CN110082746A - 测距装置以及测距方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供测距装置以及测距方法。实施方式的测距装置具备：第1装置，具备第1收发器，该第1收发器发送与第1载波频率对应的第1已知信号以及与不同于第1载波频率的第2载波频率对应的第2已知信号，并且接收与第1载波频率对应的第3已知信号以及与第2载波频率对应的第4已知信号；第2装置，具备第2收发器，该第2收发器发送第3已知信号以及第4已知信号，并且接收第1已知信号以及第2已知信号；以及算出部，基于第1已知信号至第4已知信号的相位，算出第1装置与第2装置之间的距离，第1收发器以及第2收发器进行第1已知信号以及第3已知信号的各一次的收发、以及第2已知信号以及第4已知信号的各一次的收发的合计4次的收发。

Description

测距装置以及测距方法

本申请以日本专利申请2018-10400(申请日：2018年1月25日)为基础，享受该申请的优先权。本申请通过参照该基础申请而包含该基础申请的全部内容。

技术领域

本发明的实施方式涉及测距装置以及测距方法。

背景技术

近年来，很多车采用容易进行车的上锁、开锁的无钥匙进入技术。该技术利用汽车的钥匙(key)与汽车间的通信进行车门的上锁、开锁。并且，近年来，也采用利用智能钥匙能够不与钥匙接触而进行门锁的上锁、解锁或者使发动机起动的智能进入系统。

但是，多发生攻击者侵入钥匙与汽车间的通信而盗取车辆的事件。作为上述的攻击(所谓中继攻击)的防御措施，研究测定钥匙与汽车间的距离，当判定为距离为规定的距离以上时禁止基于通信的车的控制的措施。

作为测距技术，存在两个频率CW(Continuous Wave)方式、FM(FrequencyModulated)CW方式、多普勒方式、相位检测方式等多种方式。一般测距为，在测定装置的同一框体内设置发送器与接收器，从发送器发射的电波碰到对象物，利用接收器检测其反射波，由此求出从测定装置到对象物的距离。

但是，当考虑到对象物的反射系数比较小、基于电波法的输出电力的限制等时，在利用了反射波的测距技术中，能够测距的距离比较短，无法充分利用于针对上述的中继攻击的对策。

发明内容

实施方式提供一种能够采用通过各装置间的通信求出两个装置间的距离的通信型测距进行准确的距离的算出的测距装置以及测距方法。

实施方式的测距装置基于以多个载波频率传送的第1已知信号～第4已知信号的相位算出至少一方能够移动的第1装置与第2装置之间的距离，其中，上述第1装置具备：第1基准信号源；以及第1收发器，使用上述第1基准信号源的输出发送与第1载波频率对应的上述第1已知信号以及与不同于上述第1载波频率的第2载波频率对应的上述第2已知信号，并且接收与上述第1载波频率对应的上述第3已知信号以及与上述第2载波频率对应的上述第4已知信号，上述第2装置具备：第2基准信号源，相对于上述第1基准信号源独立地动作；以及第2收发器，使用上述第2基准信号源的输出发送与上述第1载波频率对应的上述第3已知信号以及与上述第2载波频率对应的上述第4已知信号，并且接收上述第1已知信号以及上述第2已知信号，上述第1装置或者上述第2装置具备第1相位检测器，该第1相位检测器检测上述第1收发器所接收的上述第3已知信号以及上述第4已知信号的相位，上述第1装置或者上述第2装置具备第2相位检测器，该第2相位检测器检测上述第2收发器所接收的上述第1以及第2已知信号的相位，上述第1装置或者上述第2装置具备算出部，该算出部基于上述第1相位检测器检测到的上述第3已知信号以及上述第4已知信号的相位的差与上述第2相位检测器检测到的上述第1已知信号以及上述第2已知信号的相位的差，算出上述第1装置与上述第2装置之间的距离，上述第1收发器以及上述第2收发器进行上述第1已知信号以及与该第1已知信号对应的上述第3已知信号的各一次的收发、以及上述第2已知信号以及与该第2已知信号对应的上述第4已知信号的各一次的收发的合计4次的收发。

附图说明

图1是表示采用了本发明的第1实施方式所涉及的测距装置的测距系统的框图。

图2A是用于对基于利用了反射波的相位检测方式的测距原理及其问题点进行说明的说明图。

图2B是对基于利用了反射波的相位检测方式的测距原理及其问题点进行说明的说明图。

图3A是用于对基于相位检测方式的测距的问题点进行说明的说明图。

图3B是用于对基于相位检测方式的测距的问题点进行说明的说明图。

图4是表示图1中的发送部14以及接收部15的具体结构的一例的电路图。

图5是表示图1中的发送部24以及接收部25的具体结构的一例的电路图。

图6是用于对第1实施方式的动作进行说明的流程图。

图7是用于对使用了余数系统的距离的算出方法进行说明的说明图。

图8是用于对使用了余数系统的距离的算出方法进行说明的说明图。

图9是表示横轴取距离且纵轴取相位，发送角频率不同的3个发送波的例子的说明图。

图10是用于对通过检测到的信号的振幅观测选择正确的距离的方法进行说明的说明图。

图11A是用于对第1实施方式进行说明的流程图。

图11B是用于对第1实施方式进行说明的说明图。

图11C是用于对第1实施方式进行说明的说明图。

图12A是用于对第1实施方式进行说明的说明图。

图12B是用于对第1实施方式进行说明的说明图。

图13是用于对第1实施方式进行说明的说明图。

图14是用于对第1实施方式进行说明的说明图。

图15是用于对8次交替序列进行说明的说明图。

图16是表示第1实施方式中用于缩短通信时间的传送序列的说明图。

图17是表示第1实施方式中用于缩短通信时间的传送序列的说明图。

图18是与图17的序列对应的时间图。

图19是用于对第1实施方式的效果进行说明的说明图。

图20是用于对第1实施方式的效果进行说明的说明图。

图21是用于对本发明的第2实施方式进行说明的说明图。

图22是与图21的序列对应的时间图。

图23是用于对本发明的第3实施方式进行说明的说明图。

图24是用于对本发明的第3实施方式进行说明的说明图。

图25是用于对本发明的第4实施方式进行说明的说明图。

图26是用于对本发明的第4实施方式进行说明的说明图。

图27是用于对本发明的第5实施方式进行说明的说明图。

图28是用于对本发明的第5实施方式进行说明的说明图。

图29是用于对本发明的第5实施方式进行说明的说明图。

图30是表示本发明的第9实施方式的说明图。

图31是表示本发明的第9实施方式的说明图。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。

(第1实施方式)

图1是表示采用了本发明的第1实施方式所涉及的测距装置的测距系统的框图。

对本实施方式采用使用了无调制载波的相位检测方式，采用通过各装置间的通信求出各装置间的距离的通信型测距的例子进行说明。在使用了反射波的一般的相位检测方式中，如上所述，能够测距的距离比较短。因此，在本实施方式中，采用在装置间进行通信的通信型测距。但是，由于各装置的各发送器彼此独立地动作，所以从各发送器的发送电波的初始相位互不相同，在通过相位差求出距离的以往的相位检测方式中无法求出准确的距离。因此，在本实施方式中，如后所述，将通过一方的装置的接收求出的相位信息向另一方的装置传送，由此能够在另一方的装置中求出准确的距离。

本实施方式在采用这样的测距技术的情况下，如后述的4次交替序列那样，能够缩短测距所需的通信时间。以下，对于在本实施方式中采用的通信型测距技术，参照图2A至图15说明基本结构。

<通信型测距技术的基本结构>

首先，为了说明基于在本实施方式中采用的相位检测方式的测距，参照图2A、2B的说明图对基于利用了反射波的相位检测方式的测距的原理及其问题点进行说明。

(关于相位检测方式)

在相位检测方式中，为了进行测距，发送从中心角频率ω_C1偏移角频率±ω_B1的两个频率的信号。在利用反射波的测距装置中，发送器以及接收器设置在同一框体内，使从发送器发射的发送信号(电波)由对象物反射，并接收其反射波。

图2A以及图2B表示该状态，表示从发送器T发射的电波由壁W反射后由接收器S接收。另外，为了容易说明，在壁W的反射中，将电波的相位设为不变化进行说明。

如图2A所示，将从发送器发射的电波的角频率设为ω_C1+ω_B1，将初始相位设为θ_1H。在该情况下，从发送器发射的发送信号(发送波)tx1(t)由下述(1)式表示。

tx1(t)＝cos{(ω_C1+ω_B1)t+θ_1H}……(1)

该发送信号在延迟时间τ₁到达从发送器离开距离R[m]的对象物(壁W)并反射，由接收器接收。电波的速度为光速c(＝3×10⁸m/s)，因此，τ₁＝(R/c)[秒]。由接收器接收的信号相对于所发射的信号受到延迟量2τ₁。因而，接收器的接收信号(接收波)rx1(t)用下述(2)、(3)式表示。

rx1(t)＝cos{(ω_C1+ω_B1)t+θ_1H-θ_2×Hτ1)}……(2)

θ_2×Hτ1＝(ω_C1+ω_B1)2τ₁…(3)

即，发送信号产生延迟时间与发送角频率的相乘结果(θ_2×Hτ1)的量的相位偏移，由接收器接收。

同样地，如图2B所示，将初始相位设为θ_1L，用下述(4)～(6)式表示使用了角频率ω_C1-ω_B1的情况下的发送信号tx1(t)以及接收信号rx1(t)。

tx1(t)＝cos{(ω_C1-ω_B1)t+θ_1L}……(4)

rx1(t)＝cos{(ω_C1-ω_B1)t+θ_1L-θ_2×Lτ1}……(5)

θ_2×Lτ1＝(ω_C1-ω_B1)2τ₁……(6)

将到接收角频率ω_C1+ω_B1的发送信号为止产生的相位偏移量设为θ_H1(t)，将到接收角频率ω_C1-ω_B1的发送信号为止产生的相位偏移量设为θ_L1(t)，两个接收波的相位偏移的差分根据从(3)式减去(6)式而得的下述(7)式提供。

θ_H1(t)-θ_L1(t)＝(θ_2×Hτ1-θ_2×Lτ1)＝2ω_B1×2τ₁……(7)

此处，τ₁＝R/c。差分频率ω_B1为已知，因此，如果测定两个接收波的相位偏移量的差分，则能够根据测定结果将距离R算出为

R＝c×(θ_2×Hτ1-θ_2×Lτ1)/(4ω_B1)。

然而，上述说明仅考虑相位信息而算出距离R。接着，在使用了角频率ω_C1+ω_B1的发送波的情况下，加入对振幅的考察。上述(1)式所示的发送波在到达离开了距离R的对象物的时刻，延迟延迟量τ₁＝R/c，振幅以与距离R相应的衰减量L₁衰减，成为下述(8)式所示的接收波rx2(t)。

rx2(t)＝L₁×cos{(ω_C1+ω_B1)t+θ_1H-(ω_C1+ω_B1)τ₁}……(8)

进而，发送波从对象物反射时受到衰减量L_RFL。对象物的反射波tx2(t)由下述(9)式提供。

tx2(t)＝L_RFL×L₁×cos{(ω_C1+ω_B1)t+θ_1H-(ω_C1+ω_B1)τ₁}……(9)

由接收器接收的接收信号为rx1(t)，从对象物延迟延迟量τ₁＝R/c[秒]，振幅以与距离R相应的衰减量L₁衰减，因此，由下述(10)式表示。

rx1(t)＝L₁×L_RFL×L₁×cos{(ω_C1+ω_B1)t+θ_1H-2(ω_C1+ω_B1)τ₁}……(10)

这样，在来自发送器的发送信号到达接收器之前，受到L₁×L_RFL×L₁的衰减。在测距中能够从发送器发射的信号振幅需要根据应用频率并按照电波法。例如，在920MHz带的特定频率中，存在将发送信号电力抑制为1mW以下的限制。从接收信号的信噪比的观点出发，为了准确地进行测距，需要将从发送到接收为止受到的衰减抑制为较小。但是，如上所述，在利用了反射波的测距中衰减比较大，因此，能够准确地进行测距的距离短。

因此，如上所述，在本实施方式中，不利用反射波，而在两个装置间相互发送以及接收信号，由此将衰减量减少L_RFL×L₁，扩大能够准确地进行测距的距离。

但是，两个装置相互分离距离R而无法共有相同的基准信号，一般难以使该发送信号与用于接收的局部振荡信号同步。也就是说，在两个装置间，不仅在信号频率上产生偏差，而且初始相位也未知。以下，对使用了这样的非同步的发送波的情况下的测距的问题进行说明。

(非同步的情况下的课题)

在本实施方式的测距系统中，当进行两个物体间的测距时，配置向各物体的位置分别非同步地射出载波信号(发送信号)的两个装置(第1装置以及第2装置)，求出这两个装置间的距离R。在本实施方式中，在第1装置中发送从中心角频率ω_C1偏移角频率±ω_B1的两个频率的载波信号，在第2装置中发送从中心角频率ω_C2偏移角频率±ω_B2的两个频率的载波信号。

图3A以及图3B是对在两个装置A1、A2间仅应用上述的相位检测方式的情况下的问题进行说明的说明图。最初，假定利用装置A2接收装置A1的发送信号的情况。装置A1的局部振荡器产生为了以外差方式生成发送波的载波角频率为ω_C1+ω_B1与ω_C1-ω_B1的两个波而需要的频率的信号，装置A1发送该角频率的两个发送波。此外，装置A2的局部振荡器产生为了以外差方式生成发送波的角频率为ω_C2+ω_B2与ω_C2-ω_B2的两个波而需要的频率的信号，装置A2使用来自局部振荡器的信号进行外差方式的接收。

此处，为了与使用了上述的反射波的情况对应，将收发器间的距离设为2R。此外，将从装置A1发送的角频率ω_C1+ω_B1的发送信号与角频率ω_C1-ω_B1的发送信号的初始相位分别设为θ_1H、θ_1L。此外，将装置A2的角频率为ω_C2+ω_B2、ω_C2-ω_B2的两个信号的初始相位分别设为θ_2H、θ_2L。

首先，对于角频率ω_C1+ω_B1的发送信号考虑相位。从装置A1输出上述(1)式所示的发送信号。装置A2的接收信号rx2(t)由下述(11)式提供。

rx2(t)＝cos{(ω_C1+ω_B1)t+θ_1H-θ_2×Hτ1}……(11)

在装置A2中，将两个信号cos{(ω_C2+ω_B2)t+θ_2H}以及sin{(ω_C2+ω_B2)t+θ_2H}与式(11)的接收波相乘，由此将接收波分离成同相分量(I信号)与正交分量(Q信号)。能够根据I、Q信号简单地求出接收波的相位(以下，称作检测相位或者仅称作相位)。即，检测相位θ_H1(t)由下述(12)式表示。另外，在下述(12)式中，角频率ω_C1+ω_C2附近的高次谐波的项当解调时被除去，因此予以省略。

θ_H1(t)＝tan^-1(Q(t)/I(t))＝-{(ω_C1-ω_C2)t+(ω_B1-ω_B2)t+θ_1H-θ_2H-θ_2×Hτ1}……(12)

同样地，在从装置A1发送角频率ω_C1-ω_B1的发送信号的情况下，根据在装置A2中获得的I、Q信号求出的检测相位θ_L1(t)由下述(13)式提供。另外，在下述(13)式中，角频率ω_C1+ω_C2附近的高次谐波的项当解调时被除去，因此予以省略。

θ_L1(t)＝tan^-1(Q(t)/I(t))＝-{(ω_C1-ω_C2)t-(ω_B1-ω_B2)t+θ_1L-θ_2L-θ_2×Lτ1}……(13)

这两个检测相位的相位差(以下，称作检测相位差或者仅称作相位差)θ_H1(t)-θ_L1(t)由下述(14)式表示。

θ_H1(t)-θ_L1(t)＝-2(ω_B1-ω_B2)t+(θ_1H-θ_1L)-(θ_2H-θ_2L)+(θ_2×Hτ1-θ_2×Lτ1)……(14)

在利用了反射波的以往的测距装置中，装置A1与装置A2为相同的装置且共有局部振荡器，因此，满足下述(15)式～(17)式。

ω_B1＝ω_B2……(15)

θ_1H＝θ_2H……(16)

θ_1L＝θ_2L……(17)

在(15)式～(17)式成立的情况下，(14)式与上述的(7)式相等，根据通过对装置A2的接收信号的I、Q解调处理而求出的相位差，能够算出装置A1与装置A2之间的距离R。

但是，装置A1与装置A2分离设置，局部振荡器相互独立地动作，因此，不满足上述式(15)～式(17)。在该情况下，在(14)式中包含初始相位的差分等的未知的信息，无法准确地算出距离。

(实施方式的基本测距方法)

将第1装置所发送的上述的两个角频率的信号在第2装置中接收并求出各信号的相位，并且，将第2装置所发送的上述的两个角频率的信号在第1装置中接收并求出各信号的相位。进而，从第1装置与第2装置中的任一方向另一方传送相位信息。在本实施方式中，如后所述，将根据第1装置的接收而求出的两个信号的相位差与根据第2装置的接收而求出的两个信号的相位差相加，由此求出第1装置与第2装置之间的距离R。另外，作为相位信息，可以是I、Q信号，可以是根据I、Q信号求出的相位的信息，也可以是根据频率不同的两个信号求出的相位的差的信息。

(结构)

在图1中，第1装置1(以下，也称作装置1)与第2装置2(以下，也称作装置2)分离距离R配置。装置1与装置2的至少一方移动自如，距离R伴随着该移动而变化。在装置1中设置有控制部11。控制部11对装置1的各部进行控制。控制部11也可以由使用了CPU等的处理器构成，按照存储于未图示的存储器的程序动作而对各部进行控制。

振荡器13由控制部11控制，基于内置的基准振荡器产生两个频率的振荡信号(本地信号)。将来自振荡器13的各振荡信号供给至发送部14以及接收部15。振荡器13所产生的振荡信号的角频率被设定为为了生成发送部14的发送波的角频率为ω_C1+ω_B1以及ω_C1-ω_B1的两个波所需要的角频率。另外，在振荡器13由多个振荡器构成的情况下，这些各振荡器与共通的基准振荡器的输出同步地振荡。

发送部14例如能够由正交调制器构成。发送部14由控制部11控制，能够输出角频率为ω_C1+ω_B1的发送信号以及角频率为ω_C1-ω_B1的发送信号这两个发送波。将来自发送部14的发送波供给至天线电路17。

天线电路17具有一个以上的天线，能够发送来自发送部14的发送波。此外，天线电路17接收来自后述的装置2的发送波并将接收信号供给至接收部15。

接收部15例如能够由正交解调器构成。接收部15由控制部11控制，能够使用来自振荡器13的例如角频率为ω_C1、ω_B1的信号，接收来自装置2的发送波并对其进行解调，分离接收波的同相分量(I信号)以及正交分量(Q信号)并输出。

装置2的结构与装置1相同。即，在第2装置中设置有控制部21。控制部21对装置2的各部进行控制。控制部21也可以由使用了CPU等的处理器构成，按照存储于未图示的存储器的程序动作而对各部进行控制。

振荡器23由控制部21控制，基于内置的基准振荡器产生两个频率的振荡信号。将来自振荡器23的各振荡信号供给至发送部24以及接收部25。振荡器23所产生的振荡信号的角频率被设定为为了生成发送部24的发送波的角频率为ω_C2+ω_B2以及ω_C2-ω_B2的两个波而需要的角频率。另外，在振荡器23由多个振荡器构成的情况下，这些各振荡器与共通的基准振荡器的输出同步地振荡。

发送部24例如能够由正交调制器构成。发送部24由控制部21控制，能够输出角频率为ω_C2+ω_B2的发送信号以及角频率为ω_C2-ω_B2的发送信号这两个发送波。将来自发送部24的发送波供给至天线电路27。

天线电路27具有一个以上的天线，能够发送来自发送部24的发送波。此外，天线电路27接收来自装置1的发送波并将接收信号供给至接收部25。

接收部25例如能够由正交解调器构成。接收部25由控制部21控制，能够使用来自振荡器23的例如角频率为ω_C2、ω_B2的信号，接收来自装置1的发送波并对其进行解调，分离接收波的同相分量(I信号)以及正交分量(Q信号)并输出。

图4是表示图1中的发送部14以及接收部15的具体结构的一例的电路图。此外，图5是表示图1中的发送部24以及接收部25的具体结构的一例的电路图。图4以及图5表示图像抑制方式的收发器，但并不限定于该结构。

另外，图像抑制方式的结构为公知，其特征在于，以高频用的本地角频率、此处以ω_C1或者ω_C2为中心，当对更高的角频带进行解调时，更低的角频带的信号被衰减，当对更低的角频带进行解调时，更高的角频带的信号被衰减。该滤波效果起因于信号处理。另外，对于发送也是相同的。当以ω_C1或者ω_C2为中心对更高的角频带进行解调时，使用图4以及图5中的sin(ω_B1t+θ_B1)或者sin(ω_B2t+θ_B2)，当对更低的角频带进行解调时，在图4以及图5中，使用-sin(ω_B1t+θ_B1)或者-sin(ω_B2t+θ_B2)。通过该极性的变更决定要解调的频带。另外，θ_B1、θ_B2表示t＝0时的各角频率的相位、即初始相位。θ_C1、θ_C2也是相同的。

另外，在图像抑制方式的接收器中，角频率ω_C1+ω_C2附近的高次谐波的项当解调时被除去，因此，在下述运算中，省略示出该项。

发送部14由乘法器TM01～TM04、TM11、TM12以及加法器TS01、TS02、TS11构成。输入信号I_TX1被供给至乘法器TM01、TM03，输入信号Q_TX1被供给至乘法器TM02、TM04。从振荡器13向乘法器TM01、TM04提供cos(ω_B1t+θ_B1)，从振荡器13向乘法器TM02、TM03提供±sin(ω_B1t+θ_B1)的任一个。

乘法器TM01～TM04、TM11、TM12分别将两个输入相乘，加法器TS01将乘法器TM01、TM02的相乘结果相加而后向乘法器TM11输出，加法器TS02从乘法器TM03的相乘结果减去TM04的相乘结果而后向乘法器TM12输出。

从振荡器13向乘法器TM11提供cos(ω_C1t+θ_C1)，从振荡器13向乘法器TM12提供sin(ω_C1t+θ_C1)。

乘法器TM11、TM12分别将两个输入相乘，将相乘结果向加法器TS11提供。加法器TS11将乘法器TM11、TM12的输出相加并将相加结果作为发送波tx1输出。

接收部15由乘法器RM11～RM16以及加法器RS11、RS12构成。装置2的发送波经由天线电路17作为接收信号rx1而输入至乘法器RM11、RM12。从振荡器13向乘法器RM11、RM12分别提供角频率为ω_C1且相位相互相差90度的振荡信号。乘法器RM11将两个输入相乘并将相乘结果提供给乘法器RM13、RM14，乘法器RM12将两个输入相乘并将相乘结果提供给乘法器RM15、RM16。

从振荡器13向乘法器RM13、RM15提供角频率(基带用本地角频率)为ω_B1的振荡信号。乘法器RM13将两个输入相乘并将相乘结果提供给加法器RS11，乘法器RM14将两个输入相乘并将相乘结果提供给加法器RS12。

此外，从振荡器13向乘法器RM14、RM16提供角频率为ω_B1的振荡信号或者其反相信号且是与提供给乘法器RM13的ω_B1的振荡信号正交的信号。乘法器RM14将两个输入相乘并将相乘结果提供给加法器RS12，乘法器RM16将两个输入相乘并将相乘结果提供给加法器RS11。

加法器RS11将乘法器RM13、RM16的输出相减并将相减结果作为I信号输出。此外，加法器RS12将乘法器RM14、RM15的输出相加并将相加结果作为Q信号输出。将来自接收部15的I、Q信号供给至控制部11。

图4以及图5的电路表示相同的电路。即，在图5中，乘法器TM05～TM08、TM21、TM22、RM21～RM26以及加法器TS05、TS06、TS21、RS21、RS22的结构分别与图4的乘法器TM01～TM04、TM11、TM12、RM11～RM16以及加法器TS01、TS02、TS11、RS11、RS12的结构相同。振荡器23的振荡信号的频率以及相位与振荡器13不同，因此，在图5中，作为输入而被供给I_TX2、Q_TX2，并且，代替图4的角频率ω_B1转而输入基带用本地角频率ω_B2，代替图4的角频率ω_C1转而输入ω_C2，仅这一点不同。将来自接收部25的I、Q信号供给至控制部21。

在本实施方式中，装置1的控制部11对发送部14进行控制，经由天线电路17发送角频率为ω_C1+ω_B1以及ω_C1-ω_B1的两个发送波。

另一方面，装置2的控制部21对发送部24进行控制，经由天线电路27发送角频率为ω_C2+ω_B2以及ω_C2-ω_B2的两个发送波。

装置1的控制部11对接收部15进行控制，使之接收来自装置2的两个发送波而分别取得I、Q信号。控制部11求出根据基于两个接收信号分别获得的I、Q信号求出的两个相位的差。

同样地，装置2的控制部21对接收部25进行控制，使之接收来自装置1的两个发送波而分别取得I、Q信号。在控制部21中，也求出根据基于两个接收信号分别获得的I、Q信号求出的两个相位的差。

在本实施方式中，装置1的控制部11将基于所取得的I、Q信号的相位信息提供给发送部14并使之发送。另外，如上所述，作为相位信息，例如可以赋予规定的初始值，或者可以是根据两个接收信号求出的I、Q信号，可以是根据这些I、Q信号求出的相位的信息，也可以是它们的相位的差的信息。

例如，控制部11也可以生成基于角频率为ω_B2的接收信号的相位信息的I、Q信号并分别供给至乘法器TM11、TM12，由此发送相位信息。

此外，控制部11也可以当角频率为ω_B1的振荡信号的输出时，生成将角频率为ω_B1的振荡信号的初始相位与角频率ω_B2的接收信号的相位信息相加而得的I、Q信号，并分别供给至乘法器TM11、TM12，由此发送相位信息。

装置2的接收部25经由天线电路27接收发送部14所发送的相位信息。接收部25对接收信号进行解调，获得相位信息的I、Q信号。将该I、Q信号供给至控制部21。控制部21根据来自接收部25的相位信息，获得包含由装置1的控制部11取得的相位差的值。作为算出部的控制部21将根据接收部25的接收结果获得的相位差与基于从装置2发送的相位信息的相位差相加，由此算出第1装置1与第2装置2之间的距离R。

另外，在图1中，示出具有发送第1装置1以及第2装置2的任一个相位信息的功能以及将所接收的相位信息提供给控制部而算出距离R的功能的例子，但只要在第1装置1以及第2装置2的一方中具有发送相位信息的功能，在另一方中具有将所接收的相位信息提供给控制部而算出距离R的功能即可。

(通信型测距的基本动作)

接着，以利用装置2算出距离的情况为例，参照图6的流程图说明这样的通信型测距的动作。图6的左侧表示装置1的动作，右侧表示装置2的动作。在图6中，将装置1、2的步骤相互之间连结的箭头表示在装置1、2间进行通信。另外，步骤S4、S5、S14、S15大致同时执行。

装置1的控制部11在步骤S1中判定是否存在测距开始的指示，当存在测距开始的指示时，对振荡器13进行控制而开始必要的振荡信号的输出。此外，装置2的控制部21在步骤S11中判定是否存在测距开始的指示，当存在测距开始的指示时，对振荡器23进行控制而开始必要的振荡信号的输出。

另外，如后所述，控制部11在步骤S9中使振荡结束，控制部21在步骤S20中使振荡结束。控制部11、21的振荡的开始以及结束的控制表示在用于测距的发送以及接收期间不使振荡器13、23的振荡停止，实际的振荡的开始以及结束定时并不限定于图6的流程。在振荡器13、23的振荡持续的期间，不重新设定各振荡器13、23的初始相位。

装置1的控制部11在步骤S3中生成两个发送信号，将这些发送信号作为发送波从天线电路17发送(步骤S4)。此外，装置2的控制部21在步骤S13中生成两个发送信号，将这些发送信号作为发送波从天线电路27发送(步骤S14)。

从装置1的振荡器13输出的频率为ω_C1的振荡信号的初始相位为θ_C1，频率为ω_B1的振荡信号的初始相位为θ_B1。另外，如上所述，只要振荡器13的振荡持续，就不重新设定这些初始相位θ_C1、θ_B1。

另外，从装置2的振荡器23输出的频率为ω_C2的振荡信号的初始相位为θ_C2，频率为ω_B2的振荡信号的初始相位为θ_B2。只要振荡器13的振荡持续，也不重新设定这些初始相位θ_C2、θ_B2。

另外，在假定两个频率的同时发送、同时接收的情况下，在装置1中需要两个图4的无线部，在装置2中需要两个图5的无线部。或者使用超外差方式等的无线机。但是，各个振荡器使用相同的振荡器。

(来自装置1的角频率为ω_C1+ω_B1的发送波的收发)

当前，在图4中，当提供I_TX1＝1、Q_TX1＝0，即半径1、相位0度的IQ信号时，利用构成发送部14的乘法器TM11、TM12以及加法器TS11，从装置1输出角频率为ω_C1+ω_B1与ω_C1-ω_B1的两个发送波。角频率为ω_C1+ω_B1的发送信号tx1(t)由下述(18)式表示。

tx1(t)＝cos(ω_C1t+θ_C1)cos(ω_B1t+θ_B1)-sin(ω_C1t+θ_C1)sin(ω_B1t+θ_B1)

＝cos{(ω_C1+ω_B1)t+θ_C1+θ_B1}……(18)

当将装置1、2相互之间的距离设为R，来自装置1的发送波在装置2中被接收为止的延迟量设为τ₁时，装置2的接收信号rx2(t)能够由下述(19)、(20)式表示。

rx2(t)＝cos{(ω_C1+ω_B1)(t-τ₁)+θ_C1+θ_B1}

＝cos{(ω_C1+ω_B1)t+θ_C1+θ_B1-θ_τH1}……(19)

θ_τH1＝(ω_C1+ω_B1)τ₁……(20)

该接收信号rx2(t)由天线电路27接收后向接收部25供给。在图5的接收器中，接收信号rx2(t)被输入至乘法器RM21、RM22。接着，依次计算图5的接收器的各节点处的信号。将乘法器RM21、RM23、RM24的输出分别设为I₁(t)、I₂(t)、I₃(t)，将乘法器RM22、RM26、RM25的输出分别设为Q₁(t)、Q₂(t)、Q₃(t)，将加法器RS21、RS22的输出分别设为I(t)、Q(t)。这些输出由下述(21)式～(26)式表示。

I₁(t)＝cos(ω_C2t+θ_C2)×cos{(ω_C1+ω_B1)t+θ_C1+θ_B1-θ_τH1}……(21)

Q₁(t)＝sin(ω_C2t+θ_C2)×cos{(ω_C1+ω_B1)t+θ_C1+θ_B1-θ_τH1}……(22)

I₂(t)＝I₁(t)×cos(ω_B2t+θ_B2)……(23)

Q₂(t)＝Q₁(t)×sin(ω_B2t+θ_B2)……(24)

I₃(t)＝I₁(t)×sin(ω_B2t+θ_B2)……(25)

Q₃(t)＝Q₁(t)×cos(ω_B2t+θ_B2)……(26)

加法器RS21的输出I(t)为I(t)＝I₂(t)+Q₂(t)，加法器RS22的输出Q(t)为Q(t)＝I₃(t)-Q₃(t)。根据这些I(t)、Q(t)获得的相位θ_H1(t)由下述(27)表示。

θ_H1(t)＝tan^-1(Q(t)/I(t))＝-{(ω_C1-ω_C2)t+(ω_B1-ω_B2)

t+θ_C1-θ_C2+θ_B1-θ_B2-θ_τH1}……(27)

(来自装置2的角频率为ω_C2+ω_B2的发送波的收发)

同样地，在图5中，设为I_TX2＝1、Q_TX2＝0。在该情况下，在从装置2发送的角频率ω_C2+ω_B2的信号tx2(t)在延迟延迟量τ₂后由装置1接收的情况下，求出根据由装置1检测的I(t)、Q(t)信号获得的相位θ_H2(t)。

tx2(t)＝cos(ω_C2t+θ_C2)cos(ω_B2t+θ_B2)-sin(ω_C2t+θ_C2)sin(ω_B2t+θ_B2)

＝cos{(ω_C2+ω_B2)t+θ_C2+θ_B2}……(28)

rx1(t)＝cos{(ω_C2+ω_B2)(t-τ₂)+θ_C2+θ_B2}

＝cos{(ω_C2+ω_B2)t+θ_C2+θ_B2-θ_τH2}……(29)

θ_τH2＝(ω_C2+ω_B2)τ₂……(30)

该接收信号rx1(t)由天线电路17接收后向接收部15供给。在图4的接收器中，接收信号rx1(t)被输入至乘法器RM11、RM12。接着，依次计算图4的接收器的各节点处的信号。将乘法器RM11、RM13、RM14的输出分别设为I₁(t)、I₂(t)、I₃(t)，将乘法器RM12、RM16、RM15的输出分别设为Q₁(t)、Q₂(t)、Q₃(t)，将加法器RS11、RS12的输出分别设为I(t)、Q(t)。这些输出由下述(31)式～(36)式表示。

I₁(t)＝cos(ω_C1t+θ_C1)×cos{(ω_C2+ω_B2)t+θ_C2+θ_B2-θ_τH2}……(31)

Q₁(t)＝sin(ω_C1t+θ_C1)×cos{(ω_C2+ω_B2)t+θ_C2+θ_B2-θ_τH2}……(32)

I₂(t)＝I₁(t)×cos(ω_B1t+θ_B1)……(33)

Q₂(t)＝Q₁(t)×sin(ω_B1t+θ_B1)…(34)

I₃(t)＝I₁(t)×sin(ω_B1t+θ_B1)……(35)

Q₃(t)＝Q₁(t)×cos(ω_B1t+θ_B1)…(36)

加法器RS11的输出I(t)为I(t)＝I₂(t)+Q₂(t)，加法器RS12的输出Q(t)为Q(t)＝I₃(t)-Q₃(t)。根据这些I(t)、Q(t)获得的相位θ_H2(t)＝tan^-1(Q(t)/I(t))由下述(37)表示。

θ_H2(t)＝(ω_C1-ω_C2)t+(ω_B1-ω_B2)t+θ_C1-θ_C2+θ_B1-θ_B2+θ_τH2……(37)

(来自装置1的角频率为ω_C1-ω_B1的发送波的收发)

接着，对从装置1发送的角频率为ω_C1-ω_B1的信号tx1(t)进行相同的运算。

tx1(t)＝cos(ω_C1t+θ_C1)cos(ω_B1t+θ_B1)+sin(ω_C1t+θ_C1)sin(ω_B1t+θ_B1)

＝cos{(ω_C1-ω_B1)t+θ_C1-θ_B1}……(38)

装置1、装置2间的距离为R，延迟时间为τ₁，因此，装置2的接收信号rx2(t)由下述(39)、(40)式提供。

rx2(t)＝cos{(ω_C1-ω_B1)(t-τ₁)+θ_C1-θ_B1}

＝cos{(ω_C1-ω_B1)t+θ_C1-θ_B1-θ_τL1}……(39)

θ_τL1＝(ω_C1-ω_B1)τ₁……(40)

装置2的各节点的信号能够由下述(43)～(47)式表示。

I₁(t)＝cos(ω_C2t+θ_C2)×cos{(ω_C1-ω_B1)t+θ_C1-θ_B1-θ_τL1}……(41)

Q₁(t)＝sin(ω_C2t+θ_C2)×cos{(ω_C1-ω_B1)t+θ_C1-θ_B1-θ_τL1}……(42)

I₂(t)＝I₁(t)×cos(ω_B2t+θ_B2)……(43)

Q₂(t)＝Q₁(t)×-sin(ω_B2t+θ_B2)……(44)

I₃(t)＝I₁(t)×-sin(ω_B2t+θ_B2)……(45)

Q₃(t)＝Q₁(t)×cos(ω_B2t+θ_B2)……(46)

根据由加法器RS21获得的I(t)＝I₂(t)-Q₂(t)以及由加法器RS22获得的Q(t)＝I₃(t)+Q₃(t)而由装置2检测到的相位θ_L1(t)＝tan^-1(Q(t)/I(t))由下述(47)式提供。

θ_L1(t)＝tan^-1(Q(t)/I(t))＝-{(ω_C1-ω_C2)t-(ω_B1-ω_B2)t+θ_C1-θ_C2-(θ_B1-θ_B2)-θ_τL1}……(47)

(来自装置2的角频率为ω_C2-ω_B2的发送波的收发)

同样地，在从装置2发送的角频率为ω_C2-ω_B2的信号tx2(t)延迟延迟量τ₂后由装置1接收的情况下，求出根据由装置1检测到的I(t)、Q(t)信号获得的相位θ_L2(t)。

tx2(t)＝cos(ω_C2t+θ_C2)cos(ω_B2t+θ_B2)+sin(ω_C2t+θ_C2)sin(ω_B2t+θ_B2)

＝cos{(ω_C2-ω_B2)t+θ_C2-θ_B2}……(48)

rx1(t)＝cos{(ω_C2-ω_B2)(t-τ₂)+θ_C2-θ_B2}

＝cos{(ω_C2-ω_B2)t+θ_C2-θ_B2-θ_τL2}……(49)

θ_τL2＝(ω_C2-ω_B2)τ₂……(50)

装置1的各节点的信号能够由下述(53)～(57)式表示。

I₁(t)＝cos(ω_C1t+θ_C1)×cos{(ω_C2-ω_B2)t+θ_C2-θ_B2-θ_τL2}……(51)

Q₁(t)＝sin(ω_C1t+θ_C1)×cos{(ω_C2-ω_B2)t+θ_C2-θ_B2-θ_τL2}……(52)

I₂(t)＝I₁(t)×cos(ω_B1t+θ_B1)……(53)

Q₂(t)＝Q₁(t)×-sin(ω_B1t+θ_B1)……(54)

I₃(t)＝I₁(t)×-sin(ω_B1t+θ_B1)……(55)

Q₃(t)＝Q₁(t)×cos(ω_B1t+θ_B1)……(56)

根据由加法器RS11获得的I(t)＝I₂(t)-Q₂(t)以及由加法器RS12获得的Q(t)＝I₃(t)+Q₃(t)而由装置1检测到的相位θ_L2(t)＝tan^-1(Q(t)/I(t))由下述(57)式提供。

θ_L2(t)＝(ω_C1-ω_C2)t-(ω_B1-ω_B2)t+θ_C1-θ_C2-(θ_B1-θ_B2)+θ_τL2……(57)

装置1的控制部11在图6的步骤S6中取得接收部15所接收到的I、Q信号，在步骤S7中算出上述(37)、(57)式所示的相位θ_τH2(t)以及θ_τL2(t)。此外，装置2的控制部21在图6的步骤S16中取得接收部25所接收的I、Q信号，在步骤S17中算出上述(27)、(47)式所示的相位θ_τH1(t)以及θ_τL1(t)。

控制部11将所取得的相位信息提供给发送部14并使之发送(步骤S8)。例如，控制部11代替向图4的乘法器TM11、TM12供给的振荡信号，转而供给基于相位信息的I、Q信号。另外，也可以使用用于传送相位信息的其他的发送器。

装置2的控制部21在步骤S18中接收来自装置1的相位信息。如上所述，作为相位信息，可以是来自装置1的接收部15的I、Q信号，可以是根据该I、Q信号获得的相位的信息，此外，也可以是它们的相位的差的信息。

控制部21在步骤S19中进行下述(58)式的运算而算出距离。下述(58)式通过将(27)式与(47)式的差分和(37)式与(57)式的差分相加而获得。

{θ_H1(t)-θ_L1(t)}+{θ_H2(t)-θ_L2(t)}＝(θ_τH1-θ_τL1)+(θ_τH2-θ_τL2)……(58)

此外，下述(59)式以及(60)式成立。

θ_τH1-θ_τL1＝(ω_C1+ω_B1)τ₁-(ω_C1-ω_B1)τ₁

＝2ω_B1τ₁……(59)

θ_τH2-θ_τL2＝(ω_C2+ω_B2)τ₂-(ω_C2-ω_B2)τ₂

＝2ω_B2τ₂……(60)

此外，装置1、装置2间的电波的延迟量τ₁、τ₂不论行进方向如何都是相同的，从(58)～(60)式获得下述(61)式。

{θ_H1(t)-θ_L1(t)}+{θ_H2(t)-θ_L2(t)}＝(θ_τH1-θ_τL1)+(θ_τH2-θ_τL2)

＝2×(ω_B1+ω_B2)τ₁……(61)

τ₁＝(R/c)，因此，上述(61)式表示通过将由装置2检测到的基于I、Q信号的两个频率的相位差与由装置1检测到的基于I、Q信号的两个频率的相位差的相加而求出与距离R的2倍成比例的值。能够使基于装置1的振荡器13的角频率ω_B1与基于装置2的振荡器13的角频率ω_B2一般以几十ppm的等级的误差一致。因而，对于基于上述(61)式的距离R的算出，能够以至少1m左右的分辨率以上的分辨率求出。

控制部11在步骤S9中使振荡器13停止，控制部21在步骤S20中使振荡器23停止。另外，如上所述，控制部11、21只要在步骤S4、S5、S14、S15的收发的期间使振荡持续即可，振荡器13、23的振荡的开始以及结束定时并不限定于图6的例子。

(基于2π的余数的距离的算出)

然而，当进行由装置1与装置2检测到的相位差的相加时，存在其结果为负的值的情况、大于2π[rad]的情况。在该情况下，通过取2π的余数，能够求出相对于检测相位的正确的距离R。

图7以及图8是用于对使用了余数系统的距离的算出方法进行说明的说明图。

例如，当设为R＝11m、ω_B1＝ω_B2＝2π×5MHz时，由装置1获得的检测相位差Δθ₁₂与由装置2获得的检测相位差Δθ₂₁分别由下述(62)式以及(63)式表示。

Δθ₁₂＝θ_τH1-θ_τL1＝-1.8849[rad]……(62)

Δθ₂₁＝θ_τH2-θ_τL2＝-6.0737[rad]……(63)

从上述(61)式获得下述(61a)式。

(1/2)[{Δθ₁₂}+{Δθ₂₁}]＝(ω_B1+ω_B2)(R/c)……(61a)

图7表示上述(62)式以及(63)式的相位关系。由以相位0度为基准朝顺时针方向旋转的最内侧的箭头表示的Δθ₂₁与由从内侧起第二个箭头表示的Δθ₁₂之和的相位成为由从内侧起第3个箭头表示的相位。该相位的一半的角度成为由最外侧的箭头表示的粗线的相位。

根据(61a)式，成为-0.3993＝(ω_B1+ω_B2)(R/c)。对该式求解，R＝-19m，可知检测相位差大于-π(rad)，因此无法准确地求出距离。

因此，在本实施方式中，在这样的情况下，如图8所示，将Δθ₁₂以及Δθ₂₁都与2π相加来进行计算。即，由以相位0度为基准朝逆时针方向旋转的最内侧的箭头表示的2π+Δθ₂₁与由从内侧起第二个箭头表示的2π+Δθ₁₂之和的相位成为由从内侧起第3个箭头表示的相位。该相位的一半的角度成为由最外侧的箭头表示的粗线的相位。

2π+(Δθ₁₂+Δθ₂₁)/2＝2.3008，根据(61a)式，求出R＝11m。

根据以上，在本实施方式中，在将检测相位差相加的情况下，只要取2π的余数求出距离R即可。另外，在相位相加中使用2π的余数的方法也同样能够应用于其他的实施方式。

(从多个距离候补的选择)

然而，无法检测超过2π的检测相位差，因此，对于算出的检测相位差存在多个距离的候补。作为从存在多个的距离的候补选择正确的距离的方法，具有发送角频率不同的3个发送波的方法、根据接收电力进行判定的方法。

图9是表示横轴取距离且纵轴取相位而发送角频率不同的3个发送波的例子的说明图。

由于τ₁＝(R/c)，所以从上述(61)式获得下述(64)式。

(1/2)×{(θ_τH1-θ_τL1)+(θ_τH2-θ_τL2)}＝(ω_B1+ω_B2)×(R/c)……(64)

当将左边记为θ_det时，距离R与θ_det的关系为图9的实线所示的关系。但是，通过上述(64)式计算的检测相位差之和θ_det也能够取-π(rad)与π(rad)之间以外的值，但将该检测相位差之和θ_det转变成-π(rad)与π(rad)之间。这是因为一般在范围[-π(rad)、π(rad)]内表示相位角。

参照图9，作为基于检测相位差之和θ_det的距离的候补，具有R₁、R₂、R₃。此处，检测相位差之和θ_det是通过角频率ω_C1+ω_B1、ω_C1-ω_B1、ω_C2+ω_B2、ω_C2-ω_B2的各发送波的收发获得的相位的加减结果，但也重新考虑通过角频率ω_C1+ω_B1/Q、ω_C2+ω_B2/Q的发送波的收发获得的相位的加减结果。其中，将Q设为满足下述(65)式的有理数。

Q＞1……(65)

新的角频率的检测相位与距离R的关系能够由图9的虚线表示。为了从上述距离的候补R₁～R₃中选择正确的距离，参照以新的角频率获得的检测相位的结果。即，如果检测到θ_det1，则判断为距离R₁，如果检测到θ_det2，则判断为距离R₂。另外，如果将电波的覆盖范围抑制为较小，则无需基于上述的相位折回的检查。另外，在上述说明中叙述了不同的3个频率的发送，但即便发送不同的3个以上的频率也能够实现相同的效果。

接着，参照图10的说明图对通过检测到的信号的振幅观测选择正确的距离的方法进行说明。

在上述(8)式中，对与距离R相应而振幅以衰减量L₁衰减的情况进行了说明，但一般自由空间的传播衰减由下述(66)式表示。

L₁＝(λ/4πR)²……(66)

此处，λ为波长。根据(66)式，距离R越大则衰减量L₁也越大，距离R越小则衰减量L₁也越小。纵轴取接收电力P的图10表示该关系。当将收发的天线增益假定为1，发送电力假定为P0时，距离R₁的接收电力P1与距离R₂的接收电力P2分别由下述(67)式或者(68)式提供。

P1＝(λ/4πR₁)²×P0……(67)

P2＝(λ/4πR₂)²×P0……(68)

根据该接收电力与检测相位差之和θ_det能够进行距离R₁与R₂的区别。

另外，在该情况下，在相位相加中也使用2π的余数，由此能够进行可靠的测距。

这样，在本实施方式的基本测距方法中，从第1装置以及第2装置分别将两个角频率的信号分别发送至第2装置以及第1装置，并且，在第1以及第2装置中分别求出角频率不同的两个接收信号的两个相位。然后，从第1装置与第2装置中的任一方向另一方传送所求出的相位信息。接收到相位信息的装置根据由第1装置接收到的两个接收信号的相位差与由第2装置接收到的两个接收信号的相位差的相加结果，不论第1装置与第2装置的振荡器的初始相位如何，都能够准确地算出第1装置与第2装置之间的距离。在该测距系统中，不使用反射波，而仅利用来自第1装置以及第2装置的直达波，进行准确的测距，从而能够扩大能够测距的距离。

然而，上述说明为，在上述(58)式中将电波的延迟量τ₁、τ₂设为相同，求出根据检测相位差的相加求出距离的上述(61)式。但是，该(58)式是在装置1、2中同时进行收发的处理的情况下的例子。

但是，根据日本国内电波法的规定，存在无法同时收发的频带。例如，920MHz带等便是其一例。在这样的频带进行测距的情况下，不得不按照时间序列进行收发。在本实施方式中，示出与这样的时间序列收发的情况对应的例子。

(时间序列收发的课题)

当在装置1、2间被限定为能够在相同时刻仅收发一个波的情况下，需要按照时间序列实施测距所需要的至少四个波的收发。但是，当实施时间序列收发时，检测相位与在时间序列处理中产生延迟的相位相加，从而导致无法求出传播所需的相位。对上述(58)式进行变形并对其理由进行说明。

另外，图6的虚线部分几乎同时执行，但在通过时间序列处理一个波一个波地收发的情况下，虚线的部分成为图11A那样。

与上述相同，在相互分离距离R的装置1、2中，将在装置2中检测到从装置1发送的角频率ω_C1+ω_B1的信号的情况下的相位(偏移量)设为θ_H1，将在装置2中检测到从装置1发送的角频率ω_C1-ω_B1的信号的情况下的相位设为θ_L1，将在装置1中检测到从装置2发送的角频率ω_C2+ω_B2的信号的情况下的相位(偏移量)设为θ_H2，将在装置1中检测到从装置2发送的角频率ω_C2-ω_B2的信号的情况下的相位设为θ_L2。

当前，例如将相位检测顺序设为θ_H1、θ_L2、θ_H2、θ_L1。此外，如图11B以及图11C所示，各发送信号错开时间T进行收发。在该情况下，对上述(27)式、(37)式、(47)式以及(57)式的(t)代入时间，对上述(58)式进行变形而得的下述(79)式成立。

{θ_H1(t)-θ_L1(t+3T)}+{θ_H2(t+2T)-θ_L2(t+T)}

＝(θ_τH1-θ_τL1)+(θ_τH2-θ_τL2)+(ω_C1-ω_C2)4T……(79)

上述(79)式的最终项是通过时间序列收发而附加的相位。该附加的相位成为相对于与接收的RF(高频)信号的角频率大致相同的本地角频率的装置1、装置2的误差角频率与延迟量4T的相乘结果。在将本地频率设为920[MHz]，频率误差设为40[ppm]，延迟量T设为0.1[ms]的情况下，附加的相位成为360°×14.7，因附加的相位而引起的误差过大，可知无法准确地进行测距。

接着，将相位检测顺序设为θ_H1、θ_L1、θ_H2、θ_L2。图12A以及图12B表示该情况下的例子。在该情况下，对下述(58)式进行变形，获得下述(80)式。

{θ_H1(t)-θ_L1(t+T)}+{θ_H2(t+2T)-θ_L2(t+3T)}

＝(θ_τH1-θ_τL1)+(θ_τH2-θ_τL2)+(ω_B1-ω_B2)4T……(80)

该(80)式的最终项是通过时间序列收发而附加的相位。该附加的相位成为相对于与接收的高频信号低的角频率大致相同的基带用本地角频率的装置1、装置2的误差角频率与延迟4T的相乘结果。在将基带用本地频率设为5[MHz]，频率误差设为40[ppm]，延迟量T设为0.1[ms]的情况下，成为360°×0.08＝28.8°，可知与前例相比能够准确地进行测距。

但是，在该情况下，误差量是否在系统规格的允许误差内也成为系统依存。本实施方式示出减小通过时间序列收发而产生的距离误差的时间序列的顺序。另外，本实施方式示出将由电波法规定的收发的限制考虑在内的顺序。

(具体顺序(8次交替序列)的例子)

首先，考虑因发送延迟而产生的影响。

对上述(58)式进行变形，获得下述(81)式。

{θ_H1(t)+θ_H2(t)}-{θ_L1(t)+θ_L2(t)}＝(θ_τH1+θ_τH2)-(θ_τL1+θ_τL2)……(81)

另外，此处，

θ_H1(t)+θ_H2(t)＝θ_τH1+θ_τH2……(82)

θ_L1(t)+θ_L2(t)＝θ_τL1+θ_τL2……(83)

在无线通信中，存在当接收到以自身为目的地的信号时，不进行载波感测便能够回复的规定。据此，在从装置1向装置2的信号的发送结束后，立即从装置2向装置1回复。为了使分析简单，假定从装置1发送起t₀后装置2向装置1回复。从(27)式以及(37)式获得下述(84)式。

θ_H1(t)+θ_H2(t+t₀)＝θ_τH1+θ_τH2+{(ω_B1-ω_B2)+(ω_C1-ω_C2)}t₀……(84)

延迟量t₀是时间序列中最短的时间，从装置1向装置2发送角频率ω_C1+ω_B1的信号的时间包含收发定时余量、传播延迟。右边、第3项、第4项为由于延迟量t₀而产生的相位误差。由于频率高，所以第4项尤其成为问题，对此将在后面叙述。

接着，在(84)式的左边，进一步追加延迟量T。图13表示这样的传送顺序。如图13所示，该情况下的检测相位的相加值不论是否追加延迟量T都是相同的。因而，获得下述(85)式。

θ_H1(t+T)+θ_H2(t+t₀+T)＝θ_τH1+θ_τH2+{(ω_B1-ω_B2)+(ω_C1-ω_C2)}t₀……(85)

上述(85)式的右边与上述(84)式的右边相同。即，如果相对的时间差相同(在上述例中为T)，则由装置2接收到的从装置1发送的信号的相位与由装置1接收到的从装置2发送的信号的相位的相加结果不论延迟量T如何都不发生变化。也就是说，这些相位的相加结果成为不依存于延迟量T的值。

接着，在角频率ω_C1-ω_B1信号的装置1、装置2间的收发中也同样地表示。即，从上述(47)式以及(57)式，获得下述(86)式、(87)式。

θ_L1(t)+θ_L2(t+t₀)＝θ_τL1+θ_τL2+{-(ω_B1-ω_B2)+(ω_C1-ω_C2)}t₀……(86)

θ_L1(t+T)+θ_L2(t+t₀+T)＝θ_τL1+θ_τL2+{-(ω_B1-ω_B2)+(ω_C1-ω_C2)}t₀……(87)

根据上述考察，考虑在角频率ω_C1+ω_B1信号的双方向的收发后，进行角频率ω_C1-ω_B1信号的收发的序列。当将从装置1的角频率ω_C1+ω_B1信号的发送开始时间作为基准，将从装置1的角频率ω_C1-ω_B1信号的发送开始时间设为T时，从上述(84)式以及(87)式获得下述(88)式。其中，T＞t₀。

θ_H1(t)+θ_H2(t+t₀)-{θ_L1(t+T)+θ_L2(t+t₀+T)}

＝θ_τH1-θ_τL1+θ_τH2-θ_τL2+2(ω_B1-ω_B2)t₀……(88)

上述(88)式的左边的最终项是由于发送延迟而引起的相位误差。接收的高频用的本地频率的延迟误差通过取角频率ω_C1+ω_B1信号与角频率ω_C1-ω_B1信号的差分而被抵消。因而，相位误差成为时间序列中最短的延迟时间t₀与基带用的本地角频率(例如2π×5[MHz])的误差的相乘。将延迟时间t₀设定为越小，则误差变得越小。因而，可以说能够根据延迟时间t₀的值在实际使用中进行在精度上没有问题的测距。

接着，对除去作为距离推定误差原因的上述(88)式的最终项的方法进行说明。

从上述(27)式与(37)式，获得下述(89)式。

θ_H1(t+t₀)+θ_H2(t)＝θ_τH1+θ_τH2-{(ω_B1-ω_B2)+(ω_C1-ω_C2)}t₀……(89)

即便在该(89)式的左边加入规定的延迟量D，如上所述，右边的值也不发生变化。因而，获得下述(90)式。

θ_H1(t+t₀+D)+θ_H2(t+D)＝θ_τH1+θ_τH2-{(ω_B1-ω_B2)+(ω_C1-ω_C2)}t₀……(90)

当将上述(84)式与(90)式相加时，获得下述(91)式。

θ_H1(t)+θ_H2(t+t₀)+θ_H1(t+t₀+D)+θ_H2(t+D)＝2(θ_τH1+θ_τH2)……(91)

图14的左侧表示上述(91)式的状态。当在该(91)式中设为D＝t₀时，获得下述(92)式。

θ_H1(t)+2θ_H2(t+t₀)+θ_H1(t+2t₀)＝2(θ_τH1+θ_τH2)……(92)

上述(92)式的右边仅是不依存于时间的与距离相应的电波传播延迟的项。

从上述(47)式以及(57)式，获得下述(93)式。

θ_L1(t+t₀)+θ_L2(t)＝θ_τL1+θ_τL2-{-(ω_B1-ω_B2)+(ω_C1-ω_C2)}t₀……(93)

即便在该(93)式的左边加入规定的延迟量D，右边的值也不发生变化。因而，获得下述(94)式。

θ_L1(t+t₀+D)+θ_L2(t+D)＝θ_τL1+θ_τL2-{-(ω_B1-ω_B2)+(ω_C1-ω_C2)}t₀……(94)

当将上述(86)式与(94)式相加时，获得下述(95)式。

θ_L1(t)+θ_L2(t+t₀)+θ_L1(t+t₀+D)+θ_L2(t+D)＝2(θ_τL1+θ_τL2)……(95)

在该(95)式中，当设为D＝t₀时，获得下述(96)式。

θ_L1(t)+2θ_L2(t+t₀)+θ_L1(t+2t₀)＝2(θ_τL1+θ_τL2)……(96)

上述(96)式的右边仅成为不依存于时间的与距离相应的电波传播延迟的项。

上述(92)式以及(96)式意味着，利用装置2对装置1的发送信号进行相位检测，在t₀后利用装置1对装置2的发送信号进行相位检测，在2t₀后再次利用装置2对装置1的发送信号进行相位检测的序列。以下，将装置1的发送信号的发送以及对此的装置2的相位检测、与装置2的发送信号的发送以及对此的装置1的相位检测交替，并且使这些相位检测在时间上错开而再次测定称作“反复交替”。

即，在装置1、2中，进行分别发送并接收两个载波信号，并且再次从装置1或者2相对于另一方的装置以t₀间隔收发载波信号的反复交替，由此，代替发送的顺序以及时间受到限制这一情况，能够进行不受时间依存的准确的测距。

进而，根据载波信号的收发序列，即便不以t₀间隔进行反复交替，也能够进行不依存于时间的准确的测距。

即，即便在上述(95)式的左边加入固定延迟量T，右边也是一定的，因此，

θ_L1(t+T)+θ_L2(t+t₀+T)+θ_L1(t+t₀+D+T)+θ_L2(t+D+T)＝2(θ_τL1+θ_τL2)……

(97)从上述(91)式与(97)式，获得下述(98)式。

θ_H1(t)+θ_H2(t+t₀)+θ_H1(t+t₀+D)+θ_H2(t+D)

-{θ_L1(t+T)+θ_L2(t+t₀+T)+θ_L1(t+t₀+D+T)+θ_L2(t+D+T)}

＝2{(θ_τH1-θ_τL1)+(θ_τH2-θ_τL2)}＝4×(ω_B1+ω_B2)τ₁

……(98)

上述(98)式表示在以时间间隔D反复交替角频率ω_C1+ω_B1、ω_C2+ω_B2的往复后，从测定开始起T后以时间间隔D反复交替角频率ω_C1-ω_B1、ω_C2-ω_B2的往复的序列，且是表示通过采用该序列，能够除去上述(88)式的最终项的距离推定误差原因而进行准确的测距。

图14以及图15表示该序列。通过以这样的序列计测相位，能够仅取出传播延迟分量。即，装置1的控制部11在规定定时发送角频率为ω_C1+ω_B1的发送波(以下，称作发送波H1A)。装置2的控制部21在发送波H1A的接收紧后，发送角频率为ω_C2+ω_B2的发送波(以下，称作发送波H2A)。进而，装置2的控制部21在发送波H2A的发送后再次发送角频率为ω_C2+ω_B2的发送波(以下，称作发送波H2B)。装置1的控制部11在第二次的发送波H2B的接收后，再次发送角频率为ω_C1+ω_B1的发送波(以下，称作发送波H1B)。

此外，进而控制部11发送角频率为ω_C1-ω_B1的发送波(以下，称作发送波L1A)。装置2的控制部21在发送波L1A的接收紧后，发送角频率为ω_C2-ω_B2的发送波(以下，称作发送波L2A)。进而，装置2的控制部21在发送波L2A的发送后再次发送角频率为ω_C2-ω_B2的发送波(以下，称作发送波L2B)。装置1的控制部11在第二次的发送波L2B的接收后，再次发送角频率为ω_C1-ω_B1的发送波(以下，称作发送波L1B)。

这样，如图14以及图15所示，装置2的控制部21在从规定的基准时间0起规定时间内取得基于发送波H1A的相位θ_H1(t)，在从时间t₀+D起规定时间内取得基于发送波H1B的相位θ_H1(t+t₀+D)，在从时间T起规定时间内取得基于发送波L1A的相位θ_L1(t+T)，在从时间t₀+D+T起规定时间内取得基于发送波L1B的相位θ_L1(t+t₀+D+T)。

此外，装置1的控制部11在从时间t₀起规定时间内取得基于发送波H2A的相位θ_H2(t+t₀)，在从时间D起规定时间内取得基于发送波H2B的相位θ_H2(t+D)，在从时间t₀+T起规定时间内取得基于发送波L2A的相位θ_L2(t+t₀+T)，在从时间D+T起规定时间内取得基于发送波L2B的相位θ_L2(t+D+T)。

装置1或者2中的至少一方向另一方发送相位信息、即所求出的四个相位或者两个相位差或者相位差的上述(98)式的运算结果。接收到相位信息的装置1或者2的控制部通过上述(98)式的运算算出距离。另外，在图6的步骤S7、S17中记载为相位差算出，但在该情况下，未必要在步骤S7、S17中算出相位差，也可以当S19的距离算出时进行相位差的算出。

这样，在图14以及图15的例子中，通过使来自第1装置以及第2装置的载波信号反复交替，即便在无法同时收发载波信号的情况下，也能够进行准确的测距。例如，第1装置以及第2装置分别将两个角频率的信号分两次分别向第2装置以及第1装置以规定的序列发送，在第1以及第2装置中分别求出相位差。然后，从第1装置与第2装置中的任一方向另一方传送所求出的相位信息，接收到相位信息的装置基于由第1装置以及第2装置求出的八个相位，算出第1装置与第2装置之间的距离。由此，不论第1装置与第2装置的振荡器的初始相位如何，都能够准确地算出第1装置与第2装置之间的距离。这样，即便在不同时发送各角频率的信号而在相互错开的定时收发的情况下，也能够除去距离推定的误差而进行准确的测距。

另外，在图14以及图15的例子中，在装置1与装置2之间使载波信号的收发的方向交替，进行4次收发，在装置1、2中进行合计八次发送以及相位检测，以下，将图14以及图15的收发序列称作8次交替序列。

<用于缩短通信时间的传送序列>

如以上说明的那样，在本实施方式中采用的通信型测距技术中，通过8次交替序列，完全消除因时间偏移而造成的影响，能够进行准确的测距。但是，在8次交替序列中，装置1、2需要各分两次发送两个波，也就是说，装置1进行4次发送，装置2也进行4次发送，测距所需的时间比较长。

(4次交替序列)

因此，在本实施方式中，提出了既能够进行准确的测距又能够在更短时间内进行测距的方法(4次交替序列)。

图16以及图17是表示在本实施方式中用于缩短通信时间的传送序列的说明图。此外，图18是与图17的序列对应的时间图。

如图16所示，在该传送序列中，装置1发送发送波ω_C1+ω_B1，装置2发送发送波ω_C2+ω_B2，装置1生成并发送ω_C1-ω_B1，装置2生成并发送ω_C2-ω_B2。这样，图16以及图17的传送序列交替进行4次发送，因此称作4次交替序列。

接着，在采用4次交替序列的情况下，也与8次交替序列相同，说明完全消除因时间偏移所造成的影响而进行准确的测距的方法。

能够将考虑到时间序列传送而求出的上述的(84)式～(87)式分别变形为以下的(112)式～(115)式。即，通过将(84)式的t₀置换成2t₀而获得(112)式。此外，通过将(85)式的T置换成t₀而获得(113)式。此外，如上所述，即便相对地附加相同的延迟，所算出的相位的相加结果也不发生变化，因此，通过在(86)式的左边加入规定的延迟量T，将t₀置换成2t₀而获得(114)式。同样地，通过将(87)式T置换成T+t₀而获得(115)式。

θ_H1(t)+θ_H2(t+2t₀)＝θ_τH1+θ_τH2+2{(ω_B1-ω_B2)+(ω_C1-ω_C2)}t₀……(112)

θ_H1(t+t₀)+θ_H2(t+2t₀)＝θ_τH1+θ_τH2+{(ω_B1-ω_B2)+(ω_C1-ω_C2)}t₀……(113)

θ_L1(t+T)+θ_L2(t+2t₀+T)＝θ_τL1+θ_τL2+2{-(ω_B1-ω_B2)+(ω_C1-ω_C2)}t₀……(114)

θ_L1(t+t₀+T)+θ_L2(t+2t₀+T)＝θ_τL1+θ_τL2+{-(ω_B1-ω_B2)+(ω_C1-ω_C2)}t₀……(115)

接着，当求出2×(113)式-(112)式-{2×(115)式-(114)式}时，获得下述(116)式。

θ_H2(t+2t₀)+2θ_H1(t+t₀)-θ_H1(t)-{θ_L2(t+2t₀+T)+2θ_L1(t+t₀+T)-θ_L1(t+T)}

＝(θ_τH1-θ_τL1)+(θ_τH2-θ_τL2)＝2×(ω_B1+ω_B2)τ₁……(116)

该(116)式表示通过在装置1、2中求出的相位差的相加，能够求出延迟时间τ₁。即，(116)式与上述的表示8次交替序列的(98)式相同，表示能够除去距离推定误差原因而进行准确的测距。

此外，(116)式表示进行合计6次相位的测定。即，表示只要依次进行装置2的时间t＝0的检测相位θ_H1(t)、装置2的时间t＝t₀的检测相位θ_H1(t+t₀)、装置1的时间t＝2t₀的检测相位θ_H2(t+2t₀)、装置2的时间t＝T的检测相位θ_L1(t+T)、装置2的时间t＝t₀+T的检测相位θ_L1(t+t₀+T)、装置1的时间t＝2t₀+T的检测相位θ_L2(t+2t₀+T)即可。

在该情况下，θ_H1(t)以及θ_H1(t+t₀)能够利用一次传送序列测定相位，此外，θ_L1(t+T)以及θ_L1(t+t₀+T)能够利用一次传送序列测定相位。

图17表示该序列。另外，在实现图17的序列的情况下，图6的虚线部分例如成为图18所示那样。为了实现图17的序列，装置1的控制部11在与t＝0以及t＝t₀对应的定时将角频率为ω_C1+ω_B1的发送波发送至装置2。装置2的控制部21在该发送波的接收紧后的与t＝2t₀对应的定时，发送角频率为ω_C2+ω_B2的发送波。

进而，装置1的控制部11在与t＝T以及t＝t₀+T对应的定时发送角频率为ω_C1-ω_B1的发送波。装置2的控制部21在该发送波的接收紧后的与t＝2t₀+T对应的定时，发送角频率为ω_C2-ω_B2的发送波。

这样，如图17所示，装置2的控制部21基于时间t＝0以及t＝t₀时的接收信号取得相位θ_H1(t)以及θ_H1(t+t₀)，基于时间t＝T以及t＝t₀+T时的接收信号取得相位θ_L1(t+T)以及θ_L1(t+t₀+T)。

此外，装置1的控制部11基于时间t＝2t₀时的接收信号取得相位θ_H2(t+2t₀)，基于时间t＝2t₀+T时的接收信号取得相位θ_L2(t+2t₀+T)。

利用4次交替序列计测到相位的装置1以及装置2的一方将在自身设备中取得的相位信息向装置1以及装置2的另一方发送。装置1以及装置2中的接受相位信息的提供的装置通过上述(116)式的运算，算出距离。这样，即便在采用4次交替序列的情况下，也能够仅提取传播延迟分量而进行准确的测距。

图19以及图20是用于对实施方式的效果进行说明的说明图。图19以及图20在水平方向取时间，表示一次测距所需的来自装置1、装置2的发送序列。图19表示与图15的8次交替序列对应的序列，图20表示与图17的4次交替序列对应的序列。

另外，图19以及图20考虑到存在在电波法中被禁止同时收发的频带(日本国内副GHz(920MHz带))。另外，在图19以及图20中，将从装置1输出的两个发送波设为发送波A1、B1，将从装置2输出的两个发送波设为发送波A2、B2。图19以及图20的例子表示利用928MHz带的频道CH61收发发送波A1、A2，利用922.4MHz带的频道CH33收发发送波B1、B2的例子。

在表示8次交替序列的图19中，装置1在例如128μS(秒)间实施载波感测后，发送发送波A1。装置2在接收到发送波A1后，在例如128μS间实施载波感测后，发送发送波A2。进而，装置2接着发送波A2的发送而再次发送发送波A2。装置1在接收到来自装置2的发送波A2，在例如128μS(秒)间实施载波感测后，发送发送波A1。

接着，装置1在接着发送波A1的发送而在例如128μS(秒)间实施载波感测后，发送发送波B1。装置2在接收到发送波B1后，在例如128μS间实施载波感测后，发送发送波B2。进而，装置2接着发送波B2的发送而再次发送发送波B2。装置1在接收到来自装置2的发送波B2后，在例如128μS(秒)间实施载波感测后，发送发送波B1。

另一方面，在表示4次交替序列的图20中，装置1在例如128μS(秒)间实施载波感测后，发送发送波A1。另外，装置1只要以装置2能够在时间t＝0、t＝t₀的定时接收两次发送波A1的方式进行发送波A1的发送即可。装置2在接收两次发送波A1后，在例如128μS间实施载波感测后发送发送波A2。

接着，装置1在接收到来自装置2的发送波A2后，在例如128μS(秒)间实施载波感测，发送发送波B1。另外，装置1只要以装置2能够在时间t＝T、t＝t₀+T的定时能够接收两次发送波B1的方式进行发送波B1的发送即可。装置2在接收两次发送波B1后，在例如128μS间实施载波感测后发送发送波B2。

通过图19与图20的比较可明确得知，4次交替序列的通信所需的时间为8次交替序列的6/8倍，能够缩短通信时间。另外，在载波感测实施时，4次交替序列的载波感测次数为8次交替序列的载波感测次数的4/6倍。

然而，表示8次交替序列的上述(98)式在检测相位的运算结果在2π的余数系统、即0～2π之间求出的情况下成立。当将(98)式的左边设为S_8A，将某一整数设为n_8A时，下述(99)式成立。

S_8A+n_8A×2π＝4(ω_B1+ω_B2)τ₁……(99)

对该(99)式进行变形，获得下述(100)式。

(ω_B1+ω_B2)τ₁＝(S_8A/4)+(n_8A×π/2)……(100)

上述(100)式表示(ω_B1+ω_B2)τ₁具有π/2周期的不确定性。即，(ω_B1+ω_B2)τ₁通过π/2的余数系统求出。

因而，由于τ₁＝(R/c)，所以在8次交替序列中能够测距的最大距离(以下，称作最大测距距离)为同时发送四个波并通过上述(61)式求出距离的情况下的1/2。

另一方面，表示4次交替序列的上述(116)式也在检测相位的运算结果在2π的余数系统、即0～2π之间求出的情况下成立。当将(116)式的左边设为S_4A，将某一整数设为n_4A时，下述(117)式成立。

(ω_B1+ω_B2)τ₁＝(S_4A/2)+(n_4A×π)……(117)

上述(117)式表示(ω_B1+ω_B2)τ₁具有π周期的不确定性。即，(ω_B1+ω_B2)τ₁通过π的余数系统求出。

根据以上可知，4次交替序列的能够测距的最大距离(以下，称作最大测距距离)为8次交替序列的最大测距距离的2倍，能够获得与通过上述(61)式求出距离的情况相同的最大测距距离。

计测最大测距距离以上的距离的结果与计测近距离的结果相同，距离没有区别，因此，最大测距距离大的4次交替序列与8次交替序列相比是有利的。此外，(ω_B1+ω_B2)越小则最大测距距离越大，在4次交替序列中该值为2倍的情况下，也获得与8次交替序列相同的最大测距距离。也就是说，在4次交替序列只要获得与8次交替序列相同的最大测距距离即可的情况下，具有能够增加可使用的频率(频道)的组合，容易进行在空频道的测定的优点。

这样，在本实施方式中，通过使来自第1装置以及第2装置的载波信号反复交替，能够进行准确的测距。在该情况下，通过采用4次交替序列，与8次交替序列相比，能够缩短测距所需的通信时间。而且，4次交替序列与8次交替序列相比，能够使最大测距距离增加到2倍，能够使使用频率的自由度增大。

(第2实施方式)

图21是用于对本发明的第2实施方式进行说明的说明图。图21表示用于缩短通信时间的传送序列。此外，图22是与图21的序列对应的时间图。本实施方式的硬件结构与第1实施方式相同。本实施方式仅在采用相对于第1实施方式的4次交替序列而发送顺序不同的4次交替序列这一点上与第1实施方式不同。

在本实施方式的传送序列中，也如图16所示，装置1生成并发送两个发送波ω_C1+ω_B1、ω_C1-ω_B1，装置2生成并发送两个发送波ω_C2+ω_B2、ω_C2-ω_B2。

在第1实施方式的4次交替序列中，装置1的发送时间为装置2的发送时间的约2倍。与此相同，也能够将装置2的发送时间设为装置1的发送时间的约2倍进行测距。本实施方式表示该情况下的例子。

能够将考虑到时间序列传送而求出的上述的(84)式～(87)式分别变形为以下的(118)式～(121)式。即，(118)式是与(84)式相同的式子。通过将(85)式的T设为T＝0，将t₀置换成2t₀而获得(119)式。此外，通过在(86)式的左边加入规定的延迟量T而获得(120)式。同样地，通过将(87)式的t₀置换成2t₀而获得(121)式。

θ_H1(t)+θ_H2(t+t₀)＝θ_τH1+θ_τH2+{(ω_B1-ω_B2)+(ω_C1-ω_C2)}t₀……(118)

θ_H1(t)+θ_H2(t+2t₀)＝θ_τH1+θ_τH2+2{(ω_B1-ω_B2)+(ω_C1-ω_C2)}t₀……(119)

θ_L1(t+T)+θ_L2(t+t₀+T)＝θ_τL1+θ_τL2+{-(ω_B1-ω_B2)+(ω_C1-ω_C2)}t₀……(120)

θ_L1(t+T)+θ_L2(t+2t₀+T)＝θ_τL1+θ_τL2+2{-(ω_B1-ω_B2)+(ω_C1-ω_C2)}t₀……(121)

接着，当求出2×(118)式-(119)式-{2×(120)式-(121)式}时，获得下述(122)式。

θ_H1(t)+2θ_H2(t+t₀)-θ_H2(t+2t₀)-{θ_L1(t+T)+2θ_L2(t+t₀+T)-θ_L2(t+2t₀+T)}

＝(θ_τH1-θ_τL1)+(θ_τH2-θ_τL2)＝2×(ω_B1+ω_B2)τ₁……(122)

能够从该(122)式求出τ₁。即，(122)式表示与第1实施方式的4次交替序列相同，能够除去距离推定误差原因而进行准确的测距。

此外，(122)式表示进行合计6次相位的测定。即，表示只要依次进行装置2的时间t＝0的检测相位θ_H1(t)、装置1的时间t＝t₀的检测相位θ_H2(t+t₀)、装置1的时间t＝2t₀的检测相位θ_H2(t+2t₀)、装置2的时间t＝T的检测相位θ_L1(t+T)、装置1的时间t＝t₀+T的检测相位θ_L2(t+t₀+T)、装置1的时间t＝2t₀+T的检测相位θ_L2(t+2t₀+T)即可。

在该情况下，θ_H2(t+t₀)以及θ_H2(t+2t₀)能够利用一次传送序列测定相位，此外，θ_L2(t+t₀+T)以及θ_L2(t+2t₀+T)能够利用一次传送序列测定相位。

图21表示该序列。另外，在实现图21的序列的情况下，图6的虚线部分例如成为图22所示那样。为了实现图21的序列，装置1的控制部11在与t＝0对应的定时将角频率为ω_C1+ω_B1的发送波发送至装置2。装置2的控制部21在该发送波的接收紧后的与t＝t₀以及t＝2t₀对应的定时，发送角频率为ω_C2+ω_B2的发送波。

进而，装置1的控制部11在与t＝T对应的定时发送角频率为ω_C1-ω_B1的发送波。装置2的控制部21在该发送波的接收紧后的与t＝t₀+T以及t＝2t₀+T对应的定时，发送角频率为ω_C2-ω_B2的发送波。

这样，如图21所示，装置2的控制部21基于时间t＝0时的接收信号取得相位θ_H1(t)，基于时间t＝T时的接收信号取得相位θ_L1(t+T)。

此外，装置1的控制部11基于时间t＝t₀以及t＝2t₀时的接收信号取得相位θ_H2(t+t₀)以及θ_H2(t+2t₀)，基于时间t＝t₀+T以及t＝2t₀+T时的接收信号取得相位θ_L2(t+t₀+T)以及θ_L2(t+2t₀+T)。

利用图21所示的4次交替序列计测到相位的装置1以及装置2的一方将在自身设备中取得的相位信息发送至装置1以及装置2的另一方。装置1以及装置2中的接受相位信息的提供的装置通过上述(122)式的运算，算出距离。这样，在采用了图21的4次交替序列的情况下，也能够仅提取传播延迟分量而进行准确的测距。

采用本实施方式进行测距的情况下的通信序列相当于将图20的A1期间的长度与A2期间的长度替换，将B1期间的长度与B2期间的长度替换而得通信序列。因而，在本实施方式中，也能够缩短测距所需的的通信时间。

此外，可明确得知：在本实施方式的4次交替序列中，最大测距距离也为8次交替序列的最大测距距离的2倍，能够获得与通过上述(61)式求出距离的情况相同的最大测距距离。

这样，在本实施方式中，能够获得与第1实施方式相同的效果。

另外，一般情况下，在无线收发装置中，发送时消耗电力大于接收时消耗电力。因而，在第1实施方式中，装置1与装置2相比用于测距的通信所需的消耗电力大，在第2实施方式中，装置2与装置1相比用于测距的通信所需的消耗电力大。因而，只要与两个装置1、2中的想要降低消耗电力的装置为哪个装置相应地决定采用第1以及第2实施方式的哪一个即可。例如，在装置1为固定装置，装置2为由蓄电池驱动的便携式装置的情况下等，优选采用装置2的消耗电力小的第1实施方式。

(第3实施方式)

图23以及图24是用于对本发明的第3实施方式进行说明的说明图。图23以及图24表示用于缩短通信时间的传送序列。本实施方式的硬件结构与第1实施方式相同。本实施方式仅在采用相对于第1以及第2实施方式的4次交替序列而发送顺序不同的4次交替序列这一点上与第1以及第2实施方式不同。

在本实施方式的传送序列中，也如图16所示，装置1生成并发送两个发送波ω_C1+ω_B1、ω_C1-ω_B1，装置2生成并发送两个发送波ω_C2+ω_B2、ω_C2-ω_B2。

为了求出第1实施方式的(116)式而求出的2×(113)式-(112)式的值与为了求出第2实施方式的(122)式而求出的2×(118)式-(119)式的值都是相同的值(θ_τH1+θ_τH2)。

同样地，为了求出第1实施方式的(116)式而求出的2×(115)式-(114)式的值与为了求出第2实施方式的(122)式而求出的2×(120)式-(121)式的值都是相同的值(θ_τL1+θ_τL2)。

因而，替换{2×(113)式-(112)式}与{2×(118)式-(119)式}，使用通过使用(118)式、(119)式、(114)式以及(115)式而获得的下述(116a)式，也能够获得与(116)式以及(122)式相同的结果。

θ_H1(t)+2θ_H2(t+t₀)-θ_H2(t+2t₀)-{θ_L2(t+2t₀+T)+2θ_L1(t+t₀+T)-θ_L1(t+T)}

＝(θ_τH1-θ_τL1)+(θ_τH2-θ_τL2)＝2×(ω_B1+ω_B2)τ₁

……(116a)

此外，同样地，替换{2×(115)式-(114)式}与{2×(120)式-(121)式}，使用通过使用(112)式、(113)式、(120)式以及(121)式而获得的下述(116b)式，也能够获得与(116)式以及(122)式相同的结果。

θ_H2(t+2t₀)+2θ_H1(t+t₀)-θ_H1(t)-{θ_L1(t+T)+2θ_L2(t+t₀+T)-θ_L2(t+2t₀+T)}

＝(θ_τH1-θ_τL1)+(θ_τH2-θ_τL2)＝2×(ω_B1+ω_B2)τ₁……(116b)

图23表示使用了(116b)式的情况下的4次交替序列。此外，图24表示使用了(116a)式的情况下的4次交替序列。

在图23的例子中，装置1的控制部11在与t＝0以及t＝t₀对应的定时将角频率为ω_C1+ω_B1的发送波发送至装置2。装置2的控制部21在该发送波的接收紧后的与t＝2t₀对应的定时，发送角频率为ω_C2+ω_B2的发送波。

进而，装置1的控制部11在与t＝T对应的定时发送角频率为ω_C1-ω_B1的发送波。装置2的控制部21在该发送波的接收紧后的与t＝t₀+T以及t＝2t₀+T对应的定时，发送角频率为ω_C2-ω_B2的发送波。

这样，如图23所示，装置2的控制部21基于时间t＝0以及t＝t₀时的接收信号取得相位θ_H1(t)以及θ_H1(t+t₀)，基于时间t＝T时的接收信号取得相位θ_L1(t+T)。

此外，装置1的控制部11基于时间t＝2t₀时的接收信号取得相位θ_H2(t+2t₀)，基于时间t＝t₀+T以及t＝2t₀+T时的接收信号取得相位θ_L2(t+t₀+T)以及θ_L2(t+2t₀+T)。

能够基于在装置1、2中求出的这些相位并使用(116b)式进行距离的算出。

此外，在图24的例子中，装置1的控制部11在与t＝0对应的定时将角频率为ω_C1+ω_B1的发送波发送至装置2。装置2的控制部21在该发送波的接收紧后的与t＝t₀以及t＝2t₀对应的定时，发送发送角频率为ω_C2+ω_B2的发送波。

进而，装置1的控制部11在与t＝T以及t＝t₀+T对应的定时发送角频率为ω_C1-ω_B1的发送波。装置2的控制部21在该发送波的接收紧后的与t＝2t₀+T对应的定时，发送角频率为ω_C2-ω_B2的发送波。

这样，如图24所示，装置2的控制部21基于时间t＝0时的接收信号取得相位θ_H1(t)，基于时间t＝T以及t＝t₀+T时的接收信号取得相位θ_L1(t+T)以及θ_L1(t+t₀+T)。

此外，装置1的控制部11基于时间t＝t₀以及t＝2t₀时的接收信号取得相位θ_H2(t+t₀)以及θ_H2(t+2t₀)，基于时间t＝2t₀+T时的接收信号取得相位θ_L2(t+2t₀+T)。

能够基于在装置1、2中求出的这些相位并使用(116a)式进行距离的算出。

其他的结构以及作用与第1以及第2实施方式相同。

这样，在本实施方式中，也能够获得与第1以及第2实施方式相同的效果。

(第4实施方式)(6次交替序列)

图25以及图26是用于对本发明的第4实施方式进行说明的说明图。图25以及图26表示用于缩短通信时间的传送序列。本实施方式的硬件结构与第1实施方式相同。本实施方式在采用能够以与4次交替序列大致相同的通信时间进行测距的6次交替序列这一点与第1至第3实施方式不同。

如图25所示，在该传送序列中，装置1生成并发送发送波ω_C1+ω_B1，装置2生成并发送发送波ω_C2+ω_B2，装置1生成并再次发送发送波ω_C1+ω_B1。接下来，装置1生成并发送ω_C1-ω_B1，装置2生成并发送ω_C2-ω_B2，装置1生成并再次发送发送波ω_C1-ω_B1。这样，图25以及图26的传送序列交替进行6次发送，因此称作6次交替序列。

在表示图15的传送序列的(98)式中，从装置2向装置1进行合计4次发送，但时间t＝t₀与t＝D的发送波仅在装置1的相位计测时间不同时是相同的信号。此外，同样地，来自装置2的时间t＝t₀+T与t＝D+T的发送波仅在装置1的相位计测时间不同时是相同的信号。因此，在本实施方式中，通过将这些发送波集中到一次进行发送，能够缩短发送时间。即，在(98)式中，当设为D＝t₀时，导出下述(98’)式。

θ_H1(t)+2θ_H2(t+t₀)+θ_H1(t+2t₀)

-{θ_L1(t+T)+2θ_L2(t+t₀+T)+θ_L1(t+2t₀+T)}

＝2{(θ_τH1-θ_τL1)+(θ_τH2-θ_τL2)}＝4×(ω_B1+ω_B2)τ₁

……(98’)

该(98’)式表示利用6次交替序列，也与上述的表示8次交替序列的(98)式相同，通过在装置1、2中求出的相位差的相加，能够对延迟时间τ₁、即装置1、2间的距离准确地进行测距。

图26表示该序列。为了实现图26的序列，装置1的控制部11在与t＝0对应的定时将角频率为ω_C1+ω_B1的发送波发送至装置2。装置2的控制部21在该发送波的接收紧后的与t＝t₀对应的定时，发送角频率为ω_C2+ω_B2的发送波。装置1的控制部11在该发送波的接收紧后的与t＝2t₀对应的定时，再次发送角频率为ω_C1+ω_B1的发送波。

进而，装置1的控制部11在与t＝T对应的定时发送角频率为ω_C1-ω_B1的发送波。装置2的控制部21在该发送波的接收紧后的与t＝t₀+T对应的定时，发送角频率为ω_C2-ω_B2的发送波。装置1的控制部11在该发送波的接收紧后的与t＝2t₀+T对应的定时，再次发送角频率为ω_C1-ω_B1的发送波。

这样，如图26所示，装置2的控制部21基于时间t＝0以及t＝2t₀时的接收信号取得相位θ_H1(t)以及θ_H1(t+2t₀)，基于时间t＝T以及t＝2t₀+T时的接收信号取得相位θ_L1(t+T)以及θ_L1(t+2t₀+T)。

此外，装置1的控制部11基于时间t＝t₀时的接收信号取得相位θ_H2(t+t₀)，基于时间t＝t₀+T时的接收信号取得相位θ_L2(t+t₀+T)。

利用6次交替序列计测到相位的装置1以及装置2的一方将在自身设备中取得的相位信息发送至置1以及装置2的另一方。装置1以及装置2中的接受相位信息的提供的装置通过上述(98’)式的运算，算出距离。这样，在采用了6次交替序列的情况下，也能够仅提取传播延迟分量而进行准确的测距。

另外，6次交替序列的测距所需的的通信时间与4次交替序列的测距所需的的通信时间大致相同。

(最大测距距离的2倍化)

然而，在表示6次交替序列的(98’)式中，与上述(99)式以及(100)式相同的式成立，能够检测的最大测距距离为4次交替序列的1/2。但是，能够通过式子的变形将最大测距距离延长到与4次交替序列相同的距离。以下，对该方法进行说明。

当计算表示在装置2中接收来自装置1的发送波后将发送波发送至装置1的情况的上述(84)式、与为了除去距离推定误差原因而使用的上述(90)的差分时，获得下述(101)式。

θ_H1(t)+θ_H2(t+t₀)-θ_H1(t+t₀+D)-θ_H2(t+D)＝2{(ω_B1-ω_B2)+(ω_C1-ω_C2)}t₀……(101)

同样地，当计算(86)式-(94)式时，获得下述(102)式。

θ_L1(t)+θ_L2(t+t₀)-θ_L1(t+t₀+D)-θ_L2(t+D)＝2{-(ω_B1-ω_B2)+(ω_C1-ω_C2)}t₀……(102)

即便在(102)式的左边的t加入固定延迟量T，右边也是一定的，因此获得(103)式。

θ_L1(t+T)+θ_L2(t+t₀+T)-θ_L1(t+t₀+D+T)-θ_L2(t+D+T)

＝2{-(ω_B1-ω_B2)+(ω_C1-ω_C2)}t₀……(103)

当计算式(101)-式(103)时，获得下述(104)式。

θ_H1(t)+θ_H2(t+t₀)-θ_H1(t+t₀+D)-θ_H2(t+D)

-θ_L1(t+T)-θ_L2(t+t₀+T)+θ_L1(t+t₀+D+T)+θ_L2(t+D+T)＝4(ω_B1-ω_B2)t₀……(104)

在该(104)式中，当设为D＝t₀时，获得下述(110)式。

θ_H1(t)-θ_H1(t+2t₀)-θ_L1(t+T)+θ_L1(t+2t₀+T)＝4(ω_B1-ω_B2)t₀……(110)

该(110)式的结果通过2π的余数系统求出。当将(110)式的左边设为S₄时，使用整数n₄获得下述(105)式。

(ω_B1-ω_B2)t₀＝(S₄/4)+(n₄π/2)……(105)

(105)式的(ω_B1-ω_B2)t₀具有π/2周期的不确定性。

在作为装置的设计值，将基带用本地频率设为5[MHz]，收发间的频率误差设为最大±40[ppm]，延迟量t₀设为0.1[ms]的情况下，成为360°×(5×10⁶×±40[ppm])＝±7.2°。即，可明确得知上述(105)式的左边收敛在-π/4～π/4[rad]＝-45～45°，可知能够排除不确定性。因而，使用在-π～π[rad]之间求出的S₄，获得下述(111)式。

(ω_B1-ω_B2)t₀＝S₄/4……(111)

这样，通过(111)式能够唯一地求出(ω_B1-ω_B2)t₀。

接着，当在(88)式中代入(20)式、(30)式、(40)式以及(50)式并设为τ₁＝τ₂时，获得下述(107)式。

θ_H1(t)+θ_H2(t+t₀)-{θ_L1(t+T)+θ_L2(t+t₀+T)}

＝2(ω_B1+ω_B2)τ₁+2(ω_B1-ω_B2)t₀……(107)

该(107)式通过2π的余数系统求出，因此，当将左边的值设为S₆时，使用整数n₆获得下述(108)式。

(ω_B1+ω_B2)τ₁＝S₆/2+(ω_B1-ω_B2)t₀+n₆π……(108)

由于能够从(111)式唯一地求出(ω_B1-ω_B2)t₀，因此，通过将该(111)式代入(108)式，能够具有π周期的不确定性地求出(ω_B1+ω_B2)τ₁。

即，由于τ₁＝(R/c)，所以代替直接计算(98’)式，转而从(110)式与(111)式求出(ω_B1-ω_B2)t₀，并代入到(107)式来计算(ω_B1+ω_B2)τ₁，由此，能够使最大测距距离为8次交替序列的两倍、即与4次交替序列相同，能够延长至与通过上述(61)式求出距离的情况相同的最大测距距离。

为了获得(110)式而需要检测θ_H1(t)、θ_H1(t+2t₀)、θ_L1(t+T)、θ_L1(t+2t₀+T)，为了获得式(107)而需要检测θ_H1(t)、θ_H2(t+t₀)、θ_L1(t+T)、θ_L2(t+t₀+T)。这即表示通过利用图26所示的6次交替序列计测相位，能够测距至4次交替序列的最大测距距离。

这样，在本实施方式中，也可以采用6次交替序列进行准确的测距，与8次交替序列相比能够将通信时间缩短到约6/8倍。此外，在6次交替序列中，也能够将最大测距距离延长至与通过上述(61)式求出距离的情况相同的最大测距距离。

(收发频率的一般化)

接着，对将收发频率一般化的例子进行说明。

(利用8次交替序列一次计算相位计算的情况下的频率的一般化)

在发送波为ω_C+ω_B、ω_C-ω_B的情况下，获得上述(84)式、(20)式以及(30)式。

θ_H1(t)+θ_H2(t+t₀)＝θ_τH1+θ_τH2+{(ω_B1-ω_B2)+(ω_C1-ω_C2)}t₀……(84)

θ_τH1＝(ω_C1+ω_B1)τ₁……(20)

θ_τH2＝(ω_C2+ω_B2)τ₂……(30)

在将角频率一般化，将装置1的发送波设为ω_C1+ω_H1、ω_C1+ω_L1，将装置2的发送波的角频率置换成ω_C2+ω_H2、ω_C2+ω_L2的情况下，下述(123)式～(130)式成立。另外，将上述一般化的角频率的检测相位标记为Θ(t)。

Θ_H1(t)+Θ_H2(t+t₀)＝Θ_τH1+Θ_τH2+(ω_H1-ω_H2)t₀+(ω_C1-ω_C2)t₀……(123)

Θ_H1(t+t₀+D)+Θ_H2(t+D)＝Θ_τH1+Θ_τH2-(ω_H1-ω_H2)t₀-(ω_C1-ω_C2)t₀……(124)

Θ_L1(t+T)+Θ_L2(t+t₀+T)＝Θ_τL1+Θ_τL2+(ω_L1-ω_L2)t₀+(ω_C1-ω_C2)t₀……(125)

Θ_L1(t+t₀+D+T)+Θ_L2(t+D+T)＝Θ_τL1+Θ_τL2-(ω_L1-ω_L2)t₀-(ω_C1-ω_C2)t₀……(126)

Θ_τH1＝(ω_C1+ω_H1)τ₁……(127)

Θ_τH2＝(ω_C2+ω_H2)τ₂……(128)

Θ_τL1＝(ω_C1+ω_L1)τ₁……(129)

Θ_τL2＝(ω_C2+ω_L2)τ₂……(130)

因此，与(98)式相当的式由下述(131)式提供。

Θ_H1(t)+Θ_H2(t+t₀)+Θ_H1(t+t₀+D)+Θ_H2(t+D)

-{Θ_L1(t+T)+Θ_L2(t+t₀+T)+Θ_L1(t+t₀+D+T)+Θ_L2(t+D+T)}

＝2(Θ_τH1-Θ_τL1)+2(Θ_τH2-Θ_τL2)

＝2(ω_H1-ω_L1)τ₁+2(ω_H2-ω_L2)τ₂……(131)

此处，将ω_H1以及ω_H2的设计值设为ω_H，将ω_L1以及ω_L2的设计值设为ω_L。当考虑到测距系统的目标规格时，ω_H1、ω_H2相对于ω_H的误差、ω_L1、ω_L2相对于ω_L的误差成为几10[ppm]的等级，如果是1m左右的分辨率，则使用设计值完全没有问题。当设为τ₁＝τ₂，代替ω_H1、ω_H2而使用ω_H，代替ω_L1、ω_L2而使用ω_L来改变(131)式时，获得下述(134)式。

Θ_H1(t)+Θ_H2(t+t₀)+Θ_H1(t+t₀+D)+Θ_H2(t+D)

-{Θ_L1(t+T)+Θ_L2(t+t₀+T)+Θ_L1(t+t₀+D+T)+Θ_L2(t+D+T)}

≈4(ω_H-ω_L)τ₁……(134)

通过该(134)式求出τ₁，利用R＝cτ₁能够算出距离。

(在8次交替序列中分割相位计算的情况下的频率的一般化)

说明了在8次交替序列中，最大测距距离为通过(61)式求出距离的情况下的1/2，但与6次交替序列的情况相同，通过分割相位计算，能够将最大测距距离延长至与通过(61)式求出距离的情况相同的距离。

当使用一般化了的角频率表示(104)式时，成为下述(135)式。

Θ_H1(t)+Θ_H2(t+t₀)-Θ_H1(t+t₀+D)-Θ_H2(t+D)

-Θ_L1(t+T)-Θ_L2(t+t₀+T)+Θ_L1(t+t₀+D+T)+Θ_L2(t+D+T)

＝2{(ω_H1-ω_L1)-(ω_H2-ω_L2)}t₀……(135)

上述(135)式通过2π的余数系统求出，因此，当将左边设为Σ₈时，使用整数m₈获得下述(136)式。

{(ω_H1-ω_L1)-(ω_H2-ω_L2)}t₀＝(Σ₈/2)+m₈π……(136)

此处，在作为装置的设计值，将ω_H1与ω_L1的角频率差、ω_H2与ω_L2的角频率差设为2π×10[MHz]，收发间的频率误差设为最大±40[ppm]，延迟量t₀设为0.1[ms]的情况下，成为360°×(10×106×±40[ppm])＝±14.4°，因此，可明确得知(136)式的左边收敛在-π/2～π/2[rad]＝-90～90°，能够排除不确定性。即，使用在-π～π[rad]之间求出的Σ₈，获得下述(137)式。

{(ω_H1-ω_L1)-(ω_H2-ω_L2)}t₀＝Σ₈/2……(137)

这样，通过(137)式能够唯一地求出{(ω_H1-ω_L1)-(ω_H2-ω_L2)}t₀。

与上述(107)式相当的式与(134)式的导出时相同，被作为下述(138)式而求出。

Θ_H1(t)+Θ_H2(t+t₀)-{Θ_L1(t+T)+Θ_L2(t+t₀+T)}

＝(Θ_τH1-Θ_τL1)+(Θ_τH2-Θ_τL2)+{(ω_H1-ω_L1)-(ω_H2-ω_L2)}t₀

＝2(ω_H-ω_L)τ₁+{(ω_H1-ω_L1)-(ω_H2-ω_L2)}t₀……(138)

通过在该(138)式中代入(137)式的结果，能够求出τ₁，根据距离R＝cτ₁，能够求出距离。在该情况下，获得通过(134)式求出距离的情况下的2倍的最大测距距离，能够延长至与通过(61)式求出距离的情况相同的最大测距距离。

(在6次交替序列中分割相位计算而进行计算的情况下的频率的一般化)

在上述(135)式中，当设为D＝t₀时，获得下述(139)式。

Θ_H1(t)-Θ_H1(t+2t₀)-Θ_L1(t+T)-+Θ_L1(t+2t₀+T)

＝2{(ω_H1-ω_L1)-(ω_H2-ω_L2)}t₀……(139)

当将(139)式的左边设为在-π～π[rad]之间求出的结果Σ₆时，与上述(137)式的导出时的说明相同，能够排除不确定性，获得下述(140)式。

{(ω_H1-ω_L1)-(ω_H2-ω_L2)}t₀＝Σ₆/2……(140)

通过将该(140)式代入(138)式，能够求出τ₁，根据距离R＝cτ₁，能够求出距离。

(在4次交替序列中一次计算相位计算的情况下的频率的一般化)

同样地，上述(116)式以及(122)式使用角频率ω_H、ω_L的设计值，分别由下述(141)式以及(142)式表示。

Θ_H2(t+2t₀)+2Θ_H1(t+t₀)-Θ_H1(t)-{Θ_L2(t+2t₀+T)+2Θ_L1(t+t₀+T)-Θ_L1(t+T)}

≈2(ω_H-ω_L)τ₁……(141)

Θ_H1(t)+2Θ_H2(t+t₀)-Θ_H2(t+2t₀)-{Θ_L1(t+T)+2Θ_L2(t+t₀+T)-Θ_L2(t+2t₀+T)}

≈2(ω_H-ω_L)τ₁……(142)

能够与(117)式相同具有π周期的不确定性地算出这些(ω_H-ω_L)τ₁。因而，通过使用(141)式、(142)式，也能够将4次交替序列应用于使用了任意的2个波、3个波以上的测距。

(第5实施方式)(3个频率缩短交替序列)

图27至图29是用于对本发明的第5实施方式进行说明的说明图。图27至图29表示3个频率6次交替序列。本实施方式的硬件结构与第1实施方式相同。在上述的图9中，说明了通过使用了3个发送波的测距延长能够测距的距离的例子。考虑通过与4次交替序列相同的方法传送这3个频率的发送波。图27表示在该情况下的传送序列中从装置1、2发送的发送信号，图28表示图27的传送序列的相位检测。

在本实施方式中，如图27所示，装置1生成并发送发送波ω_C1+ω_H1，装置2生成并发送发送波ω_C2+ω_H2，装置1生成并发送发送波ω_C1+ω_L1，装置2生成并发送发送波ω_C2+ω_L2。进而，作为第3个波，装置1生成并发送发送波ω_C1+ω_M1，装置2生成并发送发送波ω_C2+ω_M2。使3个频率的发送波交替6次进行传送，因此，以下，将图28的序列称作3个频率6次交替序列。

使用τ₁＝(R/c)，从上述(141)式获得下述(143)式。

(1/2)×Θ_H2(t+2t₀)+2Θ_H1(t+t₀)-Θ_H1(t)-{Θ_L2(t+2t₀+T)+2Θ_L1(t+t₀+T)-Θ_L1(t+T)}

≈(ω_H-ω_L)×(R/c)……(143)

此外，可知当与到此为止的说明相同地进行计算时，能够获得(144)式。

(1/2)×Θ_M2(t+2t₀+D)+2Θ_M1(t+t₀+D)-Θ_M1(t+D)-{Θ_L2(t+2t₀+T)+2Θ_L1(t+t₀+T)-Θ_L1(t+T)}

≈(ω_M-ω_L)×(R/c)……(144)

在图28所示的3个频率6次交替序列中，能够根据通过“装置1生成并发送发送波ω_C1+ω_H1后到接收从装置2发送的发送波ω_C2+ω_H2为止的部分”获得的相位计算(143)式的左边，将该值记为Θdet。同样地，能够根据通过“装置1生成并发送发送波ω_C1+ω_L1后到接收从装置2发送的发送波ω_C2+ω_M2为止的部分”获得的相位计算(144)式的左边，将该值记为Θdet1。如果使用Θdet与Θdet1，则能够与使用图9进行说明的情况相同地延长能够测距的距离。

进而，在本实施方式中，如图29所示，与图28的序列相比，第3个波的收发定时不同，利用将第3个波的发送波ω_C1+ω_M1的发送时间省略缩短一次的发送的3个频率6次交替序列(以下，也称作3个频率缩短交替序列)，能够进行准确的测距。即，在图29中，装置1的控制部11在与t＝D对应的定时将角频率为ω_C1+ω_M1的发送波发送至装置2。装置2的控制部21在该发送波的接收紧后的与t＝t₀+D对应的定时，发送角频率为ω_C2+ω_M2的发送波。此外，装置1的控制部11基于时间t＝t₀+D时的接收信号取得相位Θ_M2(t+t₀+D)，装置2的控制部21基于时间t＝D时的接收信号取得相位Θ_M1(t+D)。

以下，对能够利用图29的3个频率缩短交替序列进行准确的测距的理由进行说明。

下述4式表示上述的(27)式、(37)式、(47)式以及(57)式。

θ_H1(t)＝-{(ω_C1-ω_C2)t+(ω_B1-ω_B2)t+θ_C1-θ_C2+θ_B1-θ_B2-θ_τH1}……(27)

θ_H2(t)＝(ω_C1-ω_C2)t+(ω_B1-ω_B2)t+θ_C1-θ_C2+θ_B1-θ_B2+θ_τH2……(37)

θ_L1(t)＝-{(ω_C1-ω_C2)t-(ω_B1-ω_B2)t+θ_C1-θ_C2-(θ_B1-θ_B2)-θ_τL1}……(47)

θ_L2(t)＝(ω_C1-ω_C2)t-(ω_B1-ω_B2)t+θ_C1-θ_C2-(θ_B1-θ_B2)+θ_τL2……(57)

在这些(27)式、(37)式、(47)式以及(57)式中，在将装置1的发送波的角频率置换成ω_C1+ω_H1、ω_C1+ω_L1，将装置2的发送波的角频率置换成ω_C2+ω_H2、ω_C2+ω_L2而一般化的情况下，使用(127)～(130)式，以下的(201)～(204)式成立。

Θ_H1(t)＝-{(ω_C1-ω_C2)t+(ω_H1-ω_H2)t+(Θ_C1-Θ_C2)+(Θ_H1-Θ_H2)-Θ_τH1}……(201)

Θ_H2(t)＝(ω_C1-ω_C2)t+(ω_H1-ω_H2)t+(Θ_C1-Θ_C2)+(Θ_H1-Θ_H2)+Θ_τH2……(202)

Θ_L1(t)＝-{(ω_C1-ω_C2)t+(ω_L1-ω_L2)t+(Θ_C1-Θ_C2)+(Θ_L1-Θ_L2)-Θ_τL1}……(203)

Θ_L2(t)＝(ω_C1-ω_C2)t+(ω_L1-ω_L2)t+(Θ_C1-Θ_C2)+(Θ_L1-Θ_L2)+Θ_τL2……(204)

同样地，当使用第3个角频率ω_C1+ω_M1，ω_C2+ω_M2时，显然下述(205)式、(206)式成立。

Θ_M1(t)＝-{(ω_C1-ω_C2)t+(ω_M1-ω_M2)t+(Θ_C1-Θ_C2)+(Θ_M1(t)-Θ_M2)-Θ_τM1}……(205)

Θ_M2(t)＝(ω_C1-ω_C2)t+(ω_M1-ω_M2)t+(Θ_C1-Θ_C2)+(Θ_M1-Θ_M2)+Θ_τM2……(206)

其中，

Θ_τM1＝(ω_C1+ω_M1)τ₁……(129a)

Θ_τM2＝(ω_C2+ω_M2)τ₂……(130a)

根据上述(201)式～(206)式的关系，下述(207)式～(211)式成立。

Θ_H1(t)+Θ_H2(t+2t₀)＝Θ_τH1+Θ_τH2+2{(ω_C1-ω_C2)+(ω_H1-ω_H2)}t₀……(207)

Θ_H1(t+t₀)+Θ_H2(t+2t₀)＝Θ_τH1+Θ_τH2+{(ω_C1-ω_C2)+(ω_H1-ω_H2)}t₀……(208)

Θ_L1(t+T)+Θ_L2(t+2t₀+T)＝Θ_τL1+Θ_τL2+2{(ω_C1-ω_C2)+(ω_L1-ω_L2)}t₀……(209)

Θ_L1(t+t₀+T)+Θ_L2(t+2t₀+T)＝Θ_τL1+Θ_τL2+{(ω_C1-ω_C2)+(ω_L1-ω_L2)}t₀……(210)

Θ_M1(t+D)+Θ_M2(t+t₀+D)＝Θ_τM1+Θ_τM2+{(ω_C1-ω_C2)+(ω_M1-ω_M2)}t₀……(211)

另外，如上所述，装置1内的多个振荡器与共通的基准振荡源同步地振荡，装置2内的多个振荡器也与共通的基准振荡源同步地振荡。此时，当将作为设计值的理想的角频率分别设为ω_H、ω_L、ω_M，将收发间的频率误差设为k时，如下的(212)式成立。

k＝(ω_H1-ω_H2)/ω_H＝(ω_L1-ω_L2)/ω_L＝(ω_M1-ω_M2)/ω_M……(212)

当使用该k时，根据(207)式～(211)式，下述(213)式以及(214)式成立。

Θ_H1(t)-Θ_H1(t+t₀)-Θ_L1(t+T)+Θ_L1(t+t₀+T)

＝{(ω_H1-ω_H2)-(ω_L1-ω_L2)}t₀

＝k(ω_H-ω_L)t₀……(213)

Θ_H1(t+t₀)+Θ_H2(t+2t₀)-{Θ_M1(t+D)+Θ_M2(t+t₀+D)}

＝Θ_τH1+Θ_τH2-Θ_τM1+Θ_τM2+{(ω_H1-ω_H2)-(ω_M1-ω_M2)}t₀

＝Θ_τH1+Θ_τH2-Θ_τM1+Θ_τM2+k(ω_H-ω_M)t₀……(214)

此处，在作为装置的设计值，假设将k设为最大±40[ppm]，将ω_H-ω_L设为2π×10[MHz]，将延迟量t₀设为0.1[ms]的情况下，当计算(213)式的右边时，成为±40[ppm]×2π×10[MHz]×0.1[ms])＝±0.08π，因此，不具有2π的不确定性地唯一求出式(213)的左边。即，可知即便k为±40[ppm]左右，如果适当选择收发参数，则能够排除式(213)的左边的2π的不确定性。

因此，根据(213)式以及(214)式，如下的(215)式成立。

Θ_H1(t+t₀)+Θ_H2(t+2t₀)-Θ_M1(t+D)-Θ_M2(t+t₀+D)

-(ω_H-ω_M)/(ω_H-ω_L){Θ_H1(t)-Θ_H1(t+t₀)-Θ_L1(t+T)+Θ_L1(t+t₀+T)}

＝(Θ_τH1-Θ_τM1)+(Θ_τH2-Θ_τM2)≈2(ω_H-ω_M)τ₁……(215)

同样地，根据(207)式～(211)式，如下的(216)式成立。

Θ_L1(t+t₀+T)+Θ_L2(t+2t₀+T)-Θ_M1(t+D)-Θ_M2(t+t₀+D)

-(ω_L-ω_M)/(ω_H-ω_L){Θ_H1(t)-Θ_H1(t+t₀)-Θ_L1(t+T)+Θ_L1(t+t₀+T)}

＝(Θ_τL1-Θ_τM1)+(Θ_τL2-Θ_τM2)≈2(ω_L-ω_M)τ₁……(216)

此外，根据(201)式～(204)式的关系，如下的(217)式成立。

Θ_H2(t+2t₀)+2Θ_H1(t+t₀)-Θ_H1(t)

-{Θ_L2(t+2t₀+T)+2Θ_L1(t+t₀+T)-Θ_L1(t+T)}

＝(Θ_τH1-Θ_τL1)+(Θ_τH2-Θ_τL2)≈2(ω_H-ω_L)τ₁……(217)

即，可知当使用(215)式、(216)式以及(217)式时，通过3个角频率ω_H、ω_L、ω_M的任意两个的组合也能够进行测距。

这样，在本实施方式中，通过与4次交替序列相同的方法，能够进行使用了3个频率的测距。并且，通过3个频率6次交替序列，能够进行3次往来(对应日文：3通り)的测距。在3个频率缩短交替序列中，第3个频率的基于装置2的相位取得可以为1次，能够缩短装置1的发送时间。如果同样地考虑，即便在四个波以上的情况下，也同样能够缩短。此外，(213)式只要根据两次两次地进行接收的频率求出即可，无需是最初的两个频率。只要以使用了3个以上的频率的情况下的其中的两个频率将一方的装置(例如装置1)设为“发送发送接收”即可。这些能够根据上述内容容易地类推出，因此省略说明。

(第6实施方式)(相位信息的传送方法的具体例)

接着，对本发明的第6实施方式进行说明。本实施方式的硬件结构与第1实施方式相同。

在上述各实施方式中，说明了装置1或者装置2的一方将基于所取得的I、Q信号的相位信息发送至另一方，在另一方的装置中对在装置1、2中求出的相位信息进行合成而求出距离的方法。在该情况下，当装置1、2的一方为了获得在另一方中测定的相位信息而另行进行数据通信时，认为为了确立数据通信而导致到测距结束为止的时间拖延或者协议变得复杂。本实施方式表示能够进行省略了这样的数据通信的相位信息的传送的具体例。

如上述的图4以及图5所示，装置1能够进行I_TX1、Q_TX1的输入，装置2能够进行I_TX2、Q_TX2的输入。在上述(来自装置2的角频率为ω_C2+ω_B2的发送波的收发)中，说明了当装置2发送时提供I_TX2＝1、Q_TX2＝0，即半径1、相位0度的IQ信号。

当前，在装置2中，输入的半径1不变而作为相位偏移提供θ_D2H或者θ_D2L进行发送。这相当于将所发送的载波信号的相位偏移的情况。即，在装置2以角频率ω_C2+ω_B2进行发送的情况下，输入I_TX2＝cos(θ_D2H)、Q_TX2＝sin(θ_D2H)，在以角频率ω_C2-ω_B2进行发送的情况下，输入I_TX2＝cos(θ_D2L)、Q_TX2＝sin(θ_D2L)。以下，对该情况下的收发信号进行说明。

首先，对高的角频率ω_C2+ω_B2的发送波的相位检测进行说明。当将角频率ω_C2、ω_B2的初始相位分别设为θ_C2、θ_B2时，从装置2发送的角频率ω_C2+ω_B2的信号tx2(t)由下述(301)式表示。

tx2(t)＝cos(ω_C2t+θ_C2){cos(ω_B2t+θ_B2)cos(θ_D2H)+sin(ω_B2t+θ_B2)sin(θ_D2H)}-sin(ω_C2t+θ_C2){sin(ω_B2t+θ_B2)cos(θ_D2H)-cos(ω_B2t+θ_B2)sin(θ_D2H)}

＝cos(ω_C2t+θ_C2)cos{ω_B2t+θ_B2-θ_D2H}-sin(ω_C2t+θ_C2)sin{ω_B2t+θ_B2-θ_D2H}

＝cos{(ω_C2+ω_B2)t+θ_C2+θ_B2-θ_D2H}……(301)

当将装置2、装置1间的距离设为R，来自装置2的发送波在延迟时间τ₂后在装置1中被接收时，该接收信号rx1(t)由下述(302)式表示。

rx1(t)＝cos{(ω_C2+ω_B2)(t-τ₂)+θ_C2+θ_B2-θ_D2H}

＝cos{(ω_C2+ω_B2)t+θ_C2+θ_B2-θ_D2H-θ_τH2}……(302)

另外，θ_τH2＝(ω_C2+ω_B2)τ₂……(303)

因此，通过上述(29)式以及(30)式与(302)式以及(303)式的比较，能够容易地类推出由装置1检测的相位θ_H2(t)由与上述(37)式相同的下述(304)式提供。

θ_H2(t)＝(ω_C1-ω_C2)t+(ω_B1-ω_B2)t+θ_C1-θ_C2+θ_B1-θ_B2+θ_D2H+θ_τH2……(304)

接着，对低的角频率ω_C2-ω_B2的发送波的相位检测进行说明。通过与上述(304)式的导出相同地考虑，能够通过如下的(305)式求出由装置1检测的相位θ_L2(t)。

θ_L2(t)＝(ω_C1-ω_C2)t-(ω_B1-ω_B2)t+θ_C1-θ_C2-(θ_B1-θ_B2)+θ_D2L+θ_τL2……(305)

另外，

θ_τL2＝(ω_C2-ω_B2)τ₂……(306)

此处，考虑利用上述的图17所示的4次交替序列进行测距的情况。

将装置1、装置2间的距离设为R，将装置1的发送波到达装置2为止的延迟时间设为τ₁。如果I_TX1＝1、Q_TX1＝0，则装置2的检测相位θ_H1(t)、θ_L1(t)由上述(20)式、(27)式、(40)式以及(47)提供。再次示出这些式。

θ_τH1＝(ω_C1+ω_B1)τ₁……(20)

θ_H1(t)＝-{(ω_C1-ω_C2)t+(ω_B1-ω_B2)t+θ_C1-θ_C2+θ_B1-θ_B2-θ_τH1}……(27)

θ_τL1＝(ω_C1-ω_B1)τ₁……(40)

θ_L1(t)＝-{(ω_C1-ω_C2)t-(ω_B1-ω_B2)t+θ_C1-θ_C2-(θ_B1-θ_B2)-θ_τL1}……(47)

此处，根据上述(116)式能够类推出：将在装置2中根据接收信号求出的相位信息加入初始相位后向装置1发送，由此，装置1能够根据基于接收信号求出的相位信息进行测距。以下，对该类推进行验证。

当前，装置2根据接收信号的检测相位设定下述(307)式以及(308)式所示的相位偏移量θ_D2H、θ_D2L。

θ_D2H＝2θ_H1(t+t₀)-θ_H1(t)……(307)

θ_D2L＝2θ_L1(t+t₀+T)-θ_L1(t+T)……(308)

装置2进行使用了基于根据接收信号求出的相位信息计算出的θ_D2H、θ_D2L的发送。装置1将根据图17的t＝2t₀以及t＝2t₀+T的定时的接收信号获得的两个相位信息相加而获得下述(309)式。

θ_H2(t+2t₀)-θ_L2(t+2t₀+T)

＝(ω_C1-ω_C2)(t+2t₀)+(ω_B1-ω_B2)(t+2t₀)+θ_C1-θ_C2+θ_B1-θ_B2+θ_D2H+θ_τH2

-{(ω_C1-ω_C2)(t+2t₀+T)-(ω_B1-ω_B2)(t+2t₀+T)+θ_C1-θ_C2-(θ_B1-θ_B2)+θ_D2L+θ_τL2}

＝-(ω_C1-ω_C2)T+(ω_B1-ω_B2)T+2(ω_B1-ω_B2)(t+2t₀)+2(θ_B1-θ_B2)+(θ_τH2-θ_τL2)+θ_D2H-θ_D2L……(309)

此处，θ_D2H-θ_D2L由下述(310)式提供。

θ_D2H-θ_D2L

＝2θ_H1(t+t₀)-θ_H1(t)-{2θ_L1(t+t₀+T)-θ_L1(t+T)}

＝-2{(ω_C1-ω_C2)(t+t₀)+(ω_B1-ω_B2)(t+t₀)+θ_C1-θ_C2+θ_B1-θ_B2-θ_τH1}

+{(ω_C1-ω_C2)t+(ω_B1-ω_B2)t+θ_C1-θ_C2+θ_B1-θ_B2-θ_τH1}

+2{(ω_C1-ω_C2)(t+t₀+T)-(ω_B1-ω_B2)(t+t₀+T)+θ_C1-θ_C2-(θ_B1-θ_B2)-θ_τL1}

-{(ω_C1-ω_C2)(t+T)-(ω_B1-ω_B2)(t+T)+θ_C1-θ_C2-(θ_B1-θ_B2)-θ_τL1}

＝(ω_C1-ω_C2)T-(ω_B1-ω_B2)T-2(ω_B1-ω_B2)(t+2t₀)-2(θ_B1-θ_B2)-(θ_τH1-θ_τL1)……(310)

装置1、装置2间的电波的延迟不论行进方向如何都相同，即，τ₁＝τ₂，因此，根据上述(309)式以及(310)式，下述(311)式成立。

θ_H2(t+2t₀)-θ_L2(t+2t₀+T)＝(θ_τH1-θ_τL1)+(θ_τH2-θ_τL2)＝2(ω_B1+ω_B2)τ₁……(311)

该(311)式意味着能够仅使用由装置1测定的相位信息进行测距。即，可知如果装置2基于所测定的相位信息，使用由(307)式以及(308)式提供的θ_D2H、θ_D2L进行发送，则装置1能够仅使用由装置1测定的相位信息进行测距。

这样，在本实施方式中，装置1、2的一方将根据基于测定出的相位信息获得的相位将发送的载波信号的相位偏移的发送波向另一方的装置发送，由此能够在另一方的装置中进行测距。由此，在本实施方式中，无需另行对相位信息进行通信，能够防止到测距结束为止的时间拖延或者协议变得复杂。

(变形例)

接着，对第6实施方式的变形例进行说明。

上述(310)式表示在装置2根据接收信号的检测相位设定下述(312)式以及(313)式所示的相位偏移量θ_D2H、θ_D2L的情况下也成立。

θ_D2H＝0……(312)

θ_D2L＝2θ_L1(t+t₀+T)-θ_L1(t+T)-{2θ_H1(t+t₀)-θ_H1(t)}……(313)

在将装置2使用该θ_D2H、θ_D2L生成的发送波向装置1发送的情况下，装置1也能够仅使用测定出的相位信息进行测距。

这样，当装置2的发送时赋予什么样的相位是设计事项，即便进行各种变形，也能够获得本实施方式的效果。

此外，从(102)式可知，即便对相同的相位的变化赋予θ_C2、θ_B2，也能够获得相同的效果。此处，作为将发送的载波信号的相位偏移的方法，设为基于图4以及图5所示的无线部的结构赋予I_TX2、Q_TX2的相位信息进行了说明，但也可以活用其他的结构。

进而，如果使用相同的想法，则也能够利用其他的收发序列仅根据由装置1测定出的相位信息进行测距。即，也可以将收发序列的最后设为从装置2向装置1的发送，当从装置2发送时，装置2基于接收到的相位信息进行规定的运算，并基于该结果将装置2的相位偏移而后发送。

(第7实施方式)(3个频率6次交替序列的相位信息的传送方法的例子)

接着，对本发明的第7实施方式进行说明。本实施方式的硬件结构与第1实施方式相同。

如上所述，无法检测超过了2π的检测相位差，因此，针对算出的检测相位差存在多个距离的候补。作为从存在的多个距离的候补中选择正确的距离的方法，示出了上述的图28的3个频率6次交替序列。本实施方式示出如该3个频率6次交替序列那样，在使用了3个波以上的测距中无需相位信息的另行的数据通信的例子。

发送波为ω_C+ω_B、ω_C-ω_B，在装置2以角频率ω_C2+ω_B2进行发送的情况下，对于相位偏移量输入I_TX2＝cos(θ_D2H)、Q_TX2＝sin(θ_D2H)，在以角频率ω_C2-ω_B2进行发送的情况下，输入I_TX2＝cos(θ_D2L)、Q_TX2＝sin(θ_D2L)。该情况下的收发信号由以下再次示出的上述各式表示。

θ_H1(t)＝-{(ω_C1-ω_C2)t+(ω_B1-ω_B2)t+θ_C1-θ_C2+θ_B1-θ_B2-θ_τH1}……(27)

θ_H2(t)＝(ω_C1-ω_C2)t+(ω_B1-ω_B2)t+θ_C1-θ_C2+θ_B1-θ_B2+θ_D2H+θ_τH2……(304)

θ_L1(t)＝-{(ω_C1-ω_C2)t-(ω_B1-ω_B2)t+θ_C1-θ_C2-(θ_B1-θ_B2)-θ_τL1}……(47)

θ_L2(t)＝(ω_C1-ω_C2)t-(ω_B1-ω_B2)t+θ_C1-θ_C2-(θ_B1-θ_B2)+θ_D2L+θ_τL2……(305)

θ_τH1＝(ω_C1+ω_B1)τ₁……(20)

θ_τH2＝(ω_C2+ω_B2)τ₂……(303)

θ_τL2＝(ω_C2-ω_B2)τ₂……(306)

θ_τL1＝(ω_C1-ω_B1)τ₁……(40)

首先，为了说明能够以3个频率中的任意的两个频率进行测距而说明将角频率一般化的情况下的测距的式子。

将装置1的发送波的角频率设为ω_C1+ω_H1、ω_C1+ω_L1、ω_C1+ω_M1，装置2的发送波的角频率设为ω_C2+ω_H2、ω_C2+ω_L2、ω_C2+ω_M2，在装置2以角频率ω_C2+ω_H2进行发送的情况下，输入I_TX2＝cos(Θ_D2H)、Q_TX2＝sin(Θ_D2H)，在以角频率ω_C2+ω_L2进行发送的情况下，输入I_TX2＝cos(Θ_D2L)、Q_TX2＝sin(Θ_D2L)，在以角频率ω_C2+ω_M2进行发送的情况下，输入I_TX2＝cos(Θ_D2M)、Q_TX2＝sin(Θ_D2M)。当与到此为止的说明相同地计算时，以下的(320)式～(332)式成立。另外，设为ω_H1＞ω_M1>ω_L1，上述一般化的角频率的检测相位的标记设为Θ(t)。

Θ_H1(t)+Θ_H2(t+2t₀)＝Θ_τH1+Θ_τH2+Θ_D2H+2{(ω_H1-ω_H2)+(ω_C1-ω_C2)}t₀……(320)

Θ_H1(t+t₀)+Θ_H2(t+2t₀)＝Θ_τH1+Θ_τH2+Θ_D2H+{(ω_H1-ω_H2)+(ω_C1-ω_C2)}t₀……(321)

Θ_L1(t+T)+Θ_L2(t+2t₀+T)＝Θ_τL1+Θ_τL2+Θ_D2L+2{(ω_L1-ω_L2)+(ω_C1-ω_C2)}t₀……(322)

Θ_L1(t+t₀+T)+Θ_L2(t+2t₀+T)＝Θ_τL1+Θ_τL2+Θ_D2L+{(ω_L1-ω_L2)+(ω_C1-ω_C2)}t₀……(323)

Θ_M1(t+D)+Θ_M2(t+2t₀+D)＝Θ_τM1+Θ_τM2+Θ_D2M+2{(ω_M1-ω_M2)+(ω_C1-ω_C2)}t₀……(324)

Θ_M1(t+t₀+D)+Θ_M2(t+2t₀+D)＝Θ_τM1+Θ_τM2+Θ_D2M+{(ω_M1-ω_M2)+(ω_C1-ω_C2)}t₀……(325)

Θ_τH1＝(ω_C1+ω_H1)τ₁……(326)

Θ_τH2＝(ω_C2+ω_H2)τ₂……(327)

Θ_τL1＝(ω_C1+ω_L1)τ₁……(328)

Θ_τL2＝(ω_C2+ω_L2)τ₂……(329)

Θ_τM1＝(ω_C1+ω_M1)τ₁……(330)

Θ_τM2＝(ω_C2+ω_M2)τ₂……(331)

此处，装置2基于所取得的相位信息设定下述(332)式～(334)式所示的相位偏移量。

Θ_D2H＝2Θ_H1(t+t₀)-Θ_H1(t)……(332)

Θ_D2L＝2Θ_L1(t+t₀+T)-Θ_L1(t+T)……(333)

Θ_D2M＝2Θ_M1(t+t₀+D)-Θ_M1(t+D)……(334)

在发送具有装置2所设定的相位偏移量的发送波的情况下，当计算并整理上述(221)式×2-(220)式-{(223)式×2-(222)式}时，获得下述(335)式。

Θ_H2(t+2t₀)-Θ_L2(t+2t₀+T)

＝(Θ_τH1-Θ_τL1)+(Θ_τH2-Θ_τL2)

＝(ω_H1-ω_L1)τ₁+(ω_H2-ω_L2)τ₂……(335)

此处，即便将角频率ω_H1、ω_H2以及ω_L1、ω_L2置换成它们的设计值ω_H、ω_L，当考虑到测距系统的目标规格时，ω_H1、ω_H2相对于ω_H的误差以及ω_L1、ω_L2相对于ω_L的误差为几10[ppm]的等级，该置换在实用上没有问题。因此，当设为τ₁＝τ₂，代替ω_H1、ω_H2而使用ω_H，代替ω_L1、ω_L2而使用ω_L来改变(335)式时，获得下述(336)式。

Θ_H2(t+2t₀)-Θ_L2(t+2t₀+T)

≈2(ω_H-ω_L)τ₁……(336)

从该(336)式求出τ₁，根据R＝cτ₁能够求出距离。

同样地，当计算并整理(321)下述×2-(320)式-{(325)式×2-(324)式}以及(325)式×2-(324)式-{(323)式×2-(322)式}时，获得下述(337)式以及(338)式。

Θ_H2(t+2t₀)-Θ_M2(t+2t₀+D)

＝(Θ_τH1-Θ_τM1)+(Θ_τH2-Θ_τM2)

＝(ω_H1-ω_M1)τ₁+(ω_H2-ω_M2)τ₂

≈2(ω_H-ω_M)τ₁……(337)

Θ_M2(t+2t₀+D)-Θ_L2(t+2t₀+T)

＝(Θ_τM1-Θ_τL1)+(Θ_τM2-Θ_τL2)

＝(ω_M1-ω_L1)τ₁+(ω_M2-ω_L2)τ₂

≈2(ω_M-ω_L)τ₁……(338)

其中，角频率ω_M为角频率ω_M1、ω_M2的设计值。

上述(336)式～(338)式意味着装置1能够仅使用自身设备测定出的相位信息进行测距。即，可知如果装置2基于测定出的相位信息，发送使用了由(332)式～(334)式提供的Θ_D2H、Θ_D2L、Θ_D2M的发送波，则装置1能够仅使用由装置1测定出的相位信息进行测距。

这样，在本实施方式中，在3个频率6次交替序列中，装置1、2的一方将根据基于测定出的相位信息获得的相位使发送的载波信号的相位偏移的发送波向另一方的装置发送，由此，也无需对相位信息另行进行通信，能够在另一方的装置中进行测距，能够防止到测距结束为止的时间的拖延或者协议变得复杂。

(第8实施方式)(3个频率缩短交替序列的相位信息的传送方法的例子)

接着，对本发明的第8实施方式进行说明。本实施方式的硬件结构与第1实施方式相同。

如上所述，在3个频率6次交替序列中，能够采用省略了第3个波的一次收发的图29所示的3个频率缩短交替序列。本实施方式表示在该3个频率缩短交替序列中，无需相位信息的另行的数据通信的例子。

在采用3个频率缩短交替序列的情况下，上述(320)式～(323)式以及(326)～(329)式也成立。此外，通过使用(330)式以及(331)式，下述(339)式成立。

Θ_M1(t+D)+Θ_M2(t+t₀+D)＝Θ_τM1+Θ_τM2+Θ_D2M+{(ω_M1-ω_M2)+(ω_C1-ω_C2)}t₀……(339)

另外，如上所述，装置1内的多个振荡器与共通的基准振荡源同步地振荡，装置2内的多个振荡器也与共通的基准振荡源同步地振荡。此时，当将理想的角频率分别设为ω_H、ω_L、ω_M，将收发间的频率误差设为k时，如下的(340)式成立。

k＝(ω_H1-ω_H2)/ω_H＝(ω_L1-ω_L2)/ω_L＝(ω_M1-ω_M2)/ω_M……(340)

此处，装置2基于所取得的相位信息设定下述(341)式～(343)式所示的相位偏移量。

Θ_D2H＝2Θ_H1(t+t₀)-Θ_H1(t)……(341)

Θ_D2L＝2Θ_L1(t+t₀+T)-Θ_L1(t+T)……(342)

Θ_D2M＝Θ_M1(t+D)-{(ω_M-ω_L)/(ω_H-ω_L)}{Θ_H1(t)-Θ_H1(t+t₀)}-{(ω_H-ω_M)/(ω_H-ω_L)}{Θ_L1(t+T)-Θ_L1(t+t₀+T)}……(343)

在发送具有装置2所设定的相位偏移量的发送波的情况下，从上述图28与图29与的对比可知，上述(336)式成立。此外，当计算(321)式-(339)式-{(ω_H-ω_M)/(ω_H-ω_L)}{(320)式-(321)式-(322)式+(323)式}时，获得下述(344)式。

Θ_H1(t+t₀)+Θ_H2(t+2t₀)-Θ_M1(t+D)-Θ_M2(t+t₀+D)

-{(ω_H-ω_M)/(ω_H-ω_L)}{Θ_H1(t)-Θ_H1(t+t₀)-Θ_L1(t+T)+Θ_L1(t+t₀+T)}

＝Θ_τH1+Θ_τH2+Θ_D2H-{Θ_τM1+Θ_τM2+Θ_D2M}+{(ω_H1-ω_H2)-(ω_M1-ω_M2)}t₀-{(ω_H-ω_M)/(ω_H-ω_L)}{(ω_H1-ω_H2)-(ω_L1-ω_L2)}t₀……(344)

当在上述(344)式中代入(340)式、(341)式以及(343)式时，获得下述(345)式。

Θ_H1(t+t₀)+Θ_H2(t+2t₀)-Θ_M1(t+D)-Θ_M2(t+t₀+D)

-{(ω_H-ω_M)/(ω_H-ω_L)}{Θ_H1(t)-Θ_H1(t+t₀)-Θ_L1(t+T)+Θ_L1(t+t₀+T)}

＝Θ_τH1+Θ_τH2-(Θ_τM1+Θ_τM2)+{(ω_H1-ω_H2)-(ω_M1-ω_M2)}t₀-{(ω_H-ω_M)/(ω_H-ω_L)}{(ω_H1-ω_H2)-(ω_L1-ω_L2)}t₀+2Θ_H1(t+t₀)-Θ_H1(t)+{(ω_M-ω_L)/(ω_H-ω_L)}{Θ_H1(t)-Θ_H1(t+t₀)}+{(ω_H-ω_M)/(ω_H-ω_L)}{Θ_L1(t+T)-Θ_L1(t+t₀+T)}-Θ_M1(t+D)……(345)

当使用τ₁＝τ₂进行整理时，获得下述(346)式。

Θ_H2(t+2t₀)-Θ_M2(t+t₀+D)

＝(Θ_τH1-Θ_τM1)+(Θ_τH2-Θ_τM2)

≈2(ω_H-ω_M)τ₁…(346)

此外，当计算(339)式-(323)式-{(ω_M-ω_L)/(ω_H-ω_L)}{(320)式-(321)式-(322)式+(323)式}时，获得下述(347)式。

Θ_M1(t+D)+Θ_M2(t+t₀+D)-Θ_L1(t+t₀+T)-Θ_L2(t+2t₀+T)-{(ω_M-ω_L)/(ω_H-ω_L)}{Θ_H1(t)-Θ_H1(t+t₀)-Θ_L1(t+T)+Θ_L1(t+t₀+T)}

＝Θ_τM1+Θ_τM2+Θ_D2M-{Θ_τL1+Θ_τL2+Θ_D2L}+{(ω_M1-ω_M2)-(ω_L1-ω_L2)}t₀-{(ω_M-ω_L)/(ω_H-ω_L)}{(ω_M1-ω_M2)-(ω_L1-ω_L2)}t₀……(347)

当在上述(347)式中代入(340)式、(342)式以及(343)式时，获得下述(348)式。

Θ_M1(t+D)+Θ_M2(t+t₀+D)-Θ_L1(t+t₀+T)-Θ_L2(t+2t₀+T)-{(ω_M-ω_L)/(ω_H-ω_L)}{Θ_H1(t)-Θ_H1(t+t₀)-Θ_L1(t+T)+Θ_L1(t+t₀+T)}

＝Θ_τM1+Θ_τM2-(Θ_τL1+Θ_τL2)+{(ω_M1-ω_M2)-(ω_L1-ω_L2)}t₀-{(ω_M-ω_L)/(ω_H-ω_L)}{(ω_M1-ω_M2)-(ω_L1-ω_L2)}t₀+{(ω_M-ω_L)/(ω_H-ω_L)}{Θ_H1(t)-Θ_H1(t+t₀)}-{(ω_H-ω_M)/(ω_H-ω_L)}{Θ_L1(t+T)-Θ_L1(t+t₀+T)}+Θ_M1(t+D)-2Θ_L1(t+t₀+T)+Θ_L1(t+T)……(348)

当使用τ₁＝τ₂进行整理时，获得下述(349)式。

Θ_M2(t+t₀+D)-Θ_L2(t+2t₀+T)

＝(Θ_τM1-Θ_τL1)+(Θ_τM2-Θ_τL2)

≈2(ω_M-ω_L)τ₁……(349)

上述(336)式、(346)式以及(349)式意味着装置1能够仅使用自身设备测定出的相位信息进行测距。即，可知如果装置2基于测定出的相位信息，发送使用了由(341)式～(343)式提供的Θ_D2H、Θ_D2L、Θ_D2M的发送波，则装置1能够仅使用由装置1测定出的相位信息进行测距。

这样，在本实施方式中，在3个频率缩短交替序列中，装置1、2的一方将根据基于测定出的相位信息获得的相位使发送的载波信号的相位偏移的发送波向另一方的装置发送，由此，也无需对相位信息另行进行通信，能够在另一方的装置中进行测距，能够防止到测距结束为止的时间的拖延或者协议变得复杂。

(第9实施方式)

图30以及图31是表示本发明的第9实施方式的说明图。本实施方式示出将上述各测距系统应用于智能进入系统的例子。

在图30中，钥匙31能够通过无线发送能够使汽车32的车门解锁以及上锁及使汽车32的发动机起动的信号。即，钥匙31具有未图示的数据收发部，能够利用数据收发部发送用于认证的被加密的固有数据。来自钥匙31的数据收发部的电波在搭载于汽车32的未图示的车辆控制装置35中被接收。

如图31所示，在车辆控制装置35中设置有控制部36。控制部36对车辆控制装置35的各部进行控制。控制部36也可以由使用了CPU等的处理器构成，按照存储于存储器38的程序动作而对各部进行控制。

在车辆控制装置35中设置有数据收发部37。数据收发部37能够经由天线35a在与钥匙31的数据收发部之间进行无线通信。数据收发部37接收从钥匙31发送的固有数据，并将规定的响应数据发送至钥匙31，由此进行钥匙31与汽车32的认证。

数据收发部37能够详细地设定电场强度，如果钥匙31不位于能够接收数据收发部37的发送数据的比较近的位置、即汽车32的附近，则无法进行认证。

例如，如图30的虚线所示，钥匙31位于充分接近汽车32的位置。在该情况下，数据收发部37能够在与钥匙31之间相互进行通信，数据收发部37通过与存储于存储器37a的固有数据的对照来认证钥匙31。数据收发部37对控制部36输出表示认证了钥匙31的信号。由此，控制部36对解锁、上锁装置39进行控制，允许解锁以及上锁。

在图30中中继攻击的攻击者持有中继装置33、34。中继装置33能够在与钥匙31之间进行通信，中继装置34能够在与汽车32内的数据收发部37之间进行通信，中继装置33、34中继钥匙31与数据收发部37之间的通信。由此，在钥匙31如图30那样充分远离汽车32而无法进行钥匙31与数据收发部37的直接通信的情况下，通过经由中继装置33、34，数据收发部37也能够认证钥匙31。

因此，在本实施方式中，控制部36基于数据收发部37的认证结果与来自第2装置2的测距结果，决定是否允许解锁以及上锁及发动机的起动等。

在钥匙31中内置有上述各实施方式的第1装置1。另一方面，在车辆控制装置35上搭载有上述各实施方式的第2装置2。来自装置1的发送波经由天线27a在装置2中被接收，来自装置2的发送波经由天线27a在装置1中被接收。存在来自装置1的发送波直接由天线27a接收的情况、以及经由中继装置33、34由天线27a接收的情况。同样地，存在来自第2装置2的发送波从天线27a直接由装置1接收的情况、以及从天线27a经由中继装置34、33由装置1接收的情况。

当在中继装置33、34中设为使来自装置1、装置2的发送波的相位不变化时，基于在装置1、2中求出的相位，装置2能够算出与钥匙31之间的距离。装置2将算出的距离输出至控制部36。在存储器38中保存有允许钥匙31的认证的距离阈值，控制部36在由装置2算出的距离为从存储器38读出的距离阈值以内的情况下，设为钥匙31被认证，允许解锁以及上锁及发动机的起动等。此外，控制部36在由装置2算出的距离大于从存储器38读出的距离阈值的情况下，不允许钥匙31的认证。因而，在该情况下，不允许解锁以及上锁及发动机的起动等。

另外，在中继装置33、34中，能够设为使来自装置1、装置2的发送波的相位变化。在该情况下，由于装置1、2的初始相位未知，因此，在中继装置33、34中无法求出为了使由装置2算出的距离为从存储器38读出的距离阈值以内的值而需要的移相量。因此，即便使用中继装置33、34，钥匙31的认证被允许的可能性也足够小。

这样，在本实施方式中，通过利用上述各实施方式的测距系统，能够防止通过对智能进入系统的中继攻击而进行车辆的解锁等。

另外，本发明并不限定于上述实施方式，在实施阶段，能够在不脱离其主旨的范围内进行各种变形。例如，在图17中，说明了装置2各接收两次从装置1发送的相同频率的发送波，但当然也可以超过两次进行接收。在接收到重叠有噪声、脉冲干扰的信号的情况下，一般进行增加接收次数并进行平均化而除去异常值等的信号处理，但在该情况下，也能够应用本发明。此外，如果着眼于用于算出距离的相位计算的式子依存于接收间隔t₀，则能够进行与接收间隔的变化相应的各种形式的变形、组合，如果接收间隔为已知(所谓的规定的间隔)，则能够容易地理解未必要以等间隔进行收发。

此外，在上述实施方式中包括各种阶段的发明，能够通过公开的多个构成要件的适当的组合来提取出各种发明。例如，即便从实施方式所示的全部构成要件删除几个构成要件，在能够解决在发明要解决的课题的栏中叙述的课题，并在获得在发明效果的栏中叙述的效果的情况下，也能够将删除了该构成要件的结构提取为发明。

对本发明的几个实施方式进行了说明，这些实施方式作为例子而示出，并不意味着对发明的范围进行限定。这些新的实施方式能够以其他各种方式加以实施，在不脱离发明的主旨的范围内能够进行各种省略、置换、变更。这些实施方式及其变形包含于发明的范围及主旨中，并且包含于技术方案所记载的发明和与其等同的范围中。

Claims (13)

1.一种测距装置，基于以多个载波频率传送的第1已知信号～第4已知信号的相位算出至少一方能够移动的第1装置与第2装置之间的距离，其中，

上述第1装置具备：

第1基准信号源；以及

第1收发器，使用上述第1基准信号源的输出发送与第1载波频率对应的上述第1已知信号以及与不同于上述第1载波频率的第2载波频率对应的上述第2已知信号，并且接收与上述第1载波频率对应的上述第3已知信号以及与上述第2载波频率对应的上述第4已知信号，

上述第2装置具备：

第2基准信号源，相对于上述第1基准信号源独立地动作；以及

第2收发器，使用上述第2基准信号源的输出发送与上述第1载波频率对应的上述第3已知信号以及与上述第2载波频率对应的上述第4已知信号，并且接收上述第1已知信号以及上述第2已知信号，

上述第1装置或者上述第2装置具备第1相位检测器，该第1相位检测器检测上述第1收发器所接收到的上述第3已知信号以及上述第4已知信号的相位，

上述第1装置或者上述第2装置具备第2相位检测器，该第2相位检测器检测上述第2收发器所接收到的上述第1已知信号以及上述第2已知信号的相位，

上述第1装置或者上述第2装置具备算出部，该算出部基于上述第1相位检测器检测到的上述第3已知信号以及上述第4已知信号的相位的差与上述第2相位检测器检测到的上述第1已知信号以及上述第2已知信号的相位的差，算出上述第1装置与上述第2装置之间的距离，

上述第1收发器以及上述第2收发器进行上述第1已知信号以及与该第1已知信号对应的上述第3已知信号的各一次的收发、以及上述第2已知信号以及与该第2已知信号对应的上述第4已知信号的各一次的收发的合计4次的收发。

2.如权利要求1所述的测距装置，其中，

上述第2收发器在上述第1已知信号以及上述第3已知信号的各一次的收发中以规定的间隔接收两次上述第1已知信号，在上述第2已知信号以及上述第4已知信号的各一次的收发中以规定的间隔接收两次上述第2已知信号，上述算出部基于上述第2收发器的接收间隔算出距离。

3.如权利要求1所述的测距装置，其中，

上述第1收发器在上述第1已知信号以及上述第3已知信号的各一次的收发中以规定的间隔接收两次上述第3已知信号，在上述第2已知信号以及上述第4已知信号的各一次的收发中以规定的间隔接收两次上述第4已知信号，上述算出部基于上述第1收发器的接收间隔算出距离。

4.如权利要求1所述的测距装置，其中，

上述第2收发器在上述第1已知信号以及上述第3已知信号的各一次的收发中以规定的间隔接收两次上述第1已知信号，上述第1收发器在上述第2已知信号以及上述第4已知信号的各一次的收发中以规定的间隔接收两次上述第4已知信号，上述算出部基于上述第1收发器以及上述第2收发器的接收间隔算出距离。

5.如权利要求1所述的测距装置，其中，

上述第1收发器在上述第1已知信号以及上述第3已知信号的各一次的收发中以规定的间隔接收两次上述第3已知信号，上述第2收发器在上述第2已知信号以及上述第4已知信号的各一次的收发中以规定的间隔接收两次上述第2已知信号，上述算出部基于上述第1收发器以及上述第2收发器的接收间隔算出距离。

6.如权利要求1所述的测距装置，其中，

上述第1收发器以及上述第2收发器接着上述第1已知信号以及上述第3已知信号的各一次的收发而进行上述第1已知信号的一次收发，并且，接着上述第2已知信号以及上述第4已知信号的各一次的收发而进行上述第2已知信号的一次收发，由此进行合计6次的发送。

7.如权利要求6所述的测距装置，其中，

上述算出部将基于对于上述第1已知信号以及上述第3已知信号求出的相位的运算结果代入基于对于上述第1已知信号到上述第4已知信号求出的相位的运算结果，由此，具有π周期的不确定性地算出上述相位的差。

8.如权利要求1所述的测距装置，其中，

上述第1收发器使用上述第1基准信号源的输出发送与第3载波频率对应的第5已知信号，并且接收与上述第3载波频率对应的第6已知信号，上述第3载波频率与上述第1载波频率和上述第2载波频率均不同，

上述第2收发器使用第2基准信号源的输出发送上述第6已知信号，并且接收上述第5已知信号，

上述第1收发器以及上述第2收发器接着上述第1已知信号以及上述第3已知信号的各一次的收发和上述第2已知信号以及上述第4已知信号的各一次的收发，进行上述第5已知信号以及上述第6已知信号的各一次的收发，

上述第2收发器在上述第5已知信号以及上述第6已知信号的各一次的收发中以规定的间隔接收两次上述第5已知信号。

9.如权利要求8所述的测距装置，其中，

上述第2收发器省略上述第5已知信号以及上述第6已知信号的各一次的收发中的上述第5已知信号的两次接收中的一次。

10.如权利要求1所述的测距装置，其中，

上述第1收发器以及上述第2收发器中的一方对上述第1收发器以及上述第2收发器中的另一方，发送已知信号，该已知信号是将上述第1相位检测器或者上述第2相位检测器基于接收信号检测到的相位信息作为相位偏移量附加而生成的信号。

11.如权利要求6所述的测距装置，其中，

上述第1收发器以及上述第2收发器中的一方对上述第1收发器以及上述第2收发器中的另一方，发送已知信号，该已知信号是将上述第1相位检测器或者上述第2相位检测器基于接收信号检测到的相位信息作为相位偏移量附加而生成的信号。

12.如权利要求9所述的测距装置，其中，

上述第1收发器以及上述第2收发器中的一方对上述第1收发器以及上述第2收发器中的另一方，发送已知信号，该已知信号是将上述第1相位检测器或者上述第2相位检测器基于接收信号检测到的相位信息作为相位偏移量附加而生成的信号。

13.一种测距方法，基于以多个载波频率传送的第1已知信号～第4已知信号的相位算出至少一方能够移动的第1装置与第2装置之间的距离，其中，

设置于上述第1装置的第1收发器使用第1基准信号源的输出发送与第1载波频率对应的上述第1已知信号，

设置于上述第2装置的第2收发器使用相对于上述第1基准信号源独立地动作的第2基准信号源的输出以规定的间隔接收两次上述第1已知信号，在该接收后发送与上述第1载波频率对应的第3已知信号，

上述第1收发器使用上述第1基准信号源的输出接收上述第3已知信号，在该接收后使用上述第1基准信号源的输出发送与不同于上述第1载波频率的第2载波频率对应的第2已知信号，

上述第2收发器使用上述第2基准信号源的输出以规定的间隔接收两次上述第2已知信号，在该接收后发送与上述第2载波频率对应的第4已知信号，

上述第1收发器使用上述第1基准信号源的输出接收上述第3已知信号，

设置于上述第2装置的第2相位检测器检测由上述第2收发器接收到的上述第1已知信号以及上述第2已知信号的相位，

设置于上述第1装置的第1相位检测器检测由上述第1收发器接收到的上述第3已知信号以及上述第4已知信号的相位，

设置于上述第1装置或者上述第2装置的算出部基于上述第1相位检测器以及上述第2相位检测器检测到的上述第1已知信号～上述第4已知信号的相位，算出上述第1装置与上述第2装置之间的距离。