CN110233585A - 一种能够跟踪最大功率点的压电振动能量收集系统 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种能够跟踪最大功率点的压电振动能量收集系统，该压电振动能量收集系统中自供电SSHI型AC‑DC整流器将压电换能器输出的交流电转换成直流电输出至第一电容，滞回比较控制与工作电源选择电路控制PWM波发生与工作模式选择电路是否进入工作状态，PWM波发生与工作模式选择电路控制双开关Buck‑Boost型DC‑DC变换器的工作模式，双开关Buck‑Boost型DC‑DC变换器进入工作状态时，控制第一电容放电，并对第二电容充电，使第一电容上上加载的电压维持在最优值附近，实现最大功率点的跟踪；优点是振动能量收集效率较高。
Description
技术领域
本发明涉及一种压电振动能量收集系统，尤其是涉及一种能够跟踪最大功率点的压电振动能量收集系统。
背景技术
机械振动广泛存在于自然环境和人类活动中，是一种典型的能量形式。压电振动能量收集系统可以俘获机械振动产生的振动能量，并最终将振动能量转换成微电子设备可以利用的直流电进行储存。现有的压电振动能量收集系统通常包含压电换能器与电能提取电路两部分，压电换能器负责俘获振动能量并将振动能量转换成交流电输出，电能提取电路则负责将压电换能器输出的交流电转换成直流电进行储存。压电换能器为当前常规的器件，压电换能器确定后，压电振动能量收集系统的性能很大程度上取决于电能提取电路。
目前，压电振动能量收集系统的电能提取电路从工作原理和电路形式上可分为三大类：全桥整流电路、同步电荷提取电路以及同步开关电感电路。其中，全桥整流电路和同步开关电感电路存在严重的负载依赖问题，当负载偏离最优值时，输出功率将显著衰减；而同步电荷提取电路虽然实现了负载独立，保证了输出功率不受负载影响，但是仍然没有实现很好的负载匹配，因此输出功率还有较大的提升空间。研究表明：在同等条件下，同步开关电感电路最大输出功率是全桥整流电路最大输出功率的8倍，是同步电荷提取电路输出功率的2倍。
为了进一步提高压电振动能量收集系统的能量收集效率，如何解决压电振动能量收集系统中电能提取电路存在的负载依赖和负载失配问题成为当前的研究热点。
申请号为CN201610841067.7和CN201710612813.X的两份中国专利中分别提出了一种基于最大功率点跟踪的压电振动能量提取电路。这两种基于最大功率点跟踪的压电振动能量提取电路确实解决了负载依赖和负载失配问题，但是，他们都是首先采用了全桥整流电路对压电换能器输出交流电进行整流，然后再进行最大功率点跟踪控制，由此导致能量提取电路输出功率始终受限于理想状态下的全桥整流电路的最大输出功率，压电振动能量收集效率仍然不高。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种振动能量收集效率较高的能够跟踪最大功率点的压电振动能量收集系统。
本发明解决上述技术问题所采用的技术方案为：一种能够跟踪最大功率点的压电振动能量收集系统，包括压电换能器和电能提取电路，所述的压电换能器用于俘获振动能量并将振动能量转换成交流电输出，所述的电能提取电路包括自供电SSHI型AC-DC整流器、双开关Buck-Boost型DC-DC变换器、滞回比较控制与工作电源选择电路、PWM波发生与工作模式选择电路、第一电容和第二电容，所述的第一电容和所述的第二电容均为电解电容，所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器具有Buck降压工作模式和Boost升压工作模式这两种工作模式，所述的自供电SSHI型AC-DC整流器将所述的压电换能器输出的交流电转换成直流电输出至所述的第一电容，对所述的第一电容进行充电使所述的第一电容中暂存电能，所述的滞回比较控制与工作电源选择电路根据所述的压电换能器输出的交流电、加载在所述的第一电容上的电压和加载在所述的第二电容上电压确定是否为所述的PWM波发生与工作模式选择电路提供工作电源，从而控制所述的PWM波发生与工作模式选择电路是否进入工作状态，所述的PWM波发生与工作模式选择电路进入工作状态后，根据加载在所述的第一电容上的电压和加载在所述的第二电容上电压选择所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器的工作模式，使所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器按照选择的工作模式进入工作状态，所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器进入工作状态时，控制所述的第一电容放电，并对所述的第二电容充电，使暂存在所述的第一电容中的电能转移到所述的第二电容中进行存储，使加载在所述的第一电容上的电压与所述的压电换能器产生的交流电的峰值电压的比值在最优值附近，实现压电振动能量收集的最大功率点跟踪。
所述的压电换能器具有第一输出端和第二输出端，所述的自供电SSHI型AC-DC整流器具有第一输入端、第二输入端、输出端和接地端，所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器具有输入端、第一控制端、第二控制端、输出端和接地端，所述的滞回比较控制与工作电源选择电路具有第一输入端、第二输入端、第三输入端和输出端，所述的PWM波发生与工作模式选择电路具有电源端、第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端，所述的压电换能器的第一输出端、所述的自供电SSHI型AC-DC整流器的第一输入端和所述的滞回比较控制与工作电源选择电路的第一输入端连接，所述的压电换能器的第二输出端和所述的自供电SSHI型AC-DC整流器的第二输入端连接，所述的自供电SSHI型AC-DC整流器的输出端、所述的第一电容的正端、所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器的输入端、所述的滞回比较控制与工作电源选择电路的第二输入端和所述的PWM波发生与工作模式选择电路的第一输入端连接，所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器的输出端、所述的第二电容的正端、所述的滞回比较控制与工作电源选择电路的第三输入端和所述的PWM波发生与工作模式选择电路的第二输入端连接，所述的PWM波发生与工作模式选择电路的第一输出端和所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器的第一控制端连接，所述的PWM波发生与工作模式选择电路的第二输出端和所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器的第二控制端连接，所述的自供电SSHI型AC-DC整流器的接地端、所述的第一电容的负端、所述的第二电容的负端和所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器的接地端均接入参考地；将所述的压电换能器第一输出端输出的交流电压记为Vp，将所述的自供电SSHI型AC-DC整流器的输出端输出的直流电压记为Vrect，将所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器的输出端输出的直流电压记为Vsto，所述的滞回比较控制与工作电源选择电路基于其第一输入端接入的Vp的峰值电压在其内部产生两个不同的阈值电压，将两个阈值电压中较大的称为大阈值电压，将其记为VH，较小的称为小阈值电压，将其记为VL，所述的滞回比较控制与工作电源选择电路的第二输入端接入的Vrect被分压后产生分压电压，将该分压电压记为Vin，所述的滞回比较控制与工作电源选择电路通过比较Vrect与Vsto确定其内部工作电源，当Vrect大于Vsto时，其内部工作电源来自于Vrect，当Vrect小于Vsto，其内部工作电源来自于Vsto，当Vrect等于Vsto时，其内部工作电源同时来自于Vrect和Vsto，当所述的滞回比较控制与工作电源选择电路进入工作状态时，刚开始Vin小于等于VL，所述的滞回比较控制与工作电源选择电路进入升压工作阶段，在升压工作阶段，所述的滞回比较控制与工作电源选择电路对外无输出电压，所述的PWM波发生与工作模式选择电路不工作，所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器不工作，所述的自供电SSHI型AC-DC整流器对所述的第一电容进行充电，使Vrect逐渐增大，Vin也逐渐增大，继而大于VL，并继续向VH方向靠近直至等于或者大于VH，此时所述的滞回比较控制与工作电源选择电路的升压工作阶段结束，所述的滞回比较控制与工作电源选择电路进入降压工作阶段，在降压工作阶段，所述的滞回比较控制与工作电源选择电路对外输出电压，所述的PWM波发生与工作模式选择电路进入工作状态，所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器进入工作状态，所述的第一电容中暂存的电能被转移至所述的第二电容中进行储存，Vrect逐渐减小，Vin也逐渐减小，继而小于VH，并继续向VL方向靠近，直至Vin再次小于等于VL，此时降压工作阶段结束，所述的滞回比较控制与工作电源选择电路再次进入升压工作阶段，周而复始；在所述的PWM波发生与工作模式选择电路工作过程中，当Vrect大于等于Vsto时，所述的PWM波发生与工作模式选择电路的第一输出端输出PWM波，所述的PWM波发生与工作模式选择电路第二输出端输出低电平，所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器工作在Buck降压模式，当Vrect小于Vsto时，所述的PWM波发生与工作模式选择电路的第一输出端输出高电平，所述的PWM波发生与工作模式选择电路第二输出端输出PWM波，所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器工作在Boost升压模式。
所述的自供电SSHI型AC-DC整流器包括第一NPN三极管、第二NPN三极管、第一PNP三极管、第二PNP三极管、第三电容、第一电感、第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管，所述的第一NPN三极管的基极、所述的第二NPN三极管的集电极、所述的第一PNP三极管的基极和所述的第二PNP三极管的集电极连接且其连接端为所述的自供电SSHI型AC-DC整流器的第一输入端；所述的第一PNP三极管的集电极与所述的第二NPN三极管的基极连接，所述的第一NPN三极管的集电极与所述的第二PNP三极管的基极连接，所述的第三电容的一端、所述的第一NPN三极管的发射极和所述的第一PNP三极管的发射极连接，所述的第三电容的另一端、所述的第二二极管的正极和所述的第三二极管的负极连接且其连接端为所述的自供电SSHI型AC-DC整流器的第二输入端；所述的第一电感的一端、所述的第二NPN三极管的发射极和所述的第二PNP三极管的发射极连接，所述的第一电感的另一端、所述的第一二极管的正极和所述的第四二极管的负极连接，所述的第一二极管的负极和所述的第二二极管的负极连接且其连接端为所述的SSHI型AC-DC整流器的输出端；所述的第三二极管的正极和第四二极管的正极连接且其连接端为SSHI型AC-DC整流器的接地端。该电路中，第一PNP三极管、第二NPN三极管和第三电容共同构成一个正峰值检测电路，第一NPN三极管、第二PNP三极管和第三电容共同构成一个负峰值检测电路，一方面，正峰值检测电路实现压电换能器输出交流电压的正峰值检测，负峰值检测电路实现压电换能器输出交流电压的负峰值检测，另一方面正峰值检测电路使压电换能器与第一电感在正峰值点处产生1/2周期的LC振荡过程，负峰值检测电路使压电换能器与第一电感在负峰值点处产生1/2周期的LC振荡过程，从而使压电换能器中储存的电能通过第一电感快速转移，从而提高了压电能量提取效率。
所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器包括第一PMOS管、第一NMOS管、第二NMOS管、第二电感、第五二极管、第六二极管、第一电阻、第二电阻和第三电阻，所述的第一电阻的一端和所述的第一PMOS管的源极连接且其连接端为所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器的输入端，所述的第一电阻的另一端、所述的第一PMOS管的栅极和所述的第一NMOS管的漏极连接，所述的第二电阻的一端与所述的第一NMOS管的栅极连接且其连接端为所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器的第一控制端，所述的第三电阻的一端与所述的第二NMOS管的栅极连接且其连接端为所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器的第二控制端，所述的第五二极管的负极、所述的第一PMOS管的漏极和所述的第二电感的一端连接，所述的第二电感的另一端、所述的第二NMOS管的漏极和所述的第六二极管的正极连接，所述的第六二极管的负极为所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器的输出端，所述的第二电阻的另一端、所述的第一NMOS管的源极、所述的第五二极管的正极、所述的第三电阻的另一端和所述的第二NMOS管的源极连接且其连接端为所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器的接地端。该电路中，通过设置双开关Buck-Boost型DC-DC变换器的第一控制端和第二控制端的电压大小，双开关Buck-Boost型DC-DC变换器可以变化为单独的Buck型变换器或单独的Boost型变换器，从而适应于输入电压高于输出电压或输入电压低于输出电压的场合，采用本电路实现的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器的工作效率高于普通Buck-Boost变换器，且输出电压仍然为正极性，便于后续电路的配合使用。
所述的滞回比较控制与工作电源选择电路包括第七二极管、第八二极管、第九二极管、线性稳压器、第四电容、第四电阻、第五电阻、第六电阻、第七电阻、第八电阻、第九电阻、第十电阻、第十一电阻、第一比较器、第二比较器、第一SR型触发器、第二PMOS管和第三NMOS管，所述的第一比较器和所述的第二比较器分别具有正输入端、负输入端、电源正端、输出端和电源负端，所述的第一SR型触发器具有复位输入端、置位输入端和输出端，所述的第七二极管的正极为所述的滞回比较控制与工作电源选择电路的第一输入端，所述的第七二极管的负极、所述的第四电容的一端、所述的第五电阻的一端和所述的第六电阻的一端连接，所述的第五电阻的另一端、所述的第四电阻的一端和所述的第一比较器的负输入端连接，所述的第六电阻的另一端、所述的第七电阻的一端和所述的第二比较器的正输入端连接，所述的第一比较器的正输入端、所述的第二比较器的负输入端、所述的第八电阻的一端和所述的第九电阻的一端连接，所述的第一比较器的输出端与所述的第一SR型触发器的置位输入端连接，所述的第二比较器的输出端与所述的第一SR型触发器的复位输入端连接，所述的第一SR型触发器的输出端、所述的第十一电阻的一端和所述的第三NMOS管的栅极连接，所述的第三NMOS管的漏极、所述的第十电阻的一端和所述的第二PMOS管的栅极连接，所述的第八二极管的负极、所述的第九二极管的负极与所述的线性稳压器的输入端连接，所述的第八二极管的正极和所述的第八电阻的另一端连接且其连接端为所述的滞回比较控制与工作电源选择电路的第二输入端，所述的第九二极管的正极为所述的滞回比较控制与工作电源选择电路的第三输入端，所述的第一比较器的电源正端、所述的第二比较器的电源正端、所述的第二PMOS管的源极、所述的第十电阻的另一端和所述的线性稳压器的输出端连接，所述的第二PMOS管的漏极为所述的滞回比较控制与工作电源选择电路的输出端，所述的第一比较器的电源负端、所述的第二比较器的电源负端、所述的第四电容的另一端、所述的第三NMOS管的源极、所述的第四电阻的另一端、所述的第七电阻的另一端、所述的第九电阻的另一端和所述的第十一电阻的另一端连接且其连接端为所述的滞回比较控制与工作电源选择电路的接地端。该电路中，滞回比较控制与工作电源选择电路的输出端作为后续电路的电源输入端，当滞回比较控制与工作电源选择电路的输出端输出为零时，可将后续电路的电源彻底切断，从而极大减少了整体系统的待机功耗。
所述的PWM波发生与工作模式选择电路包括第一运算放大器、第二运算放大器、第三比较器、第四比较器、第一二输入与门、第一二输入或门、第十二电阻、第十三电阻、第十四电阻、第十五电阻、第十六电阻、第十七电阻、第十八电阻、第十九电阻、第二十电阻与第五电容，所述的第一运算放大器、所述的第二运算放大器、所述的第三比较器和所述的第四比较器分别具有正输入端、负输入端、电源正端、输出端和电源负端，所述的第一二输入与门和所述的第一二输入或门分别具有第一输入端、第二输入端和输出端，所述的第一运算放大器的负输入端与所述的第二运算放大器的正输入端连接，所述的第一运算放大器的正输入端、所述的第十三电阻的一端和所述的第十四电阻的一端连接，所述的第一运算放大器的输出端、所述的第十三电阻的另一端和所述的第十二电阻的一端连接，所述的第十二电阻的另一端、所述的第二运算放大器的负输入端和所述的第五电容的一端连接，所述的第五电容的另一端、所述的第二运算放大器的输出端、所述的第三比较器的负输入端和所述的第十四电阻的另一端连接，所述的第三比较器的正输入端、所述的第十五电阻的一端和所述的第十六电阻的一端连接，所述的第十七电阻的一端、所述的第十八电阻的一端和所述的第四比较器的负输入端相连接，所述的第十八电阻的另一端为所述的PWM波发生与工作模式选择电路的第一输入端，所述的第十九电阻的一端、所述的第二十电阻的一端和所述的第四比较器的正输入端相连接，所述的第十九电阻的另一端为所述的PWM波发生与工作模式选择电路的第二输入端，所述的第四比较器的输出端、所述的第一二输入与门的第一输入端和所述的第一二输入或门的第一输入端连接，所述的第三比较器的输出端、所述的第一二输入与门的第二输入端和所述的第一二输入或门的第二输入端连接，所述的第一二输入或门的输出端为所述的PWM波发生与工作模式选择电路的第一输出端，所述的第一二输入与门的输出端为所述的PWM波发生与工作模式选择电路的第二输出端，所述的第一运算放大器的电源正端、所述的第二运算放大器的电源正端、所述的第三比较器的电源正端、所述的第四比较器的电源正端和所述的第十五电阻的另一端相连接且其连接端为所述的PWM波发生与工作模式选择电路的电源端，所述的第一运算放大器的电源负端、所述的第二运算放大器的电源负端、所述的第三比较器的电源负端、所述的第四比较器的电源负端、所述的第十六电阻的另一端、所述的第十七电阻的另一端和所述的第二十电阻的另一端连接且其连接端为所述的PWM波发生与工作模式选择电路的接地端。该电路中，采用第一运算放大器、第二运算放大器、第三比较器、第四比较器、第一二输入与门、第一二输入或门、第十二电阻、第十三电阻、第十四电阻、第十五电阻、第十六电阻、第十七电阻、第十八电阻、第十九电阻、第二十电阻与第五电容构成的硬件电路同时实现PWM波与高低电平的生成，实现对双开关Buck-Boost型DC-DC变换器工作模式的选择，控制可靠性较高，且电路结构简单，成本较低。
与现有技术相比，本发明的优点在于通过自供电SSHI型AC-DC整流器、双开关Buck-Boost型DC-DC变换器、滞回比较控制与工作电源选择电路、PWM波发生与工作模式选择电路、第一电容和第二电容构建电能提取电路，第一电容和第二电容均为电解电容，双开关Buck-Boost型DC-DC变换器具有Buck降压工作模式和Boost升压工作模式这两种工作模式，自供电SSHI型AC-DC整流器将压电换能器输出的交流电转换成直流电输出至第一电容，对第一电容进行充电使第一电容中暂存电能，滞回比较控制与工作电源选择电路根据压电换能器输出的交流电、加载在第一电容上的电压和加载在第二电容上电压确定是否为PWM波发生与工作模式选择电路提供工作电源，从而控制PWM波发生与工作模式选择电路是否进入工作状态，PWM波发生与工作模式选择电路进入工作状态后，根据加载在第一电容上的电压和加载在第二电容上电压选择双开关Buck-Boost型DC-DC变换器的工作模式，使双开关Buck-Boost型DC-DC变换器按照选择的工作模式进入工作状态，双开关Buck-Boost型DC-DC变换器进入工作状态时，控制第一电容放电，并对第二电容充电，使暂存在第一电容中的电能转移到第二电容中进行存储，从而使加载在第一电容上的电压与压电换能器产生的交流电的峰值电压的比值在最优值附近，实现压电振动能量收集的最大功率点跟踪。经实验验证，本发明与最优工作条件下的全桥整流电路相比，本发明的输出功率可提高8倍并保持稳定，与最终用电负载大小无关，而且整个系统可以实现冷启动与自供电工作。
附图说明
图1为本发明的能够跟踪最大功率点的压电振动能量收集系统的结构框图；
图2为本发明的能够跟踪最大功率点的压电振动能量收集系统的自供电SSHI型AC-DC整流器电路的电路图；
图3为本发明的能够跟踪最大功率点的压电振动能量收集系统的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器电路的电路图；
图4为本发明的能够跟踪最大功率点的压电振动能量收集系统的滞回比较控制与工作电源选择电路的电路图；
图5为本发明的能够跟踪最大功率点的压电振动能量收集系统的PWM波发生与工作模式选择电路的电路图。
具体实施方式
以下结合附图实施例对本发明作进一步详细描述。实施例一：如图1所示，一种能够跟踪最大功率点的压电振动能量收集系统，包括压电换能器PZT和电能提取电路，压电换能器PZT用于俘获振动能量并将振动能量转换成交流电输出，电能提取电路包括自供电SSHI型AC-DC整流器1、双开关Buck-Boost型DC-DC变换器2、滞回比较控制与工作电源选择电路3、PWM波发生与工作模式选择电路4、第一电容C1和第二电容C2，第一电容C1和第二电容C2均为电解电容，双开关Buck-Boost型DC-DC变换器2具有Buck降压工作模式和Boost升压工作模式这两种工作模式，自供电SSHI型AC-DC整流器1将压电换能器PZT输出的交流电转换成直流电输出至第一电容C1，对第一电容C1进行充电使第一电容C1中暂存电能，滞回比较控制与工作电源选择电路3根据压电换能器PZT输出的交流电、加载在第一电容C1上的电压和加载在第二电容C2上电压确定是否为PWM波发生与工作模式选择电路4提供工作电源，从而控制PWM波发生与工作模式选择电路4是否进入工作状态，PWM波发生与工作模式选择电路4进入工作状态后，根据加载在第一电容C1上的电压和加载在第二电容C2上电压选择双开关Buck-Boost型DC-DC变换器2的工作模式，使双开关Buck-Boost型DC-DC变换器2按照选择的工作模式进入工作状态，双开关Buck-Boost型DC-DC变换器2进入工作状态时，控制第一电容C1放电，并对第二电容C2充电，使暂存在第一电容C1中的电能转移到第二电容C2中进行存储，使加载在第一电容C1上的电压与压电换能器PZT产生的交流电的峰值电压的比值在最优值附近，实现压电振动能量收集的最大功率点跟踪。本实施例的压电振动能量收集系统的工作原理为：将压电换能器PZT的内部受夹电容记为Cp，力压转换系数记为α，电压翻转因子记为γ，振动振幅记为um，角频率记为ω，在SSHI工作机制下，压电换能器PZT输出的交流电的峰值电压记为VM，压电换能器PZT上的电压峰值由VM快速翻转到-Vm过程中，峰值电压VM＝2/(1-γ)*α*um/CP-(1+γ)/(1-γ)*Vrect，自供电SSHI型AC-DC整流器1对第一电容C1的充电功率P＝2*ω/π*(1+γ)/(1-γ)*(α*um*Vrect-Cp*Vrect*Vrect)，其中，π为圆周率，当加载在第一电容C1上的电压Vrect取最优值Vrect,opt＝α*um/2/Cp时，第一电容C1的充电功率P达到最大。此时，峰值电压VM与最优电压Vrect,opt的比值为μ＝(3-γ)/(1-γ)，因此通过保持μ值最优，本系统即可工作在最大功率点附近。为了实现最大功率点跟踪，本发明通过对Vrect进行动态调整，尽管理论上对Vrect进行实时动态调整，可使本发明的系统一直工作在最大功率点，但实时调整会导致系统电路自身功耗明显增加，反而导致净输出功率减小，为了降低电路自身功耗，通过设置双开关Buck-Boost型DC-DC变换器2、滞回比较控制与工作电源选择电路3和PWM波发生与工作模式选择电路4协同工作，采用滞回电压控制策略对Vrect进行间歇动态调整，使Vrect尽可能处于最优值附近，从而保证本发明能量收集的效率。
实施例二：本实施例与实施例一基本相同，区别如下所述：
如图1所示，本实施例中，压电换能器PZT具有第一输出端和第二输出端，自供电SSHI型AC-DC整流器1具有第一输入端、第二输入端、输出端和接地端，双开关Buck-Boost型DC-DC变换器2具有输入端、第一控制端、第二控制端、输出端和接地端，滞回比较控制与工作电源选择电路3具有第一输入端、第二输入端、第三输入端和输出端，PWM波发生与工作模式选择电路4具有电源端、第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端，压电换能器PZT的第一输出端、自供电SSHI型AC-DC整流器1的第一输入端和滞回比较控制与工作电源选择电路3的第一输入端连接，压电换能器PZT的第二输出端和自供电SSHI型AC-DC整流器1的第二输入端连接，自供电SSHI型AC-DC整流器1的输出端、第一电容C1的正端、双开关Buck-Boost型DC-DC变换器2的输入端、滞回比较控制与工作电源选择电路3的第二输入端和PWM波发生与工作模式选择电路4的第一输入端连接，双开关Buck-Boost型DC-DC变换器2的输出端、第二电容C2的正端、滞回比较控制与工作电源选择电路3的第三输入端和PWM波发生与工作模式选择电路4的第二输入端连接，PWM波发生与工作模式选择电路4的第一输出端和双开关Buck-Boost型DC-DC变换器2的第一控制端连接，PWM波发生与工作模式选择电路4的第二输出端和双开关Buck-Boost型DC-DC变换器2的第二控制端连接，自供电SSHI型AC-DC整流器1的接地端、第一电容C1的负端、第二电容C2的负端和双开关Buck-Boost型DC-DC变换器2的接地端均接入参考地；将压电换能器PZT第一输出端输出的交流电压记为Vp，将自供电SSHI型AC-DC整流器1的输出端输出的直流电压记为Vrect，将双开关Buck-Boost型DC-DC变换器2的输出端输出的直流电压记为Vsto，滞回比较控制与工作电源选择电路3基于其第一输入端接入的Vp的峰值电压在其内部产生两个不同的阈值电压，将两个阈值电压中较大的称为大阈值电压，将其记为VH，较小的称为小阈值电压，将其记为VL，滞回比较控制与工作电源选择电路3的第二输入端接入的Vrect被分压后产生分压电压，将该分压电压记为Vin，滞回比较控制与工作电源选择电路3通过比较Vrect与Vsto确定其内部工作电源，当Vrect大于Vsto时，其内部工作电源来自于Vrect，当Vrect小于Vsto，其内部工作电源来自于Vsto，当Vrect等于Vsto时，其内部工作电源同时来自于Vrect和Vsto，当滞回比较控制与工作电源选择电路3进入工作状态时，刚开始Vin小于等于VL，滞回比较控制与工作电源选择电路3进入升压工作阶段，在升压工作阶段，滞回比较控制与工作电源选择电路3对外无输出电压，PWM波发生与工作模式选择电路4不工作，双开关Buck-Boost型DC-DC变换器2不工作，自供电SSHI型AC-DC整流器1对第一电容C1进行充电，使Vrect逐渐增大，Vin也逐渐增大，继而大于VL，并继续向VH方向靠近直至等于或者大于VH，此时滞回比较控制与工作电源选择电路3的升压工作阶段结束，滞回比较控制与工作电源选择电路3进入降压工作阶段，在降压工作阶段，滞回比较控制与工作电源选择电路3对外输出电压，PWM波发生与工作模式选择电路4进入工作状态，双开关Buck-Boost型DC-DC变换器2进入工作状态，第一电容C1中暂存的电能被转移至第二电容C2中进行储存，Vrect逐渐减小，Vin也逐渐减小，继而小于VH，并继续向VL方向靠近，直至Vin再次小于等于VL，此时降压工作阶段结束，滞回比较控制与工作电源选择电路3再次进入升压工作阶段，周而复始；在PWM波发生与工作模式选择电路4工作过程中，当Vrect大于等于Vsto时，PWM波发生与工作模式选择电路4的第一输出端输出PWM波，PWM波发生与工作模式选择电路4第二输出端输出低电平，双开关Buck-Boost型DC-DC变换器2工作在Buck降压模式，当Vrect小于Vsto时，PWM波发生与工作模式选择电路4的第一输出端输出高电平，PWM波发生与工作模式选择电路4第二输出端输出PWM波，双开关Buck-Boost型DC-DC变换器2工作在Boost升压模式。
如图2所示，本实施例中，自供电SSHI型AC-DC整流器1包括第一NPN三极管PQ1、第二NPN三极管PQ2、第一PNP三极管NQ1、第二PNP三极管NQ2、第三电容C3、第一电感L1、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3和第四二极管D4，第一NPN三极管PQ1的基极、第二NPN三极管PQ2的集电极、第一PNP三极管NQ1的基极和第二PNP三极管NQ2的集电极连接且其连接端为自供电SSHI型AC-DC整流器1的第一输入端；第一PNP三极管NQ1的集电极与第二NPN三极管PQ2的基极连接，第一NPN三极管PQ1的集电极与第二PNP三极管NQ2的基极连接，第三电容C3的一端、第一NPN三极管PQ1的发射极和第一PNP三极管NQ1的发射极连接，第三电容C3的另一端、第二二极管D2的正极和第三二极管D3的负极连接且其连接端为自供电SSHI型AC-DC整流器1的第二输入端；第一电感L1的一端、第二NPN三极管PQ2的发射极和第二PNP三极管NQ2的发射极连接，第一电感L1的另一端、第一二极管D1的正极和第四二极管D4的负极连接，第一二极管D1的负极和第二二极管D2的负极连接且其连接端为SSHI型AC-DC整流器的输出端；第三二极管D3的正极和第四二极管D4的正极连接且其连接端为SSHI型AC-DC整流器的接地端。
如图3所示，本实施例中，双开关Buck-Boost型DC-DC变换器包括第一PMOS管PM1、第一NMOS管NM1、第二NMOS管NM2、第二电感L2、第五二极管D5、第六二极管D6、第一电阻R1、第二电阻R2和第三电阻R3，第一电阻R1的一端和第一PMOS管PM1的源极连接且其连接端为双开关Buck-Boost型DC-DC变换器的输入端，第一电阻R1的另一端、第一PMOS管PM1的栅极和第一NMOS管NM1的漏极连接，第二电阻R2的一端与第一NMOS管NM1的栅极连接且其连接端为双开关Buck-Boost型DC-DC变换器的第一控制端，第三电阻R3的一端与第二NMOS管NM2的栅极连接且其连接端为双开关Buck-Boost型DC-DC变换器的第二控制端，第五二极管D5的负极、第一PMOS管PM1的漏极和第二电感L2的一端连接，第二电感L2的另一端、第二NMOS管NM2的漏极和第六二极管D6的正极连接，第六二极管D6的负极为双开关Buck-Boost型DC-DC变换器的输出端，第二电阻R2的另一端、第一NMOS管NM1的源极、第五二极管D5的正极、第三电阻R3的另一端和第二NMOS管NM2的源极连接且其连接端为双开关Buck-Boost型DC-DC变换器的接地端。
如图4所示，本实施例中，滞回比较控制与工作电源选择电路3包括第七二极管D7、第八二极管D8、第九二极管D9、线性稳压器U1、第四电容C4、第四电阻R4、第五电阻R5、第六电阻R6、第七电阻R7、第八电阻R8、第九电阻R9、第十电阻R10、第十一电阻R11、第一比较器CMP1、第二比较器CMP2、第一SR型触发器SR1、第二PMOS管PM2和第三NMOS管NM3，第一比较器CMP1和第二比较器CMP2分别具有正输入端、负输入端、电源正端、输出端和电源负端，第一SR型触发器SR1具有复位输入端、置位输入端和输出端，第七二极管D7的正极为滞回比较控制与工作电源选择电路3的第一输入端，第七二极管D7的负极、第四电容C4的一端、第五电阻R5的一端和第六电阻R6的一端连接，第五电阻R5的另一端、第四电阻R4的一端和第一比较器CMP1的负输入端连接，第六电阻R6的另一端、第七电阻R7的一端和第二比较器CMP2的正输入端连接，第一比较器CMP1的正输入端、第二比较器CMP2的负输入端、第八电阻R8的一端和第九电阻R9的一端连接，第一比较器CMP1的输出端与第一SR型触发器SR1的置位输入端连接，第二比较器CMP2的输出端与第一SR型触发器SR1的复位输入端连接，第一SR型触发器SR1的输出端、第十一电阻R11的一端和第三NMOS管NM3的栅极连接，第三NMOS管NM3的漏极、第十电阻R10的一端和第二PMOS管PM2的栅极连接，第八二极管D8的负极、第九二极管D9的负极与线性稳压器U1的输入端连接，第八二极管D8的正极和第八电阻R8的另一端连接且其连接端滞回比较控制与工作电源选择电路3的第二输入端，第九二极管D9的正极为滞回比较控制与工作电源选择电路3的第三输入端，第一比较器CMP1的电源正端、第二比较器CMP2的电源正端、第二PMOS管PM2的源极、第十电阻R10的另一端和线性稳压器U1的输出端连接，第二PMOS管PM2的漏极为滞回比较控制与工作电源选择电路3的输出端，第一比较器CMP1的电源负端、第二比较器CMP2的电源负端、第四电容C4的另一端、第三NMOS管NM3的源极、第四电阻R4的另一端、第七电阻R7的另一端、第九电阻R9的另一端和第十一电阻R11的另一端连接且其连接端为滞回比较控制与工作电源选择电路3的接地端。
如图5所示，本实施例中，PWM波发生与工作模式选择电路4包括第一运算放大器OP1、第二运算放大器OP2、第三比较器CMP3、第四比较器CMP4、第一二输入与门AND1、第一二输入或门OR1、第十二电阻R12、第十三电阻R13、第十四电阻R14、第十五电阻R15、第十六电阻R16、第十七电阻R17、第十八电阻R18、第十九电阻R19、第二十电阻R20与第五电容C5，第一运算放大器OP1、第二运算放大器OP2、第三比较器CMP3和第四比较器CMP4分别具有正输入端、负输入端、电源正端、输出端和电源负端，第一二输入与门AND1和第一二输入或门OR1分别具有第一输入端、第二输入端和输出端，第一运算放大器OP1的负输入端与第二运算放大器OP2的正输入端连接，第一运算放大器OP1的正输入端、第十三电阻R13的一端和第十四电阻R14的一端连接，第一运算放大器OP1的输出端、第十三电阻R13的另一端和第十二电阻R12的一端连接，第十二电阻R12的另一端、第二运算放大器OP2的负输入端和第五电容C5的一端连接，第五电容C5的另一端、第二运算放大器OP2的输出端、第三比较器CMP3的负输入端和第十四电阻R14的另一端连接，第三比较器CMP3的正输入端、第十五电阻R15的一端和第十六电阻R16的一端连接，第十七电阻R17的一端、第十八电阻R18的一端和第四比较器CMP4的负输入端相连接，第十八电阻R18的另一端为PWM波发生与工作模式选择电路4的第一输入端，第十九电阻R19的一端、第二十电阻R20的一端和第四比较器CMP4的正输入端相连接，第十九电阻R19的另一端为PWM波发生与工作模式选择电路4的第二输入端，第四比较器CMP4的输出端、第一二输入与门AND1的第一输入端和第一二输入或门OR1的第一输入端连接，第三比较器CMP3的输出端、第一二输入与门AND1的第二输入端和第一二输入或门OR1的第二输入端连接，第一二输入或门OR1的输出端为PWM波发生与工作模式选择电路4的第一输出端，第一二输入与门AND1的输出端为PWM波发生与工作模式选择电路4的第二输出端，第一运算放大器OP1的电源正端、第二运算放大器OP2的电源正端、第三比较器CMP3的电源正端、第四比较器CMP4的电源正端和第十五电阻R15的另一端相连接且其连接端为PWM波发生与工作模式选择电路4的电源端，第一运算放大器OP1的电源负端、第二运算放大器OP2的电源负端、第三比较器CMP3的电源负端、第四比较器CMP4的电源负端、第十六电阻R16的另一端、第十七电阻R17的另一端和第二十电阻R20的另一端连接且其连接端为PWM波发生与工作模式选择电路4的接地端。
Claims (6)
1.一种能够跟踪最大功率点的压电振动能量收集系统，包括压电换能器和电能提取电路，所述的压电换能器用于俘获振动能量并将振动能量转换成交流电输出，其特征在于所述的电能提取电路包括自供电SSHI型AC-DC整流器、双开关Buck-Boost型DC-DC变换器、滞回比较控制与工作电源选择电路、PWM波发生与工作模式选择电路、第一电容和第二电容，所述的第一电容和所述的第二电容均为电解电容，所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器具有Buck降压工作模式和Boost升压工作模式这两种工作模式，所述的自供电SSHI型AC-DC整流器将所述的压电换能器输出的交流电转换成直流电输出至所述的第一电容，对所述的第一电容进行充电使所述的第一电容中暂存电能，所述的滞回比较控制与工作电源选择电路根据所述的压电换能器输出的交流电、加载在所述的第一电容上的电压和加载在所述的第二电容上电压确定是否为所述的PWM波发生与工作模式选择电路提供工作电源，从而控制所述的PWM波发生与工作模式选择电路是否进入工作状态，所述的PWM波发生与工作模式选择电路进入工作状态后，根据加载在所述的第一电容上的电压和加载在所述的第二电容上电压选择所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器的工作模式，使所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器按照选择的工作模式进入工作状态，所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器进入工作状态时，控制所述的第一电容放电，并对所述的第二电容充电，使暂存在所述的第一电容中的电能转移到所述的第二电容中进行存储，使加载在所述的第一电容上的电压与所述的压电换能器产生的交流电的峰值电压的比值在最优值附近，实现压电振动能量收集的最大功率点跟踪。
2.根据权利要求1所述的一种能够跟踪最大功率点的压电振动能量收集系统，其特征在于所述的压电换能器具有第一输出端和第二输出端，所述的自供电SSHI型AC-DC整流器具有第一输入端、第二输入端、输出端和接地端，所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器具有输入端、第一控制端、第二控制端、输出端和接地端，所述的滞回比较控制与工作电源选择电路具有第一输入端、第二输入端、第三输入端和输出端，所述的PWM波发生与工作模式选择电路具有电源端、第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端，所述的压电换能器的第一输出端、所述的自供电SSHI型AC-DC整流器的第一输入端和所述的滞回比较控制与工作电源选择电路的第一输入端连接，所述的压电换能器的第二输出端和所述的自供电SSHI型AC-DC整流器的第二输入端连接，所述的自供电SSHI型AC-DC整流器的输出端、所述的第一电容的正端、所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器的输入端、所述的滞回比较控制与工作电源选择电路的第二输入端和所述的PWM波发生与工作模式选择电路的第一输入端连接，所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器的输出端、所述的第二电容的正端、所述的滞回比较控制与工作电源选择电路的第三输入端和所述的PWM波发生与工作模式选择电路的第二输入端连接，所述的PWM波发生与工作模式选择电路的第一输出端和所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器的第一控制端连接，所述的PWM波发生与工作模式选择电路的第二输出端和所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器的第二控制端连接，所述的自供电SSHI型AC-DC整流器的接地端、所述的第一电容的负端、所述的第二电容的负端和所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器的接地端均接入参考地；
将所述的压电换能器第一输出端输出的交流电压记为Vp，将所述的自供电SSHI型AC-DC整流器的输出端输出的直流电压记为Vrect，将所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器的输出端输出的直流电压记为Vsto，所述的滞回比较控制与工作电源选择电路基于其第一输入端接入的Vp的峰值电压在其内部产生两个不同的阈值电压，将两个阈值电压中较大的称为大阈值电压，将其记为VH，较小的称为小阈值电压，将其记为VL，所述的滞回比较控制与工作电源选择电路的第二输入端接入的Vrect被分压后产生分压电压，将该分压电压记为Vin，所述的滞回比较控制与工作电源选择电路通过比较Vrect与Vsto确定其内部工作电源，当Vrect大于Vsto时，其内部工作电源来自于Vrect，当Vrect小于Vsto，其内部工作电源来自于Vsto，当Vrect等于Vsto时，其内部工作电源同时来自于Vrect和Vsto，当所述的滞回比较控制与工作电源选择电路进入工作状态时，刚开始Vin小于等于VL，所述的滞回比较控制与工作电源选择电路进入升压工作阶段，在升压工作阶段，所述的滞回比较控制与工作电源选择电路对外无输出电压，所述的PWM波发生与工作模式选择电路不工作，所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器不工作，所述的自供电SSHI型AC-DC整流器对所述的第一电容进行充电，使Vrect逐渐增大，Vin也逐渐增大，继而大于VL，并继续向VH方向靠近直至等于或者大于VH，此时所述的滞回比较控制与工作电源选择电路的升压工作阶段结束，所述的滞回比较控制与工作电源选择电路进入降压工作阶段，在降压工作阶段，所述的滞回比较控制与工作电源选择电路对外输出电压，所述的PWM波发生与工作模式选择电路进入工作状态，所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器进入工作状态，所述的第一电容中暂存的电能被转移至所述的第二电容中进行储存，Vrect逐渐减小，Vin也逐渐减小，继而小于VH，并继续向VL方向靠近，直至Vin再次小于等于VL，此时降压工作阶段结束，所述的滞回比较控制与工作电源选择电路再次进入升压工作阶段，周而复始；在所述的PWM波发生与工作模式选择电路工作过程中，当Vrect大于等于Vsto时，所述的PWM波发生与工作模式选择电路的第一输出端输出PWM波，所述的PWM波发生与工作模式选择电路第二输出端输出低电平，所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器工作在Buck降压模式，当Vrect小于Vsto时，所述的PWM波发生与工作模式选择电路的第一输出端输出高电平，所述的PWM波发生与工作模式选择电路第二输出端输出PWM波，所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器工作在Boost升压模式。
3.根据权利要求2所述的一种能够跟踪最大功率点的压电振动能量收集系统，其特征在于所述的自供电SSHI型AC-DC整流器包括第一NPN三极管、第二NPN三极管、第一PNP三极管、第二PNP三极管、第三电容、第一电感、第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管，所述的第一NPN三极管的基极、所述的第二NPN三极管的集电极、所述的第一PNP三极管的基极和所述的第二PNP三极管的集电极连接且其连接端为所述的自供电SSHI型AC-DC整流器的第一输入端；所述的第一PNP三极管的集电极与所述的第二NPN三极管的基极连接，所述的第一NPN三极管的集电极与所述的第二PNP三极管的基极连接，所述的第三电容的一端、所述的第一NPN三极管的发射极和所述的第一PNP三极管的发射极连接，所述的第三电容的另一端、所述的第二二极管的正极和所述的第三二极管的负极连接且其连接端为所述的自供电SSHI型AC-DC整流器的第二输入端；所述的第一电感的一端、所述的第二NPN三极管的发射极和所述的第二PNP三极管的发射极连接，所述的第一电感的另一端、所述的第一二极管的正极和所述的第四二极管的负极连接，所述的第一二极管的负极和所述的第二二极管的负极连接且其连接端为所述的SSHI型AC-DC整流器的输出端；所述的第三二极管的正极和第四二极管的正极连接且其连接端为SSHI型AC-DC整流器的接地端。
4.根据权利要求2所述的一种能够跟踪最大功率点的压电振动能量收集系统，其特征在于所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器包括第一PMOS管、第一NMOS管、第二NMOS管、第二电感、第五二极管、第六二极管、第一电阻、第二电阻和第三电阻，所述的第一电阻的一端和所述的第一PMOS管的源极连接且其连接端为所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器的输入端，所述的第一电阻的另一端、所述的第一PMOS管的栅极和所述的第一NMOS管的漏极连接，所述的第二电阻的一端与所述的第一NMOS管的栅极连接且其连接端为所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器的第一控制端，所述的第三电阻的一端与所述的第二NMOS管的栅极连接且其连接端为所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器的第二控制端，所述的第五二极管的负极、所述的第一PMOS管的漏极和所述的第二电感的一端连接，所述的第二电感的另一端、所述的第二NMOS管的漏极和所述的第六二极管的正极连接，所述的第六二极管的负极为所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器的输出端，所述的第二电阻的另一端、所述的第一NMOS管的源极、所述的第五二极管的正极、所述的第三电阻的另一端和所述的第二NMOS管的源极连接且其连接端为所述的双开关Buck-Boost型DC-DC变换器的接地端。
5.根据权利要求2所述的一种能够跟踪最大功率点的压电振动能量收集系统，其特征在于所述的滞回比较控制与工作电源选择电路包括第七二极管、第八二极管、第九二极管、线性稳压器、第四电容、第四电阻、第五电阻、第六电阻、第七电阻、第八电阻、第九电阻、第十电阻、第十一电阻、第一比较器、第二比较器、第一SR型触发器、第二PMOS管和第三NMOS管，所述的第一比较器和所述的第二比较器分别具有正输入端、负输入端、电源正端、输出端和电源负端，所述的第一SR型触发器具有复位输入端、置位输入端和输出端，所述的第七二极管的正极为所述的滞回比较控制与工作电源选择电路的第一输入端，所述的第七二极管的负极、所述的第四电容的一端、所述的第五电阻的一端和所述的第六电阻的一端连接，所述的第五电阻的另一端、所述的第四电阻的一端和所述的第一比较器的负输入端连接，所述的第六电阻的另一端、所述的第七电阻的一端和所述的第二比较器的正输入端连接，所述的第一比较器的正输入端、所述的第二比较器的负输入端、所述的第八电阻的一端和所述的第九电阻的一端连接，所述的第一比较器的输出端与所述的第一SR型触发器的置位输入端连接，所述的第二比较器的输出端与所述的第一SR型触发器的复位输入端连接，所述的第一SR型触发器的输出端、所述的第十一电阻的一端和所述的第三NMOS管的栅极连接，所述的第三NMOS管的漏极、所述的第十电阻的一端和所述的第二PMOS管的栅极连接，所述的第八二极管的负极、所述的第九二极管的负极与所述的线性稳压器的输入端连接，所述的第八二极管的正极和所述的第八电阻的另一端连接且其连接端所述的滞回比较控制与工作电源选择电路的第二输入端，所述的第九二极管的正极为所述的滞回比较控制与工作电源选择电路的第三输入端，所述的第一比较器的电源正端、所述的第二比较器的电源正端、所述的第二PMOS管的源极、所述的第十电阻的另一端和所述的线性稳压器的输出端连接，所述的第二PMOS管的漏极为所述的滞回比较控制与工作电源选择电路的输出端，所述的第一比较器的电源负端、所述的第二比较器的电源负端、所述的第四电容的另一端、所述的第三NMOS管的源极、所述的第四电阻的另一端、所述的第七电阻的另一端、所述的第九电阻的另一端和所述的第十一电阻的另一端连接且其连接端为所述的滞回比较控制与工作电源选择电路的接地端。
6.根据权利要求2所述的一种能够跟踪最大功率点的压电振动能量收集系统，其特征在于所述的PWM波发生与工作模式选择电路包括第一运算放大器、第二运算放大器、第三比较器、第四比较器、第一二输入与门、第一二输入或门、第十二电阻、第十三电阻、第十四电阻、第十五电阻、第十六电阻、第十七电阻、第十八电阻、第十九电阻、第二十电阻与第五电容，所述的第一运算放大器、所述的第二运算放大器、所述的第三比较器和所述的第四比较器分别具有正输入端、负输入端、电源正端、输出端和电源负端，所述的第一二输入与门和所述的第一二输入或门分别具有第一输入端、第二输入端和输出端，所述的第一运算放大器的负输入端与所述的第二运算放大器的正输入端连接，所述的第一运算放大器的正输入端、所述的第十三电阻的一端和所述的第十四电阻的一端连接，所述的第一运算放大器的输出端、所述的第十三电阻的另一端和所述的第十二电阻的一端连接，所述的第十二电阻的另一端、所述的第二运算放大器的负输入端和所述的第五电容的一端连接，所述的第五电容的另一端、所述的第二运算放大器的输出端、所述的第三比较器的负输入端和所述的第十四电阻的另一端连接，所述的第三比较器的正输入端、所述的第十五电阻的一端和所述的第十六电阻的一端连接，所述的第十七电阻的一端、所述的第十八电阻的一端和所述的第四比较器的负输入端相连接，所述的第十八电阻的另一端为所述的PWM波发生与工作模式选择电路的第一输入端，所述的第十九电阻的一端、所述的第二十电阻的一端和所述的第四比较器的正输入端相连接，所述的第十九电阻的另一端为所述的PWM波发生与工作模式选择电路的第二输入端，所述的第四比较器的输出端、所述的第一二输入与门的第一输入端和所述的第一二输入或门的第一输入端连接，所述的第三比较器的输出端、所述的第一二输入与门的第二输入端和所述的第一二输入或门的第二输入端连接，所述的第一二输入或门的输出端为所述的PWM波发生与工作模式选择电路的第一输出端，所述的第一二输入与门的输出端为所述的PWM波发生与工作模式选择电路的第二输出端，所述的第一运算放大器的电源正端、所述的第二运算放大器的电源正端、所述的第三比较器的电源正端、所述的第四比较器的电源正端和所述的第十五电阻的另一端相连接且其连接端为所述的PWM波发生与工作模式选择电路的电源端，所述的第一运算放大器的电源负端、所述的第二运算放大器的电源负端、所述的第三比较器的电源负端、所述的第四比较器的电源负端、所述的第十六电阻的另一端、所述的第十七电阻的另一端和所述的第二十电阻的另一端连接且其连接端为所述的PWM波发生与工作模式选择电路的接地端。
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