CN110207341B - 驱动控制电路和空调器 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种驱动控制电路和空调器。其中，驱动控制电路包括；阻性吸收电路，用于吸收高压母线和低压母线之间的浪涌信号，吸收电路与母线电容并联；开关元件，用于控制阻性吸收电路对浪涌信号的吸收过程，开关元件与阻性吸收电路串联；控制芯片，用于根据母线电压计算占空比，在母线电压大于或等于第一预设阈值的情况下，根据占空比控制开关元件，控制芯片分别与开关元件及采样电路相连接。本发明提供的驱动控制电路，可有效缓解母线电容对浪涌信号吸收差的情况，提升母线电压的稳定性和可靠性，同时使用可变占空比控制开关元件，能够以最快速度吸收浪涌能量，并有效减少阻性吸收电路的瞬时过载能力需求，消耗相同的浪涌能量，成本更低。

Description

驱动控制电路和空调器

本申请要求于2019年01月16日提交中国专利局、申请号为“2019100412771”、发明名称为“驱动控制电路、空调器”的中国专利申请的优先权，其全部内容通过引用结合在本申请中。

技术领域

本发明涉及空调器技术领域，具体而言，涉及一种驱动控制电路，及一种空调器。

背景技术

目前变频空调控制器大量采用AC-DC-AC(交流-直流-交流)拓扑结构，其结构简图如图1所示，主要包括：AC电源模块10’、电源滤波模块12’、整流模块14’、滤波模块16’、逆变模块18’及负载20’。

由于滤波模块16’需要滤平整流后的工频信号，所以往往使用较大容量的电解电容作为主要滤波元件。随着成本及可靠性要求的提升，电解电容容量减小甚至无电解电容控制方案逐渐成熟。

对于无电解电容控制方案，一般采用一个较小容量的薄膜电容代替电解电容。由于母线电容容量的减少，对于异常浪涌的吸收能力变差，导致直流母线电压过高损坏元器件。

发明内容

本发明旨在至少解决现有技术或相关技术中存在的技术问题之一。

为此，本发明的一方面在于提出了一种驱动控制电路。

本发明的另一方面在于提出了一种空调器。

有鉴于此，本发明的一方面提出了一种驱动控制电路，包括：逆变桥，用于驱动控制负载运行，逆变桥接入于高压母线和低压母线之间；电抗器，用于吸收驱动控制电路驱动负载运行过程中产生的浪涌信号，电抗器接入于电网和负载之间；母线电容，用于提供负载上电所需的启动电压，母线电容还用于吸收浪涌信号，母线电容接入于逆变桥输入侧的母线线路中；采样电路，用于对母线信号进行采样以确定母线电压；驱动控制电路还包括：阻性吸收电路，用于吸收母线线路上的浪涌信号，吸收电路与母线电容并联；开关元件，用于调控阻性吸收电路吸收浪涌信号的过程，开关元件与阻性吸收电路串联；控制芯片，用于根据母线电压计算占空比，以及在母线电压大于第一预设阈值的情况下，根据占空比控制开关元件，控制芯片分别与开关元件及采样电路相连接。

本发明提供的驱动控制电路，浪涌能量主要来源于电源输入、样机故障停机时电机绕组、交直流侧电感续流以及电机动能，当浪涌信号来临时，由于母线电容(如薄膜电容或者小容量电解电容)吸收浪涌能力有限，母线电压会快速上升，一旦母线电压超过设定的保护阈值，可能会损坏元器件，为保护元器件不受高压损坏(主要为智能功率模块及电容等元器件)，需要开关元件起作用，以使阻性吸收电路开始吸收浪涌。具体来说，通过采样电路实时对母线电压进行采样，控制芯片获取到实时的母线电压，根据该母线电压计算出占空比，通过将母线电压与第一预设阈值进行比较，便可判断出母线电压是否过压，在过压的情况下，输出计算出的占空比形式的脉宽调制信号至开关元件，以控制开关元件导通，阻性吸收电路开始吸收浪涌，母线电压会快速下降；当母线电压下降至合理范围时(可根据实际情况进行设定)，控制芯片关断开关元件，阻性吸收电路结束本阶段的浪涌吸收过程。通过本发明提供的驱动控制电路，可以有效缓解母线电容对浪涌信号吸收差的情况，进而提升母线电压的稳定性和可靠性，同时将占空比与实时母线电压关联，使用可变占空比形式的开关信号控制开关元件，能够以最快速度吸收浪涌能量，并且有效减少阻性吸收电路的瞬时过载能力需求，消耗相同的浪涌能量，成本更低。

其中，控制芯片与开关元件之间串联有功放电路，通过功放电路将控制电路输出的控制信号放大，以使控制芯片能够驱动开关元件。

另外，根据本发明提供上述的驱动控制电路，还可以具有如下附加的技术特征：

在上述技术方案中，优选地，驱动控制电路，还包括：容性吸收电路，用于吸收高压母线和低压母线之间的浪涌信号，吸收电路与母线电容并联；单向导通元件，用于限制容性吸收电路对浪涌信号的吸收过程，单向导通元件与容性吸收电路串联。

在该技术方案中，驱动控制电路还包括容性吸收电路和导通元件，使用单向导通元件作为容性吸收电路与母线电容的隔离元件，从而可以限制容性吸收电路对浪涌信号的吸收过程。具体来说，如果由单向导通元件与容性吸收电路组成的浪涌吸收电路是无控形式，当存在高于当前母线电压最大值的浪涌信号时，单向导通元件导通，容性吸收电路与母线电容同时起作用，共同吸收浪涌信号；如果是可控形式，在当前的母线电压大于某个固定值时(可根据实际情况进行设定)，单向导通元件导通，浪涌信号会以最快的速度先进入容性吸收电路，从而稳定母线电压。其中，单向导通元件是具有单向导通特性的元件，诸如二极管、三极管、继电器等。

在本方案中，优选地，单向导通元件为二极管，即由二极管与容性吸收电路组成无控形式的浪涌吸收电路。

在上述任一技术方案中，优选地，阻性吸收电路包括：第一阻性元件，用于对浪涌信号进行吸收，第一阻性元件与开关元件串联；开关元件，具体用于控制第一阻性元件对浪涌信号的吸收过程。

在该技术方案中，阻性吸收电路包括第一阻性元件，通过将第一阻性元件接入于高压母线和低压母线之间，来吸收母线上的浪涌信号。其中，第一阻性元件的阻值与母线电压保护阈值、开关元件的过电流能力相关，优选地，第一阻性元件为一个或多个串联连接的电阻，电阻可以为有感电阻或无感电阻，在此不做具体限定，通过对电阻型号的选择，可以实现对浪涌信号的快速吸收，保证母线电压快速下降。其中，开关元件包括三极管、继电器等。

在上述任一技术方案中，优选地，阻性吸收电路还包括：放电元件，用于释放第一阻性元件的尖峰电压，放电元件与第一阻性元件并联。

在该技术方案中，阻性吸收电路还包括放电元件，放电元件与第一阻性元件并联，作为第一阻性元件的尖峰电压的释放回路，防止开关元件断开时第一阻性元件产生尖峰电压，从而对驱动控制电路造成影响或导致元器件损坏。

需要说明的是，放电元件的选择与第一阻性元件的电感量及阻值相关，优选地，放电元件的电容量与第一阻性元件的电感量正相关，即第一阻性元件的电感量越小，放电元件的电容量也越小。如果第一阻性元件的电感量小到可以忽略不计或者没有，例如第一阻性元件由一个或多个串联的无感电阻组成，那么可以不使用放电元件，单独使用第一阻性元件作为吸收元件。其中，放电元件的构成包括但不限于以下三种方式：

可选地，放电元件为二极管，或二极管与电阻的串联组合，其中，二极管的导通方向与流经第一阻性元件的电流方向相反。

可选地，放电元件为电容。

可选地，放电元件包括串联的电阻和电容，即使用串联的RC谐振电路对第一阻性元件的尖峰电压进行释放。

在上述任一技术方案中，优选地，容性吸收电路包括：第一容性元件，用于吸收浪涌信号，第一容性元件与母线电容并联；第二阻性元件，用于释放第一容性元件中的浪涌信号，第二阻性元件与第一容性元件并联。

在该技术方案中，容性吸收电路包括并联连接的第一容性元件和第二阻性元件，第一容性元件与第二阻性元件的数量均为一个或多个。

可选地，第二阻性元件的数量与第一容性元件的数量一一对应，且第一容性元件与第二阻性元件并联，在第一容性元件的数量为多个时，第二阻性元件起到平衡电阻的作用，兼电解电容放电作用。

可选地，第二阻性元件的数量为多个，多个第二阻性元件串联后与第一容性元件并联。

在上述任一技术方案中，优选地，容性吸收电路包括：第二容性元件，用于吸收高压母线和低压母线上的浪涌信号，第二容性元件与第一容性元件串联；第三阻性元件，用于释放第二容性元件中的浪涌信号，第三阻性元件与第二容性元件并联。

在该技术方案中，容性吸收电路还包括第二容性元件和第三阻性元件，其中，第二容性元件与第一容性元件的容值可以相同也可以不同，优选地，第二阻性元件与第三阻性元件的阻值相同，以平衡第一容性元件与第二容性元件的电压，兼电解电容放电作用。

在上述任一技术方案中，优选地，驱动控制电路，还包括：第四阻性元件，用于限制流经容性吸收电路的电流，第四阻性元件串联在容性吸收电路及单向导通元件所在的支路。

在该技术方案中，驱动控制电路还包括第四阻性元件，通过第四阻性元件对流经容性吸收电路的电流进行限流。其中，根据第一容性元件与第二容性元件的容值不同，第四阻性元件选择也不同。

在上述任一技术方案中，优选地，控制芯片具体用于：根据母线电压、第一预设阈值及预设载波周期计算占空比；以及在母线电压大于或等于第一预设阈值的情况下，以预设载波频率输出占空比形式的开关信号至开关元件；在母线电压小于或等于第二预设阈值的情况下，停止输出开关信号；其中，第一预设阈值大于第二预设阈值。

在该技术方案中，第一预设阈值和第二预设阈值是针对软件而设置的母线电压保护阈值，第一预设阈值和第二预设阈值分别对应开关元件的导通阈值和关断阈值，将母线电压分别与第一预设阈值和第二预设阈值进行比较，在母线电压大于等于或者大于第一预设阈值的情况下，控制芯片判断为母线电压过压，根据当前母线电压、第一预设阈值及预设载波周期计算出占空比，并输出占空比形式的脉宽调制信号至开关元件，以控制开关元件导通，阻性吸收电路开始吸收浪涌，母线电压会快速下降；当母线电压下降至第二预设阈值，停止输出上述开关信号，从而关断开关元件，阻性吸收电路结束本阶段的浪涌吸收过程。由于占空比与实时母线电压关联，浪涌能量吸收速度快，并且可以减少吸收电阻的瞬时过载能力需求，消耗相同的浪涌能量，成本更低。

在上述任一技术方案中，优选地，驱动控制电路还包括：比较电路，用于在母线电压大于或等于第三预设阈值的情况下，控制芯片输出第一电平信号至控制芯片，以及在母线电压小于或等于第四预设阈值的情况下，输出第二电平信号至控制芯片；比较电路的输入端与采样电路的输出端相连接，比较电路的输出端与控制芯片相连接；控制芯片，还用于在接收到第一电平信号或者由第二电平信号转为第一电平信号的翻转信号的情况下，以预设载波频率输出占空比形式的开关信号至开关元件；其中，第三预设阈值大于第四预设阈值，第四预设阈值大于第一预设阈值。

在该技术方案中，考虑到软件采样的延时，硬件可以最快通知软件进行PWM输出，所以由硬件比较电路判断母线电压是否过压，并输出相应的电平信号至控制芯片，具体地，在母线电压大于或等于第三预设阈值的情况下，输出第一电平信号，在母线电压小于或等于第四预设阈值的情况下，输出第二电平信号。控制芯片在接收到第一电平信号或者在接收到由第二电平信号转为第一电平信号的翻转信号时，判断为当前母线电压过压，根据当前母线电压、第一预设阈值及预设载波周期计算出占空比，并输出占空比形式的脉宽调制信号，以控制开关元件导通。

假设初始电平为高电平，则第一电平信号为低电平，第二电平信号为高电平，反之，如果初始电平为低电平，则第一电平信号为高电平，第二电平信号为低电平。

其中，第一预设阈值、第二预设阈值、第三预设阈值及第四预设阈值的选择，上限根据元器件的耐压程度而设定，下限避免正常供电范围内开关元件误触发；预设载波周期的选择与第一预设阈值，第一阻性元件的阻值、额定功率及瞬时过载能力相关。

在上述任一技术方案中，优选地，驱动控制电路还包括整流电路，整流电路对交流信号进行整流后输出为母线信号，母线信号经高压母线和低压母线输出至母线电容、逆变桥和负载，其中，控制芯片根据交流信号控制开关元件的导通状态。

在该技术方案中，交流信号通过整流电路处理为母线信号，母线信号和交流信号均可以作为控制开关元件导通或者截止的判定条件。

在上述任一技术方案中，优选地，控制芯片根据交流信号控制开关元件的导通状态具体为：将实时采集的交流信号对应的电压值与预先设置的第五阈值进行比较，确定该电压值大于或等于第五阈值，则控制开关元件导通；将交流信号对应的电压值与预先设置的第六阈值进行比较，确定该电压值小于或等于第六阈值，则控制开关元件截止。其中，第五阈值、第六阈值为根据交流信号而预先设置的开关元件的导通阈值和关断阈值。此外，对于比较电路，还可以根据交流信号预先设置的开关元件的导通阈值(第七阈值)和关断阈值(第八阈值)。第七阈值大于第八阈值，第八阈值大于第五阈值，第五阈值大于第六阈值。

在上述任一技术方案中，优选地，母线电容为薄膜电容。

在上述任一技术方案中，母线电容的容值小于预设容量，预设容量按照如下计算公式计算：

其中，C_dc为预设容量，L_S等效驱动控制电路直流侧的总电感值，P_L是驱动控制电路的负载功率，R_S等效驱动控制电路直流侧的总电阻，v_dc0为母线电压平均值，譬如，以7P样机为例，根据该计算公式确定C_dc必须大于840uF，预设容量为840uF以上，在具体实施时用的是1230uF。

本发明的另一方面提出了一种空调器，空调器包括：电机；如上述技术方案中任一项的驱动控制电路，电机的信号输入端连接至驱动控制电路，驱动控制电路输出的驱动信号用于驱动电机运行。

本发明提供的空调器包括如上述技术方案中任一项的驱动控制电路，因而具有该驱动控制电路全部的技术效果，不再赘述。

本发明的附加方面和优点将在下面的描述部分中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

本发明的上述和/或附加的方面和优点从结合下面附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：

图1示出了现有技术中变频空调器的控制器的结构示意图；

图2示出了根据本发明的一个实施例的驱动控制电路的结构示意图；

图3示出了根据本发明的另一个实施例的驱动控制电路的结构示意图；

图4示出了根据本发明的再一个实施例的驱动控制电路的结构示意图；

图5示出了根据本发明的又一个实施例的驱动控制电路的结构示意图；

图6示出了根据本发明的又一个实施例的驱动控制电路的结构示意图；

图7示出了根据本发明的又一个实施例的驱动控制电路的结构示意图；

图8示出了根据本发明的一个实施例的吸收浪涌的示意图；

图9是图8中的占空比放大示意图；

图10示出了根据本发明的一个实施例的占空比可变形式的控制逻辑示意图。

其中，图1中附图标记与部件名称之间的对应关系为：

10’AC电源模块，12’电源滤波模块，14’整流模块，16’滤波模块，18’逆变模块，20’负载；

其中，图2至图10中附图标记与部件名称之间的对应关系为：

10逆变桥，12电抗器，14母线电容，16阻性吸收电路，18开关元件，20比较电路，22控制芯片，24容性吸收电路，26单向导通元件，28第一阻性元件，30放电元件，32第一容性元件，34第二阻性元件，36第二容性元件，38第三阻性元件，40第四阻性元件，42整流电路。

具体实施方式

为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步的详细描述。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是，本发明还可以采用其他不同于在此描述的其他方式来实施，因此，本发明的保护范围并不受下面公开的具体实施例的限制。

下面参照图2至图10描述根据本发明一些实施例的驱动控制电路和空调器。

如图2所示，根据本发明的第一个实施例的驱动控制电路的结构示意图，其中，该驱动控制电路，包括：逆变桥10，用于驱动控制负载运行，逆变桥接入于高压母线和低压母线之间；电抗器12，用于吸收驱动控制电路驱动负载运行过程中产生的浪涌信号，电抗器12接入于电网和负载之间；母线电容14，用于提供负载上电所需的启动电压，母线电容14还用于吸收浪涌信号，母线电容14接入于逆变桥10输入侧的母线线路中；采样电路，用于对母线信号进行采样以确定母线电压；驱动控制电路还包括：阻性吸收电路16，用于吸收母线线路上的浪涌信号，吸收电路与母线电容14并联；开关元件18，用于调控阻性吸收电路16吸收浪涌信号的过程，开关元件18与阻性吸收电路16串联，开关元件18导通时，阻性吸收电路16吸收浪涌信号，开关元件18截止时，阻性吸收电路16停止吸收浪涌信号；控制芯片22，用于根据母线电压计算占空比，以及在母线电压大于第一预设阈值的情况下，根据占空比控制开关元件18，控制芯片22分别与开关元件18及采样电路相连接。

本发明提供的驱动控制电路，浪涌能量主要来源于电源输入、样机故障停机时电机绕组、交直流侧电感续流以及电机动能，当浪涌信号来临时，由于小容量的母线电容14(如薄膜电容或者小容量电解电容)吸收浪涌能力有限，母线电压会快速上升，一旦母线电压超过设定的保护阈值，可能会损坏元器件，为保护元器件不受高压损坏(主要为智能功率模块及电容等元器件)，需要开关元件18起作用，以使阻性吸收电路16开始吸收浪涌。具体来说，通过采样电路实时对母线电压进行采样，控制芯片22获取到实时的母线电压，根据该母线电压计算出占空比，通过将母线电压与第一预设阈值进行比较，便可判断出母线电压是否过压，在过压的情况下，输出计算出的占空比形式的脉宽调制信号至开关元件18，以控制开关元件18导通，阻性吸收电路16开始吸收浪涌，母线电压会快速下降；当母线电压下降至合理范围时(可根据实际情况进行设定)，控制芯片22关断开关元件18，阻性吸收电路16结束本阶段的浪涌吸收过程。通过本发明提供的驱动控制电路，可以有效缓解母线电容对浪涌信号吸收差的情况，进而提升母线电压的稳定性和可靠性，同时将占空比与实时母线电压关联，使用可变占空比形式的开关信号控制开关元件18，能够以最快速度吸收浪涌能量，并且有效减少阻性吸收电路的瞬时过载能力需求，消耗相同的浪涌能量，成本更低。

其中，控制芯片22与开关元件18之间串联有功放电路，通过功放电路将控制电路输出的控制信号放大，以使控制芯片22能够驱动开关元件18。

在本发明的一个实施例中优选地，驱动控制电路，还包括：容性吸收电路24，用于吸收母线线路上的浪涌信号，吸收电路与母线电容14并联；单向导通元件26，用于调控容性吸收电路24吸收所述浪涌信号的过程，单向导通元件26与容性吸收电路24串联，单向导通元件26导通时，容性吸收电路24吸收浪涌信号，单向导通元件26截止时，容性吸收电路24停止吸收浪涌信号。

在该实施例中，驱动控制电路还包括容性吸收电路24和导通元件26，使用导通元件26作为容性吸收电路24与母线电容14的隔离元件，从而可以限制容性吸收电路24对浪涌信号的吸收过程。具体来说，如果由导通元件26与容性吸收电路24组成的浪涌吸收电路是无控形式，当存在高于当前母线电压最大值的浪涌信号时，导通元件26导通，容性吸收电路24与母线电容14同时起作用，共同吸收浪涌信号；如果是可控形式，当前母线电压大于某个固定值时(可根据实际情况进行设定)，导通元件26导通，浪涌信号会以最快的先进入容性吸收电路24，从而稳定母线电压，同时停止电机。其中，单向导通元件26是具有单向导通特性的元件，如二极管等。

具体地，如图2所示，单向导通元件26为二极管，即由二极管与容性吸收电路24组成无控形式的浪涌吸收电路。

在本发明的另一个实施例中，单向导通元件26还可以由开关元件替代，诸如三极管、继电器等。

在本发明的一个实施例中，优选地，阻性吸收电路16包括：第一阻性元件28，用于对浪涌信号进行吸收，第一阻性元件28与开关元件18串联；开关元件18，具体用于控制第一阻性元件28对浪涌信号的吸收过程。

在该实施例中，阻性吸收电路16包括第一阻性元件28，通过将第一阻性元件28接入于高压母线和低压母线之间，来吸收母线上的浪涌信号。其中，第一阻性元件28的阻值与母线电压保护阈值、开关元件18的过电流能力相关，优选地，第一阻性元件28为一个或多个串联连接的电阻，电阻可以为有感电阻或无感电阻，在此不做具体限定，通过对电阻型号的选择，可以实现对浪涌信号的快速吸收，保证母线电压快速下降。

在本发明的另一个实施例中，如图3、图4所示，优选地，阻性吸收电路16还包括：放电元件30，用于对第一阻性元件28的尖峰电压进行放电，放电元件30与第一阻性元件28并联。

在该实施例中，阻性吸收电路16还包括放电元件30，放电元件30与第一阻性元件28并联，使用放电元件30作为第一阻性元件28的尖峰电压放电回路，防止开关元件18断开时第一阻性元件28产生反向相反的尖峰电压对驱动控制电路造成影响或元器件损坏。

需要说明的是，放电元件30的选择与第一阻性元件28的电感量及阻值相关，优选地，放电元件30的电容量与第一阻性元件28的电感量正相关，即第一阻性元件28的电感量越小，放电元件30的电容量也越小。如果第一阻性元件28的电感量小到可以忽略不计或者没有，例如第一阻性元件28由一个或多个串联的无感电阻组成，那么可以不使用放电元件30，单独使用第一阻性元件28作为吸收元件。

在本发明的一个实施例中，如图2所示，优选地，使用反并联二极管对第一阻性元件28的尖峰电压进行释放。

可选地，放电元件30包括串联的二极管与电阻，其中，二极管的导通方向与流经第一阻性元件28的电流方向相反。

可选地，放电元件30为电容。

可选地，放电元件30包括串联的电阻和电容，即使用串联的RC谐振电路对第一阻性元件28的尖峰电压进行释放。

在本发明的一个实施例中，如图2所示，优选地，容性吸收电路24包括：第一容性元件32，用于吸收浪涌信号，第一容性元件32与母线电容14并联；第二阻性元件34，用于释放第一容性元件32中的浪涌信号，第二阻性元件34与第一容性元件32并联。

在该实施例中，容性吸收电路24包括并联连接的第一容性元件32和第二阻性元件34，第一容性元件32与第二阻性元件34的数量均为一个或多个。

可选地，第二阻性元件34的数量与第一容性元件32的数量一一对应，且第一容性元件32与第二阻性元件34并联，在第一容性元件32的数量为多个时，第二阻性元件34起到平衡电阻的作用，兼电解电容放电作用。

可选地，第二阻性元件34的数量为多个，多个第二阻性元件34串联后与第一容性元件32并联。

在本发明的一个实施例中，如图2所示，优选地，容性吸收电路24包括：第二容性元件36，用于吸收高压母线和低压母线上的浪涌信号，第二容性元件36与第一容性元件32串联；第三阻性元件38，用于释放第二容性元件36中的浪涌信号，第三阻性元件38与第二容性元件36并联。

在该实施例中，容性吸收电路24还包括并联连接的第二容性元件36和第三阻性元件38，第二容性元件36与第三阻性元件38的数量均为一个或多个。其中，第二容性元件36与第一容性元件32的容值可以相同也可以不同，优选地，第二阻性元件34与第三阻性元件38的阻值相同，以平衡第一容性元件32与第二容性元件36的电压，兼电解电容放电作用。

在本发明的一个实施例中，如图2所示，优选地，驱动控制电路还包括：第四阻性元件40，用于限制流经容性吸收电路24的电流，第四阻性元件40串联在容性吸收电路24及单向导通元件26所在的支路。

在该实施例中，驱动控制电路还包括第四阻性元件40，通过第四阻性元件40对流经容性吸收电路24的电流进行限流。其中，根据第一容性元件32与第二容性元件36的容值不同，第四阻性元件40选择也不同。

在本发明的一个实施例中，优选地，控制芯片22具体用于：根据母线电压、第一预设阈值及预设载波周期计算占空比；以及在母线电压大于或等于第一预设阈值的情况下，以预设载波频率输出占空比形式的开关信号至开关元件18；在母线电压小于或等于第二预设阈值的情况下，停止输出开关信号；其中，第一预设阈值大于第二预设阈值。

在该实施例中，第一预设阈值和第二预设阈值是针对软件而设置的母线电压阈值，第一预设阈值和第二预设阈值分别对应开关元件18的导通阈值和关断阈值，将母线电压分别与第一预设阈值和第二预设阈值进行比较，在母线电压大于或者等于第一预设阈值的情况下，控制芯片22判断为母线电压过压，根据当前母线电压、第一预设阈值及预设载波周期计算出占空比，并输出占空比形式的脉宽调制信号至开关元件18，以控制开关元件18导通，阻性吸收电路开始吸收浪涌，母线电压会快速下降；当母线电压下降至第二预设阈值，停止输出上述开关信号，从而关断开关元件18，阻性吸收电路结束本阶段的浪涌吸收过程。由于占空比与实时母线电压关联，浪涌能量吸收速度快，并且可以减少吸收电阻的瞬时过载能力需求，消耗相同的浪涌能量，成本更低。

在本发明的一个实施例中，优选地，驱动控制电路还包括：比较电路，用于在母线电压大于或者等于第三预设阈值的情况下，控制芯片输出第一电平信号至控制芯片22，以及在母线电压小于第三预设阈值的情况下，控制芯片输出第二电平信号至控制芯片22；比较电路的输入端与采样电路的输出端相连接，比较电路的输出端与控制芯片22相连接；控制芯片22，还用于在接收到第一电平信号或者由第二电平转为第一电平的翻转信号的情况下，以预设载波频率输出占空比形式的开关信号至开关元件18；其中，第三预设阈值大于第四预设阈值，第四预设阈值大于第一预设阈值。

在该实施例中，考虑到软件采样的延时，硬件可以最快通知软件进行PWM输出，所以由硬件比较电路判断母线电压是否过压，并输出相应的电平信号至控制芯片22，具体地，在母线电压大于或者等于第三预设阈值的情况下，输出第一电平，在母线电压小于或等于第四预设阈值的情况下，输出第二电平信号。控制芯片22在接收到第一电平信号或者在接收到由第二电平转为第一电平的下降沿信号时，判断为当前母线电压过压，根据当前母线电压、第一预设阈值及预设载波周期计算出占空比，并输出占空比形式的脉宽调制信号，以控制开关元件18导通。

假设初始电平为高电平，则第一电平信号为低电平，第二电平信号为高电平，反之，如果初始电平为低电平，则第一电平信号为高电平，第二电平信号为低电平。

在本发明的另一个实施例中，如图5所示，驱动控制电路同时使用阻性吸收电路16和容性吸收电路24，采用开关元件18控制阻性吸收电路16的浪涌吸收过程，采用单向导通元件(二极管)控制容性吸收电路的浪涌吸收过程。

在本发明的另一个实施例中，如图6、图7所示，驱动控制电路单独使用阻性吸收电路16。相比而言，图5所示的驱动控制电路对浪涌能量的吸收效果更好，母线电压更稳定。

在上述任一实施例中，优选地，第一预设阈值、第二预设阈值、第三预定阈值及第四预设阈值的选择，上限根据元器件的耐压程度而设定，下限避免正常供电范围内开关元件误触发；预设载波频率和预设载波周期与第一预设阈值，第一阻性元件28的阻值、额定功率及瞬时过载能力相关。

在上述任一实施例中，优选地，载波频率及占空比的选择与第一预设阈值，第一阻性元件28的阻值、额定功率及瞬时过载能力相关。

在本发明的另一个实施例中，优选地，优选地，驱动控制电路还包括整流电路42，整流电路42对交流信号进行整流后输出为母线信号，母线信号经高压母线和低压母线输出至母线电容14、逆变桥10和负载，其中，控制芯片根据交流信号控制开关元件18的导通状态。

在该实施例中，交流信号通过整流电路42处理为母线信号，母线信号和交流信号均可以作为控制开关元件18导通或者截止的判定条件。

具体地，母线信号可以通过检测整流电路42后电抗器12前的电压和或电抗器12后逆变桥10前的电压获得；交流信号为交流输入电压峰值信号和/或整流电路42前的电压信号。

在上述任一实施例中，优选地，控制芯片根据交流信号控制开关元件18的导通状态具体为：将实时采集的交流信号对应的电压值与预先设置的第五阈值进行比较，确定该电压值大于或等于第五阈值，则控制开关元件18导通；将交流信号对应的电压值与预先设置的第六阈值进行比较，确定该电压值小于或等于第六阈值，则控制开关元件18截止。其中，第五阈值、第六阈值为根据交流信号而预先设置的开关元件18的导通阈值和关断阈值。此外，对于比较电路20，还可以根据交流信号预先设置的开关元件18的导通阈值(第七阈值)和关断阈值(第八阈值)。第七阈值大于第八阈值，第八阈值大于第五阈值，第五阈值大于第六阈值。

在上述任一实施例中，优选地，母线电容14为薄膜电容。

在上述任一实施例中，母线电容14的容值小于预设容量，预设容量按照如下计算公式进行计算：

其中，C_dc为预设容量，L_S等效驱动控制电路直流侧的总电感值，P_L是驱动控制电路的负载功率，R_S等效驱动控制电路直流侧的总电阻，v_dc0为母线电压平均值，譬如，以7P样机为例，根据该计算公式确定C_dc必须大于840uF，预设容量为840uF以上，在具体实施时用的是1230uF。

为了更好的说明本发明，以6KW样机实际运行设置参数：

电抗器Lac指实际交流侧电感模型与输入电源线电感，其包含电感量及电阻量，现有机型使用交流侧电感25mH，500毫欧，输入电源线的电感小于等于10mH(数值放大)，电阻不小于0.5欧(实际使用导线电阻大约1.2欧)；

电抗器12指实际直流侧电感模型，其包含电感量及电阻量，4.5mH，120毫欧；

R4为系统阻尼电阻(不大于200欧，在16KW样机上使用68欧，实际也可以不使用)，阻尼电阻R4在电抗器12选择4.5mH时未增加，在6KW样机上无电抗器12也可以无R4。

需要说明的是：Lac和电抗器12是为了EMC谐波要求而存在，如果是有谐波要求区域，样机上可能存在Lac也可能存在电抗器12，甚至可能Lac和电抗器12共存。而对于无谐波要求区域，Lac和电抗器12都是不存在的，但为了高频谐波问题(如果忽略该问题，可以不使用电抗器12电感)，会在电路拓扑的电抗器12位置处使用一个较小的电抗器Ldc，此较小的Ldc上并联一个小的阻尼电阻是为了提高系统稳定性。

放电元件30为反并联二极管，该二极管的选择与第一阻性元件28的电感量及阻值相关，如果第一阻性元件28是无感电阻，则可以不使用放电元件30。当前6KW样机上使用第一阻性元件28是由4个5W10欧吸收电阻串联。

关于吸收电阻连续导通时间的限制计算：假设为软件设定720V导通，硬件设定800V导通，由于检测滤波等原因，实际导通电压最大为800V。由于是四个吸收电阻串联，故每个吸收电阻上最大电压为200V。则(200×200÷10)÷t＝5W，t＝1.25ms，也就是说，在1秒时间内连续导通时间不应该超过1.25ms。

运行说明：

样机上电时，输入电压经整流电路42整流后同时给母线电容14和容性吸收电路24中的第一容性元件32和第二容性元件36充电，此时如果输入电压在正常设定范围内(150V～264V)，未超过294V时，设定硬件保护电压阈值为800V，软件保护阈值为720V，对应的交流输入有效值为720÷1.414÷1.732＝294V，样机正常工作，开关元件18不导通。充电结束后，吸收电阻两端电压稳定在Vdc-max值(变化缓慢)。

样机正常运行时，母线电容14上电压以交流输入电源频率6倍的频率波动，正常运行时母线电压最大值为264×1.414×1.732＝646V，远小于设定的保护阈值，因此开关元件18不会起作用。

浪涌能量主要来源于电源输入、样机故障停机时压缩机绕组、交直流侧电感续流以及压缩机动能；当浪涌来临时，由于小容量的母线电容，即母线电容14(薄膜电容或者小容量电解电容母线电容)吸收浪涌能力有限，母线电压会快速上升。

说明：目前总共是四个阈值电压，分别是软件的两个和硬件的两个，软件的两个分别为：第一预设阈值V2，第二预设阈值V1；硬件的两个分别为：第三预设阈值V3，第四预设阈值V4，其中，V3＞V4＞V2＞V1。对应的状态不一样，触发第一预设阈值V2时，软件不管是否有比较器中断信号，都会输出PWM控制开关器件；触发第二预设阈值V1时，软件关断PWM输出；触发第三预设阈值V3时，控制芯片才会接收到比较器产生的中断信号，输出PWM信号，触发第四预设阈值V4时，关断PWM输出。

直流母线电压经分压电阻R5和R6，分压后的母线电压进入控制芯片22的AD采样口和比较电路20的输入端；当分压后的母线电压大于比较电路20的设定阈值时，比较电路20输出由高电平变为低电平，翻转信号进入控制芯片22的外部中断口。

当控制芯片22接收到外部中断信号，判断为当前母线电压超过800V；此时控制芯片22控制压缩机或电机开始降频运行，同时以固定载频(如40K)，占空比可变形式输出PWM开关信号至开关元件，占空比的计算公式可以为：(Vdc-filter÷V2)×T，其中Vdc-filter为控制芯片22采样的实时母线电压Vdc经滤波后的值，T为载波周期，考虑到吸收电阻的最大瞬时过载能力，可以增加PWM占空比限制环节，比如上限为90％，下限为50％；由于占空比与实时母线电压关联，并且成正比关系，则母线电压高时占空比大，浪涌能量吸收速度快，其控制逻辑如图9所示。由于吸收电阻的介入，母线电压会快速下降，当低于或等于第二预设阈值V1时，控制芯片22关断PWM开关信号输出，开关元件18断开，吸收电阻不再起作用，其浪涌吸收过程如图8所示。

此外，为了保护吸收电阻，在1s内的连续导通时间之和有限制，在第一预设阈值V2设定为720V的情况下，由于软件检测延迟等原因，最大会在800V开始动作，那么四个5W10欧串联的电阻在1s内连续导通时间限制为1ms。

需要说明的是，载波频率与占空比的选择主要决定于设置的第一预设阈值V2、吸收电阻的阻值、吸收电阻的额定功率及瞬时过载能力；一般来说，吸收电阻的额定功率越大其瞬时过载能力也越大，因此相同的作用阈值V2下，可以开通的占空比越大或者载波频率越小(即周期越大)。例如16KW样机，在V2为800V下吸收电阻使用两个20W10欧串联，导通时间为1.5ms。

此外，占空比也可以按其他公式给定，比如(V2÷Vdc-filter)×T，同时增加占空比限制环节，母线电压越小则输出的占空比越大，母线电压越高输出的占空比越小，直至最小限制值如50％。高母线电压低占空比可以减少对电阻的最大过载能力需求；此外，占空比也可以由某些固定的规律给出，例如第一个或几个导通周期给固定值duty1，第二个或几个导通周期给duty2等等；此外，还可以更改为初始一个或几个周期是可变占空比，其余周期是固定占空比形式等；

关于第一预设阈值V2和第二预设阈值V1，此处设置为固定值720V和700V，可以是浮动的值(比如检测前几个检测周期(如100ms)上的Vdc-max值，并以Vdc-max+△V作为开关元件18关断电压阈值(即第二预设阈值V1)，以Vdc-max+△V+20V(可以是其他值)作为开关元件18导通电压阈值(第一预设阈值V2)。当然，还可以拓展为检测交流输入的峰值，以交流输入峰值Vac-max+△V作为开关元件18关断电压阈值，以Vdc-max+△V+20V(可以是其他值)作为开关元件18导通电压阈值。

关于过压及退出过压的判断，本发明通过硬件比较器与设定阈值比较产生电平转换判断为过压，软件实时检测母线电压低于某个值设定为退出过压。还可以扩展为过压及退出过压都由硬件回滞比较器给定。

本发明的另一方面实施例提供了一种空调器，包括：电机；如上述实施例中任一项的驱动控制电路，电机的信号输入端连接至驱动控制电路，驱动控制电路输出的驱动信号用于驱动电机运行。

本发明实施例提供的空调器包括如上述实施例中任一项的驱动控制电路，因而具有该驱动控制电路全部的技术效果，不再赘述。

在本说明书的描述中，术语“第一”、“第二”仅用于描述的目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性，除非另有明确的规定和限定；术语“连接”、“安装”、“固定”等均应做广义理解，例如，“连接”可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

在本说明书的描述中，术语“一个实施例”、“一些实施例”、“具体实施例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或实例。而且，描述的具体特征、结构、材料或特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种驱动控制电路，包括：逆变桥，用于驱动控制负载运行，所述逆变桥接入于高压母线和低压母线之间；其特征在于，所述驱动控制电路还包括：

电抗器，用于吸收所述驱动控制电路驱动所述负载运行过程中产生的浪涌信号，所述电抗器接入于电网和所述负载之间；

母线电容，用于提供所述负载上电所需的启动电压，所述母线电容还用于吸收所述浪涌信号，所述母线电容接入于所述逆变桥输入侧的母线线路中；

采样电路，用于对母线信号进行采样以确定母线电压；

阻性吸收电路，用于吸收所述母线线路上的浪涌信号，所述吸收电路与所述母线电容并联；

开关元件，用于调控所述阻性吸收电路吸收所述浪涌信号的过程，所述开关元件与所述阻性吸收电路串联；

控制芯片，用于根据所述母线电压计算占空比，以及在所述母线电压大于或者等于第一预设阈值的情况下，根据所述占空比控制所述开关元件，所述控制芯片分别与所述开关元件及所述采样电路相连接；

容性吸收电路，用于吸收所述母线线路上的浪涌信号，所述吸收电路与所述母线电容并联；

单向导通元件，用于调控所述容性吸收电路吸收所述浪涌信号的过程，所述单向导通元件与所述容性吸收电路串联；

当存在高于当前所述母线电压最大值的浪涌信号时，所述单向导通元件导通，所述容性吸收电路与所述母线电容同时起作用，共同吸收浪涌信号；

所述控制芯片具体用于：

根据所述母线电压、所述第一预设阈值及预设载波周期计算所述占空比；以及在所述母线电压大于或等于第一预设阈值的情况下，以预设载波频率输出所述占空比形式的开关信号至所述开关元件；

在所述母线电压小于或等于第二预设阈值的情况下，停止输出所述开关信号；

其中，所述第一预设阈值大于所述第二预设阈值；

所述母线电压最大值小于所述第二预设阈值。

2.根据权利要求1所述的驱动控制电路，其特征在于，所述阻性吸收电路包括：

第一阻性元件，用于对所述浪涌信号进行吸收，所述第一阻性元件与所述开关元件串联；

所述开关元件，具体用于控制所述第一阻性元件对所述浪涌信号的吸收过程。

3.根据权利要求2所述的驱动控制电路，其特征在于，所述阻性吸收电路还包括：

放电元件，用于释放所述第一阻性元件的尖峰电压，所述放电元件与所述第一阻性元件并联。

4.根据权利要求1所述的驱动控制电路，其特征在于，所述容性吸收电路包括：

第一容性元件，用于吸收所述母线线路上的浪涌信号，所述第一容性元件与所述单向导通元件串联；

第二阻性元件，用于释放所述第一容性元件中的浪涌信号，所述第二阻性元件与所述第一容性元件并联。

5.根据权利要求4所述的驱动控制电路，其特征在于，所述容性吸收电路包括：

第二容性元件，用于吸收所述母线线路上的浪涌信号，所述第二容性元件与所述第一容性元件串联；

第三阻性元件，用于释放所述第二容性元件中的浪涌信号，所述第三阻性元件与所述第二容性元件并联。

6.根据权利要求5所述的驱动控制电路，其特征在于，还包括：

第四阻性元件，用于限制流经所述容性吸收电路的电流，所述第四阻性元件串联在所述容性吸收电路及所述单向导通元件所在的支路。

7.根据权利要求1至6中任一项所述的驱动控制电路，其特征在于，还包括：

比较电路，用于在所述母线电压大于或等于第三预设阈值的情况下，输出第一电平信号至所述控制芯片，以及在所述母线电压小于或等于第四预设阈值的情况下，输出第二电平信号至所述控制芯片；

所述比较电路的输入端与所述采样电路的输出端相连接，所述比较电路的输出端与所述控制芯片相连接；

所述控制芯片，还用于在接收到所述第一电平信号或者由第二电平信号转为第一电平信号的翻转信号的情况下，以所述预设载波频率输出所述占空比形式的开关信号至所述开关元件；

其中，所述第三预设阈值大于所述第四预设阈值，所述第四预设阈值大于所述第一预设阈值。

8.根据权利要求1至6中任一项所述的驱动控制电路，其特征在于，所述驱动控制电路还包括：

整流电路，所述整流电路对交流信号进行整流后输出为所述母线信号，所述母线信号经所述高压母线和所述低压母线输出至所述母线电容、所述逆变桥和所述负载，

其中，所述控制芯片根据所述交流信号控制所述开关元件的导通状态。

9.一种空调器，其特征在于，所述空调器包括：

电机；

如权利要求1至8中任一项所述的驱动控制电路，所述电机的信号输入端连接至所述驱动控制电路，所述驱动控制电路输出的驱动信号用于驱动所述电机运行。