输出脉冲，所述脉冲与来自检测对象物S(物体)的反射光的入射光子同步；光子计数型的第二光接收部12，其设置在发光元件18的附近，并输出脉冲，所述脉冲与传感器封装件内部的反射光(包括来自发光元件18的直射光)的入射光子同步；第一数字计算部13，其对所述第一光接收部11的输出脉冲的脉冲数进行计数并输出数字值；第二数字计算部14，其对所述第二光接收部12的输出脉冲的脉冲数进行计数并输出数字值；判断电路部15，用于判断从所述第一数字计算部13输出的数字值是否超过参考值；参考脉冲发生电路16，其将参考脉冲施加到驱动器17(驱动电路)，并且给时间差提取电路19提供参考时钟；用于脉冲驱动发光元件18的驱动器(驱动电路)17；发光元件18；以及时间差提取电路19，用于提取来自第一光接收部11和第二光接收部12的脉冲的时间差。
在具有上述配置的光传感器101中，通过以下方式，获得距检测对象物S(反射物体)的距离。即，当从发光元件18射出脉冲光，来自检测对象物S的反射光入射在第一光接收部11上，来自传感器封装件内部的反射光(包括直射光)入射至第二光接收部12时，第一光接收部11和第二光接收部12以与光量相应的频率输出脉冲。所述脉冲输出作为二进制脉冲输出被输入到时间差提取电路19中，且所述二进制脉冲输出具有与空间光路上的距离差相对应的时间差。由于从第二光接收部12输出的脉冲在空间光路上的距离可被认为几乎为零，因此时间差提取电路19，使用此两个输入(第一光接收部11的脉冲输出，第二光接收部12的脉冲输出)，以及从参考脉冲发生电路16输出的参考时钟，提取与空间光路上的距离相对应的时间差，并求得距检测对象物S(反射物体)的距离。另外，由于相对于来自发光元件18的光接收，来自第一光接收部11和第二光接收部12的脉冲输出在发光时间宽度内随机发生，因此在时间差提取电路19中，使用作为De l ay Locked Loop电路的DLL 1和DLL 2，可通过将DLL 1和DLL 2的输出分别锁定到第一光接收部11和第二光接收部12的光接收宽度的中心来提取时间差。
(第一光接收部11、第二光接收部12的概述)
图2是示出第一光接收部11、第二光接收部12的概略构成的电路图。由于第一光接收部11、第二光接收部12具有相同的配置，因此这里将第一光接收部11作为示例进行说明。如图2所示，第一光接收部11具有多个CELL，每个CELL由光电二极管PD1、有源淬灭电阻R1(MOS晶体管的电阻元件)以及缓冲器BUF1组成。光电二极管PD1是盖革模式下的雪崩光电二极管，其通过有源淬灭电阻R1和缓冲器BUF1，将入射光的量以二进制脉冲输出。第一光接收部11的输出脉冲，使用OR1执行OR运算，脉冲数由第一数字计算部13计数，数字值被输出至判断电路部15。
(光传感器101的动作(1))
图3是用于说明图1所示的光传感器101中，在来自第一光接收部11和第二光接收部12的脉冲获取期间(距检测对象物S的距离测量期间)的动作的图。这里，在脉冲获取期间，发光元件18具有两种状态，即重复脉冲发光的第一状态(发光期间)和不进行发光的第二状态(非发光期间)，第一和第二状态，将以第一状态的时间(t1)>第二状态的时间(t2)的固定时间比率(第一状态的时间：第二状态的时间＝t1：t2)来执行的期间作为一个周期，重复发光动作。
来自第一光接收部11和第二光接收部12的输出脉冲，不仅包括由发光元件18发出的光、来自检测对象物S(物体)的反射光或来自传感器封装件内部的反射光的脉冲，它还包括由环境光或热生成的载波产生的噪声脉冲。在第一状态下，输出反射光产生的脉冲以及噪声脉冲的混合脉冲，在第二状态下，仅从第一光接收部11和第二光接收部12输出噪声脉冲。
在第一数字计算部13和第二数字计算部14中，加上在第一状态下获取的脉冲数(C1)，减去将在第二状态下获取的脉冲数(C2)乘以一个周期内的系数(第一状态的时间(t1)/第二状态的时间(t2))而获得的值。一个周期结束时，从数字计算部输出的数字值由式(1)表示。
(1)：C1－C2×(t1/t2)
这里，第一状态和第二状态在短时间内连续地执行，以抵抗诸如环境光的外部环境的变化，从式(1)的第二项可以导出在第一状态的时间内噪声脉冲发生的次数，通过从C1减去此次数，可以仅获得第一状态下的反射光产生的脉冲的数量。
此外，通过设置为第一状态的时间(t1)＞第二状态的时间(t2)，增加重复脉冲发光的第一状态的比率，加速获取有效数据(反射光成分的脉冲)，可以减少仅产生噪声脉冲的第二状态引起的时间损失。
当所述计算重复n个周期时，将在第n个周期中，在第一状态下获取的脉冲数记为C1_n，在第二状态下获取的脉冲数记为C2_n时，由第一数字计算部13、第二数字计算部14输出的数字值由式(2)表示。
(2)：C1_n－C2_n×(t1/t2)
这样，仅加上了由反射光产生的脉冲数。将通过获取有效数据(反射光产生的脉冲)能够获得足够测量精度的脉冲的数量，设置为脉冲的参考值，并且每当n个周期(n≥1)结束，判断从第一数字计算部13输出的数字值，是否超过参考值(图3中n＝3的情况下)，当它低于参考值，则继续脉冲获取周期，当它超过参考值时，结束脉冲获取周期。
具体地，所述第一数字计算部13、第二数字计算部14，在所述第一状态下，加上将脉冲数，在所述第二状态下，减去将脉冲数乘以一个周期内的系数(第一状态的时间/第二状态的时间)而获得的值，每当n个周期(n≥1)结束，从第一光接收部的第一数字计算部输出的数字值，被输入到第一判断电路部(判断电路部15)来判断它是否超过第一参考值。
因此，根据上述配置的光传感器101，每当n个周期(n≥1)结束时，就可获知TOF传感器的有效数据数(由反射光元件产生的脉冲数)，一旦获得必要且足够数量的数据后，就可以通过终止脉冲采集周期，使测量时间最小化，因此可以在短时间内实施高精度测量。
(DLL1，DLL 2的构成)
图4是时间差提取电路19的DLL1和DLL2的电路图。由于DLL 1和DLL2具有相同的配置，因此，以下对DLL1进行说明。如图4所示，DLL1具有鉴相器(未图示)、电压控制延迟电路21以及用于保持所述电压控制延迟电路21的控制电压的电容CDLL，在第一期间，将所述电容CDLL充电至恒定值，在第二期间，将所述电压控制延迟电路21的参考时钟的四分之一时钟和所述电压控制延迟电路21的四分之一输出输入到所述鉴相器，在第三期间，将来自所述第一光接收部11的脉冲和将所述电压控制延迟电路21的输出的二分之一而获得的时钟输入到所述鉴相器。
具体地，如图4所示，DLL 1包括电容CDLL，电压控制延迟电路21、DFF1、I NV1、AND1、AND2，根据AND2的计算，当(E)DLL1_PUL SE＝1，(D)当SPAD_SG1＝1时，(B)＝1，电流IB流向电容CDLL。通过AND1和I NV1的计算，当(E)DLL1_PULSE＝0，(D)SPAD_SG1＝1时，(A)＝1，电流IA从电容CDLL流出。通过上述动作，电压控制延迟电路21的输入电压由CDLL的电压决定，并且延迟了tdelay分钟的(C)CLK被输入到DFF1。通过将DFF 1的负输出输入到D，在(C)CLK频率的1/2频率下占空比达到(E)DLL1_PULSE的50％。由于占空比为50％，当来自发光元件18的光接收以外的环境光分量，均匀地进入(D)SPAD-SG1时，以足够的时间积分使得电流I A＝I B，从而去除环境光分量。此外，时差提取电路19内的DLL 2和DLL 1的构成相同。
图5是DLL1的锁定状态的波形图。如图5所示，当相对于第一光接收部11、第二光接收部12接收光时的波形(光接收波形)，积分处理随机产生的SPAD_SG1的波形而获得的波形DLL1_PULSE的上升沿一致时，由于I B的积分值与IA的积分值一致，所述状态为锁定状态。
(参考脉冲发生电路16的概述)
图6是示出参考脉冲发生电路16的电路图。如图6所示，参考脉冲发生电路16包括环形振荡器22、电平移位器23、电平移位器24、DFF1、DFF3、I NV1、AND，通过输入可变恒定电流的环形振荡器创建BASE和DELAY3的节点脉冲。来自BASE经由电平移位器23的时钟作为CLK输出，通过DFF1将CLK的二分之一信号作为TX_CLK(TX的上升时间)输出。用作发光元件18的驱动信号的TX，通过计算S I G3和所述TX_CLK，来创建与DELAY3的延迟宽度相等的TX，所述S I G3是将由BASE延迟的DELAY3，通过DFF3除以2得到的。
环形振荡器22的频率，可通过切换环形振荡器输入电流来改变，所述环形振荡器输入电流由从所述判断电路部15输出的CH_F来设定。
(判断电路部15和参考脉冲发生电路16中的模式判断处理)
图7是示出判断电路部15中的模式判断处理流程的流程图。
图8是示出计数值和检测对象物距离之间的关系的图。
其中，判断电路部15将CH_F作为判断结果输出到参考脉冲发生电路16。在参考脉冲发生电路16中，输出CH_F用于将距离测量模式设置为正常模式或高频模式的任意一个。CH_F0表示正常模式，CH_F1表示高频模式。其中，正常模式是指当将通过反射光的脉冲获取可以获得足够的测量精度的脉冲数作为参考值时，进行计数值低于所述参考值的远距离测量的模式，高频模式是指进行计数值超过参考值的近距离测量的模式。因此，在高频模式中，发光元件18的发光周期和时间差提取电路19的CLK(参考时钟)的周期被设置为短于正常模式。具体地，在高频模式中，发光元件18的发光周期和时间差提取电路19的参考时钟的周期被变更为预设倍率的周期。
参考脉冲发生电路16根据输出CH_F(CH_F0或CH_F1)的类型，改变输出到时间差提取电路19的CLK的周期，并且将包括改变发光元件18的发光周期的内容的驱动信号TX输出到驱动发光元件18的驱动器17。
如图7所示，首先，判断电路部15设置判断期间(距离测量期间)(步骤S11)，在判断期间内，判断计数值是否超过参考值(步骤S12)。此处，如图8所示，同一时间的计数值count和检测对象物距离x之间通常成立以下关系表达式(3)。
(3)：count∝1/x^2
其中，计数值count是在数字计算部中，除去来自SPAD_SG1的环境光分量之外的，仅反射分量的SPAD信号。
因此，在正常模式(CH_F＝0)的距离测量中，在步骤S12，如果判断电路部15判断出计数值超过参考值(是)，则检测对象物距离x为近距离，因此切换到高频模式(CH_F＝1)(步骤S14)。另一方面，在步骤S12中，当判断电路部15判断出计数值没有超过参考值，即，低于参考值(否)的情况下，则检测对象物距离x是远距离(长距离)，因此维持正常模式(CH_F＝0)(步骤S13)。然后，参考脉冲发生电路16根据来自判断电路部15的输出CH_F的类型(CH_F0或CH_F1)，将已变更周期的CLK输出到时间差提取电路19，来测量由DLL1、DLL2产生的延迟差(步骤S15)。
如上所述，当通过判断电路部15和参考脉冲发生电路16，将能够获得距检测对象物S的测量距离的足够测量精度的脉冲数设置为参考值时，在距离测量期间，根据从所述第一数字计算部13输出的数字值是否超过参考值，实现周期变更电路，其改变所述发光元件18的发光周期和所述时间差提取电路19的参考时钟的周期。
(效果)
图9是表示当在检测对象物和光传感器之间设置有壳体面板时，光传感器的每个光接收部的光接收路径的概略示意图。
如图9所示，图10是表示假设存在壳体面板时，壳体面板的反射对测量距离的影响的图表。
在图10所示的图表中，存在壳体面板分量时的特性(a)，尤其是远距离侧的误差变大是因为壳体面板分量的SPAD_SG1信号量相对于检测对象物的距离是恒定的，与此相对，检测对象物的反射分量的SPAD_SG1信号量随着距离的增加而减小，壳体面板分量的SPAD_SG1信号变得相对较大。由于DLL1的锁定位置锁定到壳体面板分量的SPAD_SG1的信号量和检测对象物反射分量的SPAD_SG1信号量的加权平均位置，因此在这种情况下，作为校正测量距离的方法，存在如以下的步骤(a)至(c)所示的方法。
(a)预先测量壳体面板分量的SPAD_SG1信号的计数值。
(b)在距离测量中，获取SPAD_SG1信号的计数值。
这里，上述计数值包括壳体面板反射分量(下文中称为壳体反射分量)和检测对象物反射分量。
然而，在根据本实施方式的光传感器101中，在此阶段去除环境光分量。
(c)使用下式(4)对从延迟差测量电路20获得的测量延迟值进行计算，并将计算所得校正延迟值转换为距离值。
(4)：校正延迟值＝测量延迟值*Meas_count/(Meas_count-Xta l k_count)
这里，Xta l k_count表示壳体反射分量的SPAD_SG1信号计数值，Meas_Count表示包括壳体反射分量和检测对象物反射分量的SPAD_SG1信号计数值。假设仅壳体面板反射分量的DLL锁定位置与直射光(0距离)的DLL锁定位置相同。
图11是可以应用上述校正方法的状态的示意图。由于检测对象物在DLL1_PULSE波形的h i gh和l ow区间中，分别包含有壳体反射分量和检测对象物反射分量，因此可以正常地获得加权平均。
图12是不能应用上述校正方法的状态的示意图。由于在DLL1_PULSE波形的h i gh区间中只包含检测对象物反射分量，在l ow区间中只包含壳体反射分量，因此在(c)所示的期间形成死区，不稳定。
图13是检测对象物位于近距离的状态的示意图。在这种情况下，由于壳体反射分量相较于检测对象物反射分量足够小，因此不进行校正也可获得足够的精度。
因此，为了避免如图12所示的不能应用校正方法的状态，为了增加tTX(发光元件18的发光时间宽度)和toc(SPAD_SG1的脉冲宽度)的总值至与壳体反射分量和检测对象物分量的重叠状态，需要将tTX加宽到tT(发光周期)的约1/2。然而，随着发光时间宽度的增加，由SPAD_SG1信号本身的偏差引起的误差也增加。这极大地影响了延迟值小于发光时间宽度的近距离时的误差。当扩展tT以进行远距离测量时，所述误差变得显著。因此，本发明的判断电路部15判断为近距离时，在近距离处，将tT减小到适当的宽度，且进一步将tTX也减小到适当的宽度。如上所述，在本发明中，可以在维持近距离精度的同时实现远距离化和壳体反射对策。
例如，为了在所述发光时间宽度的设定方法(tTX+toc＝tT/2)中测量最大2米的距离，若发光周期不受影响，虽然按光往复速度计算，延迟约13.3ns分钟的周期就足够了，但是如图12所示的情况，若存在壳体反射分量，在紧接着变成在不能判断之前的状态(图14：此时的壳体反射分量和检测对象物反射分量相同)下计算的话，图14中所示的td需要为13.3ns，因此发光周期tT需要满足以下条件。
tT>2*td＝26.6ns
tTX+toc>13.3ns
在此条件下，例如测量10cm的近距离时，相对于按光学往复速度计算的延迟约0.667ns，tTX+toc为13.3ns，因此在不到13.3ns的情况下产生的信号的偏差大于0.667ns，误差就会增加。为了避免这种情况，如果判断电路判断为近距离后，将tT设置为1/2，则tTX+toc也可以设为1/2的6.65ns，由信号偏差引起的误差减半，另外，如果设置为同样的测量时间，则同一周期内的信号数量加倍，从而也可以减小信号本身的偏差，即使对应2米，也可使近距离的精度达到与1米相同的精度。
而且，要切换的发光周期不必是二进制的，并且也可设置多个计数判断值，选择与距离对应的发光周期。
[实施方式2]
下面将描述本发明的另一个实施方式。为了便于说明，对于具有与所述实施方式中所述的部件相同功能的部件，用相同的附图标记表示，并省略其说明。
(光传感器的概述)
图15是示出根据本实施方式的光传感器201的概略构成的框图。
光传感器201具有与所述实施方式1的光传感器101几乎相同的配置，不同之处在于，在第一数字计算部13的输入侧设置有掩模电路30。此外，参考脉冲发生电路36的配置也不同于所述实施方式1的光传感器101的参考脉冲发生电路16的配置。另外，判断电路部35的配置也与所述实施方式1的光传感器101的判断电路部15不同。
(参考脉冲发生电路36)
图16是示出参考脉冲发生电路36的概略构成的框图。
在参考脉冲发生电路36中，对应于DELAY2节点的电平移位器25被增设到所述实施方式1中所述的参考脉冲发生电路16。即，参考脉冲发生电路36，通过环形振荡器22产生BASE、DELAY2和DELAY3节点的脉冲。基于BASE节点的脉冲的正边沿，形成DELAY2节点的脉冲正边沿>DELAY3节点的脉冲正边沿的延迟关系。
当EN_MASK＝1且REV_MASK＝0时，DELAY2节点的延迟时间为MASK的脉冲宽度，DELAY3节点的延迟时间为TX的脉冲宽度。当EN_MASK＝1且REV_MASK＝1时，使所述MASK脉冲反转。MASK的周期是S I G1的1/2，TX的周期与S I G1的周期相同。图17、图18和图19分别示出了在相应条件EN_MASK、REV_MASK下的波形。
(掩模电路30)
图20是示出了掩模电路30的概略构成的框图。
掩模电路30包括DFF4、单触发脉冲电路31、MUX、DFF5和延迟电路32。即，当EN_MASK＝1且MASK＝0时，掩模电路30通过DFF4检测SPAD_SG1节点脉冲的正边沿，由单触发脉冲电路31输出恒定的脉冲宽度，所述恒定脉冲宽度的脉冲被输出到SPAD_SG1_MASK。当在MASK＝1的期间内SPAD_SG1的正边沿重叠时，DFF4复位，SPAD_SG1_MASK输出0。当在MASK＝1的期间内残余单触发脉冲电路31的脉冲时，SPAD_SG1_MASK输出保持为1，直到脉冲变为0。
(判断电路部35、参考脉冲发生电路36中的模式判断处理)
图21是示出判断电路部35中的判断处理流程的流程图。
与所述实施方式1中所述的判断电路部15不同，判断电路部35将REV_MASK、EN_MASK作为判断结果输出到参考脉冲发生电路36。在参考脉冲发生电路36中，输出REV_MASK和EN_MASK用于将距离测量模式设置为正常模式或掩模模式的任意一个。这里，正常模式是指当将通过反射光的脉冲获取可以获得足够的测量精度的脉冲数作为参考值时，进行计数值超过所述参考值的近距离测量的模式，掩模模式是指进行计数值低于所述参考值时的远距离测量的模式。因此，在掩模模式中，发光元件18的发光周期、时间差提取电路19的CLK(参考时钟)的周期被设置为长于正常模式。
参考脉冲发生电路36，根据输出REV_MASK、EN_MASK的值，改变输出到时间差提取电路19的CLK的周期，并且将包括改变发光元件18的发光周期的内容的驱动信号TX，输出到驱动发光元件18的驱动器17。
如图21所示，判断电路部35，首先，设置判断期间(距离测量期间)(步骤S21)，在判断期间，判断计数值是否超过参考值(步骤S22)。这里，判断电路部35在判断期间输出EN_MASK＝1、REV_MASK＝1。
而且，在步骤S22中，判断期间内，如果计数值超过参考值(是)，则将EN_MASK＝0、REV_MASK＝0或1输出到参考脉冲发生电路36，将距离测量模式设置为正常模式。另一方面，在步骤S22中，当计数值没有超过参考值，即，低于参考值时(否)，将EN_MASK＝1、REV_MASK＝0输出到参考脉冲发生电路36，将距离测量模式设置为掩模模式。然后，参考脉冲发生电路36将已经根据来自判断电路部35的输出REV_MASK、EN_MASK的值变更周期的CLK输出到时间差提取电路19，通过DLL1、DLL2来测量延迟差(步骤S25)。
具体地，在距离测量期间，在从所述第一数字部13输出的数字值，没有超过所述参考值的情况下，切换成将在发光周期的半周期内重复的第二掩模周期以外的期间的，来自所述第一光接收部11的脉冲输入到所述DLL1(第一DLL)的状态，在超过所述参考值的情况下，切换成将来自所述第一光接收部11的脉冲直接输入到所述DLL1(第一DLL)的状态，其中，所述第一数字计算部13仅在所述发光元件18的发光周期内重复的第一掩模周期以外的期间计数。
如上所述，当通过判断电路部35和参考脉冲发生电路36将能够获得距检测对象物S的测量距离的足够测量精度的脉冲数设置为参考值时，在距离测量期间，根据从所述第一数字计算部13输出的数字值是否超过参考值，实现周期变更电路，其改变所述发光元件18的发光周期和所述时间差提取电路19的参考时钟的周期。
图22示出了在通过上述判断处理进入正常模式的条件下的示例。当对应于对象物距离的光学延迟接近对象物的距离时，对象物反射分量的SPAD_SG1直方图可以与壳体反射分量的SPAD_SG1直方图重叠。此外，由于信号分量因近距离而大，因此对象物反射分量SPAD-SG1直方图的次数与壳体反射分量SPAD-SG1的直方图相比足够多。由此，创建出类似于图22所示的SPAD_SG1_MASK直方图的直方图。如果将参考值设置为略高于壳体反射的脉冲数，并以SPAD_SG1_MASK的计数增量设置计数使其超过参考值，则在此条件下切换到正常模式。
正常模式下的波形如图23所示。由于在正常模式下取消掩模，类似于图23所示的SPAD_SG1_MASK的脉冲生成的DLL中的电流积分值，DLL1_PULSE的收敛，几乎收敛到由对象物反射分量形成的电流积分值的中心。
此外，进入掩模模式的条件下的示例如图24所示。当对应于对象物距离的光学延迟远离对象物的距离时，对象物反射分量的SPAD_SG1直方图不能与壳体反射分量的SPAD_SG1直方图重叠，且直方图的位置偏离。由此，如图24所示的SPAD_SG1_MASK直方图那样，仅创建出壳体反射分量的直方图。通过将参考值设置为略高于壳体反射产生的计数，使计数低于参考值，切换到掩模模式。
掩模模式下的波形如图25所示。在掩模模式中，由于壳体反射分量的范围被完全掩蔽，如图25所示，类似于由仅对象物反射分量的SPAD_SG1_MASK的脉冲生成的DLL中的电流积分值，DLL1_PULSE的收敛，几乎收敛到由对象物反射分量形成的电流积分值的中心。此外，如图25所示，由于通过将MASK脉冲设置为TX和DLL1_PULSE的2倍周期，DLL1_PULSE的h igh,l ow的比率变得相同，因此可以去除由于接收暗脉冲或异步光而产生的均匀分布的SPAD_SG1的分量。
(效果)
通过上述动作，在图15所示的光传感器201中，可以在由壳体反射分量导致的误差变大的远距离处，完全去除壳体反射分量，另外，还可以对近距离部分进行测量。
这样，在本发明中，可以在维持近距离精度的同时实现远距离化和壳体反射对策。
另外，可实现一光感应器，其具有所述实施方式1中所述的周期变更电路(判断电路部15、参考脉冲发生电路16)和所述实施方式2中所述的周期变更电路(判断电路部35、参考脉冲发生电路36)，并且使这些周期变更电路能够切换。
〔实施方式3〕
下面将描述本发明的另一个实施方式。为了便于说明，对于具有与所述实施方式中所述的部件相同功能的部件，用相同的附图标记表示，并省略其描述。
在本实施方式中，将描述光传感器的示例，其具有与所述实施方式1的光传感器101相同的配置，其时间差提取电路19中的DLL1、DLL2的构成、参考脉冲生成电路的配置是不同的。
(DLL1、DLL2的配置)
图26是本实施方式的光传感器的DLL1、DLL2的电路图。在图26所示的DLL1、DLL2中，当(F)＝0时，其进行与所述实施方式1中所述的DLL1、DLL2相同的动作。在(F)＝1的情况下，来自光接收部的信号被MUX2截断，通过DFF3、I NV2和DFF4，(C)CLK的脉冲的四分之一脉冲成为(J)的波形。此外，MUX1截断正常的DFF1输出(G)，通过DFF2将(G)的二分之一脉冲输出到(E)DLL_PULSE。此外，当(K)＝1时，电压控制延迟电路21的电压VD I为CDLL的电压。
(参考脉冲发生电路46的概述)
图27是表示参考脉冲发生电路46的电路图。如图27所示，参考脉冲发生电路46，相对于所述实施方式1的图6所示的参考脉冲发生电路16，增设了DFF4和AND2，当每个DFF1、DFF3和DFF4的Q初始值为0时，DFF4在DFF1下降时输出1，相对于TX-CLK，CLK为延迟TX_CLK的半个周期的脉冲。
图28示出了电压控制延迟电路21的初始值设置，其能够通过图26所示的DLL1、DLL2的配置以及图27所示的参考脉冲发生电路46的配置来实现。如图28所示，在电压控制延迟电路初始值设定周期的开始，创建(K)＝1的周期，设定电压控制延迟电路21的延迟时间tdelay＝t0。然后，当TX_CLK的脉冲开始时，(C)CLK被延迟(C)CL1个周期的(C)CLK的四分之一信号被输出到(J)，正常的延迟电路输出的二分之一信号被输出到(E)DLL1_PULSE。(E)DLL1_PULSE和(J)的I B和IA的生成时间tA<tB，并且tdelay在延迟方向上动作。在电压控制延迟电路初始值的设定周期结束时，状态变为tA＝tB，并且tdelay被锁定到TX_CLK的周期tT。在被锁定之后，转移到距离测量周期，通过设置(F)＝0，使DLL1进行正常动作。在距离测量周期的开始，由于(C)CLK从TX_CLK延迟半个周期，因此在tdelay＝tT的状态下，基于TX_CLK的上升沿，(E)DLL1_PULSE的上升沿处于延迟半个周期的状态。如图29所示的波形图，对应于所述状态的初始值的延迟时间td表示为
td＝tT–(tTX+toc)/2–tadtTX：TX的脉冲宽度
toc：SPAD_SG1的脉冲宽度
tad：从TX到发光元件的延迟时间
(效果)
在本实施方式中，电压控制延迟电路21，可以计算从初始值到对应于检测物体距离的延迟的延迟变化的程度，因此即使电压控制延迟电路初始值设定周期有所偏差，测量开始时的初始延迟也不会改变，其可以以相同的方式计算，因此可以设置适当的测量时间，从而可起到缩短测量时间的效果。
[实施方式4]
下面将描述本发明的另一个实施方式。为了便于说明，对于具有与上述实施方式中描述的部件相同功能的部件，用相同的附图标记表示，并省略其描述。
(光传感器的概述)
图30是示出本实施方式的光传感器401的概略构成的框图。
光传感器401基本上具有与所述实施方式1的光传感器101相同的配置，但不同之处在于，如图30所示，光传感器401具有多个第一光接收部11，也分别设有与第一光接收部11的数量相匹配的多个第一数字计算部13、判断电路部15和时间差提取电路19中的DLL1和延迟差测量电路20。此外，与所述实施方式1的光传感器101一样，使用时间差提取电路19中的DLL2，以便独立于多个第一光接收部11的信号，确定第二光接收部12的信号的延迟差。
根据上述结构的光传感器401，由于设置了用于接收来自检测对象物S的反射光的多个第一光接收部11，因此有利于对所述反射光的每个入射角进行距离测量。例如，通过针对每个入射角射入的光形成多个光接收部，可以同时测量三维距离信息，起到缩短测量时间的效果。
〔实施方式5〕
下面将描述本发明的另一个实施方式。为了便于说明，对于具有与上述实施方式中描述的部件相同功能的部件，用相同的附图标记表示，并省略其描述。
(光传感器的概述)
图33是示出本实施方式的光传感器501的概略构成的框图。
光传感器501基本上具有与所述实施方式1的光传感器101相同的结构，但它的不同之处在于，第一光接收部11、第二光接收部12由所述实施方式1的图2中所示的一个CELL组成。
(效果)
通过这种方式，利用图2所示的一个CELL组成第一光接收部11和第二光接收部12，可以减小光接收部的面积，如在实施方式4的光传感器401中那样，即使在设置多个第一光接收部11的情况下，也可以抑制面积的增加。此外，由于仅为第一光接收部11和第二光接收部12提供一个CELL，不需要OR1和OR2，所以也可以起到简化光传感器结构的效果。
在所述实施方式1～5中，没有详细描述第一数字计算部13和第二数字计算部14，但是其配置是常见的。下面将详细描述第一数字计算部13、第二数字计算部14。
(第一数字计算部13、第二数字计算部14)
图32(a)是第一数字计算部13、第二数字计算部14内部的电路图，图32(b)是第一数字计算部13、第二数字计算部14的驱动波形图。图33是用于说明第一数字计算部13、第二数字计算部14的光传感器的每个状态下的动作的电路图。
另，由于第一数字计算部13和第二数字计算部14的配置相同，因此在下面的描述中将它们称为数字计算部。另外，这里，说明发光元件18在脉冲获取期间，重复脉冲发光的第一状态与不发光的第二状态的比率是4：1，判断电路部15的b i t数为5b i t的情况。
数字计算部是计算在Enab l e端子为H的期间从Pu l se_i nput端子输入的脉冲数的电路。通过在获取脉冲之前，设置Reset_s i gna l端子为H→L→H，将数字计算输出5bi t(out_0,out_1,out_2,out_3,out_4)复位为0(＝L)，并开始获取脉冲。
在第一状态下，为Enab l e＝H，S i gna l 1＝H，S i gna l 2＝L，UP/DOWN＝H，并加上从Pu l se_i nput端子输入的脉冲数的电路构成(图33(a))。在第一状态和第二状态之间，需要较短的计数反转周期，并且在所述周期内改变S i gna l 1、S i gna l 2、UP/DOWN。
计数反转周期相对于第一状态和第二状态的周期足够短(约1/1000)，并且在计数反转周期使Enab l e＝L，脉冲不被输入到数字计算部。此外，使发光元件不发光。如图33的(b)所示，在计数反转周期，每个b i t之间的D_FF被分离，并且当S i gna l 2L→H时，所有b i t被反转。
在第二状态下，Enab l e＝H，S i gna l 1＝H，S i gna l 2＝L，UP/DOWN＝L，并且减去从Pu l se_i nput端子输入的脉冲数。此时的电路配置如图33的(c)所示，除了从第三b i t(out-2)执行输入，且第一b i t和第二b i t(out-0，out-1)不变，它具有与图33的(a)相同的配置，并且动作本身从第三b i t开始增加脉冲数。
如图32(b)所示，将28个脉冲输入到的第一状态，且将5个脉冲输入到第二状态，以上述情况为例，如下所述：
按out_4、out_3、out_2、out_1、out_0的顺序表示。(H电压为1，L电压为0)
第一状态：11100(二进制数)(＝28(十进制数))
↓
计数反转周期：每b i t反转：00011
↓
第二状态：在2b i t高位b i t方向上移至00011，加5
10111(高位3b i t部分从000(0)→变为101(5))
↓
计数反转周期：每b i t反转：01000(二进制数)(＝8(十进制数))
执行以下计算，(第一状态下的脉冲数)―(第二状态下的脉冲数)×(第一状态下的时间/第二状态下的时间)
＝28－5x4＝8。
在第二状态下，b i t反转时的加法相当于b i t复位时的减法，另外在i b i t(i是变量)的高位b i t方向上移位，并与输入脉冲相加，相当于将增加值乘以2的i次方。在所述实施方式中，由于(第一状态的时间/第二状态中的时间)系数为4倍，因此在第二状态下移位2b i t相加。
(电子设备)
所述实施方式1-5中描述的每个光传感器都可以内置于电子设备中。这种电子设备具体有相机、机器人吸尘器、智能手机等。
[总结]
根据本发明的实施方式1的光传感器(101，201，401，501)其特征在于，具有发光元件18；光子计数型的第一光接收部11，其输出脉冲，所述脉冲与来自物体(检测对象物S)的反射光的入射光子同步；光子计数型的第二光接收部12，其设置在发光元件18的附近，并输出脉冲，所述脉冲与传感器封装件内部的反射光的入射光子同步；时间差提取电路19，其使用参考时钟和来自所述第一和第二光接收部(11，12)的输出脉冲，来提取与空间光路上的距离相对应的时间差；第一数字计算部13，其对所述第一光接收部11的输出脉冲的脉冲数进行计数并输出数字值；周期变更电路(判断电路部15，参考脉冲发生电路16，判断电路部35，参考脉冲发生电路36)，当将能够获得距所述物体(检测对象物S)的测量距离的足够的测量精度的脉冲数作为参考值时，在距离测量期间(判断期间)内，根据由所述第一数字计算部13输出的数字值是否超过所述参考值，来变更所述发光元件18的发光周期和所述参考时钟的周期。
根据上述配置，当将能够获得距物体的测量距离的足够的测量精度的脉冲数作为参考值时，在距离测量期间内，根据由所述第一数字计算部输出的数字值是否超过所述参考值，来变更所述发光元件的发光周期和所述参考时钟的周期，由此能够分别在距待测物体的距离是近距离的情况下与远距离的情况下，设定适当的发光元件的发光周期和参考时钟的周期。特别地，考虑到在作为检测对象物的物体和光传感器之间存在壳体面板的情况，可以设定发光元件的发光周期和参考时钟的周期。
这使得其既能维持近距离的测量精度，又能保持在物体与光传感器之间存在壳体面板的情况下的远距离的测量精度。
根据本发明的实施方式2的光传感器101，在上述实施方式1中，所述周期变更电路(判断电路部15、参考脉冲发生电路16)在距离测量期间内，在判断出从所述第一数字计算部13输出的数字值超过所述参考值的情况下，可将所述发光元件18的发光周期和所述参考时钟的周期变更为预设倍率的周期。
根据上述配置，在距离测量期间(判断期间)内，在判断出从所述第一数字计算部13输出的数字值超过所述参考值的情况下，即，判断出距物体的距离为近距离的情况下，可将所述发光元件18的发光周期和所述参考时钟的周期变更为预设倍率的周期，这样可减小近距离的测量误差。
本发明的实施方式3的光传感器201，在上述实施方式1中，所述时间差提取电路19具有第一DLL((DLL1)，其输入来自所述第一光接收部11的输出脉冲；以及第二DLL(DLL2)，其输入来自所述第二光接收部12的输出脉冲，在距离测量期间(判断期间)内，在从所述第一数字计算部13输出的数字值没有超过所述参考值的情况下，可切换成将在发光周期的半周期内重复的第二掩模周期以外的期间的，来自第一光接收部11的脉冲输入到所述第一DLL(DLL1)的状态，在超过所述参考值的情况下，可切换成将来自所述第一光接收部11的脉冲直接输入到所述第一DLL(DLL1)的状态，其中，所述第一数字计算部13仅在所述发光元件18的发光周期内重复的第一掩模周期以外的期间计数。
根据上述配置，在物体和光传感器之间存在壳体面板的情况下，可以完全消除壳体反射分量，因此可以确保由于壳体反射分量引起误差变大的远距离测量精度。
本发明的实施方式4的光传感器(101、201)在上述实施方式3中，所述第一和第二DLL(DLL1、DLL2)具有鉴相器，电压控制延迟电路21，以及用于保持所述电压控制延迟电路21的控制电压的电容CDLL，在第一期间，可将所述电容CDLL充电至恒定值，在第二期间，可将所述电压控制延迟电路21的参考时钟的四分之一时钟和所述电压控制延迟电路21的四分之一输出输入到所述鉴相器，在第三期间，可将来自所述第一光接收部11的脉冲和将所述电压控制延迟电路21的输出的二分之一时钟输入到所述鉴相器。
根据上述配置，可以去除包含在测量值中的环境光分量。
根据本发明的实施方式5的光传感器，其特征在于，具有上述实施方式2所述的周期变更电路(判断电路部15、参考脉冲发生电路16)和上述实施方式3所述的周期变更电路(判断电路部35、参考脉冲发生电路36)，且这些周期变更电路可以切换。
根据上述配置，可以在保持近距离精度的同时实现远距离化和壳体反射策略。
根据本发明的实施方式6的光学传感器，可以是在上述实施方式1-5中任一个实施方式中，所述发光元件18在获取来自所述第一和第二光接收部(11、12)的脉冲期间，具有两种状态，即重复脉冲发光的第一状态和不发光的第二状态，所述第一和第二状态将以第一状态的时间>第二状态的时间的固定时间比率执行的期间作为一个周期重复动作，所述第一和第二光接收部(11、12)的每个数字计算部(第一数字计算部13、第二数字计算部14)在所述第一状态下，将脉冲数相加，在所述第二状态中，减去将脉冲数乘以一个周期内(第一状态的时间/第二状态的时间)的系数而获得的值，每当n个周期(n≥1)结束时，从第一光接收部11的第一数字计算部13输出的数字值被输入到第一判断电路部(判断电路部15)，来判断它是否超过第一参考值。
根据上述构成，每当n个周期(n≥1)结束时，就可获知TOF传感器的有效数据数(由反射光元件产生的脉冲数)，一旦获得必要和足够数量的数据后，就可以通过终止脉冲获取期间，使测量时间最小化，因此可以在短时间内实施高精度测量。
根据本发明的实施方式7的电子设备，其特征在于，其内置有上述实施方式1-5所述的光传感器。
根据本发明的实施方式8的光传感器，其特征在于，具有发光元件；光子计数型的第一光接收部，其输出脉冲，所述脉冲与来自物体的反射光的入射光子同步；光子计数型的第二光接收部，其设置在发光元件的附近，并输出脉冲，所述脉冲与传感器封装件内部的反射光的入射光子同步；时间差提取电路，提取来自第一光接收部和第二光接收部的脉冲输出的时间差；第一数字计算部，其对所述第一光接收部的输出脉冲的脉冲数进行计数并输出数字值；第二数字计算部，其对所述第二光接收部的输出脉冲的脉冲数进行计数并输出数字值；判断电路部，用于判断从第一数字计算部输出的数字值是否超过参考值；驱动电路，用于脉冲驱动发光元件；参考脉冲发生电路16，其将参考脉冲施加到驱动电路，并且给时间差提取电路提供参考时钟；当所述判断电路部包括处理电路，所述处理电路在判断出所述第一数字计算部输出的数字值超过参考值的情况下，将发光周期以及所述时间差提取电路的参考时钟的周期变更为设定倍率的周期，所述第一光接收部和所述第一数字计算部以及所述判断电路部分别设置有至少一个。
本发明的实施方式9的光传感器在上述实施方式8中，所述时间差提取电路具有第一DLL，其输入来自所述第一光接收部的输出脉冲；以及第二DLL，其输入来自所述第二光接收部的输出脉冲，在从所述数字计算部输出的数字值没有超过参考值的情况下，所述处理电路可切换成将在发光周期的半周期内重复的第二掩模周期以外的期间的，来自所述第一光接收部的脉冲输入到所述第一DLL的状态，在超过参考值的情况下，所述处理电路可切换成将来自所述发光元件的脉冲直接输入到所述第一DLL的状态，其中，所述数字计算部仅在所述发光元件的发光周期内重复的第一掩模周期以外的期间计数。
本发明的实施方式10的光传感器在上述实施方式8或9中，第一以及第二DLL具有鉴相器、电压控制延迟电路以及用于保持所述电压控制延迟电路的控制电压的电容元件，可以在第一期间，将电容元件充电至恒定值，在第二期间，将所述电压控制延迟电路的参考时钟的四分之一时钟和所述电压控制延迟电路的四分之一输出输入到所述鉴相器，在第三期间，将来自所述第一光接收部或者所述第二光接收部的脉冲和将所述电压控制延迟电路的输出的二分之一时钟输入到所述鉴相器。
本发明的实施方式11的光传感器可切换上述实施方式8和上述实施方式9的处理电路。
本发明的实施方式12的光传感器在上述实施方式8-11的任一实施方式中，所述发光元件在获取来自所述第一光接收部和第二光接收部的脉冲期间，具有两种状态，即重复脉冲发光的第一状态和不发光的第二状态，所述第一和第二状态将以第一状态的时间>第二状态的时间的固定时间比率(第一状态的时间：第二状态的时间是固定的)执行的期间作为一个周期来重复动作(包括在一个周期内，将每个状态分开执行的情况，所述时间比率的每个状态的时间是在一个周期内执行的总时间)。所述光接收部1和光接收部2的每个数字计算部可以在第一状态下加上脉冲数，在第二状态下，减去将脉冲数乘以一个周期内(第一状态的时间/第二状态的时间)的系数而获得的值，每当n个周期(n≥1)结束时，从第一光接收部的第一数字计算部输出的数字值被输入到判断电路部1，来判断它是否超过参考值1。
本发明的实施方式13的电子设备，其特征在于，其内置有上述实施方式8-12的任一实施方式中所述的光传感器。
如上所述，本发明的一个实施方式的光传感器通过在测量期间内，从发光元件发光周期与不发光周期的比率连续减去环境光分量的运算，在短时间内获得有效脉冲分量。另外，通过获得所述有效脉冲分量，能够在短时间内判断出近距离或远距离，并根据近距离或远距离选择适当的发光周期，从而兼顾可校正近距离精度与壳体面板反射分量的误差的远距离测量。另外，对于来自壳体面板的反射光，当遮蔽了来自外壳面板的反射光所射入的区域以外的区域时，识别此时的有效脉冲数，如果存在除壳体面板之外的有效脉冲，则判断为在近距离处存在检测对象物，不遮蔽壳体面板的反射光，进行近距离的测量，如果不存在除壳体面板反射光以外的有效脉冲，则判断为在远距离处存在检测对象物，遮蔽壳体面板的反射光，进行远距离的测量，由此消除由于壳体面板反射引起的远距离测量误差。
本发明不限于上述各实施方式，在权利要求所示的范围内可以进行各种修改，通过把分别在不同实施方式中公开的技术方法适当地组合而获得的实施方式也包括在本发明的技术范围内。而且，通过组合每个实施方式中公开的技术方法，可以形成新的技术特征。
附图标记说明
11 第一光接收部
12 第二光接收部
13 第一数字计算部
14 第二数字计算部
15 判断电路部
16 参考脉冲发生电路
17驱动器(驱动电路)
18 发光元件
19 时间差提取电路
20 延迟差测量电路
21 电压控制延迟电路
22 环形振荡器
23 电平移位器
24 电平移位器
25 电平移位器
30 掩模电路
31 单触发脉冲电路
32 延迟电路
35 判断电路部
36 参考脉冲发生电路
46 参考脉冲发生电路
101、201、401、501光传感器
S检测对象物(物体)
x检测对象物距离

Claims (7)

1.一种光传感器，其特征在于，
其具有：
发光元件；
光子计数型的第一光接收部，其输出脉冲，所述脉冲与来自物体的反射光的入射光子同步；
光子计数型的第二光接收部，其设置在所述发光元件附近，并输出脉冲，所述脉冲与传感器封装件内部的反射光的入射光子同步；
时间差提取电路，其使用参考时钟和来自所述第一和第二光接收部的输出脉冲，来提取与空间光路上的距离相对应的时间差；
第一数字计算部，其对所述第一光接收部的输出脉冲的脉冲数进行计数并输出数字值；
以及周期变更电路，当将能够获得距所述物体的测量距离的足够的测量精度的脉冲数作为参考值时，在距离测量期间内，所述周期变更电路根据由所述第一数字计算部输出的数字值是否超过所述参考值，来变更所述发光元件的发光周期、发光时间宽度和所述参考时钟的周期。
2.一种光传感器，其特征在于，
其具有：
发光元件；
光子计数型的第一光接收部，其输出脉冲，所述脉冲与来自物体的反射光的入射光子同步；
光子计数型的第二光接收部，其设置在所述发光元件附近，并输出脉冲，所述脉冲与传感器封装件内部的反射光的入射光子同步；
时间差提取电路，其使用参考时钟和来自所述第一和第二光接收部的输出脉冲，来提取与空间光路上的距离相对应的时间差；
第一数字计算部，其对所述第一光接收部的输出脉冲的脉冲数进行计数并输出数字值；
以及周期变更电路，当将能够获得距所述物体的测量距离的足够的测量精度的脉冲数作为参考值时，在距离测量期间内，所述周期变更电路根据由所述第一数字计算部输出的数字值是否超过所述参考值，来变更所述发光元件的发光周期和所述参考时钟的周期，
在距离测量期间内，在判断出从所述第一数字计算部输出的数字值超过所述参考值的情况下，所述周期变更电路将所述发光元件的发光周期和所述参考时钟的周期变更为预设倍率的周期。
3.一种光传感器，其特征在于，
其具有：
发光元件；
光子计数型的第一光接收部，其输出脉冲，所述脉冲与来自物体的反射光的入射光子同步；
光子计数型的第二光接收部，其设置在所述发光元件附近，并输出脉冲，所述脉冲与传感器封装件内部的反射光的入射光子同步；
时间差提取电路，其使用参考时钟和来自所述第一和第二光接收部的输出脉冲，来提取与空间光路上的距离相对应的时间差；
第一数字计算部，其对所述第一光接收部的输出脉冲的脉冲数进行计数并输出数字值；
以及周期变更电路，当将能够获得距所述物体的测量距离的足够的测量精度的脉冲数作为参考值时，在距离测量期间内，所述周期变更电路根据由所述第一数字计算部输出的数字值是否超过所述参考值，来变更所述发光元件的发光周期和所述参考时钟的周期，
所述时间差提取电路具有：第一DLL，其输入来自所述第一光接收部的输出脉冲；以及第二DLL，其输入来自第二光接收部的输出脉冲，
在距离测量期间内，在从所述第一数字计算部输出的数字值没有超过所述参考值的情况下，所述周期变更电路切换成将在发光周期的半周期内重复的第二掩模周期以外的期间的，来自第一光接收部的脉冲输入到所述第一DLL的状态，在超过所述参考值的情况下，所述周期变更电路切换成将来自所述第一光接收部的脉冲直接输入到所述第一DLL的状态，所述第一数字计算部仅在所述发光元件的发光周期内重复的第一掩模周期以外的期间计数。
4.根据权利要求3所述的光传感器，其特征在于，
所述第一和第二DLL具有鉴相器，电压控制延迟电路和保持电压控制延迟电路的控制电压的电容元件，
在第一期间，将所述电容元件充电至恒定值，在第二期间，将所述电压控制延迟电路的参考时钟的四分之一时钟和所述电压控制延迟电路的四分之一输出输入到所述鉴相器，在第三期间，将来自所述第一光接收部的脉冲和将所述电压控制延迟电路的输出的二分之一时钟输入到所述鉴相器。
5.一种光传感器，其特征在于，其具有权利要求2所述的周期变更电路和权利要求3所述的周期变更电路，使这些周期变更电路能够切换。
6.根据权利要求1-3中任一项所述的光传感器，其特征在于，
所述发光元件，在获取来自所述第一和第二光接收部的脉冲期间，具有两种状态，即重复脉冲发光的第一状态和不进行发光的第二状态，
所述第一和第二状态将以第一状态的时间>第二状态的时间的固定时间比率执行的期间作为一个周期重复动作，
所述第一和第二光接收部的每个数字计算部，在所述第一状态下，将脉冲数相加，在所述第二状态中，减去将脉冲数乘以将一个周期内的第一状态的时间除以所述一个周期内的第二状态的时间而获得的系数而获得的值，每当n个周期结束且n为1以上时，从第一光接收部的第一数字计算部输出的数字值，被输入到第一判断电路部，来判断它是否超过第一参考值。
7.一种电子设备，其特征在于，其内置有权利要求1-3中任一项所述的光传感器。
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