CN103986308A - 一种多电平变流器直流电容的动态均压电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种多电平变流器直流电容的动态均压电路，属于电力电子技术领域。本均压电路安装于多电平变流器装置中相互级联的各单元变流器内，每套电路由一只宽范围电压输入直流-直流电源、一只低电压等级功率电子开关管、一只功率电阻及控制芯片构成，采用滞回比较或占空比控制的方式，得到低电压等级功率电子开关管的控制信号，实现对电容电压的动态调节。本动态均压电路可实现对电容均压的精细控制，且增加成本很小，并能够充分利用宽范围电压输入直流-直流电源的冗余功率，提高宽范围电压输入直流-直流电源的利用率。

Description

一种多电平变流器直流电容的动态均压电路

技术领域

本发明涉及一种多电平变流器直流电容的动态均压电路，属于电力电子技术领域。

背景技术

高压、大容量电力电子变流器在输配电系统动态无功补偿、电能质量治理、轻型直流输电、高压变频器等诸多领域应用广泛。与较早使用的中点箝位型(NPC)多电平变流器和电容箝位型(FC)多电平变流器相比较，H桥级联多电平变流器(亦称链式变流器)和模块化多电平变流器(modular multilevel converter，MMC)，具有易于模块化设计和实现冗余控制等优点，正得到日益广泛的应用。多电平变流器在运行中，开关器件的导通和关断使电流流过变流器直流支撑电容并引起电容电压在一定范围内波动。由于各链节单元或功率模块在电路参数上存在固有差异，以及其实际控制、驱动信号与理论信号的误差，同一变流器链或同一桥臂的各链节单元电容电压并不相等，即存在所谓电容电压不均的问题。多电平变流器各功率单元电容电压不均会影响装置容量利用率，减小其安全运行裕度，并恶化输出电压、电流波形，严重地还会导致运行保护失败，甚至损坏开关器件和电容。因此有必要采用适当的均压技术，确保各变流链或桥臂的各单元电容电压平均值彼此基本一致，整体波动较小。

现有的多电平电压源变流器的均压技术可分为硬件均压方法和软件均压方法两类。其中硬件均压方法是通过在已有多电平变流器结构中附加辅助变流器、电阻及变压器等硬件电路，将电容上不平衡的能量损耗掉或转移到其他电容上。如文献1(M.L.Woodhouse,M.W.Donoghue,M.M.Osborne.Type testing of the GTO valvesfor a novel STATCOMconvertor.in:AC-DC Power Transmission SeventhInternational Conference,2001:84-90)提出了一种基于交流母线能量交换的均压方法，文献2(刘文华，宋强，滕乐天，等.基于链式逆变器的50MVA静止同步补偿器的直流电压平衡控制.中国电机工程学报，2004，24(4)：145-150.)则提出了一种基于直流母线能量交换的均压方法，这两种方法均是通过利用在每个链节单元增加的辅助变流器和变压器，通过共用的直流或交流母线相互交换能量而达到不同链节直流电容的动态均压目的。该方案虽然能达到较好的均压效果，但变压器、辅助变流器成本和体积较大，制约了其应用。因此，较为常用的硬件均压方案是在多电平变流器的各功率单元的直流电容两端并联均压电阻，包括直接并联功率电阻的静态电阻均压方案和通过将功率电阻和IGBT型电力电子开关串联构成的动态电阻均压方案两种。静态电阻均压方案简便、成本低廉，但由于功率电阻损耗直接决定于直流电容电压，有效损耗功率占总损耗功率的比例很低，不但损耗过大，且对于动态均压效果十分有限。动态电阻均压方案由于采用IGBT电力电子开关与功率电阻并联构成动态电阻均压电路，对变流器链节的动态均压效果明显增强，但电力电子开关需按照直流电容耐压最大值选型，IGTB开关及其驱动电路的成本较高，并且需要设计针对均压电路的过压保护电路。

软件均压方法是采用一定的控制策略，利用链节或模块自身对电容的充、放电功率进行控制，实现各单元电容均压。文献3(王志冰，于坤山，周孝信.H桥级联多电平变流器的直流母线电压平衡控制策略[J].中国电机工程学报，2012，32(6)：56-63.)针对H桥级联多电平变流器提出一种通过控制变流器负序电流、零序电压或负序电压来实现直流电容均压的策略；文献4(丁冠军，丁明，汤广福，等.新型多电平VSC子模块电容参数与均压策略[J].中国电机工程学报，2009，29(30)：1-6.)针对模块化多电平变流器提出一种基于排序算法的直流电容均压策略。软件均压方法的问题在于其均压效果往往受多电平变流器运行工况的影响，比如当多电平变流器运行在轻载条件或输出电流包含明显谐波电流成分时，均压效果往往达不到要求。

发明内容

本发明的目的是提出一种多电平变流器直流电容的动态均压电路，以应用于级联多电平变流器和模块化多电平变流器，实现对直流电容电压的动态均压的精细控制。

本发明提出的多电平变流器直流电容的动态均压电路，包括宽范围电压输入直流-直流电源(以下简称宽范围输入DC-DC电源)、功率电子开关管、功率电阻和控制芯片，所述的宽范围电压输入直流-直流电源的两个输入端分别与多电平变流器直流电容的正端和负端相连接，宽范围电压输入直流-直流电源的正极输出端与功率电子开关管的漏极或发射极相连接，功率电子开关管的源极或集电极与功率电阻的一端相连接，功率电阻的另一端与宽范围电压输入直流-直流电源的负极输出端相连接，控制电路芯片的正级和负极分别与宽范围电压输入直流-直流电源的正极和负极输出端相连接。

本发明提出的多电平变流器直流电容的动态均压电路，只需增加价格较低的低压MOS管或双极性晶体管，增加的成本很小，且便于实现；直接在本地检测直流电容电压，通过电压变化率的计算和控制，得到MOS管或晶体管的开关控制信号，用于控制电阻是否接入电路，使得静态电阻变为动态电阻，可以非常精细地调节均压电阻的均压功率；同时由于低压功率器件和电阻并联于宽范围DC-DC电源的低压输出端口，因此电阻端电压保持恒定，电阻上的功率损耗便于计算，便于控制策略的实现。此外，已有技术中，DC-DC电源只为驱动板供电，本身有一部分输出功率能力未被充分利用，本发明可以充分利用这一功率，提高了DC-DC电源的利用率。

附图说明

图1为多电平变流器一个变流桥臂的电路原理图。

图2为本发明提出的多电平变流器直流电容的动态均压电路的电路原理图。

图3是本发明均压电路的工作原理示意图。

图4是本发明均压电路的动态均压效果示意图。

具体实施方式

本发明提出的多电平变流器直流电容的动态均压电路，其电路原理图如图2所示，包括宽范围电压输入直流-直流电源、低电压等级功率电子开关管、功率电阻和控制芯片，所述的宽范围电压输入直流-直流电源的两个输入端分别与多电平变流器直流电容的正端和负端相连接，宽范围电压输入直流-直流电源的正极输出端与低电压等级功率电子开关管的漏极或发射极相连接，低电压等级功率电子开关管的源极或集电极与功率电阻的一端相连接，功率电阻的另一端与宽范围电压输入直流-直流电源的负极输出端相连接，控制电路芯片的正级和负极分别与宽范围电压输入直流-直流电源的正极和负极输出端相连接。

以下结合附图，介绍本发明均压电路的工作方式和工作过程：

其中第一种工作方式为：

(1)实时测量多电平变流器所有变流器单元的直流电容电压的瞬时值，计算得到多电平变流器各个桥臂(多电平变流器一个桥臂的电路图如图1所示)各电容电压的平均值u_cavr，设定直流电容电压瞬时值偏离u_cavr的最大幅度为Δu_cref，通过下式计算得到直流电容电压的上限值u_cmax：u_cmax＝u_cavr+Δu_cref，以及直流电容电压的下限值u_cmin，u_cmin＝u_cavr；

(2)对于多电平变流器某个桥臂中的某一个变流器单元中的直流电容，在(1)中已测量得到其电容电压的瞬时值，记为u_c，该变流器单元中低电压等级功率电子开关管的控制信号S(1为导通，0为关断)可通过下述方法得到：

判断u_c大于u_cmax时，S为1。维持S为1，直到判断u_c小于u_cmin时，S为0。维持S为0，直到判断u_c大于u_cmax时，重复上述比较、判断过程，如图3所示。

第二种工作方式为：

(1)设定对直流电容电压进行检测的采样周期T_s，范围为0.1ms～10ms；

(2)在每个采样周期的起始时刻t₀，测量多电平变流器所有变流器单元的直流电容电压的瞬时值，计算得到多电平变流器各个桥臂(多电平变流器一个桥臂的电路图如图1所示)各电容电压的平均值u_cavr，设定直流电容电压瞬时值偏离u_cavr的最大幅度为Δu_cref，通过下式计算得到直流电容电压的上限值u_cmax：u_cmax＝u_cavr+Δu_cref，以及直流电容电压的下限值u_cmin，u_cmin＝u_cavr；

(3)根据下式计算低电压等级功率电子开关管的控制信号的占空比D：

$D=\left\{\begin{array}{c}0,u_c\&le;u_{\min }\\ (u_c-u_{\mathrm{cavr}})/{\mathrm{\&Delta;u}}_{\mathrm{cref}},u_{\min }<u_c\&le;u_{\max }\\ 1,u_c>u_{\max }\end{array}\right.$

(4)根据下式计算低电压等级功率电子开关管的导通时刻t_on和关断时刻t_off：

$\left\{\begin{array}{c}{t}_{\mathrm{on}}=t_0+\frac{1}{2}(1-D)T_s\\ t_{\mathrm{off}}=t_0+\frac{1}{2}(1+D)T_s\end{array}\right.$

(5)根据下式确定低电压等级功率电子开关管的控制信号S：

$\left\{\begin{array}{c}S=1,t\&Element;[t_{\mathrm{on}},t_{\mathrm{off}}]\\ S=0,t\&Element;[t_0,t_{\mathrm{on}})\&cup;(t_{\mathrm{off}},t_0,+T_s)\end{array}\right.$

下面以3电平模块化多电平变流器为例，介绍本发明的一个具体实施例。该实施例中3电平模块化多电平变流器的参数见下表。

在每个模块直流电容两端并联如图2所示的本发明所述装置，其中，宽范围电压输入DC-DC电源(上海德创ZKE403-331)的输入额定电压范围为150V-1400V，输出额定电压为15V，输出额定功率为42.5W。低电压等级电子开关管管采用耐压等级为25V的金属-氧化物半导体场效晶体管(TICSD17381F4)，最大通流能力为10A。功率电阻的额定功率为40W，阻值为8Ω。

将宽范围电压输入直流-直流电源的两个输入端分别与多电平变流器直流电容的正端和负端相连接，宽范围电压输入直流-直流电源的正极输出端与低电压等级功率电子开关管的漏极或发射极相连接，低电压等级功率电子开关管的源极或集电极与功率电阻的一端相连接，功率电阻的另一端与宽范围电压输入直流-直流电源的负极输出端相连接，控制电路芯片的正级和负极分别与宽范围电压输入直流-直流电源的正极和负极输出端相连接，其第一种工作方式如下：

(1)实时测量多电平变流器所有变流器单元的直流电容电压的瞬时值，计算得到多电平变流器各个桥臂(多电平变流器一个桥臂的电路图如图1所示)各电容电压的平均值u_cavr，设定直流电容电压瞬时值偏离u_cavr的最大幅度为Δu_cref，通过下式计算得到直流电容电压的上限值u_cmax：u_cmax＝u_cavr+Δu_cref，以及直流电容电压的下限值u_cmin，u_cmin＝u_cavr；

(2)对于多电平变流器某个桥臂中的某一个变流器单元中的直流电容，在(1)中已测量得到其电容电压的瞬时值，记为u_c，该变流器单元中低电压等级功率电子开关管的控制信号S(1为导通，0为关断)可通过下述方法得到：

判断u_c大于u_cmax时，S为1。维持S为1，直到判断u_c小于u_cmin时，S为0。维持S为0，直到判断u_c大于u_cmax时，重复上述比较、判断过程，如图3所示。

第二种工作方式如下：

(1)设定对直流电容电压进行检测的采样周期T_s，范围为0.1ms～10ms；

(2)在每个采样周期的起始时刻t₀，测量多电平变流器所有变流器单元的直流电容电压的瞬时值，计算得到多电平变流器各个桥臂(多电平变流器一个桥臂的电路图如图1所示)各电容电压的平均值u_cavr，设定直流电容电压瞬时值偏离u_cavr的最大幅度为Δu_cref，通过下式计算得到直流电容电压的上限值u_cmax：u_cmax＝u_cavr+Δu_cref，以及直流电容电压的下限值u_cmin，u_cmin＝u_cavr；

(3)根据下式计算低电压等级功率电子开关管的控制信号的占空比D：

$D=\left\{\begin{array}{c}0,u_c\&le;u_{\min }\\ (u_c-u_{\mathrm{cavr}})/{\mathrm{\&Delta;u}}_{\mathrm{cref}},u_{\min }<u_c\&le;u_{\max }\\ 1,u_c>u_{\max }\end{array}\right.$

(4)根据下式计算低电压等级功率电子开关管的导通时刻t_on和关断时刻t_off：

$\left\{\begin{array}{c}{t}_{\mathrm{on}}=t_0+\frac{1}{2}(1-D)T_s\\ t_{\mathrm{off}}=t_0+\frac{1}{2}(1+D)T_s\end{array}\right.$

(5)根据下式确定低电压等级功率电子开关管的控制信号S：

$\left\{\begin{array}{c}S=1,t\&Element;[t_{\mathrm{on}},t_{\mathrm{off}}]\\ S=0,t\&Element;[t_0,t_{\mathrm{on}})\&cup;(t_{\mathrm{off}},t_0,+T_s)\end{array}\right.$

在t＝2.5s前不采用本发明所述装置，t＝2.5s时投入本发明所述装置，并采用方法1对该装置进行控制，A相下桥臂两个子模块电容电压波形如图4(a)。在t＝2.5s前不采用本发明所述装置，t＝2.5s时投入本发明所述装置，并采用方法2对该装置进行控制，A相下桥臂两个子模块电容电压波形如图4(b)。从两个子模块电容电压波形可以看到，在t＝2.5s前，由于不采用任何均压方法，两个子模块电容电压相差较大；t＝2.5s时采用本发明所述装置及均压控制方法后，两个子模块电容电压趋向一致，约经过0.5s后达到基本均衡。可见本发明所述装置及均压控制方法取得了良好的均压效果。

Claims (1)

1.一种多电平变流器直流电容的动态均压电路，其特征在于，该动态均压电路包括宽范围电压输入直流-直流电源、低电压等级功率电子开关管、功率电阻和控制芯片，所述的宽范围电压输入直流-直流电源的两个输入端分别与多电平变流器直流电容的正端和负端相连接，宽范围电压输入直流-直流电源的正极输出端与低电压等级功率电子开关管的漏极或发射极相连接，低电压等级功率电子开关管的源极或集电极与功率电阻的一端相连接，功率电阻的另一端与宽范围电压输入直流-直流电源的负极输出端相连接，控制电路芯片的正级和负极分别与宽范围电压输入直流-直流电源的正极和负极输出端相连接。