CN104065265A - 一种全数字控制光伏组件模拟装置及其控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了光伏电池领域内的一种全数字控制光伏组件模拟装置及其控制方法，包括主电路和控制电路；主电路主要由同步降压变换器和过流过压保护电路构成；控制电路包括电流测量及调理电路、电压测量及调理电路、MOSFET驱动电路；数字信号控制器dsPIC33FJ64GS606以及辅助电源，本发明解决了系统短路和开路的工作状态问题和负载突变瞬态过流和过压问题，提高了电路工作过程的可靠性和安全性，延长电路使用寿命，降低维修成本，可用于模拟太阳能电池板。
Description
技术领域
本发明涉及一种光伏电池，特别涉及一种光伏电池模拟装置。
背景技术
现有技术中公开了关于一种太阳能模拟电源的文献，文章名称为：“Research on Novel Digital Photovoltaic Array Simulator”, 期刊名为： International Conference on Intelligent Computation Technology and Automation, 发表日期：May 2010, 具体章节位置：vol. 2, pp. 1077-1080 , 作者：Z.Housheng and Z. Yanlei.本文采用了BUCK变换器进行模拟电源设计，采用数字式控制方式及二次多项式拟合算法。采用此结构的问题在于：1.未考虑系统在开路和短路情况下的工作状况从而采取相应的控制、保护措施；2.没有负载突变的瞬态情况下对输出过电流和过电压的控制功能。
发明内容
本发明的目的是提供一种全数字控制光伏组件模拟装置及其控制方法，使得电路在开路和短路时工作更加可靠和安全。
本发明的目的是这样实现的：一种全数字控制光伏组件模拟装置及其控制方法，所述模拟装置包括主电路和控制电路；
所述主电路包括第三滤波电容C3、输出电容C4、输入电压采集电路、同步降压变换器、电流测量调理电路、输出电压采集电路、过压保护开关管Q3以及过流保护开关管Q4，所述同步降压变换器输入端正极接输入电源、负极接地，所述同步降压变换器输入端正负极之间接滤波电容C3和输入电压采样电路，同步降压变换器输出端正负极之间接输出电压采集电路、输出电容C4和过压保护开关管Q3，同步降压变换器输出端负极上串接有过流保护开关管Q4；所述输入电压采集电路包括串联的第二电阻R2和第八电阻R8，第八电阻R8的两端跨接有第五滤波电容C5，第五滤波电容C5的正极为电压采样端；所述输出电压采集电路包括第三电阻R3和第九电阻R9，第九电阻R9的两端跨接有第六滤波电容C6，第六滤波电容的正极为电压采样端，所述电流测量调理电路串接在同步降压变换器内的电感L1输出端；
所述控制电路包括同步降压变换器开关管驱动电路、过压保护开关管驱动电路、过流保护开关管驱动电路、开关管驱动供电电源、电流测量调理电路及DSP供电电源以及DSP，所述电流测量调理电路、输入电压采样电路、输出电压采样电路的信号输出端连接在DSP的信号输入端，所述DSP的信号输出端与同步降压变换器开关管驱动电路、过压保护开关管驱动电路、过流保护开关管驱动电路相连。开关管驱动供电电源为各开关管驱动电路供电，电流测量调理电路及DSP供电电源分别为DSP和电流测量调理电路供电；
本装置工作时，通过输出电压采集电路和电流测量调理电路分别采集当前系统输出电压vCS、输出电流iLS送入DSP，同时将预设光伏V-I曲线以二维表的形式预先写入DSP，DSP在电压测量值vCS等于二维表中某一电压项时，直接查表给出电流参考值I*REF，如采样电压值不等于二维表中任一电压项时，采用线型插值方法计算参考电流；系统得到I*REF后，与当前电流测量值iLS比较，得到的差值经过电流环PI调节器生成控制占空比d1；同时设定V*REF为装置输出电压最大值，与当前电压测量值vCS比较，得到的差值经过电压环PI调节器生成控制占空比d2；
如果装置正常带载，系统的输出电压vCS应小于装置输出电压最大值V*REF，所以d2饱和而d1不饱和，两个占空比d1、d2经过最小值筛选器，筛选到不饱和的占空比d1，达到控制输出电流的目的；
当装置输出短路时，检测到输出电压vCS接近零，则DSP经过查表后得到输出最大电流I*REF即光伏短路电流iLS；在此工况下，由于输出等效电阻非常小且输出电压接近0，所以运算结果d2饱和而d1不饱和，两个占空比经过最小值筛选器，筛选到不饱和的占空比d1，达到控制输出电流的目的；
当装置输出开路时，由于无负载消耗能量，一旦有占空比输入，装置输出电容C4电压即刻上升且下降缓慢，此时输出电压vCS会接近甚至超过预设的光伏开路电压V*REF，在输出电压vCS非常接近预设开路电压V*REF时，占空比d1、d2均不饱和且很小，两个占空比经过最小值筛选器，筛选到任一个不饱和的占空比，均可达到控制输出电压的目的。
作为本发明的进一步限定，所述同步降压变换器开关管驱动电路选用IR2101驱动芯片，IR2101的引脚1接电源，引脚2、3接DSP的PWM输出端，引脚4接第二开关管Q2的源极、引脚6接第一开关管Q1的源极和DSP的地，引脚5接第二开关管Q2的栅极，引脚7接第一开关管Q1的栅极。
作为本发明的进一步限定，所述过压保护开关管驱动电路包括第一三极管T1、第三三极管T3和第五三极管T5，第一三极管T1的集电极接+12V电源，第一三极管T1的发射极接第三三极管T3的集电极，第一三极管T1的基极接第三三极管T3基极后经第二二极管D2分为两路，一路接DSP的PWM输出端、另一路经第十六电阻R16接第五三极管T5的基极，第五三极管T5的基极与第十六电阻R16之间的电极点经第十八电阻R18接地，第五三极管T5的发射极接地，第五三极管T5的集电极经第十电阻R10接+12V电源，第一三极管T1的发射极与第三三极管T3的发射极之间的电极点经两级RC滤波器接过压保护开关管Q3的栅极，所述过压保护开关管驱动电路和过流保护开关管驱动电路结构相同。
作为本发明的进一步限定，在控制过程中，如系统运行于带载工况下，设定V*OC为系统开路电压，系统输出电压测量值vCS小于V*OC，过压保护开关管Q3不进入饱和区；所以过压保护开关管Q3在系统正常带载的时候不动作；当负载从重载突变为开路时，由于电感L1上的电流能量在短时间内无法释放，电荷积聚在输出电容C4上，造成短时间内输出过压，设定V*OC为系统开路电压，这时装置检测到输出电压测量值vCS超过设定值V*OC，DSP发出PWM信号通过过压保护开关管驱动电路驱动过压保护开关管Q3动作，使得过压保护开关管Q3迅速进入饱和区，保持输出电压为预设的开路电压。
作为本发明的进一步限定，在控制过程中，如系统运行于带载工况下，设定I*OUT为系统短路电流，系统输出电流测量值iLS小于I*OUT，过流保护开关管Q4不进入饱和区，所述过流保护开关管Q4在系统正常带载的时候不动作，此时过流保护开关管Q4等效为一个极小的电阻mΩ级别；当装置输出短路瞬间，由于输出电容C4上保持有电荷，输出电流失控迅速增加，输出电流测量值iLS大于设定值I*OUT，DSP发出PWM信号通过过流保护开关管驱动电路驱动过流保护开关Q4动作，使得过流保护开关管Q4迅速进入饱和区，在此过程中，过流保护开关管Q4相当于一个电阻，将部分电容电荷消耗，保持系统输出不超过设定的短路电流。
与现有技术相比，本发明的有益效果在于，本发明解决了系统短路和开路的工作状态问题，同时有效控制负载突变瞬态过流和过压问题，提高了电路工作过程的可靠性和安全性，延长电路使用寿命，降低维修成本。本发明可模拟太阳能电池板，用于工业产品测试与教学。
附图说明
图1为本发明控制回路结构框图。
图2为本发明中主电路电路原理图。
图3为本发明中开关管驱动供电电源电路原理图。
图4为本发明中电流测量调理电路及DSP供电电源电路原理图。
图5为本发明中同步降压变换器开关管驱动电路电路原理图。
图6为本发明中过压保护开关管驱动电路电路原理图。
图7为本发明中过流保护开关管驱动电路电路原理图。
图8为本发明中电流测量调理电路电路原理图。
图9为本发明控制方法逻辑原理图。
图10为本发明过压保护控制逻辑原理图。
图11为本发明过流保护控制逻辑原理图。
具体实施方式
如图1-2所示的一种全数字控制光伏组件模拟装置，所述模拟装置包括主电路和控制电路；所述主电路包括第三滤波电容C3、输出电容C4、输入电压采集电路、同步降压变换器、电流测量调理电路、输出电压采集电路、过压保护开关管Q3以及过流保护开关管Q4，所述同步降压变换器输入端正极接输入电源、负极接地，所述同步降压变换器输入端正负极之间接滤波电容C3和输入电压采样电路，同步降压变换器输出端正负极之间接输出电压采集电路、输出电容C4和过压保护开关管Q3，同步降压变换器输出端负极上串接有过流保护开关管Q4；所述输入电压采集电路包括串联的第二电阻R2和第八电阻R8，第八电阻R8的两端跨接有第五滤波电容C5，第五滤波电容C5的正极为电压采样端；所述输出电压采集电路包括第三电阻R3和第九电阻R9，第九电阻R9的两端跨接有第六滤波电容C6，第六滤波电容的正极为电压采样端，所述电流测量调理电路串接在同步降压变换器内的电感L1输出端；
所述控制电路包括同步降压变换器开关管驱动电路、过压保护开关管驱动电路、过流保护开关管驱动电路、开关管驱动供电电源、电流测量调理电路及DSP供电电源以及DSP，所述电流测量调理电路、输入电压采样电路、输出电压采样电路的信号输出端连接在DSP的信号输入端，所述DSP的信号输出端与同步降压变换器开关管驱动电路、过压保护开关管驱动电路、过流保护开关管驱动电路相连。开关管驱动供电电源为各开关管驱动电路供电，电流测量调理电路及DSP供电电源分别为DSP和电流测量调理电路供电。
如图3所示的开关管驱动供电电源，利用LM5008芯片实现宽输入电压的降压变换，从模拟电源的供电侧直流电降压得到IR2101驱动芯片所需的供电电压12V。
如图4所示的电流测量调理电路及DSP供电电源，利用MCP16301芯片，将12V降压得到3.3V，用以给电流测量调理电路和DSP供电。
如图5所示，同步降压变换器开关管驱动电路选用IR2101驱动芯片，IR2101的引脚1接电源，引脚2、3接DSP的PWM输出端，引脚4接第二开关管Q2的源极、引脚6接第一开关管Q1的源极和DSP的地，引脚5接第二开关管Q2的栅极，引脚7接第一开关管Q1的栅极。
如图6所示，过压保护开关管驱动电路包括第一三极管T1、第三三极管T3和第五三极管T5，第一三极管T1的集电极接+12V电源，第一三极管T1的发射极接第三三极管T3的发射极，第一三极管T1的基极接第三三极管T3基极后经第二二极管D2分为两路，一路接DSP的PWM输出端、另一路经第十六电阻R16接第五三极管T5的基极，第五三极管T5的基极与第十六电阻R16之间的电极点经第十八电阻R18接地，第五三极管T5的发射极接地，第五三极管T5的集电极经第十电阻R10接+12V电源，第一三极管T1的发射极与第三三极管T3的发射极之间的电极点经两级RC滤波器接过压保护开关管Q3的栅极。
如图7所示，过流保护开关管驱动电路包括第二三极管T2、第四三极管T4和第六三极管T6，第二三极管T2的集电极接+12V电源，第二三极管T2的发射极接第四三极管T4的发射极，第二三极管T2的基极接第四三极管T4基极后经第三二极管D3分为两路，一路接DSP的PWM输出端、另一路经第十七电阻R17接第六三极管T6的基极，第六三极管T6的基极与第十七电阻R17之间的电极点经第十九电阻R19接地，第六三极管T6的发射极接地，第六三极管T6的集电极经第十一电阻R11接+12V电源，第二三极管T2的发射极与第四三极管的发射极T4之间的电极点经两级RC滤波器接过流保护开关管Q4的栅极。
如图8所示，电流传感器采用线型度高的霍尔电流传感器ACS711，用于测量电感电流，引脚7连接至DSP的ADC模块实现电感电流采样。
本发明的工作原理：装置运行时，检测当前输出电压，通过线性插值查表法计算电流参考值，控制装置输出电流。由于输出电压电流均符合预设光伏特性曲线，所以此电子装置可以替代光伏电池组件用于测试目的。
本发明的控制过程如图9所示，
图中Cv(s)为电压环PI调节器；
Ci(s)为电流环PI调节器；
Hi(s)为电流传感器传递函数；
Hv(s)为输出电压采集电路的传递函数；
Gid(s)为同步降压变换器电感电流对占空比的传递函数；
Gvd(s)为同步降压变换器输出电压对占空比的传递函数；
min(x,y)为最小值筛选器；
LUT为计算电流参考值的查表和插值算法。
系统通过闭环方式实现控制，系统正常带负载时，输出电压采集电路以20kHz采样频率读取当前系统输出电压vC读入DSP，同时电流测量调理电路读取当前系统输出电流iL读入DSP， vC经过Hv(s)得到vCS，iL经过Hi(s)得到iLS，预设光伏V-I曲线以二维表的形式预先写入DSP，系统在采样电压值vCS等于二维表中某一电压项时，直接查表给出电流参考值I*REF，如采样电压值vCS不等于二维表中任一电压项时，采用线型插值方法计算参考电流，系统得到I*REF后，与当前电流测量值iLS比较，得到的差值经过Ci(s)生成控制占空比d1，同时设定V*REF为装置输出电压最大值即光伏组件的开路电压，与当前电压测量值vCS比较，得到的差值经过Cv(s)生成控制占空比d2；如果装置正常带载，vCS应小于V*REF，所以d2饱和而d1不饱和，两个占空比经过最小值筛选器min(x,y)，筛选到不饱和的占空比d1，达到控制输出电流的目的；当装置输出短路时，检测到vCS接近零，则DSP经过查表后得到I*REF即光伏短路电流，在此工况下，由于输出等效电阻非常小且输出电压接近0，所以运算结果d2饱和而d1不饱和，d1、d2经过最小值筛选器min(x,y)，筛选到不饱和的占空比d1，达到控制输出电流的目的；如果系统输出开路，由于无负载消耗能量，一旦有占空比输入，系统输出电容C4电压即刻上升且下降缓慢，此时vCS会接近甚至超过预设V*REF，在vCS非常接近V*REF时，占空比d1、d2均不饱和且很小，两个占空比经过最小值筛选器min(x,y)，筛选到任一个不饱和的占空比，均可达到控制输出电压为预设开路电压的目的。
当出现突变瞬态过压时，即当负载从重载（短路）突变为空载（或严重轻载）时，由于电感电流能量在短时间内无法释放，电荷积聚在输出电容C4上，造成短时间内输出过压，装置使用Q3吸收输出过压，采用如图10所示的控制原理，其中C1(s)为过压PI调节器，Hv(s)为电压采集电路传递函数，Gvds-vgs(s)为MOSFET门极电压对漏源级电压的传递函数，设定V*OC为系统开路电压，如系统运行于带载工况下，系统输出电压测量值vCS小于设定值V*OC，C1(s)输出占空比最大，经过图6所示的驱动电路后，生成最小占空比，经过2级滤波后得到直流偏置电压驱动开关管Q3，由于占空比最小，开关管Q3不进入MOSFET的饱和区，所以开关管Q3在系统正常带载的时候不动作，在系统卸载瞬间，输出电容C4电压突升，这时系统输出电压测量值vCS超过设定值V*OC，过压保护动作，开关管Q3迅速进入饱和区，保持输出电压为预设的开路电压。
当出现突变瞬态过流时，即当装置输出短路（或严重过载）瞬间，由于输出电容C4上保持有电荷，输出侧电流失控迅速增加，采用如图11所示的控制原理，其中C2(s)为过流PI调节器，H2(s)为电流测量调理电路传递函数，Gid-vgs(s)为MOSFET转移特性传递函数，设定I*OUT为系统短路电流，如系统运行于带载工况下，系统输出电流测量值iLS小于设定值I*OUT，控制器C2(s)输出占空比最小，经过如图7所示的驱动电路后，生成最大占空比，经过2级滤波后得到直流偏置电压驱动开关管Q4，由于占空比最大，开关管Q4完全导通；所以开关管Q4在系统正常带载的时候等效为一个极小的电阻（mΩ级别），不影响系统正常工作，在系统输出短路瞬间iL突升，这时输出电流测量值iLS大于设定值I*OUT，C2(s)输出占空比迅速增大，经过图7所示的驱动电路后，得到迅速降低的直流偏置电压驱动开关管Q4至饱和区，在此过程中，Q4相当于一个电阻，将部分电容电荷消耗，保持系统输出不超过设定的短路电流。
本发明并不局限于上述实施例，在本发明公开的技术方案的基础上，本领域的技术人员根据所公开的技术内容，不需要创造性的劳动就可以对其中的一些技术特征作出一些替换和变形，这些替换和变形均在本发明的保护范围内。
Claims (6)
1.一种全数字控制光伏组件模拟装置，其特征在于，包括主电路和控制电路；
所述主电路包括第三滤波电容（C3）、输出电容（C4）、输入电压采集电路、同步降压变换器、电流测量调理电路、输出电压采集电路、过压保护开关管（Q3）以及过流保护开关管（Q4），所述同步降压变换器输入端正极接输入电源、负极接地，所述同步降压变换器输入端正负极之间接滤波电容（C3）和输入电压采样电路，同步降压变换器输出端正负极之间接输出电压采集电路、输出电容（C4）和过压保护开关管（Q3），同步降压变换器输出端负极上串接有过流保护开关管（Q4）；所述输入电压采集电路包括串联的第二电阻（R2）和第八电阻（R8），第八电阻（R8）的两端跨接有第五滤波电容（C5），第五滤波电容（C5）的正极为电压采样端；所述输出电压采集电路包括第三电阻（R3）和第九电阻（R9），第九电阻（R9）的两端跨接有第六滤波电容（C6），第六滤波电容的正极为电压采样端，所述电流测量调理电路串接在同步降压变换器内的电感（L1）输出端；
所述控制电路包括同步降压变换器开关管驱动电路、过压保护开关管驱动电路、过流保护开关管驱动电路、开关管驱动供电电源、电流测量调理电路及DSP供电电源以及DSP，所述电流测量调理电路、输入电压采样电路、输出电压采样电路的信号输出端连接在DSP的信号输入端，所述DSP的信号输出端与同步降压变换器开关管驱动电路、过压保护开关管驱动电路、过流保护开关管驱动电路相连，开关管驱动供电电源为各开关管驱动电路供电，电流测量调理电路及DSP供电电源分别为DSP和电流测量调理电路供电。
2.根据权利要求1所述的一种全数字控制光伏组件模拟装置，其特征在于，所述同步降压变换器开关管驱动电路选用IR2101驱动芯片，IR2101的引脚1接电源，引脚2、3接DSP的PWM输出端，引脚4接第二开关管Q2的源极以及DSP的地、引脚6接第一开关管Q1的源极，引脚5接第二开关管Q2的栅极，引脚7接第一开关管Q1的栅极。
3.根据权利要求1所述的一种全数字控制光伏组件模拟装置，其特征在于，所述过压保护开关管驱动电路包括第一三极管（T1）、第三三极管（T3）和第五三极管（T5），第一三极管（T1）的集电极接+12V电源，第一三极管（T1）的发射极接第三三极管（T3）的发射极，第一三极管（T1）的基极接第三三极管（T3）基极后经第二二极管（D2）分为两路，一路接DSP的PWM输出端、另一路经第十六电阻（R16）接第五三极管（T5）的基极，第五三极管（T5）的基极与第十六电阻（R16）之间的电极点经第十八电阻（R18）接地，第五三极管（T5）的发射极接地，第五三极管（T5）的集电极经第十电阻（R10）接+12V电源，第一三极管（T1）的发射极与第三三极管（T3）的发射极之间的电极点经两级RC滤波器接过压保护开关管（Q3）的栅极，所述过压保护开关管驱动电路和过流保护开关管驱动电路结构相同。
4.一种如权利要求1-3所述模拟装置控制方法，其特征在于，步骤如下，
通过输出电压采集电路和电流测量调理电路分别采集当前系统输出电压vCS、输出电流iLS送入DSP，同时将预设光伏V-I曲线以二维表的形式预先写入DSP，DSP在电压测量值vCS等于二维表中某一电压项时，直接查表给出电流参考值I*REF，如采样电压值不等于二维表中任一电压项时，采用线型插值方法计算参考电流；系统得到I*REF后，与当前电流测量值iLS比较，得到的差值经过电流环PI调节器生成控制占空比d1；同时设定V*REF为装置输出电压最大值，与当前电压测量值vCS比较，得到的差值经过电压环PI调节器生成控制占空比d2；
如果装置正常带载，系统的输出电压vCS应小于装置输出电压最大值V*REF，所以d2饱和而d1不饱和，两个占空比d1、d2经过最小值筛选器，筛选到不饱和的占空比d1，达到控制输出电流的目的；
当装置输出短路时，检测到输出电压vCS接近零，则DSP经过查表后得到输出最大电流I*REF即光伏短路电流iLS；在此工况下，由于输出等效电阻非常小且输出电压接近0，所以运算结果d2饱和而d1不饱和，两个占空比经过最小值筛选器，筛选到不饱和的占空比d1，达到控制输出电流的目的；
当装置输出开路时，由于无负载消耗能量，一旦有占空比输入，装置输出电容（C4）电压即刻上升且下降缓慢，此时输出电压vCS会接近甚至超过预设的光伏开路电压V*REF，在输出电压vCS非常接近预设开路电压V*REF时，占空比d1、d2均不饱和且很小，两个占空比经过最小值筛选器，筛选到任一个不饱和的占空比，均可达到控制输出电压的目的。
5.根据权利要求4所述的一种控制方法，其特征在于，在控制过程中，如系统运行于带载工况下，设定V*OC为系统开路电压，系统输出电压测量值vCS小于V*OC，过压保护开关管（Q3）不进入饱和区；所以过压保护开关管（Q3）在系统正常带载的时候不动作；当负载从重载突变为开路时，由于电感（L1）上的电流能量在短时间内无法释放，电荷积聚在输出电容（C4）上，造成短时间内输出过压，设定V*OC为系统开路电压，这时装置检测到输出电压测量值vCS超过设定值V*OC，DSP发出PWM信号通过过压保护开关管驱动电路驱动过压保护开关管（Q3）动作，使得过压保护开关管（Q3）迅速进入饱和区，保持输出电压为预设的开路电压。
6.根据权利要求4所述的一种控制方法，其特征在于，在控制过程中，如系统运行于带载工况下，设定I*OUT为系统短路电流，系统输出电流测量值iLS小于I*OUT，过流保护开关管（Q4）不进入饱和区，所述过流保护开关管（Q4）在系统正常带载的时候不动作，此时过流保护开关管（Q4）等效为一个极小的电阻（mΩ级别）；当装置输出短路瞬间，由于输出电容(C4)上保持有电荷，输出电流失控迅速增加，输出电流测量值iLS大于设定值I*OUT，DSP发出PWM信号通过过流保护开关管驱动电路驱动过流保护开关（Q4）动作，使得过流保护开关管（Q4）迅速进入饱和区，在此过程中，过流保护开关管（Q4）相当于一个电阻，将部分电容电荷消耗，保持系统输出不超过设定的短路电流。
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