CN110224442B - 基于二阶广义积分器的单相锁相环控制方法、装置及设备 - Google Patents

基于二阶广义积分器的单相锁相环控制方法、装置及设备 Download PDF

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CN110224442B CN201910531775.4A CN201910531775A CN110224442B CN 110224442 B CN110224442 B CN 110224442B CN 201910531775 A CN201910531775 A CN 201910531775A CN 110224442 B CN110224442 B CN 110224442B
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Abstract

本发明公开了一种基于二阶广义积分器的单相锁相环控制方法、装置、设备及计算机可读存储介质，在通过二阶广义积分器运算构造正交基波电压信号时，设计了第一增益环节、第二增益环节和第三增益环节，其中，第一增益环节设有第一可调参数，第二增益环节和第三增益环节设有第二可调参数，相比现有技术多出一处可调参数的设计，两个可调参数结合，提高了二阶广义积分器运算中对低频信号特别是直流信号的衰减能力，将获取到的当前采样时刻的电压输入信号以及多个历史时刻的电压输入信号进行上述二阶广义积分器计算，以得到的正交基波电压信号进行单相锁相环控制，使单相锁相环在输入信号存在直流分量的情况下，输出信号依然保持稳定，动态调节速度快。

Description

基于二阶广义积分器的单相锁相环控制方法、装置及设备
技术领域
本发明涉及锁相技术领域，特别是涉及一种基于二阶广义积分器的单相锁相环控制方法、装置、设备及计算机可读存储介质。
背景技术
在现代工业体系中，配电网中整流器、变频调速装置、电弧炉、电气化铁路以及各种电力电子设备的应用越来越广泛。而对于电力电子设备，电网电压的信息是至关重要的。近年来由于电网的环境越来越复杂，因此对于锁相环的性能需求越来越高，特别是直流、谐波抑制和频率自适应逐渐成为锁相环研究的热点。
目前对电压频率和相位的检测大多通过软件锁相环实现。软件锁相环关键的一环就是对电压输入信号的虚拟正交分量的构造。图1为现有技术中的一种正交基波电压信号生成法的示意图；图2为现有技术中的另一种正交基波电压信号生成法的示意图。
如图1所示，可以基于延迟法构造两相正交基波电压信号，通过将电压输入信号Vi直接输出为Vα，并将电压输入信号Vi相移90°后得到输出信号Vβ。这种方法依赖于电压输入信号Vi的频率，且存在滤波效果差的问题，当电压输入信号Vi的频率变化时，将无法准确实现延迟90°，动态性能差。
如图2所示，基于二阶广义积分器构造两相正交基波电压信号，具有良好的动态性能，且对电压输入信号Vi中的谐波不敏感，可以无静差提取电压输入信号Vi的基波分量并产生与之正交的虚拟分量。但是在电压输入信号Vi存在直流分量的情况下，二阶广义积分器无法滤除电压输入信号中的谐波分量，会导致最终输出的相位结果有较大的偏差。
提供一种在电压输入信号中存在直流分量的情况下依然能获得稳定的输出信号的构造正交基波电压信号的方式，从而优化锁相环的动态性能，是本领域技术人员需要解决的技术问题。
发明内容
本发明的目的是提供一种基于二阶广义积分器的单相锁相环控制方法、装置、设备及计算机可读存储介质，用于通过优化构造正交基波电压信号的过程，实现单相锁相环在输入信号存在直流分量的情况下，输出信号仍然保持稳定。
为解决上述技术问题，本发明提供一种基于二阶广义积分器的单相锁相环控制方法，包括：
获取当前采样时刻的电压输入信号以及与所述当前采样时刻相邻的多个历史时刻的电压输入信号；
对所述当前采样时刻的电压输入信号和各所述历史时刻的电压输入信号进行二阶广义积分器运算，得到正交基波电压信号；
以所述正交基波电压信号进行单相锁相环控制；
其中，所述二阶广义积分器运算包括第一增益环节、第二增益环节和第三增益环节，所述第一增益环节设有第一可调参数，所述第二增益环节和所述第三增益环节设有第二可调参数。
可选的，所述对所述当前采样时刻的电压输入信号和各所述历史时刻的电压输入信号进行二阶广义积分器运算，得到两个正交基波电压信号，具体通过以下公式计算：
Vα(k)＝AVα(k-1)+BVα(k-2)+CVi(k)+DVi(k-1)+EVi(k-2)
Vβ(k)＝AVβ(k-1)+BVβ(k-2)+FVi(k)+GVi(k-1)+HVi(k-2)
A＝(8-2a-2c)/Δ
B＝(4-a+b-c)/Δ
C＝(a+b)/Δ
D＝2a/Δ
E＝(a-b)/Δ
F＝(d-e)/Δ
G＝2d/Δ
H＝(d+e)/Δ
a＝K1K2T2ωo(k)2
b＝2K1Tωo(k)
c＝T2ωo(k)2
d＝K1T2ωo(k)2
e＝2K1K2Tωo(k)
Δ＝a+b+c+4
其中，Vα(k)、Vβ(k)为所述正交基波电压信号，Vα(k-1)、Vβ(k-1)为第一采样时刻的所述二阶广义积分器运算的输出信号，Vα(k-2)、Vβ(k-2)为第二采样时刻的所述二阶广义积分器运算的输出信号，Vi(k)为所述当前采样时刻的电压输入信号，Vi(k-1)为所述第一采样时刻的电压输入信号，Vi(k-2)为所述第二采样时刻的电压输入信号，所述第一采样时刻为所述当前采样时刻的前一采样时刻，所述第二采样时刻为所述第一采样时刻的前一采样时刻；K1为所述第一可调参数、K2为所述第二可调参数，T为采样周期，ωo(k)为所述当前采样时刻的锁相环输出角频率。
可选的，所述以所述正交基波电压信号进行单相锁相环控制，具体包括：
将所述正交基波电压信号进行正交变换得到环路滤波器输入信号；
将所述环路滤波器输入信号输入环路滤波器进行调节后得到环路滤波器输出信号；
将所述环路滤波器输出信号输入压控振荡器，获得所述当前采样时刻的电压输出信号的频率和相位角；
以所述频率和所述相位角完成锁相环控制。
可选的，所述将所述正交基波电压信号进行正交变换得到环路滤波器输入信号，具体通过以下公式计算得到：
Vq(k)＝Vβ(k)cosθo(k)-Vα(k)sinθo(k)
其中，Vq(k)为所述环路滤波器输入信号，Vα(k)、Vβ(k)为所述正交基波电压信号，θo(k)为所述当前采样时刻的电压输入信号的相位角。
可选的，所述将所述环路滤波器输入信号输入环路滤波器进行调节后得到环路滤波器输出信号，具体为：
将所述环路滤波器输入信号输入所述环路滤波器进行PI调节，得到所述环路滤波器输入信号与锁相环输出信号之间的角频率差值，以所述角频率差值为所述环路滤波器输出信号。
可选的，所述将所述环路滤波器输出信号输入压控振荡器，获得所述当前采样时刻的电压输入信号的频率和相位值，具体包括：
将所述角频率差值与预设的锁相环初始角频率相加得到所述当前采样时刻的锁相环输出角频率；
对所述当前采样时刻的锁相环输出角频率进行时间积分运算，得到所述当前采样时刻的电压输出信号的相位角；
将所述当前采样时刻的锁相环输出角频率与预设的增益值相乘，得到所述当前采样时刻的电压输出信号的频率。
为解决上述技术问题，本发明还提供一种基于二阶广义积分器的单相锁相环控制装置，包括：
采集单元，用于获取当前采样时刻的电压输入信号以及与所述当前采样时刻相邻的多个历史时刻的电压输入信号；
计算单元，用于对所述当前采样时刻的电压输入信号和各所述历史时刻的电压输入信号进行二阶广义积分器运算，得到正交基波电压信号；
控制单元，用于以所述正交基波电压信号进行单相锁相环控制；
其中，所述二阶广义积分器运算包括第一增益环节、第二增益环节和第三增益环节，所述第一增益环节设有第一可调参数，所述第二增益环节和所述第三增益环节设有第二可调参数。
可选的，所述控制单元具体包括：
正交变换子单元，用于将所述正交基波电压信号进行正交变换得到环路滤波器输入信号；
滤波子单元，用于将所述环路滤波器输入信号输入环路滤波器进行调节后得到环路滤波器输出信号；
压控振荡器控制子单元，用于将所述环路滤波器输出信号输入压控振荡器，获得所述当前采样时刻的电压输出信号的频率和相位角；
锁相控制子单元，用于以所述频率和所述相位角完成锁相环控制。
为解决上述技术问题，本发明还提供一种基于二阶广义积分器的单相锁相环控制设备，其特征在于，包括：
存储器，用于存储指令，所述指令包括上述任意一项所述基于二阶广义积分器的单相锁相环控制方法的步骤；
处理器，用于执行所述指令。
为解决上述技术问题，本发明还提供一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，所述计算机程序被处理器执行时实现如上述任意一项所述基于二阶广义积分器的单相锁相环控制方法的步骤。
本发明所提供的基于二阶广义积分器的单相锁相环控制方法，在通过二阶广义积分器运算构造正交基波电压信号时，设计了第一增益环节、第二增益环节和第三增益环节，其中，第一增益环节设有第一可调参数，第二增益环节和第三增益环节设有第二可调参数，相比现有技术中的二阶广义积分器多出一处可调参数的设计，两个可调参数结合，提高了二阶广义积分器运算中对低频信号特别是直流信号的衰减能力，将获取到的当前采样时刻的电压输入信号以及与当前采样时刻相邻的多个历史时刻的电压输入信号进行上述二阶广义积分器计算，以得到的正交基波电压信号进行单相锁相环控制，使单相锁相环在输入信号存在直流分量的情况下，输出信号依然保持稳定，且相比于现有技术加快了动态调节速度，可以适应某些对速度需求高的场合。本发明还提供一种基于二阶广义积分器的单相锁相环控制装置、设备及计算机可读存储介质，具有上述有益效果，在此不再赘述。
附图说明
为了更清楚的说明本发明实施例或现有技术的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单的介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为现有技术中的一种正交分量生成法的示意图；
图2为现有技术中的另一种正交分量生成法的示意图；
图3为本发明提供的一种基于二阶广义积分器的单相锁相环控制方法的流程图；
图4为本发明实施例提供的一种二阶广义积分器的结构示意图；
图5为本发明实施例提供的一种基于二阶广义积分器的单项锁相环的结构示意图；
图6为本发明实施例提供的一种图3中步骤S303的具体实施方式的流程图；
图7(a)为本发明实施例提供的一种本发明与现有技术的锁相环输出的相位误差对比图；
图7(b)为本发明实施例提供的另一种本发明与现有技术的锁相环输出的相位误差对比图；
图8(a)为本发明实施例提供的一种本发明与现有技术的锁相环输出的频率对比图；
图8(b)为本发明实施例提供的另一种本发明与现有技术的锁相环输出的频率对比图；
图9为本发明实施例提供的一种基于二阶广义积分器的单相锁相环控制装置的结构示意图；
图10为本发明实施例提供的一种基于二阶广义积分器的单相锁相环控制设备的结构示意图。
具体实施方式
本发明的核心是提供一种基于二阶广义积分器的单相锁相环控制方法、装置、设备及计算机可读存储介质，用于通过优化构造正交基波电压信号的过程，实现单相锁相环在输入信号存在直流分量的情况下，输出信号仍然保持稳定。
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
图3为本发明提供的一种基于二阶广义积分器的单相锁相环控制方法的流程图。
如图3所示，本发明提供的基于二阶广义积分器的单相锁相环控制方法包括：
S301：获取当前采样时刻的电压输入信号以及与当前采样时刻相邻的多个历史时刻的电压输入信号。
S302：对当前采样时刻的电压输入信号和各历史时刻的电压输入信号进行二阶广义积分器运算，得到正交基波电压信号；
其中，二阶广义积分器运算包括第一增益环节、第二增益环节和第三增益环节，第一增益环节设有第一可调参数，第二增益环节和第三增益环节设有第二可调参数。
二阶广义积分器运算的输入值通常包括当前采样时刻和当前采样时刻前几个采样时刻的电压输入信号。二阶广义积分器由减法器、增益模块、乘法器和积分器组成，为保证稳定电压输出信号，适应电压输入信号的动态变化与直流分量的存在，本发明实施例提供的二阶广义积分器设计三个增益环节，并在第一增益环节设置第一可调参数，在第二增益环节和第三增益环节设置第二可调参数。
为进一步优化二阶广义积分器，可以增加可调参数以及优化增益环节的设计。
S303：以正交基波电压信号进行单相锁相环控制。
以步骤S302提供的二阶广义积分器完成正交基波电压信号的构造后，得到稳定的输出结果，从而以得到的正交基波电压信号进行单相锁相环控制，可以保证电压输出信号的稳定，
本发明实施例提供的基于二阶广义积分器的单相锁相环控制方法，在通过二阶广义积分器运算构造正交基波电压信号时，设计了第一增益环节、第二增益环节和第三增益环节，其中，第一增益环节设有第一可调参数，第二增益环节和第三增益环节设有第二可调参数，相比现有技术中的二阶广义积分器多出一处可调参数的设计，两个可调参数结合，提高了二阶广义积分器运算中对低频信号特别是直流信号的衰减能力，将获取到的当前采样时刻的电压输入信号以及与当前采样时刻相邻的多个历史时刻的电压输入信号进行上述二阶广义积分器计算，以得到的正交基波电压信号进行单相锁相环控制，使单相锁相环在输入信号存在直流分量的情况下，输出信号依然保持稳定，且相比于现有技术加快了动态调节速度，可以适应某些对速度需求高的场合。
图4为本发明实施例提供的一种二阶广义积分器的结构示意图。
在上述实施例的基础上，本发明实施例提供了一种具体的二阶广义积分器的设计方案。如图4所示，本发明实施例提供的二阶广义积分器包括第一减法器101，第一增益模块102，第二减法器103，第一乘法器104，第一积分器105，第三减法器106，第二积分器107，第二增益模块108，第三增益模块109，第二乘法器110，第四减法器111；
其中，电压输入信号Vi与第一减法器101的正输入端连接，第一减法器101的负输入端与第一积分器105的输出端连接，第一增益模块102的输入端与第一减法器101的输出端连接，第一增益模块102的输出端与第二减法器103的正输入端连接，第二减法器103的负输入端与第四减法器111的输出端连接，第二减法器103的输出端与第一乘法器104的第一输入端连接，第一乘法器104的第二输入端与锁相环输出角频率ωo端连接，第一乘法器104的输出端与第一积分器105的输入端连接，第一积分器105的输出端还与第三减法器106的正输入端连接，第三减法器106的负输入端与第三增益模块109的输出端连接，第三减法器106的输出端分别与第二积分器107的输入端和第二增益模块108的输入端连接，第二积分器107的输出端与第二乘法器110的第一输入端连接，第二乘法器110的第二输入端与锁相环输出角频率ωo端连接，第二乘法器110的输出端还与第四减法器111的正输入端连接，第三增益模块109的输入端也与第二乘法器110的输出端连接，第二增益模块108的输出端与第四减法器111的负输入端连接；
上述第一积分器105的输出端输出基波电压信号Vα，第四减法器111的输出端输出基波电压信号Vβ，第一增益模块102中包括第一可调参数K1，第二增益模块108和地三增益模块109中均包括第二可调参数K2。
根据图4所示结构，可以推导出二阶广义积分器的传递函数如下：
Figure BDA0002099979650000081
采用双线性变换法将上述传递函数离散化，令
Figure BDA0002099979650000082
得到：
Figure BDA0002099979650000091
其中，a＝K1K2T2ω2，b＝2K1Tω，c＝T2ω2，d＝2K1T2ω2，e＝2K1K2Tω，Δ＝a+b+c+4，
令A＝(8-2a-2c)/Δ，B＝(4-a+b-c)/Δ，C＝(a+b)/Δ，D＝2a/Δ，E＝(a-b)/Δ，F＝(d-e)/Δ，G＝2d/Δ，H＝(d+e)/Δ，
且有Vα(k)＝Vα(z)，Vα(k-1)＝Vα(z)z-1，Vα(k-2)＝Vα(z)z-2，Vβ(k)＝Vβ(z)，Vβ(k-1)＝Vβ(z)z-1，Vβ(k-2)＝Vβ(z)z-2，Vi(k)＝Vi(z)，Vi(k-1)＝Vi(z)z-1，Vi(k-2)＝Vi(z)z-2，
得到下述离散化的执行式：
Vα(k)＝AVα(k-1)+BVα(k-2)+CVi(k)+DVi(k-1)+EVi(k-2)
Vβ(k)＝AVβ(k-1)+BVβ(k-2)+FVi(k)+GVi(k-1)+HVi(k-2)
相应的，步骤S302具体通过以下公式计算：
Vα(k)＝AVα(k-1)+BVα(k-2)+CVi(k)+DVi(k-1)+EVi(k-2)
Vβ(k)＝AVβ(k-1)+BVβ(k-2)+FVi(k)+GVi(k-1)+HVi(k-2)
A＝(8-2a-2c)/Δ
B＝(4-a+b-c)/Δ
C＝(a+b)/Δ
D＝2a/Δ
E＝(a-b)/Δ
F＝(d-e)/Δ
G＝2d/Δ
H＝(d+e)/Δ
a＝K1K2T2ωo(k)2
b＝2K1Tωo(k)
c＝T2ωo(k)2
d＝K1T2ωo(k)2
e＝2K1K2Tωo(k)
Δ＝a+b+c+4
其中，Vα(k)、Vβ(k)为正交基波电压信号，Vα(k-1)、Vβ(k-1)为第一采样时刻的二阶广义积分器运算的输出信号，Vα(k-2)、Vβ(k-2)为第二采样时刻的二阶广义积分器运算的输出信号，Vi(k)为当前采样时刻的电压输入信号，Vi(k-1)为第一采样时刻的电压输入信号，Vi(k-2)为第二采样时刻的电压输入信号，第一采样时刻为当前采样时刻的前一采样时刻，第二采样时刻为第一采样时刻的前一采样时刻；K1为第一可调参数、K2为第二可调参数，T为采样周期，ωo(k)为当前采样时刻的锁相环输出角频率。
图5为本发明实施例提供的一种基于二阶广义积分器的单项锁相环的结构示意图；图6为本发明实施例提供的一种图3中步骤S303的具体实施方式的流程图；图7(a)为本发明实施例提供的一种本发明与现有技术的锁相环输出的相位误差对比图；图7(b)为本发明实施例提供的另一种本发明与现有技术的锁相环输出的相位误差对比图；图8(a)为本发明实施例提供的一种本发明与现有技术的锁相环输出的频率对比图；图8(b)为本发明实施例提供的另一种本发明与现有技术的锁相环输出的频率对比图。
如图5所示，在上述实施例的基础上，本发明实施例提供的基于二阶广义积分器的单项锁相环的结构具体包括鉴相器10、环路滤波器20和压控振荡器30，其中，鉴相器包括二阶广义积分器(OSG)100和正交变换模块200。
电压输入信号Vi输入二阶广义积分器100中，得到正交基波电压信号Vα(k)、Vβ(k)，输入正交变换模块200中，正交变换模块200中包括sinθo算子和cosθo算子，输出环路滤波器输入信号Vq，环路滤波器20对环路滤波器输入信号Vq进行PI调节后，得到环路滤波器输入信号Vq与锁相环输出信号Vo之间的角频率差值Δω，再将Δω输入压控振荡器30，首先经过加法器与预设的锁相环初始角频率ωff相加得到锁相环输出角频率ωo，再对锁相环输出角频率ωo进行积分运算得到电压输出信号的相位角θo，对锁相环输出角频率ωo与预设的增益值1/2π相乘，可以得到电压输出信号的频率fo。
基于上述单相锁相环结构，步骤S303具体包括：
S601：将正交基波电压信号进行正交变换得到环路滤波器输入信号。
在具体实施中，具体通过以下公式计算得到：
Vq(k)＝Vβ(k)cosθo(k)-Vα(k)sinθo(k)
其中，Vq(k)为环路滤波器输入信号，Vα(k)、Vβ(k)为正交基波电压信号，θo(k)为当前采样时刻的电压输出信号的相位角。
S602：将环路滤波器输入信号输入环路滤波器进行调节后得到环路滤波器输出信号。
在具体实施中，将环路滤波器输入信号Vq(k)输入环路滤波器进行PI调节，得到环路滤波器输入信号Vq(k)与锁相环输出信号Vo之间的角频率差值Δω(k)，以角频率差值Δω(k)为环路滤波器输出信号。
S603：将环路滤波器输出信号输入压控振荡器，获得当前采样时刻的电压输入信号的频率和相位值。
在具体实施中，具体包括：
将角频率差值Δω(k)与预设的锁相环初始角频率ωff相加得到当前采样时刻的锁相环输出角频率ωo(k)；
对当前采样时刻的锁相环输出角频率ωo(k)进行时间积分运算，得到当前采样时刻的电压输出信号的相位角θo(k)；
将当前采样时刻的锁相环输出角频率ωo(k)与预设的增益值1/2π相乘，得到当前采样时刻的电压输出信号的频率fo(k)。
S604：以频率和相位值完成锁相环控制。
利用本发明实施例提供的基于二阶广义积分器的单相锁相环控制方法与传统方法进行对比，如图7(a)和图7(b)所示，由本发明实施例提供的基于二阶广义积分器的单相锁相环控制方法得到的相位误差明显更加稳定；如图8(a)和图8(b)所示，由本发明实施例提供的基于二阶广义积分器的单相锁相环控制方法得到的频率也明显更加稳定。
本发明实施例在上述实施例的基础上，提供了一种基于二阶广义积分器的单项锁相环的具体结构，通过设计三个增益环节和两个可调参数，有效增加了单相锁相环的调节速度，且更能够适应电压输入信号中的直流分量。
上文详述了基于二阶广义积分器的单相锁相环控制方法对应的各个实施例，在此基础上，本发明还公开了与上述方法对应的基于二阶广义积分器的单相锁相环控制装置。
图9为本发明实施例提供的一种基于二阶广义积分器的单相锁相环控制装置的结构示意图。
如图9所示，本发明实施例提供的基于二阶广义积分器的单相锁相环控制装置包括：
采集单元901，用于获取当前采样时刻的电压输入信号以及与当前采样时刻相邻的多个历史时刻的电压输入信号；
计算单元902，用于对当前采样时刻的电压输入信号和各历史时刻的电压输入信号进行二阶广义积分器运算，得到正交基波电压信号；
控制单元903，用于以正交基波电压信号进行单相锁相环控制；
其中，二阶广义积分器运算包括第一增益环节、第二增益环节和第三增益环节，第一增益环节设有第一可调参数，第二增益环节和第三增益环节设有第二可调参数。
进一步的，控制单元903具体可以包括：
正交变换子单元，用于将正交基波电压信号进行正交变换得到环路滤波器输入信号；
滤波子单元，用于将环路滤波器输入信号输入环路滤波器进行调节后得到环路滤波器输出信号；
压控振荡器控制子单元，用于将环路滤波器输出信号输入压控振荡器，获得当前采样时刻的电压输出信号的频率和相位值；
锁相控制子单元，用于以频率和相位值完成锁相环控制。
由于装置部分的实施例与方法部分的实施例相互对应，因此装置部分的实施例请参见方法部分的实施例的描述，这里暂不赘述。
图10为本发明实施例提供的一种基于二阶广义积分器的单相锁相环控制设备的结构示意图。
如图10所示，本发明实施例提供的基于二阶广义积分器的单相锁相环控制设备包括：
存储器1001，用于存储指令，所述指令包括上述任意一项实施例所述基于二阶广义积分器的单相锁相环控制方法的步骤；
处理器1002，用于执行所述指令。
本实施例提供的基于二阶广义积分器的单相锁相环控制设备，由于可以通过处理器调用存储器存储的计算机程序，实现如上述任一实施例提供的基于二阶广义积分器的单相锁相环控制方法的步骤，所以本分析装置具有同上述基于二阶广义积分器的单相锁相环控制方法同样的实际效果。
为了更好地理解本方案，本发明实施例还提供一种计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质上存储有计算机程序，计算机程序被处理器执行时实现如上任一实施例提到的基于二阶广义积分器的单相锁相环控制方法的步骤。
本实施例提供的计算机可读存储介质，由于可以通过处理器调用计算机可读存储介质存储的计算机程序，实现如上述任一实施例提供的基于二阶广义积分器的单相锁相环控制方法的步骤，所以本计算机可读存储介质具有同上述基于二阶广义积分器的单相锁相环控制方法同样的实际效果。
以上对本发明所提供的一种基于二阶广义积分器的单相锁相环控制方法、装置、设备及计算机可读存储介质进行了详细介绍。说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。
还需要说明的是，在本说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

Claims (9)

1.一种基于二阶广义积分器的单相锁相环控制方法，其特征在于，包括：
获取当前采样时刻的电压输入信号以及与所述当前采样时刻相邻的多个历史时刻的电压输入信号；
对所述当前采样时刻的电压输入信号和各所述历史时刻的电压输入信号进行二阶广义积分器运算，得到正交基波电压信号；
以所述正交基波电压信号进行单相锁相环控制；
其中，所述二阶广义积分器运算包括第一增益环节、第二增益环节和第三增益环节，所述第一增益环节设有第一可调参数，所述第二增益环节和所述第三增益环节设有第二可调参数；
其中，所述对所述当前采样时刻的电压输入信号和各所述历史时刻的电压输入信号进行二阶广义积分器运算，得到正交基波电压信号，具体通过以下公式计算：
Vα(k)＝AVα(k-1)+BVα(k-2)+CVi(k)+DVi(k-1)+EVi(k-2)
Vβ(k)＝AVβ(k-1)+BVβ(k-2)+FVi(k)+GVi(k-1)+HVi(k-2)
A＝(8-2a-2c)/Δ
B＝(4-a+b-c)/Δ
C＝(a+b)/Δ
D＝2a/Δ
E＝(a-b)/Δ
F＝(d-e)/Δ
G＝2d/Δ
H＝(d+e)/Δ
a＝K1K2T2ωo(k)2
b＝2K1Tωo(k)
c＝T2ωo(k)2
d＝K1T2ωo(k)2
e＝2K1K2Tωo(k)
Δ＝a+b+c+4
其中，Vα(k)、Vβ(k)为所述正交基波电压信号，Vα(k-1)、Vβ(k-1)为第一采样时刻的所述二阶广义积分器运算的输出信号，Vα(k-2)、Vβ(k-2)为第二采样时刻的所述二阶广义积分器运算的输出信号，Vi(k)为所述当前采样时刻的电压输入信号，Vi(k-1)为所述第一采样时刻的电压输入信号，Vi(k-2)为所述第二采样时刻的电压输入信号，所述第一采样时刻为所述当前采样时刻的前一采样时刻，所述第二采样时刻为所述第一采样时刻的前一采样时刻；K1为所述第一可调参数、K2为所述第二可调参数，T为采样周期，ωo(k)为所述当前采样时刻的锁相环输出角频率。
2.根据权利要求1所述的单相锁相环控制方法，其特征在于，所述以所述正交基波电压信号进行单相锁相环控制，具体包括：
将所述正交基波电压信号进行正交变换得到环路滤波器输入信号；
将所述环路滤波器输入信号输入环路滤波器进行调节后得到环路滤波器输出信号；
将所述环路滤波器输出信号输入压控振荡器，获得所述当前采样时刻的电压输出信号的频率和相位角；
以所述频率和所述相位角完成锁相环控制。
3.根据权利要求2所述的单相锁相环控制方法，其特征在于，所述将所述正交基波电压信号进行正交变换得到环路滤波器输入信号，具体通过以下公式计算得到：
Vq(k)＝Vβ(k)cosθo(k)-Vα(k)sinθo(k)
其中，Vq(k)为所述环路滤波器输入信号，Vα(k)、Vβ(k)为所述正交基波电压信号，θo(k)为所述当前采样时刻的电压输入信号的相位角。
4.根据权利要求2所述的单相锁相环控制方法，其特征在于，所述将所述环路滤波器输入信号输入环路滤波器进行调节后得到环路滤波器输出信号，具体为：
将所述环路滤波器输入信号输入所述环路滤波器进行PI调节，得到所述环路滤波器输入信号与锁相环输出信号之间的角频率差值，以所述角频率差值为所述环路滤波器输出信号。
5.根据权利要求4所述的单相锁相环控制方法，其特征在于，所述将所述环路滤波器输出信号输入压控振荡器，获得所述当前采样时刻的电压输入信号的频率和相位值，具体包括：
将所述角频率差值与预设的锁相环初始角频率相加得到所述当前采样时刻的锁相环输出角频率；
对所述当前采样时刻的锁相环输出角频率进行时间积分运算，得到所述当前采样时刻的电压输出信号的相位角；
将所述当前采样时刻的锁相环输出角频率与预设的增益值相乘，得到所述当前采样时刻的电压输出信号的频率。
6.一种基于二阶广义积分器的单相锁相环控制装置，其特征在于，包括：
采集单元，用于获取当前采样时刻的电压输入信号以及与所述当前采样时刻相邻的多个历史时刻的电压输入信号；
计算单元，用于对所述当前采样时刻的电压输入信号和各所述历史时刻的电压输入信号进行二阶广义积分器运算，得到正交基波电压信号；
控制单元，用于以所述正交基波电压信号进行单相锁相环控制；
其中，所述二阶广义积分器运算包括第一增益环节、第二增益环节和第三增益环节，所述第一增益环节设有第一可调参数，所述第二增益环节和所述第三增益环节设有第二可调参数；
其中，所述计算单元具体用于通过以下公式进行计算：
Vα(k)＝AVα(k-1)+BVα(k-2)+CVi(k)+DVi(k-1)+EVi(k-2)
Vβ(k)＝AVβ(k-1)+BVβ(k-2)+FVi(k)+GVi(k-1)+HVi(k-2)
A＝(8-2a-2c)/Δ
B＝(4-a+b-c)/Δ
C＝(a+b)/Δ
D＝2a/Δ
E＝(a-b)/Δ
F＝(d-e)/Δ
G＝2d/Δ
H＝(d+e)/Δ
a＝K1K2T2ωo(k)2
b＝2K1Tωo(k)
c＝T2ωo(k)2
d＝K1T2ωo(k)2
e＝2K1K2Tωo(k)
Δ＝a+b+c+4
其中，Vα(k)、Vβ(k)为所述正交基波电压信号，Vα(k-1)、Vβ(k-1)为第一采样时刻的所述二阶广义积分器运算的输出信号，Vα(k-2)、Vβ(k-2)为第二采样时刻的所述二阶广义积分器运算的输出信号，Vi(k)为所述当前采样时刻的电压输入信号，Vi(k-1)为所述第一采样时刻的电压输入信号，Vi(k-2)为所述第二采样时刻的电压输入信号，所述第一采样时刻为所述当前采样时刻的前一采样时刻，所述第二采样时刻为所述第一采样时刻的前一采样时刻；K1为所述第一可调参数、K2为所述第二可调参数，T为采样周期，ωo(k)为所述当前采样时刻的锁相环输出角频率。
7.根据权利要求6所述的单相锁相环控制装置，其特征在于，所述控制单元具体包括：
正交变换子单元，用于将所述正交基波电压信号进行正交变换得到环路滤波器输入信号；
滤波子单元，用于将所述环路滤波器输入信号输入环路滤波器进行调节后得到环路滤波器输出信号；
压控振荡器控制子单元，用于将所述环路滤波器输出信号输入压控振荡器，获得所述当前采样时刻的电压输出信号的频率和相位角；
锁相控制子单元，用于以所述频率和所述相位角完成锁相环控制。
8.一种基于二阶广义积分器的单相锁相环控制设备，其特征在于，包括：
存储器，用于存储指令，所述指令包括权利要求1至5任意一项所述基于二阶广义积分器的单相锁相环控制方法的步骤；
处理器，用于执行所述指令。
9.一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，所述计算机程序被处理器执行时实现如权利要求1至5任意一项所述基于二阶广义积分器的单相锁相环控制方法的步骤。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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