CN110346054B - 一种采用微调电阻结构抑制门控尖峰噪声的单光子差分探测电路 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种采用微调电阻结构抑制门控尖峰噪声的单光子差分探测电路,其中GHz时钟产生模块产生门控方波信号,传输至APD门控偏置模块中,控制APD门控偏置模块的工作模式;APD门控偏置模块产生两路门控尖峰噪声信号,传输至门控尖峰噪声检测模块中,当检测到两路门控尖峰噪声信号幅值相等时,APD门控偏置模块允许接收光子并产生雪崩电压信号,并传输至雪崩信号检测模块中;反之,APD门控偏置模块不允许接收光子并产生雪崩电压信号。本发明利用移位寄存器控制开关电阻,直至电阻阵列与APD探测器两路结构感应到相同的门控尖峰噪声信号,再由差分检测结构抑制共模尖峰噪声,从而提取微弱的雪崩信号,实现高灵敏的单光子探测。
Description
技术领域
本发明涉及量子保密通信中的单光子探测技术领域,尤其涉及一种采用微调电阻结构抑制门控尖峰噪声的单光子差分探测电路。
背景技术
量子保密通信涉及量子信道内的量子制备、编解码、检测等重要环节。单光子作为最小的光子能量单位,具有量子载体的基本属性。对保密通信起决定性作用的量子密钥传输和分配需在量子信道内完成。量子通信通常要求信道中只有单个光子进行传输,因此对按特定时序发射的单光子完成高灵敏高可靠检测,至关重要。
基于雪崩光电二极管APD的单光子探测技术,具备超灵敏光电检测的优异性能,已广泛渗透到信息科学、物理学、生物医学、量子力学等自然学科领域中,在量子保密通信、激光测距、生物荧光成像等众多应用中起到重要的作用。当前,基于常规门控工作模式的APD探测电路主要用于随机到达的单光子检测,但存在死时间大、暗计数大、淬灭结构复杂等不足,难以用于保密通信中的单光子检测。基于GHz门控的固定淬灭的单光子探测技术,可有效解决暗计数、后脉冲等噪声问题,并可使预知时序到达的单光子进入门控曝光窗口内,尤其适合量子通信中的单光子检测。
由于APD二极管存在寄生结电容,当门控脉冲时钟信号施加到APD的阴极时,每个门控信号的上升沿均会通过该结电容耦合到感应电阻上,并产生较大的尖峰噪声信号,该噪声与可能感应的雪崩信号混叠在门控窗口内,无法有效检测出雪崩信号。高频门控技术的关键,是在极小的有效门控窗口范围内,可抑制各类噪声影响将微弱雪崩信号快速提取出来。近年来,单光子探测技术已从分立器件电路检测方案发展到集成芯片系统检测方案,可将大摆幅高频门控信号产生、负载驱动和微弱感应信号高速高精度检测等电路结构集成为一体,有效提高检测灵敏度和可靠性。目前已有噪声差分抑制的双端检测方案,以及利用低通滤波器滤除高频门控尖峰噪声、保留低频有效雪崩信号的单端检测方案。其中差分双端检测具有功耗低、电路结构简单,检测灵敏度高等显著优势。传统差分检测结构需要采用2颗APD构造主辅两路感应支路,成本相对较高。
发明内容
发明目的:针对现有不能以较低的成本代价,解决差分检测电路中感应的门控尖峰噪声的匹配问题,本发明提出一种采用微调电阻结构抑制门控尖峰噪声的单光子差分探测电路。
技术方案:为实现本发明的目的,本发明所采用的技术方案是:
一种采用微调电阻结构抑制门控尖峰噪声的单光子差分探测电路,包括GHz时钟产生模块、APD门控偏置模块、门控尖峰噪声检测模块和雪崩信号检测模块,所述GHz时钟产生模块产生门控方波信号,传输至所述APD门控偏置模块中,当所述门控方波信号处于低电平时,所述APD门控偏置模块处于截止模式不进行工作,当所述门控方波信号处于高电平时,所述APD门控偏置模块处于待测模式;
当外部光源未发射光子时,所述APD门控偏置模块产生两路门控尖峰噪声信号,传输至所述门控尖峰噪声检测模块中,所述门控尖峰噪声检测模块检测到两路门控尖峰噪声信号幅值相等时,所述APD门控偏置模块在外部光源发射光子时,允许接收光子并产生雪崩电压信号,并传输至所述雪崩信号检测模块中;
所述门控尖峰噪声检测模块检测到两路门控尖峰噪声信号幅值不相等时,所述APD门控偏置模块在外部光源发射光子后,不允许接收所述光子并产生雪崩电压信号。
进一步地讲,所述GHz时钟产生模块包括有GHz门控时钟产生电路,用于产生所述门控方波信号,控制所述APD门控偏置模块的工作模式。
进一步地讲,所述APD门控偏置模块包括两个支路,所述两个支路中均包括有RC脉冲感应结构,所述RC脉冲感应结构包括偏置电阻和耦合电容,所述偏置电阻的输入端电性连接外部信号源的偏置电压、输出端电性连接耦合电容的输出端,所述耦合电容的输入端电性连接GHz门控时钟产生电路的输出端;
其中一个支路的偏置电阻的输出端和耦合电容的输出端均电性连接APD探测器的阴极,所述连接APD探测器的阳极电性连接雪崩信号感应电阻的输入端、门控尖峰噪声检测模块的输入端和雪崩信号检测模块的输入端,所述雪崩信号感应电阻的输出端接地;
其中另一个支路的偏置电阻的输出端和耦合电容的输出端均电性连接电阻阵列开关的输入端,所述电阻阵列开关的输出端接地。
进一步地讲,所述外部信号源的偏置电压的电压值不大于APD探测器的反向击穿电压的电压值。
进一步地讲,所述电阻阵列开关包括电容C、固定电阻R0和N个MOS管Mi,所述N≥1,1≤i≤N且N为整数,同时设置所述N个MOS管Mi的线性电阻值,,所述电容C的输入端电性连接偏置电阻的输出端和耦合电容的输出端,所述电容C的输出端电性连接固定电阻R0的输入端、N个MOS管Mi的输入端、门控尖峰噪声检测模块的输入端和雪崩信号检测模块的输入端;
N个所述MOS管Mi彼此相互并联,每个所述MOS管Mi的漏级均电性连接电容C的输出端和固定电阻R0的输入端、源级电性连接固定电阻R0的输出端、输出端电性连接门控尖峰噪声检测模块的输出端,同时每个所述MOS管Mi的源级和固定电阻R0的输出端均接地。
进一步地讲,所述电阻阵列开关中N个MOS管Mi的线性电阻值的确定方法具体如下:
步骤S1:确定门控尖峰噪声的计算公式,具体为:
其中:RS为感应电阻,Cp为感应电阻输出端处的负载电容,CAPD为APD探测器的寄生结电容,Vpusle为GHz时钟产生模块产生的方波信号的幅值,s为频域;
步骤S2:根据所述计算公式,确定所述计算公式成立的条件,具体为:
sRs(Cp+CAPD)<<1
其中:RS为感应电阻,Cp为感应电阻输出端处的负载电容,CAPD为APD探测器的寄生结电容,s为频域;
根据所述条件,在门控偏置条件相同的情况下,通过APD探测器的寄生电容在实际范围内的最大值,确定出所述负载电容Cp的取值大小,其中负载电容Cp为高速高精度比较器的输入端电容;
步骤S3:将所述APD探测器的寄生电容大小和负载电容Cp的取值大小带入计算公式中,获取得到APD探测器所在支路的门控尖峰噪声值;
步骤S4:根据APD探测器所在支路的门控尖峰噪声值和电容C所在支路的门控尖峰噪声值之间的预设差值范围,确定所述预设差值范围和APD探测器所在支路的门控尖峰噪声值之间的压差比,确定出电容C所在支路的门控尖峰噪声值,其中所述压差比和电容C所在支路的门控尖峰噪声值,具体为:
其中:ν为预设差值范围和APD探测器所在支路的门控尖峰噪声值的压差比,VnoiseC为电容C所在支路的门控尖峰噪声值,U差为预设差值范围,VnoiseAPD为APD探测器所在支路的门控尖峰噪声值,CAPD为APD探测器的寄生结电容;
步骤S5:根据所述电容C所在支路的门控尖峰噪声值和APD探测器所在支路的门控尖峰噪声值,通过改变所述MOS管Mi的线性电阻值,使得电容C所在支路的门控尖峰噪声值和APD探测器所在支路的门控尖峰噪声值的大小相等,其中所述电容C所在支路的门控尖峰噪声值和APD探测器所在支路的门控尖峰噪声值的大小相等时所对应的MOS管Mi的线性电阻值,即为该MOS管Mi的线性电阻值。
进一步地讲,所述门控尖峰噪声检测模块包括高速高精度比较器和循环移位寄存器,所述高速高精度比较器的正相输入端电性连接电容C的输出端、反相输入端电性连接APD探测器的阳极、输出端电性连接循环移位寄存器的输入端。
进一步地讲,所述循环移位寄存器包括有与门AND、或非门NOR和W个D触发器DFFj,所述W≥1,1≤j≤W且W为整数,W个所述D触发器DFFj彼此相互级联,所述高速高精度比较器的输出信号EN和外部时钟输入信号CLK1均传输至与门AND中,所述与门AND输出信号CP,并将所述CP信号传输至每个D触发器DFFj的Clk端口;
每个所述D触发器DFFj的Reset端口接收复位信号RN、Q端口电性连接或非门NOR的输入端和对应MOS管Mi的输出端,第一个所述D触发器DFF1的D端口电性连接或非门NOR的输出端,除所述第一个D触发器DFF1外其余D触发器DFFj的D端口均电性连接前一个D触发器DFFj的Q端口和或非门NOR的输入端。
进一步地讲,所述D触发器DFFj的数目W和MOS管Mi的数目N相等。
进一步地讲,所述雪崩信号检测模块包括全差分低噪声放大器和阈值电压可调的高速比较器,所述全差分低噪声放大器的正相输入端电性连接APD探测器的阳极、反相输入端电性连接电容C的输出端、输出端电性连接阈值电压可调的高速比较器的输入端。
有益效果:与现有技术相比,本发明的技术方案具有以下有益技术效果:
(1)本发明的单光子差分探测电路利用移位寄存器控制特定开关电阻,直至可调电阻阵列与APD探测器两路结构感应到相同的门控尖峰噪声信号,再由差分检测结构将此共模尖峰噪声进行有效抑制,从而提取出微弱的雪崩信号,实现高灵敏的单光子探测;
(2)本发明的单光子差分探测电路基于差分噪声抵消技术的双端方案,将固定电容配合调节电阻的结构替代辅助感应支路的APD,从而降低成本,同时通过调节电阻阵列可以使得主辅支路感应到的门控尖峰噪声能够得到充分的匹配;
(3)本发明采用MOSFET晶体管开关线性电阻,改善电阻的PVT特性的同时,又能简化控制,提高可靠性,减小芯片面积;
(4)本发明通过增加电阻阵列及微调MOS管W/L的方式,能够提高两路门控尖峰噪声的匹配精度,同时与固定感应电阻调节电容的方式相比,由于电容需要较高耐压,受工艺限制无法集成,从而电阻阵列则更易于集成;
(5)本发明中有两个不同工作模式下的高速比较器,门控尖峰噪声检测模块中的高速高精度比较器能分辨两路门控尖峰噪声的差值,使该差值远低于雪崩信号幅值,不会影响雪崩信号的检测,由于门控尖峰噪声的脉冲宽度较窄,因此对比较器的响应速度要求较高,则高速高精度比较器将需要较大的功耗来满足检测要求,而雪崩信号检测模块中的阈值电压可调的高速比较器位于高速高精度比较器之后,对检测分辨精度要求降低,可快速检测雪崩信号。
附图说明
图1是本发明的单光子差分探测电路的结构图;
图2是本发明的单光子差分探测电路的电路图;
图3是本发明的APD门控偏置模块的电路图;
图4是本发明的门控尖峰噪声检测模块的电路图;
图5是本发明的门控尖峰噪声检测模块的时序图;
图中标号对应的部件名称:
1、GHz时钟产生模块;2、APD门控偏置模块;3、门控尖峰噪声检测模块;4、雪崩信号检测模块;5、GHz门控时钟产生电路;6、偏置电阻;7、耦合电容;8、APD探测器;9、电阻阵列开关;10、雪崩信号感应电阻;11、高速高精度比较器;12、循环移位寄存器;13、全差分低噪声放大器;14、阈值电压可调的高速比较器。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚,下面将结合本发明实施例中的附图,对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。其中,所描述的实施例是本发明一部分实施例,而不是全部的实施例。因此,以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围,而是仅仅表示本发明的选定实施例。
实施例1
参考图1和图2,本发明提供了一种采用微调电阻结构抑制门控尖峰噪声的单光子差分探测电路,包括有GHz时钟产生模块1、APD门控偏置模块2、门控尖峰噪声检测模块3和雪崩信号检测模块4,其中GHz时钟产生模块1中包括GHz门控时钟产生电路5,GHz门控时钟产生电路5用于产生频率为1GHz、幅值为0到5V的门控方波信号,并将该门控方波信号传输至APD门控偏置模块2中,用于控制APD门控偏置模块2的工作模式。具体地讲,当门控方波信号处于低电平时,APD门控偏置模块2处于截止模式,此时APD门控偏置模块2不进行工作。当门控方波信号处于高电平时,APD门控偏置模块2处于待测模式,此时APD门控偏置模块2可以进行工作。
在单光子差分探测电路刚进行工作时,外部光源未发射光子,此时APD门控偏置模块2在待测模式下将产生两路门控尖峰噪声信号,传输至门控尖峰噪声检测模块3中,当门控尖峰噪声检测模块3检测到两路门控尖峰噪声信号幅值相等时,外部光源发射光子,APD门控偏置模块2允许接收光子并产生雪崩电压信号,同时将该雪崩电压信号传输至雪崩信号检测模块4中进行检测。
当门控尖峰噪声检测模块3检测到两路门控尖峰噪声信号幅值不相等时,外部光源发射光子,APD门控偏置模块2不允许接收光子并产生雪崩电压信号。
参考图3,在本实施例中,APD门控偏置模块2包括有两个支路,且在这两个支路中均设置有RC脉冲感应结构,其中的一个支路中除了RC脉冲感应结构外还设置有APD探测器8和雪崩信号感应电阻10,另外的一个支路中除了RC脉冲感应结构外还设置有电阻阵列开关9。
RC脉冲感应结构包括偏置电阻6和耦合电容7,具体地讲,偏置电阻6的输入端电性连接外部信号源的偏置电压、输出端电性连接耦合电容7的输出端,耦合电容7的输入端电性连接GHz门控时钟产生电路5的输出端。
其中一个支路的偏置电阻6的输出端和耦合电容7的输出端均电性连接APD探测器8的阴极,APD探测器8的阳极电性连接雪崩信号感应电阻10的输入端、门控尖峰噪声检测模块3的输入端和雪崩信号检测模块4的输入端,雪崩信号感应电阻10的输出端接地。
在此支路中,偏置电阻6的一端接外部信号源提供的偏置电压,且该偏置电压的电压值不大于APD探测器8的反向击穿电压的电压值。偏置电阻6的另一端和APD探测器8的阴极连接,为APD探测器8提供固定的偏置电压。而和APD探测器8的阳极连接的雪崩信号感应电阻10,采用50Ω电阻将APD探测器8中的感应电流转换为脉冲电压。
另外一个支路的偏置电阻6的输出端和耦合电容7的输出端均电性连接电阻阵列开关9的输入端,电阻阵列开关9的输出端接地。具体地讲,电阻阵列开关9包括电容C、固定电阻R0和N个MOS管Mi,其中N≥1,1≤i≤N且N为整数,同时设置N个MOS管Mi的线性电阻值,在本实施例中,N的大小选择为6,也就是说,在电阻阵列开关9中有6个MOS管M1、M2、M3、M4、M5和M6。同时电容C的输入端电性连接偏置电阻6的输出端和耦合电容7的输出端,电容C的输出端电性连接固定电阻R0的输入端、6个MOS管M1、M2、M3、M4、M5和M6的输入端、门控尖峰噪声检测模块3的输入端和雪崩信号检测模块4的输入端。
6个MOS管M1、M2、M3、M4、M5和M6彼此相互并联,且每个MOS管Mi的漏级均电性连接电容C的输出端和固定电阻R0的输入端、源级电性连接固定电阻R0的输出端、输出端电性连接门控尖峰噪声检测模块3的输出端,同时每个MOS管Mi的源级和固定电阻R0的输出端均接地。
在本实施例中,电阻阵列开关9中电容C的电容值根据APD探测器8的典型结电容值的大小进行决定,其中由于电容需要较高的耐压,从而可采用分立结构。而固定电阻R0的阻值大小根据APD探测器8的最大结电容感应的最大尖峰噪声进行确定,N个MOS管Mi的取值大小由APD探测器8的结电容的离散范围所决定。
同时电阻阵列开关9用于调整电容C所在支路的门控尖峰噪声,使得在相同的驱动条件下,APD探测器8所在支路的感应电阻和电容C所在支路上的电阻,能够感应到幅值大小相等的门控尖峰噪声,使APD探测器8所在支路感应到雪崩触发信号。这是因为当APD探测器8所在支路感应到的噪声差值限定在预设范围内时,并不会影响正常雪崩信号的检测。
其中电阻阵列开关9中N个MOS管Mi的线性电阻值的确定方法具体如下:
步骤S1:确定门控尖峰噪声的计算公式,具体为:
其中:RS为感应电阻,Cp为感应电阻输出端处的负载电容,CAPD为APD探测器的寄生结电容,Vpusle为GHz时钟产生模块产生的方波信号的幅值,s为频域。
步骤S2:根据步骤S1的计算公式,确定出计算公式能够成立的条件,该条件具体为:
sRs(Cp+CAPD)<<1
其中:RS为感应电阻,Cp为感应电阻输出端处的负载电容,CAPD为APD探测器的寄生结电容,s为频域。
通过该成立条件,可以知道在门控偏置条件相同的情况下,通过APD探测器8的寄生电容在实际范围内的最大值,该最大值是由实际选择使用的APD探测器8的寄生电容范围所决定的,进而可以确定出高速高精度比较器11的输入端电容的取值大小,即负载电容Cp的取值大小。其中负载电容Cp为高速高精度比较器11的输入端电容。
步骤S3:根据APD探测器8的寄生结电容大小和负载电容Cp的取值大小,将APD探测器8的寄生结电容和负载电容Cp的取值大小直接代入步骤S1的计算公式中,从而计算得到APD探测器8所在支路的门控尖峰噪声值。
在本实施例中,选择APD探测器8的寄生结电容值为120pF,则通过计算公式得到APD探测器8所在支路的门控尖峰噪声值为249mV。
步骤S4:根据APD探测器8所在支路的门控尖峰噪声值和电容C所在支路的门控尖峰噪声值之间的预设差值范围,确定该预设差值范围和APD探测器8所在支路的门控尖峰噪声值的压差比,进而确定出电容C所在支路的门控尖峰噪声值。其中压差比和电容C所在支路的门控尖峰噪声值,具体为:
其中:ν为预设差值范围和APD探测器所在支路的门控尖峰噪声值的压差比,VnoiseC为电容C所在支路的门控尖峰噪声值,U差为预设差值范围,VnoiseAPD为APD探测器所在支路的门控尖峰噪声值,CAPD为APD探测器的寄生结电容。
在本实施例中,APD探测器8所在支路的门控尖峰噪声值和电容C所在支路的门控尖峰噪声值之间的预设差值范围设置为25mV,即雪崩电压信号幅值的一半。则25mV于APD探测器8所在支路的门控尖峰噪声值249mV之间的压差比,具体为:
其中:ν为预设差值范围和APD探测器所在支路的门控尖峰噪声值的压差比,U差为预设差值范围,VnoiseAPD为APD探测器所在支路的门控尖峰噪声值。
通过压差比10%可以确定出电容C所在支路的门控尖峰噪声值,具体为:
VnoiseC=CAPD×(1+ν)=120fF×(1+10%)=132fF
其中:VnoiseC为电容C所在支路的门控尖峰噪声值,ν为预设差值范围和APD探测器所在支路的门控尖峰噪声值的压差比,CAPD为APD探测器的寄生结电容。
步骤S5:根据电容C所在支路的门控尖峰噪声值VnoiseC和APD探测器所在支路的门控尖峰噪声值VnoiseAPD,通过改变MOS管Mi的线性电阻值,使得电容C所在支路的门控尖峰噪声值VnoiseC和APD探测器所在支路的门控尖峰噪声值VnoiseAPD的大小相等,当电容C所在支路的门控尖峰噪声值VnoiseC和APD探测器所在支路的门控尖峰噪声值VnoiseAPD的大小相等时对应的MOS管Mi的线性电阻值,即为该MOS管Mi的线性电阻值。
参考图4,在本实施例中,具体地讲,门控尖峰噪声检测模块3包括高速高精度比较器11和循环移位寄存器12,高速高精度比较器11的正相输入端电性连接电容C的输出端、反相输入端电性连接APD探测器8的阳极、输出端电性连接循环移位寄存器12的输入端。
循环移位寄存器12包括有与门AND、或非门NOR和W个D触发器DFFj,其中W≥1,1≤j≤W且W为整数,同时D触发器DFFj的数目W和MOS管Mi的数目N相等,在本实施例中,由于MOS管Mi的数目N选择为6,从而D触发器DFFj的数目W也选择为6。6个D触发器DFF1、DFF2、DFF3、DFF4、DFF5和DFF6彼此相互级联,且高速高精度比较器11的输出信号EN和外部时钟输入信号CLK1均传输至与门AND中,与门AND输出信号CP,并将信号CP传输至每个D触发器DFFj的Clk端口。
每个D触发器DFFj的Reset端口接收复位信号RN、Q端口电性连接或非门NOR的输入端和对应MOS管Mi的输出端。即第一个D触发器DFF1的Q端口电性连接第一个MOS管M1的输出端,第二个D触发器DFF2的Q端口电性连接第二个MOS管M2的输出端,第三个D触发器DFF3的Q端口电性连接第三个MOS管M3的输出端,第四个D触发器DFF4的Q端口电性连接第四个MOS管M4的输出端,第五个D触发器DFF5的Q端口电性连接第五个MOS管M5的输出端,第六个D触发器DFF6的Q端口电性连接第六个MOS管M6的输出端。
同时第一个D触发器DFF1的D端口电性连接或非门NOR的输出端,而除了第一个D触发器DFF1外其余D触发器DFFj的D端口均电性连接前一个D触发器DFFj的Q端口,除了第一个D触发器DFF1外其余D触发器DFFj的D端口还电性连接或非门NOR的输入端。
其中高速高精度比较器11用于判断APD探测器8所在支路与电容C所在支路产生的两路尖峰噪声之间的差值大小。当差值为0时,高速高精度比较器11的输出使能信号EN将由高电平“1”状态转变为低电平“0”状态。反之,则高速高精度比较器11的输出使能信号EN将一直处于高电平状态,并将使能信号EN和外部时钟输入信号CLK1通过一个与门AND产生信号CP传输至循环移位寄存器12中每个D触发器DFFj的Clk端口,用于控制循环移位寄存器12的工作状态。即循环移位寄存器12由高速高精度比较器11的输出信号控制选定移位或锁定两种工作模式,循环移位寄存器12各输出信号的初态均为0,当循环移位寄存器12启动时,依次输出高电平状态。锁定后,各状态将维持不变。
循环移位寄存器12用于控制电阻阵列开关9,具体地讲,循环移位寄存器12在时钟驱动下依次移位输出高电平脉冲信号Q1~Q6,分别用于控制MOS管M1~M6,且每个移位周期内仅选取1路MOS管Mi构成的开关电阻导通,其中从第一个D触发器DFF1构成的开关电阻开始依次选取。
在本实施例中,每个D触发器DFFj的时钟信号CLK1均为上升沿触发,复位信号RN为低电平有效,且输出端信号Qi为下一级D触发器DFFj的输入信号,输出信号Q1~Q5通过一个或非门NOR,传递到第一个D触发器DFF1的输入端,完成所有D触发器DFFj的输出信号Q1~Q6的状态转换,从而控制电阻阵列开关9的闭合。其中所有D触发器DFFj的输出信号Q1~Q6的状态转换,具体为:000000→100000→010000→001000→000100→000010→000001→100000。
雪崩信号检测模块4包括全差分低噪声放大器13和阈值电压可调的高速比较器14,全差分低噪声放大器13的正相输入端电性连接APD探测器8的阳极、反相输入端电性连接电容C的输出端、输出端电性连接阈值电压可调的高速比较器14的输入端。
其中全差分低噪声放大器13,用于放大APD门控偏置模块2提供的雪崩电压信号,同时抑制相等的共模门控尖峰噪声。放大后的雪崩信号将提供给阈值电压可调的高速比较器14进行进一步地处理,当雪崩信号幅值大于阈值电压可调的高速比较器14的阈值电压,则可触发阈值电压可调的高速比较器14发生翻转,此时表明在GHz时钟产生模块1中产生的门控方波信号的高电平窗口内有光子到达。
也就是说,在门控方波信号的高电平窗口内,APD探测器8处于待测模式,若此时有单光子信号在此窗口内到达,则可将光子触发产生的雪崩电流在雪崩信号感应电阻10上转换成脉冲电压信号,同时GHz门控时钟产生电路5通过耦合可在雪崩信号感应电阻10引入尖峰噪声。在噪声检测模式下,通过高速高精度比较器11分辨两路门控尖峰噪声的相对强弱,并将高速高精度比较器11的输出作为循环移位寄存器12的使能信号,控制循环移位寄存器12的工作模式。其中循环移位寄存器12的输出信号可作为MOS管Mi的开关信号,动态调节并联的各个MOS管Mi的线性电阻值,使APD探测器8所在支路感应的尖峰噪声和电容C所在支路感应的尖峰噪声,两者的差值为0。从而在触发阈值电压可调的高速比较器14状态发送翻转后,锁定循环移位寄存器12中电阻阵列开关9的阵列状态,维持电阻阵列开关9的阵列状态不变,之后电路进入雪崩检测模式,完成对单光子的探测。
在本实施例中,为了保证雪崩信号检测模块4对雪崩信号的正常检测,各个MOS管Mi的线性电阻值按移位方向依次减小分布,与APD探测器8结电容递减的门控尖峰噪声相匹配。即根据尖峰噪声匹配的分辨率,确定各个MOS管Mi的线性电阻值。分辨率越高,相邻MOS管Mi之间的线性电阻值差值越小,电阻阵列开关9的规模将越大,反之,则相反。
相邻位置电阻差值越小,阵列规模越大,比较器状态检测的分辨率也需相应提高。各支路MOS管开关受循环移位寄存器输出信号的控制,可通过不断检测两路感应通路产生的尖峰噪声的匹配程度,选择不同的开关改变所在支路的电阻值,直到此两路尖峰噪声逐步逼近到最佳匹配状态。
参考图5,电阻阵列开关9中6个MOS管M1、M2、M3、M4、M5和M6按照从左往右线性电阻值逐渐减小的形式布局,APD探测器8所在支路产生的输出信号为VIN1,电容C所在支路产生的输出信号为VIN2。CLK信号为高速高精度比较器11的钟控信号,当CLK信号为高电平时表明高速高精度比较器11处于待测模式,此时可对APD探测器8所在支路产生门控尖峰噪声和电容C所在支路产生门控尖峰噪声进行比较,并通过高速高精度比较器11的输出信号EN触发循环移位寄存器12开始工作。
由于循环移位寄存器12是上升沿触发,从而当高速高精度比较器11的输出信号EN由高电平转变为低电平时,应避免与CLK1信号的上升沿相与,使与门AND的输出信号CP误产生一个上升沿,同时触发移位寄存器12继续工作,且各MOS管Mi维持导通的时间由CLK1的周期决定。
当循环移位寄存器12的输出信号状态转变为001000时,电阻阵列开关9的第三支路被导通,此时两路门控尖峰噪声的差值已无法触发高速高精度比较器11的状态发生翻转,从而表明此时电容C所在支路与APD探测器8所在支路产生的门控尖峰噪声近似相等,之后循环移位寄存器12停止工作,维持各输出信号状态保持不变。
以上示意性的对本发明及其实施方式进行了描述,该描述没有限制性,附图中所示的也只是本发明的实施方式之一,实际的结构和方法并不局限于此。所以,如果本领域的普通技术人员受其启示,在不脱离本发明创造宗旨的情况下,不经创造性的设计出与该技术方案相似的结构方式及实施例,均属于本发明的保护范围。
Claims (8)
1.一种采用微调电阻结构抑制门控尖峰噪声的单光子差分探测电路,其特征在于:包括GHz时钟产生模块(1)、APD门控偏置模块(2)、门控尖峰噪声检测模块(3)和雪崩信号检测模块(4),所述GHz时钟产生模块(1)包括有GHz门控时钟产生电路(5),用于产生所述门控方波信号,传输至所述APD门控偏置模块(2)中,控制所述APD门控偏置模块(2)的工作模式,当所述门控方波信号处于低电平时,所述APD门控偏置模块(2)处于截止模式不进行工作,当所述门控方波信号处于高电平时,所述APD门控偏置模块(2)处于待测模式;
当外部光源未发射光子时,所述APD门控偏置模块(2)产生两路门控尖峰噪声信号,传输至所述门控尖峰噪声检测模块(3)中,所述门控尖峰噪声检测模块(3)检测到两路门控尖峰噪声信号幅值相等时,所述APD门控偏置模块(2)在外部光源发射光子时,允许接收光子并产生雪崩电压信号,并传输至所述雪崩信号检测模块(4)中;
所述门控尖峰噪声检测模块(3)检测到两路门控尖峰噪声信号幅值不相等时,所述APD门控偏置模块(2)在外部光源发射光子后,不允许接收所述光子并产生雪崩电压信号;
所述APD门控偏置模块(2)包括两个支路,所述两个支路中均包括有RC脉冲感应结构,所述RC脉冲感应结构包括偏置电阻(6)和耦合电容(7),所述偏置电阻(6)的输入端电性连接外部信号源的偏置电压、输出端电性连接耦合电容(7)的输出端,所述耦合电容(7)的输入端电性连接GHz门控时钟产生电路(5)的输出端;
其中一个支路的偏置电阻(6)的输出端和耦合电容(7)的输出端均电性连接APD探测器(8)的阴极,所述连接APD探测器(8)的阳极电性连接雪崩信号感应电阻(10)的输入端、门控尖峰噪声检测模块(3)的输入端和雪崩信号检测模块(4)的输入端,所述雪崩信号感应电阻(10)的输出端接地;
其中另一个支路的偏置电阻(6)的输出端和耦合电容(7)的输出端均电性连接电阻阵列开关(9)的输入端,所述电阻阵列开关(9)的输出端接地。
2.根据权利要求1所述的一种采用微调电阻结构抑制门控尖峰噪声的单光子差分探测电路,其特征在于:所述外部信号源的偏置电压的电压值不大于APD探测器(8)的反向击穿电压的电压值。
3.根据权利要求1所述的一种采用微调电阻结构抑制门控尖峰噪声的单光子差分探测电路,其特征在于:所述电阻阵列开关(9)包括电容C、固定电阻R0和N个MOS管Mi,所述N≥1,1≤i≤N且N为整数,同时设置所述N个MOS管Mi的线性电阻值,所述电容C的输入端电性连接偏置电阻(6)的输出端和耦合电容(7)的输出端,所述电容C的输出端电性连接固定电阻R0的输入端、N个MOS管Mi的输入端、门控尖峰噪声检测模块(3)的输入端和雪崩信号检测模块(4)的输入端;
N个所述MOS管Mi彼此相互并联,每个所述MOS管Mi的漏级均电性连接电容C的输出端和固定电阻R0的输入端、源级电性连接固定电阻R0的输出端、输出端电性连接门控尖峰噪声检测模块(3)的输出端,同时每个所述MOS管Mi的源级和固定电阻R0的输出端均接地。
4.根据权利要求3所述的一种采用微调电阻结构抑制门控尖峰噪声的单光子差分探测电路,其特征在于:所述电阻阵列开关(9)中N个MOS管Mi的线性电阻值的确定方法具体如下:
步骤S1:确定门控尖峰噪声的计算公式,具体为:
其中:RS为感应电阻,Cp为感应电阻输出端处的负载电容,CAPD为APD探测器的寄生结电容,Vpusle为GHz时钟产生模块产生的方波信号的幅值,s为频域;
步骤S2:根据所述计算公式,确定所述计算公式成立的条件,具体为:
sRs(Cp+CAPD)<<1
其中:RS为感应电阻,Cp为感应电阻输出端处的负载电容,CAPD为APD探测器的寄生结电容,s为频域;
根据所述条件,在门控偏置条件相同的情况下,通过APD探测器(8)的寄生电容在实际范围内的最大值,确定出所述负载电容Cp的取值大小,其中负载电容Cp为高速高精度比较器(11)的输入端电容;
步骤S3:将所述APD探测器(8)的寄生电容大小和负载电容Cp的取值大小带入计算公式中,获取得到APD探测器(8)所在支路的门控尖峰噪声值;
步骤S4:根据APD探测器(8)所在支路的门控尖峰噪声值和电容C所在支路的门控尖峰噪声值之间的预设差值范围,确定所述预设差值范围和APD探测器(8)所在支路的门控尖峰噪声值之间的压差比,确定出电容C所在支路的门控尖峰噪声值,其中所述压差比和电容C所在支路的门控尖峰噪声值,具体为:
其中:ν为预设差值范围和APD探测器所在支路的门控尖峰噪声值的压差比,VnoiseC为电容C所在支路的门控尖峰噪声值,U差为预设差值范围,VnoiseAPD为APD探测器所在支路的门控尖峰噪声值,CAPD为APD探测器的寄生结电容;
步骤S5:根据所述电容C所在支路的门控尖峰噪声值和APD探测器所在支路的门控尖峰噪声值,通过改变所述MOS管Mi的线性电阻值,使得电容C所在支路的门控尖峰噪声值和APD探测器所在支路的门控尖峰噪声值的大小相等,其中所述电容C所在支路的门控尖峰噪声值和APD探测器所在支路的门控尖峰噪声值的大小相等时所对应的MOS管Mi的线性电阻值,即为该MOS管Mi的线性电阻值。
5.根据权利要求3所述的一种采用微调电阻结构抑制门控尖峰噪声的单光子差分探测电路,其特征在于:所述门控尖峰噪声检测模块(3)包括高速高精度比较器(11)和循环移位寄存器(12),所述高速高精度比较器(11)的正相输入端电性连接电容C的输出端、反相输入端电性连接APD探测器(8)的阳极、输出端电性连接循环移位寄存器(12)的输入端。
6.根据权利要求5所述的一种采用微调电阻结构抑制门控尖峰噪声的单光子差分探测电路,其特征在于:所述循环移位寄存器(12)包括有与门AND、或非门NOR和W个D触发器DFFj,所述W≥1,1≤j≤W且W为整数,W个所述D触发器DFFj彼此相互级联,所述高速高精度比较器(11)的输出信号EN和外部时钟输入信号CLK1均传输至与门AND中,所述与门AND输出信号CP,并将所述CP信号传输至每个D触发器DFFj的Clk端口;
每个所述D触发器DFFj的Reset端口接收复位信号RN、Q端口电性连接或非门NOR的输入端和对应MOS管Mi的输出端,第一个所述D触发器DFF1的D端口电性连接或非门NOR的输出端,除所述第一个D触发器DFF1外其余D触发器DFFj的D端口均电性连接前一个D触发器DFFj的Q端口和或非门NOR的输入端。
7.根据权利要求6所述的一种采用微调电阻结构抑制门控尖峰噪声的单光子差分探测电路,其特征在于:所述D触发器DFFj的数目W和MOS管Mi的数目N相等。
8.根据权利要求5所述的一种采用微调电阻结构抑制门控尖峰噪声的单光子差分探测电路,其特征在于:所述雪崩信号检测模块(4)包括全差分低噪声放大器(13)和阈值电压可调的高速比较器(14),所述全差分低噪声放大器(13)的正相输入端电性连接APD探测器(8)的阳极、反相输入端电性连接电容C的输出端、输出端电性连接阈值电压可调的高速比较器(14)的输入端。
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