CN110165914A - 一种模块化多电平换流器子模块电容值在线估计方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种模块化多电平换流器子模块电容值在线估计方法,包括以下步骤:步骤S1:根据MMC拓扑结构,构建子模块电容电压模型;步骤S2:根据模块电容电压模型,采用LMS算法,得到各子模块电容器的估计电压;步骤S3:利用桥臂电压作调制信号,与三角载波对比决定上、下桥臂导通子模块的数量;步骤S4:分别对上、下桥臂的电容器的估计电压进行降序排序,监测桥臂电流的方向,判断桥臂电流对桥臂中处于投入状态的子模块的充放电情况;步骤S5:根据上、下桥臂电流正负情况确定具体子模块导通情况;步骤S6:根据子模块导通情况、各子模块电容器的估计电压和桥臂电流,建立电容、电压及电流的数学模型,实时估计子模块电容值。
Description
技术领域
本发明涉及一种模块化多电平换流器子模块电容值在线估计方 法。
背景技术
近年来,模块化多电平换流器引起了广泛的关注,区别于传统的 换流器,这种换流器的拓扑结构具有可拓展性、灵活性、低开关损耗 和谐波水平低等特点。MMC系统是整个柔性直流输电系统的核心部分, 而其桥臂上大量级联的子模块是MMC系统的重要组成部分。MMC的每 个桥臂一般包含几十甚至上百个子模块,而一个子模块又由若干个电 容器、IGBT组成,无论哪一个元件由于老化而引起的故障都将给整 个系统的安全带来隐患。金属化膜电容器具有自愈性强等优势,是 MMC换流阀的主流选择。但正是由于这种自愈性,使得电容值在运行 过程中不断减少,加速了电容器的老化。目前的研究表明,当容值下 降量超过初始容值的5%时,电容器的性能就不再可靠,并以5%的容 值下降量为金属化膜电容器工作寿命终止的指标。当容值下降量超过 一定界限时,电容器的性能便急剧恶化,介质损耗迅速上升,容值也 迅速衰减,导致电容值过低,将给换流器运行带来隐患,因此,实时 估计子模块电容值是十分必要的。
发明内容
有鉴于此,本发明的目的在于提供一种模块化多电平换流器子模 块电容值在线估计方法,
为实现上述目的,本发明采用如下技术方案:
一种模块化多电平换流器子模块电容值在线估计方法,包括以下 步骤:
步骤S1:根据MMC拓扑结构,构建子模块电容电压模型;
步骤S2:根据模块电容电压模型,采用LMS算法,得到各子模块 电容器的估计电压;
步骤S3:利用桥臂电压作调制信号,与三角载波对比决定上、下 桥臂导通子模块的数量;
步骤S4:分别对上、下桥臂的电容器的估计电压进行降序排序, 监测桥臂电流的方向,判断桥臂电流对桥臂中处于投入状态的子模块 的充放电情况
步骤S5:根据上、下桥臂电流正负情况确定具体子模块导通情况;
步骤S6:根据子模块导通情况、各子模块电容器的估计电压和桥 臂电流,建立电容、电压及电流的数学模型,实时估计子模块电容值。
进一步的,所述步骤S1具体为:
步骤S11:根据MMC拓扑结构,假设任意时刻ti的控制门级的信 号为S(ti),则S(ti)的表达式为:
步骤S12:将桥臂的电压传感器连接在臂的顶部和同一臂的底 部之间获取桥臂电压,而电流传感器串入桥臂中获取桥臂电流;n电 平的MMC桥臂电压与单个子模块电压、半导体开关的关系可以推导 为:
步骤S13:预设系统的采样时间为:Ts=Δt=t2-t1=......=ti-ti-1其中, Ts为系统的采样周期,故第x个子模块的开关信号可以定义为: Sx(ti)=PWMx(ti),其中x=1,2,...,n,将式(2)改写为矩阵形式为:
进一步的,所述步骤S6具体为:
步骤S61:在子模块导通时,桥臂上所有子模块电容电压和桥臂电 流的关系均满足:
其中,UCx表示第x个子模块电容值的估计电压;
步骤S62:由于采集得到的信号是离散的,对式(4)推广到n个 子模块电容电压和桥臂电流的关系,将其进行离散化处理并改写成矩 阵形式:
令量测矩阵为:
式(5)可改写为:
ipa(ti)=H(ti)Cx(ti) (7)
步骤S63:根据子模块导通情况、各子模块电容器的估计电压和桥 臂电流,利用LMS算法,则可以得到如下子模块电容估计算式:
Cx-est(ti)=Cx-est(ti-1)+K(ti)e(ti) (8)
K(ti)=[P(ti-1)H(ti)]/[1+HT(ti)P(ti-1)H(ti)] (9)
P(ti)=P(ti-1)-[K(ti)HT(ti)P(ti-1)]+R(ti) (10)
式)中,Cx-est(ti)表示第x个ti时电容器电容值的估计值;Cx-est(ti-1) 表示第x个ti-1时电容器电容值的估计值H(ti)是ti时刻的量测矩阵; HT(ti)为ti时刻的量测矩阵的转置;P(ti)为的ti时刻的均方误差矩阵; P(ti-1)是ti-1时刻的均方误差矩阵;K(ti)是ti的增益矩阵。
本发明与现有技术相比具有以下有益效果:
本发明方法仅需在每个桥臂上各配置一个电压传感器以获取电 压数据,并结合桥臂电流及SM开关函数以获取MMC子模块的运行状 态,进而监测MMC的子模块电容器状态,本方法大大减少了传感器的 数目且降低了系统的复杂性。
附图说明
图1是本发明子模块电容器电容值估计示意图;
图2是本发明子模块电容值在线估计方法的整体流程图;
图3是本发明一实施例中MMC拓扑结构图;
图4是本发明一实施例中传感器布置图;
图5是本发明一实施例中MMC上、下桥臂控制算法流程图。
具体实施方式
下面结合附图及实施例对本发明做进一步说明。
请参照图1,本发明提供一种模块化多电平换流器子模块电 容值在线估计方法,包括以下步骤:
步骤S1:根据MMC拓扑结构,构建子模块电容电压模型;
步骤S2:根据模块电容电压模型,采用LMS算法,得到各子模块 电容器的估计电压;
步骤S3:利用桥臂电压作调制信号,与三角载波对比决定上、下 桥臂导通子模块的数量;
步骤S4:分别对上、下桥臂的电容器的估计电压进行降序排序, 监测桥臂电流的方向,判断桥臂电流对桥臂中处于投入状态的子模块 的充放电情况
步骤S5:根据上、下桥臂电流正负情况确定具体子模块导通情况;
步骤S6:根据子模块导通情况、各子模块电容器的估计电压和桥 臂电流,建立电容、电压及电流的数学模型,实时估计子模块电容值。
参考图2,本实施例中一种模块化多电平换流器子模块电容值在 线估计方法,包括以下步骤:
步骤S1:根据MMC拓扑结构,构建子模块电容电压模型;
步骤S2:根据模块电容电压模型,采用LMS算法,得到各子模块 电容器的估计电压;
步骤S3:利用桥臂电压作调制信号,与三角载波对比决定上、下 桥臂导通子模块的数量;
步骤S4:分别对上、下桥臂的电容器的估计电压进行降序排序, 监测桥臂电流的方向,判断桥臂电流对桥臂中处于投入状态的子模块 的充放电情况
步骤S5:根据上、下桥臂电流正负情况确定具体子模块导通情况;
步骤S6:根据子模块导通情况、各子模块电容器的估计电压和桥 臂电流,建立电容、电压及电流的数学模型,实时估计子模块电容值。
本实施例中,如图3所示,模块化多电平换流器由A、B、C三 相桥臂构成,每个桥臂又分为上、下两个桥臂,每个桥臂由n个子模 块级联构成。Udc和Idc分别为直流侧电压和电流,O为直流侧零电 位参考点。本实施例基于半桥结构,图1左上角为子模块电路结构, T1、T2为IGBT开关器件,D1、D2为反并联在IGBT两端的二极管, C为子模块电容器。
本实施例中,由于MMC三相对称,上下桥臂结构完全相同,本实 施例以A相上桥臂为说明对象,其它相作同样处理,表2给出了半桥 式SM导通开关与PWM信号的关系。
表2半桥式SM开关与PWM信号的关系
在MMC运行过程中,子模块常常处于旁路状态,而只有子模块处 于投入状态时,电容器才能接入电路中进行正常的充放电。假设任意 时刻ti的控制门级的信号为S(ti),则S(ti)的表达式为:
电压传感器和电流传感器的布置如图4所示,其中上桥臂的电压 传感器连接在臂的顶部和同一臂的底部之间获取桥臂电压,而电流传 感器串入桥臂中获取桥臂电流。
n电平的MMC上桥臂电压与单个SM电压、半导体开关的关系可 以推导为:
系统的采样时间为:Ts=Δt=t2-t1=......=ti-ti-1其中,Ts为系统的 采样周期。考虑到开关管导通时,其导通压降较小,可以忽略不计。 故第x个子模块的开关信号可以定义为:Sx(ti)=PWMx(ti),其中x=1, 2,...,n。所以,式(2)改写为矩阵形式为:
通过建立好的子模块电容电压模型,采用LMS算法可以得出所有 桥臂各子模块电容器的电压。
在本实施例中,采用的调制策略是载波移相PWM调制,首先利用 桥臂电压作调制信号,再与三角载波对比决定上、下桥臂导通子模块 的数量。分别对上、下桥臂的电容器的估计电压进行降序排序,监测 桥臂电流的方向,判断桥臂电流对桥臂中处于投入状态的子模块的充 放电情况。然后根据上、下桥臂电流正负情况来决定具体哪些子模块 导通,其上、下桥臂控制算法具体实现流程如图5所示,其中表 示第x个子模块电容值的估计电压。
参照图2所示,所述步骤S6具体为:
步骤S61:在子模块导通时,桥臂上所有子模块电容电压和桥臂电 流的关系均满足:
其中,UCx表示第x个子模块电容值的估计电压;
步骤S62:由于采集得到的信号是离散的,对式(4)推广到n个 子模块电容电压和桥臂电流的关系,将其进行离散化处理并改写成矩 阵形式:
令量测矩阵为:
式(5)可改写为:
ipa(ti)=H(ti)Cx(ti) (7)
步骤S63:根据子模块导通情况、各子模块电容器的估计电压和桥 臂电流,利用LMS算法,则可以得到如下子模块电容估计算式:
Cx-est(ti)=Cx-est(ti-1)+K(ti)e(ti) (8)
K(ti)=[P(ti-1)H(ti)]/[1+HT(ti)P(ti-1)H(ti)] (9)
P(ti)=P(ti-1)-[K(ti)HT(ti)P(ti-1)]+R(ti) (10)
式(8)中,Cx-est表示第x个电容器电容值的估计值。
以上所述仅为本发明的较佳实施例,凡依本发明申请专利范围所 做的均等变化与修饰,皆应属本发明的涵盖范围。
Claims (3)
1.一种模块化多电平换流器子模块电容值在线估计方法,其特征在于,包括以下步骤:
步骤S1:根据MMC拓扑结构,构建子模块电容电压模型;
步骤S2:根据模块电容电压模型,采用LMS算法,得到各子模块电容器的估计电压;
步骤S3:利用桥臂电压作调制信号,与三角载波对比决定上、下桥臂导通子模块的数量;
步骤S4:分别对上、下桥臂的电容器的估计电压进行降序排序,监测桥臂电流的方向,判断桥臂电流对桥臂中处于投入状态的子模块的充放电情况
步骤S5:根据上、下桥臂电流正负情况确定具体子模块导通情况;
步骤S6:根据子模块导通情况、各子模块电容器的估计电压和桥臂电流,建立电容、电压及电流的数学模型,实时估计子模块电容值。
2.根据权利要求1所述的一种模块化多电平换流器子模块电容值在线估计方法,其特征在于,所述步骤S1具体为:
步骤S11:根据MMC拓扑结构,假设任意时刻ti的控制门级的信号为S(ti),则S(ti)的表达式为:
步骤S12:将桥臂的电压传感器连接在臂的顶部和同一臂的底部之间获取桥臂电压,而电流传感器串入桥臂中获取桥臂电流;n电平的MMC桥臂电压与单个子模块电压、半导体开关的关系可以推导为:
up(t0)=S1(t0)UC1(t0)+…+Sn(t0)UCn(t0)
up(t1)=S1(t1)UC1(t1)+…+Sn(t1)UCn(t1)
up(ti)=S1(ti)UC1(ti)+…+Sn(ti)UCn(ti)
(2)
步骤S13:预设系统的采样时间为:Ts=Δt=t2-t1=......=ti-ti-1其中,Ts为系统的采样周期,故第x个子模块的开关信号可以定义为:Sx(ti)=PWMx(ti),其中x=1,2,...,n,将式(2)改写为矩阵形式为:
3.根据权利要求1所述的一种模块化多电平换流器子模块电容值在线估计方法,其特征在于,所述步骤S6具体为:
步骤S61:在子模块导通时,桥臂上所有子模块电容电压和桥臂电流的关系均满足:
其中,UCx表示第x个子模块电容值的估计电压;
步骤S62:由于采集得到的信号是离散的,对式(4)推广到n个子模块电容电压和桥臂电流的关系,将其进行离散化处理并改写成矩阵形式:
令量测矩阵为:
式(5)可改写为:
ipa(ti)=H(ti)Cx(ti) (7)
步骤S63:根据子模块导通情况、各子模块电容器的估计电压和桥臂电流,利用LMS算法,则可以得到如下子模块电容估计算式:
Cx-est(ti)=Cx-est(ti-1)+K(ti)e(ti) (8)
K(ti)=[P(ti-1)H(ti)]/[1+HT(ti)P(ti-1)H(ti)] (9)
P(ti)=P(ti-1)-[K(ti)HT(ti)P(ti-1)]+R(ti) (10)
式中,Cx-est(ti)表示第x个ti时电容器电容值的估计值;Cx-est(ti-1)表示第x个ti-1时电容器电容值的估计值H(ti)是ti时刻的量测矩阵;HT(ti)为ti时刻的量测矩阵的转置;P(ti)为的ti时刻的均方误差矩阵;P(ti-1)是ti-1时刻的均方误差矩阵;K(ti)是ti的增益矩阵。
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