CN109997301B - 用于控制dc-dc电压转换器的功率级的装置和方法 - Google Patents

用于控制dc-dc电压转换器的功率级的装置和方法 Download PDF

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Abstract

所描述实例包含用于确定用以驱动DC到DC电压转换器(200)的功率级(210)的脉宽调制PWM信号(245)的值的方法和设备，所述DC到DC电压转换器(200)具有耦合于所述功率级(210)与可耦合到负载的输出节点(216)之间的输出电感器(212)。维持用于确定用以驱动所述功率级(210)的PWM信号(245)的值的控制方案(260、265、270、275)。监测当前驱动所述功率级(210)的所述PWM信号(245)的值。监测流过所述输出电感器(212)的电感器电流的值。监测提供给所述负载的负载电流的值。基于当前驱动所述功率级(210)的所述PWM信号(245)的所述值、所述电感器电流的所述值以及所述负载电流的所述值，选择所述控制方案(260、265、270、275)中的一个。所述所选择的控制方案用以确定用以驱动所述功率级(210)的PWM信号(245)的值。

Description

用于控制DC-DC电压转换器的功率级的装置和方法
背景技术
将电子装置集成到汽车、工业和消费者平台上的不断增长的需求需要更复杂的电力转换和分配设计。这些电子装置通常包含嵌入式处理器、存储器和从一个电池源操作的其它电子组件。DC到DC电压转换器用于将不同电压供应到不同电子装置。
开关式DC到DC电压转换器由于其在宽电压输入范围内的高效率而为常用的。在当代低功率开关式DC到DC转换器中，通过脉宽调制(PWM)达成电压调节。在脉宽调制中，控制电路产生矩形脉冲波，其驱动内部晶体管(或同步装置中的晶体管)，从而以通常在数兆赫兹的范围内的设定频率快速开关晶体管。此类DC到DC电压转换器的输出电压与驱动脉冲的占空比成比例。电压或电流反馈控制环允许PWM控制器输出响应于负载改变而调节输出电压。
例如中央处理单元(CPU)、存储器模块和专用集成电路(ASIC)的组件需要在快速高电流瞬态条件下维持紧密调节的输出电压的电源。为达成此调节，多个DC到DC转换器并入有极大输出电容。然而，并入此类大输出电容是成本高的并且限制功率密度。
发明内容
本公开的说明性方面是针对用于控制DC到DC电压转换器的功率级的控制电路。所述控制电路包含多个控制块和多路复用器。每一控制块实施不同控制方案以将脉宽调制(PWM)信号提供到对应控制块的输出。多路复用器具有多个多路复用器输入、至少一个选择线以及输出。多路复用器输入中的每一个耦合到控制块输出中的一个。至少一个选择线被耦合成接收关于DC到DC电压转换器的开关周期的当前相位的信息。所述多路复用器输出耦合到DC到DC电压转换器的功率级以驱动功率级。
本公开的其它说明性方面是针对确定用以驱动DC到DC电压转换器的功率级的PWM信号的值的方法。DC到DC电压转换器具有耦合于功率级与可耦合到负载的输出节点之间的输出电感器。依据所述方法，维持用于确定用以驱动功率级的PWM信号的值的多个控制方案。监测当前驱动功率级的PWM信号的值。监测流过输出电感器的电感器电流的值。监测提供给负载的负载电流的值。基于当前驱动功率级的PWM信号的值、电感器电流的值以及负载电流的值，选择多个控制方案中的一个。所选择的控制方案用以确定用以驱动功率级的PWM信号的值。
本公开的其它说明性方面是针对一种DC到DC电压转换器，其包含功率级、输出级和控制电路。功率级包含电压输入和开关晶体管。所述开关晶体管具有第一端、第二端和第三端。第一端的电压电平部分地控制从所述第二端到所述第三端的电流流动。第二端耦合到电压输入。输出级包含输出电感器和输出电容器。输出电感器耦合于开关晶体管的第三端与可耦合到负载的电压输出之间。输出电容器耦合于电压输出与地之间。控制电路包含多个控制块和多路复用器。每一控制块实施不同控制方案以将PWM信号提供到对应控制块的输出。多路复用器具有多个多路复用器输入、至少一个选择线和多路复用器输出。多路复用器的每一输入耦合到控制块输出中的一个。至少一个选择线被耦合成接收关于DC到DC电压转换器的开关周期的当前相位的信息。多路复用器输出耦合到开关晶体管的第一端以驱动开关晶体管。
附图说明
图1是表示说明性DC到DC电压转换器的示意性电路图。
图2是表示说明性DC到DC电压转换器的示意性框图，其示出控制功能性的细节。
图3是定义基于选择线0和选择线1的状态的图2的多路复用器的输入的选择的表。
图4是展示PWM信号、负载电流、电感器电流和输出电压的相互关系的时序图。
图5是表示确定用以驱动DC到DC电压转换器的功率级的PWM信号的值的方法的流程图。
图6是表示从输出电压提取电感器电流/负载电流比较的电感器电流/负载电流比较块的实施方案的电路图。
图7是展示负载电流、电感器电流、实时输出电压和延迟的输出电压的相互关系的时序图。
图8是展示在卸载瞬态的情况下在电荷平衡控制方案中的PWM信号、负载电流、电感器电流和误差电压的相互关系的时序图。
图9是表示采用电荷平衡控制方案的控制块的说明性实施方案的示意性电路图。
具体实施方式
本公开的说明性方面是针对用于有效地调节DC到DC转换器的输出电压以达成超快速动态响应，因此显著地减小所需输出电容的技术。本公开的方面适用于采用脉宽调制(PWM)达成电压调节的许多类型的DC到DC电压转换器，包含降压转换器和其它降压导出的拓扑。
图1是表示说明性DC到DC电压转换器100的示意性电路图。图1中所描绘的DC到DC电压转换器100的类型有时被称为降压转换器。DC到DC电压转换器100包含功率级110，其包含充当开关的高侧晶体管Q1和低侧晶体管Q2。在图1中示出的说明性实施例中，高侧晶体管Q1是n沟道金属氧化物半导体场效应(NMOS)晶体管且低侧晶体管Q2是p沟道金属氧化物半导体场效应(PMOS)晶体管，但如所属领域的技术人员将了解，其它晶体管配置是可能的。晶体管Q1的漏极耦合到电压输入102，其可耦合到电源。在DC到DC电压转换器100的操作期间，电压输入102在输入电压Vin下操作，所述输入电压Vin是将被DC到DC电压转换器100转换成另一DC电压的DC电压。晶体管Q1的源极耦合到开关节点N1。晶体管Q2的源极耦合到开关节点N1且晶体管Q2的漏极耦合到地节点。地节点可在地电势或不同于或低于输入电压Vin的电势下操作。
DC到DC电压转换器100另外包含输出级120，其包含电感器112、输出电容器114以及可耦合到负载的输出节点116。电感器112的第一端耦合到开关节点N1。电感器112的第二端耦合到输出电容器114。DC到DC电压转换器100的输出116或输出节点在输出电压Vout下操作并且耦合到电感器112与输出电容器114的接合点。输出电压Vout是DC到DC电压转换器100所产生的DC电压。
晶体管Q1和Q2的栅极耦合到控制电路130，其产生栅极电压以使晶体管Q1和Q2接通和关断。因此，控制电路130充当开关控制器以控制晶体管Q1和Q2的开关功能。DC到DC电压转换器100在输入102处接收输入电压Vin。在当控制电路130致使晶体管Q1和Q2开关时的时间，控制电路使晶体管Q1和Q2接通和关断以使得一个晶体管接通，而另一晶体管关断。接通和关断周期控制流过电感器112的电流IL。电流IL产生跨输出电容器Cout 114的电压，所述电压是DC到DC电压转换器100的输出电压VOUT。在不连续的操作模式中，晶体管Q1和晶体管Q2两者在一周期内同时关断。如先前所提到，图1中示出的DC到DC转换器100仅为说明性的。图1的说明性转换器100采用具有两个同步晶体管Q1和Q2的同步功率级110。替代性实施例可采用驱动输出级120的单功率级晶体管。
在说明性实施例中，控制电路130使用脉宽调制(PWM)调节输出电压Vout。因此，控制电路130产生矩形脉冲波，其驱动开关晶体管Q1和Q2，从而在设定频率下快速开关晶体管。输出电压Vout与驱动脉冲的占空比成比例。反馈控制环140允许控制电路130调整提供给晶体管Q1和Q2的栅极的PWM信号的占空比，以响应于负载改变而调节输出电压Vout。
控制电路130用以调节输出电压Vout并且将其保持在所需范围内。为了精确地调节输出电压Vout，最有效的是致使电感器电流IL尽可能密切地跟踪负载电流Iload。来往于输出电容器Cout 114流动的电流组成电感器电流IL与负载电流Iload之间的偏差，其致使输出电压Vout的对应改变。因此，本公开的方面旨在迫使电感器电流IL尽可能密切地跟踪负载电流Iload。
图2是表示说明性DC到DC电压转换器200的示意性框图，其示出控制功能性的细节图2的DC到DC电压转换器200可被视为对应于图1的DC到DC电压转换器100。DC到DC电压转换器200包含控制电路230，其可被视为大体对应于图1的控制电路块130。图2的DC到DC电压转换器200包含功率级210，其在电压输入202处接收输入电压Vin并且在控制输入218处接收控制信号。功率级210可以类似于图1中示出的功率级110的方式或以与替代性功率级拓扑一致的方式实施。在其中功率级210以类似于图1中示出的功率级110的方式实施的实施例中，控制输入218对应于开关晶体管例如图1的MOSFET Q1的栅极。图2的DC到DC电压转换器200另外包含输出级220，其包含输出电感器Lout 212、输出电容器Cout 214和输出节点216。当在作用中(受应用于控制输入218的驱动器信号控制)时，功率级210以类似于上文关于图1所描述的方式的方式将电流提供到输出电感器Lout 212。
DC到DC电压转换器200的控制电路230包含4:1数字多路复用器240。四个多路复用器输入(信道00、信道01、信道10、信道11)分别耦合到四个不同控制块260、265、270和275。四个控制块260-275表示用于产生脉宽调制(PWM)信号以用以驱动功率级210的四个不同控制方案。因此，多路复用器240的输出245耦合到功率级210的控制输入218(在示意性实施例中，包括开关晶体管的栅极)以驱动功率级。多路复用器240具有两个选择线。选择线0接收对以下的指示：穿过输出电感器Lout 212的电感器电流IL是大于还是小于提供给耦合到转换器输出216的负载的负载电流Iload。在图2的说明性实施例中，选择线0从电感器电流/负载电流比较块250接收此指示。多路复用器240的选择线1接收驱动DC到DC转换器200的功率级210的PWM信号的当前状态(即，高或低)的指示。在图2的说明性实施例中，多路复用器的输出245提供驱动功率级210的PWM信号并且直接连接到选择线1。基于选择线0和选择线1的值，选择四个多路复用器输入(信道00、信道01、信道10或信道11)中的一个并且在多路复用器输出245处提供。因此，基于PWM信号的当前状态以及电感器电流IL是大于还是小于负载电流Iload，使用四个控制块260、265、270或275中的一个控制驱动功率级210的PWM信号。
提供给选择线0和1的两个参数即PWM信号的当前状态和电感器电流IL是大于还是小于负载电流Iload一起定义功率级210的开关周期的四个状态。控制块260-275包含“强制断开”块260、控制块265、恒定接通时间块270和“强制接通”块275。将在下文详细描述这些块结合选择线0和1定义的开关周期状态的操作。
图3是定义基于选择线0和选择线1的状态的图2的多路复用器240的输入的选择的表。参考图4最佳理解多路复用器输入选择表，图4是展示驱动图2的功率级210的PWM信号400、负载电流Iload 410、电感器电流IL 420和输出电压430的相互关系的时序图。在由图3和4表示的控制方案中，驱动功率级210的PWM信号400的开关周期划分成四个操作状态，其将在本文中被称作向上跟踪状态440、恒定接通状态450、向下跟踪状态460和控制状态470。在这些操作状态中的每一个中，使用如图2的控制块260-275所表示的不同控制方案产生驱动功率级210的PWM信号。由相对于负载电流Iload(选择线0)和当前PWM状态(选择线1)的电感器电流IL的相对电平定义多路复用器240的作用中信道的选择。
通过电感器电流IL 420小于负载电流Iload 410(即，选择线0为逻辑高)且PWM信号400(且因此选择线1)为逻辑高定义向上跟踪状态440。在图2的说明性实施例中，选择线0从电感器电流/负载电流比较块250接收电感器电流IL是小于还是大于负载电流Iload的指示。当选择线0和选择线1两者都为1(逻辑高)时，选择多路复用器240的信道11，其耦合到“强制接通”控制块275，意味着在多路复用器240的输出245处提供“强制接通”控制块275，并且因此提供到功率级210的控制输入218。“强制接通”控制块275促使PWM信号400接通并且保持接通。换句话说，“强制接通”控制块275产生逻辑高输出信号，当选择多路复用器240的信道11时，在多路复用器240的输出处提供所述逻辑高输出信号。当驱动功率级210的PWM信号400接通(逻辑高)时，穿过输出电感器212的电感器电流IL 420上升。
在向上跟踪状态440的起点时，电感器电流IL 420处于最小值并且因而小于负载电流Iload 410达最大量。因此在向上跟踪状态440的起点，输出电容器214以最大速率放电以便弥补电流差，并且，继而，输出电压430以最大速率减小。此放电速率减小直到IL＝Iload为止，此时，输出电容器214停止放电并且因而不存在进入或离开输出电容器214的电流，并且在输出电压430中达到谷值(低点)。当电感器电流IL 420达到负载电流Iload410的电平时，多路复用器240将PWM控制切换到如将在下文解释的恒定接通时间控制块270。
通过电感器电流IL 420大于负载电流Iload 410(即，选择线0为低)且PWM信号400(且因此选择线1)为高来定义恒定接通时间状态450。当选择线0＝0(逻辑低)并且选择线1＝1(逻辑高)时，选择多路复用器240的信道10，其耦合到恒定接通时间控制块270，意味着在多路复用器240的输出245处提供恒定接通时间控制块270的输出，并且因此提供到功率级210的控制输入218。恒定接通时间控制块270致使PWM信号400在恒定时间周期内保持接通并且接着关断。换句话说，恒定接通时间控制块270在预定的固定周期内产生逻辑高输出信号并且接着转变为低。在说明性实施例中，此恒定接通时间的持续时间是由恒定接通计时器(未示出)设置。恒定接通时间的持续时间设置DC到DC电压转换器200的开关频率。在替代实施例中，在操作状态450中的接通时间的持续时间可基于DC到DC转换器的输入电压Vin而变化，以便实现维持大体上固定的开关频率。在其中接通时间固定的实施例中，当选择多路复用器240的信道10时，在多路复用器240的输出245处提供恒定接通时间信号且因此定义驱动功率级210的PWM信号400。在恒定接通时间操作状态450中，电感器电流IL 420继续升高直到PWM信号400在恒定接通时间周期结尾变低。
电感器电流IL 420等于恒定接通时间状态450的起点处的负载电流Iload 410并且接着稳定地增加。为弥补电流差，电流开始流动到输出电容器214，致使输出电容器214开始充电。充电速率以及因此输出电压430的改变速率随电感器电流IL 420增加直到在恒定接通时间状态450结尾到达最大。当PWM信号400在恒定接通时间周期结尾变低时，多路复用器240将PWM控制切换到“强制断开”控制块260，因此将操作状态切换到如在下文将解释的向下跟踪操作状态460。
通过电感器电流IL 420大于负载电流Iload 410(即，选择线0为低)并且PWM信号400(且因此选择线1)为低来定义向下跟踪状态460。当选择线0＝0(逻辑低)并且选择线1＝0(逻辑低)时，选择多路复用器240的信道00，其耦合到“强制断开”控制块260，意味着在多路复用器240的输出245处提供“强制断开”控制块260的输出，并且因此提供到功率级210的控制输入218。“强制断开”控制块260强制PWM信号400关断并且保持断开。换句话说，“强制断开”控制块260产生逻辑低输出信号，当选择多路复用器240的信道00时，在多路复用器240的输出245处提供所述逻辑低输出信号。在驱动功率级210的PWM信号400断开(逻辑低)时，穿过输出电感器212的电感器电流IL 420下降。
在向下跟踪状态460的起点，电感器电流IL 420处于最大值并且因而大于负载电流Iload 410达最大量。因此在向下跟踪状态460的起点，输出电容器214以最大速率充电以便弥补电流差，并且，继而，输出电压430以最大速率增加。此充电速率减小直到IL＝Iload，此时，输出电容器214停止充电并且因而不存在进入或离开输出电容器214的电流，并且在输出电压430中达到峰值。当电感器电流IL 420下降到负载电流Iload 410的电平时，多路复用器240将PWM控制切换到控制块265，因此将操作状态切换到如将在下文解释的控制状态470。
通过电感器电流IL 420小于负载电流Iload 410(即，选择线0为高)并且PWM信号400(且因此选择线1)为低来定义控制状态470。当选择线0＝1(逻辑高)并且选择线1＝0(逻辑低)时，选择多路复用器240的信道01，其耦合到控制块265，意味着在多路复用器240的输出245处提供控制块265的输出，并且因此提供到功率级210的控制输入218。控制块265致使PWM信号400在控制器确定的时间周期内保持断开并且接着接通。换句话说，控制块265产生在控制块265确定的时间周期内为逻辑低并且接着变高的输出信号。在说明性实施例中，使用电荷平衡控制方法确定此时间周期，但还可使用多种其它控制方法。将在下文关于图8和9描述电荷平衡控制方法。当选择多路复用器240的信道01时，在多路复用器240的输出245处提供控制块265的输出且因此定义驱动功率级210的PWM信号400。在控制状态470中，电感器电流IL 420继续减小直到PWM信号400在控制块265确定的时间变高。
电感器电流IL 420在控制状态470的起点等于负载电流Iload 410并且接着稳定地减小。为弥补电流差，输出电容器214开始放电，致使电流从输出电容器214流动。放电的速率并且因此输出电压430的改变速率随着电感器电流IL 420下降而增加，直到电感器电流IL420在控制状态470结尾达到最小值。当PWM信号在控制块265确定的时间变高时，多路复用器240将PWM控制块切换回到“强制接通”控制块275，因此将操作状态切换到如上文所描述的向上跟踪操作状态440。
如图4中可见，通过本公开的控制方案，电感器电流IL的电平与负载电流Iload的电平在每一开关周期中相交两次。因此电感器电流IL密切地跟踪负载电流Iload，从而产生最小输出电压偏差。
图5是表示确定用以驱动DC到DC电压转换器200的功率级210的PWM信号的值的方法的流程图。DC到DC电压转换器200包含耦合于功率级210与可耦合到负载的输出节点216之间的输出电感器212。在图5的框500处，维持用于确定用以驱动功率级210的PWM信号的值的多个控制方案。在框510处，监测当前驱动功率级210的PWM信号的值。在框520处，监测流过输出电感器212的电感器电流的值。在框530处，监测提供给负载的负载电流的值。在步骤540处，基于当前驱动功率级210的PWM信号的值、电感器电流的值以及负载电流的值选择多个控制方案中的一个。在步骤550处，使用所选择的控制方案确定用以驱动功率级210的PWM信号的值。
图2的电感器电流/负载电流比较块250可以多种方式实施电感器电流/负载电流比较。在说明性实施例中，从输出电压Vout 430提取电感器电流/负载电流比较。图6是表示从输出电压Vout 430提取电感器电流/负载电流比较的电感器电流/负载电流比较块600的实施方案的电路图。电感器电流/负载电流比较块600包含全通滤波器610和比较器620。全通滤波器610是标准全通滤波器，所属领域中的技术人员易于理解其操作。全通滤波器610接收例如在图2的电压输出216处示出并且表示为图4中输出电压曲线430的实时输出电压Vout。全通滤波器610基于实时输出电压Vout产生延迟的输出电压信号。
图7是展示负载电流Iload 710、电感器电流IL 720、实时输出电压Vout 730和延迟的输出电压740的相互关系的时序图。如图7中可见，如果实时输出电压信号Vout 730大于延迟的输出电压信号740，那么这意味着输出电压Vout 730正在增加，继而指示电感器电流IL720大于负载电流Iload 710。相反地，如果实时输出电压信号Vout 730低于延迟的输出电压信号，那么这意味着输出电压Vout 730正在减小，继而指示电感器电流IL 720小于负载电流Iload 710。
比较器620将实时输出电压信号Vout 730与延迟的输出电压信号740进行比较。如果实时输出电压信号Vout 730大于延迟的输出电压信号740，那么比较器620输出“0”，指示电感器电流IL 720大于负载电流Iload 710。相反地，如果实时输出电压信号Vout 730低于延迟的输出电压信号，那么比较器620输出“1”，指示电感器电流IL 720大于负载电流Iload710。
如上文所提及，在图4的控制状态470中，控制块265确定使PWM信号400变高的时间。控制块265可使用多种控制方法中的任一种确定PWM信号400在变高之前保持为低的时间周期。在说明性实施例中，使用电荷平衡控制方法确定此时间周期。电荷平衡控制通过使用输出电容器214的电荷平衡原理提供时间最优的瞬态响应。Vout误差电压Verr定义为输出电压Vout与目标电压Vref之间的差。已经展示在卸载瞬态之后的最优接通时间是当误差电压Verr下降到定义为Vsw＝D·Vpk的电压阈值Vsw时，其中D是驱动功率级210的PWM信号的稳定状态占空比，且Vpk是峰值误差电压。在图8中定义两个变量，图8是展示在卸载瞬态的情况下在电荷平衡控制方案中的PWM信号800、负载电流Iload 810、电感器电流IL 820和误差电压Verr的相互关系的时序图。
在图8中，负载电流Iload 810经历卸载瞬态，表征为负载电流Iload 810在极短时间周期内的极限下降。图8的卸载瞬态860在当PWM信号800为低且电感器电流IL 820最近下降到低于负载电流Iload 810时的时间发生。因此，卸载瞬态860在控制状态470(参考图4)期间发生并且控制块265正在控制如多路复用器240选择的PWM信号。当发生卸载瞬态860时，负载电流Iload 810快速下降到低于电感器电流IL 820。电由于PWM信号800保持为低，因此感器电流IL 820继续稳定地下降。
卸载瞬态860致使所述负载电流Iload 810下降到显著小于电感器电流IL 820的电平。因此，过量电感器电流流到输出电容器214中，致使输出电容器214以相对高的速率充电，继而致使输出电压Vout以高速率增加。输出电压的此增加以误差电压Verr 850反映，其当发生卸载瞬态860时达到峰值。误差电压Verr 750继续增加直到电感器电流IL 820在时间870下降到负载电流Iload 810的经减小电平，在此点不存在进入或离开输出电容器214的电流流动。因此，误差电压在时间870达到其峰值Vpk。随着电感器电流IL继续下降到低于负载电流Iload的经减小电平，输出电容器214开始放电，且输出电压Vout以及因此误差电压Verr850开始从其升高的电平下降。当误差电压Verr在点880处下降到Vsw时，控制块265致使其PWM输出变高。如在图8中可见，当Verr＝Vsw时接通PWM信号800会致使电感器电流IL 820在Vout＝Vref的同时与负载电流Iload 810交叉，即Verr＝0。
图9是表示采用电荷平衡控制方案的控制块265的说明性实施方案的示意性电路图。图9的电荷平衡控制块900包含取样保持电路910、增益放大器920和比较器930。取样保持电路910接收误差电压信号Verr 850。取样保持电路910还接收电感器电流/负载电流控制块950的输出作为控制信号，所述电感器电流/负载电流控制块950以与关于图2描述的电感器电流/负载电流控制块250相同的方式起作用。因此，当电感器电流IL820与负载电流IL810交叉(例如，下降到低于负载电流IL 810)时，电感器电流/负载电流控制块250的输出改变(例如，变高)。取样保持电路910对误差电压信号Verr 850取样，此时所述取样保持电路910从电感器电流/负载电流控制块950接收到了如此做的指示。因为误差电压Verr 850当电感器电流IL 820与负载电流IL 810交叉(在图8中的时间870)时处于其峰值，所以这致使取样保持电路910对误差电压Verr 850的峰值电压Vpk取样。
增益放大器920接收此峰值电压Vpk并且使其与PWM信号800的稳态(即，非暂时性)占空比相乘。增益放大器920的输出因此是上文关于图8所描述的阈值电压Vsw。比较器930将误差电压850与阈值电压Vsw进行比较并且在误差电压850小于阈值电压Vsw的情况下输出逻辑高信号且在误差电压850大于阈值电压Vsw的情况下输出逻辑低信号。比较器930的输出是控制块265的输出并且提供给多路复用器240的信道01输入。因此，误差电压Verr一下降到低于阈值电压Vsw，控制块265所产生的PWM信号就变高。在说明性实施例中，电荷平衡控制块900在稳定状态并且在负载瞬态期间操作。为了使用稳定状态中的电荷平衡逻辑控制900确定PWM接通点，模拟电路放大输出电压Vout。图9中示出的Verr信号在此类放大之后。
在负载瞬态期间，多路复用器240继续基于当前PWM值并且基于电感器电流IL和负载电流Iload的相对值，确定控制块260-275中哪些将控制提供给功率级210的PWM信号。因此，依据给定负载瞬态如何影响电感器电流IL 420和负载电流Iload 410的相对值，控制有时可在操作状态440-470之间跳转，而非始终依序循环通过四个状态440、450、460和470。
在稳定状态中，向上跟踪状态440的持续时间大致等于整个接通时间的一半，这是因为跟踪负载电流Iload 410的电感器电流IL 420产生大致等于平均负载电流Iload的平均电感器电流IL。但当瞬态负载步骤在此状态440下发生时，电感器电流与负载电流的交叉点将改变。因此，此状态440的持续时间将延长(加载瞬态)或截短(卸载瞬态)。在任一情况下，多路复用器240将致使操作状态进入恒定接通状态450，这是因为当PWM信号400为高时，电感器电流IL变得大于负载电流Iload。
如果在恒定接通状态450期间发生加载瞬态，那么操作状态将自动跳转到向上跟踪状态440，这是由于在PWM信号400为高时，负载电流Iload变成大于电感器电流IL。如果在恒定接通状态450期间发生卸载瞬态，那么电感器电流IL保持小于负载电流Iload，因此多路复用器240将保持恒定接通状态450中的操作状态，因此保持其PWM信号245为高，直到接通计时器到期。在替代实施例中，当输出误差电压Verr超过阈值时，使用比较器及早关断PWM信号400，以便改进动态响应。
在稳定状态中，向下跟踪状态460的持续时间大致等于整个断开时间的一半。如果在此状态期间发生负载步骤，那么电感器电流与负载电流的交叉点将改变。因此，此状态460的持续时间将截短(加载瞬态)或延长(卸载瞬态)。在任一情况下，多路复用器240将致使操作状态进入控制状态470，这是因为在PWM信号400为低时，电感器电流IL变成小于负载电流Iload。
在其中控制块265采用电荷平衡控制方案的说明性实施例中，如果在控制状态470期间发生加载瞬态，那么误差电压Verr将更快速地下降到阈值电压Vsw，并且因此操作状态将及早进入向上跟踪状态440。如果在控制状态470期间发生卸载瞬态，那么负载电流Iload将变成小于电感器电流IL，且因此操作状态将自动跳转到向下跟踪状态460。
如在恒定接通时间(COT)系统中，恒定接通时间状态450中的恒定接通时间的持续时间确定DC到DC转换器200的开关频率。输入电压Vin中任何变化还将影响开关频率。在示意性实施例中，DC到DC电压转换器100的控制电路130采用有时在COT系统中采用的开关频率控制方法达成伪固定开关频率。此类方法可包含输入电压前馈控制、锁相环以及其它开关频率控制方案。
如上文关于图6和7所描述，当检测到输出电压谷值点时触发恒定接通时间状态450。然而，归因于输出电容器214的等效串联电阻(ESR)的电压降将叠加在电容的电压上。因此，输出电压谷值点将移位，并且将在电感器电流IL 720与负载电流Iload 710的交叉点之前发生。如果不补偿此误差，那么将缩短有效恒定接通时间，并且开关频率将高于预期。可在数学上展示由ESR所导致的Vout谷值点的时间提前tadv等于tadv＝RESR·Cout，其中RESR是输出电容器214的等效串联电阻且Cout是输出电容。因此，高ESR致使谷值点的大时间提前tadv并且因此增加开关频率。当时间提前tadv大于恒定接通时间(其被设计成所要接通时间的一半)时，开关频率将不进一步增加但箝位在所要开关频率的两倍处。这是因为PWM信号400一变高恒定接通时间就开始计数，这给出为最初设计的接通时间的一半的接通时间。
在一些说明性实施例中，陶瓷电容器用于输出电容器214，这是因为陶瓷电容器具有相对低ESR。应注意，ESR致使的时间提前将消除其它模拟组件例如全通滤波器、比较器、MOSFET栅极驱动器等中的时间延迟。因此，通过仔细的设计，ESR由所导致时间提前可被由控制电路所导致的时间延迟抵消。
本公开的控制方法提供非常快速的动态响应，尤其是当电感器电流回转速率比负载电流回转速率更快时。这更可能是在其中输出电感器212可为小的高开关频率下的情况。对于其中输入电压Vin远大于输出电压Vout的应用，接通时间的电感器电流回转速率(Vin-Vout)/L是非常高的。因此，电感器电流IL 420可在非常短的时间周期内跟踪负载电流Iload410，从而提供最小下冲电压偏差。这允许参考电压Vref设置在调节范围的下端值。这提供两个优点。第一，用户可达成显著功率节省。举例来说，如果调节范围是±5％，那么Vout设定点可设置在-4％；因此用户可达成4％功率节约。第二，所需的输出电容(受卸载瞬态限制)可减小一半，这是由于所允许的过冲可使用完整调节窗。
如果负载步骤电流回转速率为慢或如果输出电感器值足够小，以使得在断开时间期间的电感器电流回转速率(Vout/L)比负载电流回转速率更快，那么可达成显著性能改进。在此情况下，本公开的控制方案可促进相对于现有控制方案使用显著减小的输出电容且仍达成相同的电压调节性能。
在权利要求书的范围内，对所描述实施例的修改是可能的，且其它实施例是可能的。

Claims (20)

1.一种用于控制DC到DC电压转换器的功率级的控制电路，所述功率级适于通过输出电感器耦合到负载，所述控制电路包括：
多个控制块，每一控制块被配置成实施不同控制方案并且可操作以在所述控制块的输出处提供输出信号；和
多路复用器，其包括：
多个多路复用器输入，每一输入耦合到所述控制块输出中的相应一者的输出；
至少一个选择线，其被耦合成接收关于所述DC到DC电压转换器的开关周期的当前相位的信息；和
多路复用器输出，其耦合到所述DC到DC电压转换器的所述功率级，且经配置以基于由所述选择线接收的所述信息而将脉冲宽度调制PWM信号提供到所述功率级，其中所述开关周期的所述当前相位是基于通过所述输出电感器的电感器电流以及提供到所述功率级的当前PWM信号。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其中所述多路复用器可操作以基于关于所述DC到DC电压转换器的所述开关周期的所述当前相位的所述信息，将来自所述多个控制块中的一个的所述输出信号选择性地耦合到所述DC到DC转换器的所述功率级。
3.根据权利要求1所述的控制电路，其中所述DC到DC转换器包括输出级，所述输出级包括：
所述输出电感器，其耦合于所述功率级与要耦合到所述负载的输出端之间；和
输出电容器，其耦合于所述输出端与地之间。
4.根据权利要求1所述的控制电路，其中所述多路复用器的所述至少一个选择线包括：
第一选择线，其被耦合成接收所述电感器电流是大于还是小于通过所述负载的负载电流的指示；和
第二选择线，其被耦合成接收提供到所述DC到DC转换器的所述功率级的所述当前PWM信号是逻辑高还是逻辑低的指示。
5.根据权利要求4所述的控制电路，其中：
所述多个控制块包含耦合到所述多路复用器的第一多路复用器输入的第一控制块，其中所述第一控制块经配置以产生恒定逻辑高信号，且
所述多路复用器被配置成响应于所述第一选择线指示所述电感器电流小于所述负载电流且所述第二选择线指示提供到所述功率级的所述当前PWM信号是逻辑高，选择所述第一多路复用器输入。
6.根据权利要求4所述的控制电路，其中所述多个控制块包含耦合到所述多路复用器的第二多路复用器输入第二控制块，其中所述第二控制块所产生的所述输出信号在恒定时间周期内为逻辑高并且在所述恒定时间周期之后为逻辑低，且其中所述多路复用器被配置成响应于所述第一选择线指示所述电感器电流大于所述负载电流且所述第二选择线指示提供到所述功率级的所述当前PWM信号是逻辑高，选择所述第二多路复用器输入。
7.根据权利要求4所述的控制电路，其中所述多个控制块包含耦合到所述多路复用器的第三多路复用器输入的第三控制块，其中所述第三控制块经配置以产生恒定逻辑低信号，且其中所述多路复用器被配置成响应于所述第一选择线指示所述电感器电流大于所述负载电流且所述第二选择线指示提供到所述功率级的所述PWM信号是逻辑低，选择所述第三多路复用器输入。
8.根据权利要求4所述的控制电路，其中所述多个控制块包含耦合到所述多路复用器的第四多路复用器输入的第四控制块，其中所述第四控制块所产生的所述输出信号在所述第四控制块确定的时间周期内保持为逻辑低并且接着在所述时间周期之后变为逻辑高，且其中所述多路复用器被配置成响应于所述第一选择线指示所述电感器电流小于所述负载电流且所述第二选择线指示提供到所述功率级的所述当前PWM信号是逻辑低，选择所述第四多路复用器输入。
9.一种操作DC到DC电压转换器的功率级的方法，所述DC到DC电压转换器包含耦合于所述功率级与要耦合到负载的输出端之间的输出电感器，所述方法包括：
维持用于确定用以驱动所述功率级的PWM信号的值的多个控制方案；
监测驱动所述功率级的当前PWM信号的值；
监测流过所述输出电感器的电感器电流的值；
监测提供给所述负载的负载电流的值；
基于提供到所述功率级的所述当前PWM信号的所述值、所述电感器电流的所述值以及所述负载电流的所述值，选择所述多个控制方案中的一个；和
使用所述多个控制方案中的一个来确定用以驱动所述功率级的所述PWM信号的值。
10.根据权利要求9所述的方法，其另外包括将所述电感器电流的所述值与所述负载电流的所述值进行比较，且其中所述选择所述多个控制方案中的一个是基于提供到所述功率级的所述当前PWM信号的所述值，并且基于所述电感器电流的所述值是大于还是小于所述负载电流的所述值。
11.根据权利要求10所述的方法，其中所述多个控制方案中的第一控制方案包括产生恒定逻辑高信号，且其中当所述电感器电流的所述值小于所述负载电流的所述值且提供到所述功率级的所述当前PWM信号为逻辑高时，选择所述第一控制方案。
12.根据权利要求10所述的方法，其中所述多个控制方案中的第二控制方案包括在恒定时间周期内产生逻辑高信号并且在所述恒定时间周期之后产生逻辑低信号，且其中当所述电感器电流的所述值大于所述负载电流的所述值且提供到所述功率级的所述当前PWM信号为逻辑高时，选择所述第二控制方案。
13.根据权利要求10所述的方法，其中所述多个控制方案中的第三控制方案包括产生恒定逻辑低信号，且其中当所述电感器电流的所述值大于所述负载电流的所述值且提供到所述功率级的所述当前PWM信号为逻辑低时，选择所述第三控制方案。
14.根据权利要求10所述的方法，其中所述多个控制方案中的第四控制方案包括在所述第四控制方案确定的时间周期内产生逻辑低信号并且在所述时间周期之后产生逻辑高信号，且其中当所述电感器电流的所述值小于所述负载电流的所述值且提供到所述功率级的所述当前PWM信号为逻辑低时，选择所述第四控制方案。
15.一种DC到DC电压转换器，其包括：
功率级，其包括：
输入端；和
晶体管，其具有耦合到所述输入端的栅极端；
输出级，其包括：
输出电感器，其耦合于所述晶体管与适于耦合到负载的输出端之间；和控制电路，其包括：
多个控制块，每一控制块被配置成实施不同控制方案并且可操作以提供输出信号；和
多路复用器，其包括：
多个多路复用器输入，每一多路复用器输入耦合到所述控制块中的相应一者的输出；
至少一个选择线，被耦合成接收关于所述DC到DC电压转换器的开关周期的当前相位的信息；和
多路复用器输出，其耦合到所述功率级的所述输入端以将脉冲宽度调制PWM信号提供到所述晶体管，
其中所述开关周期的所述当前相位是基于通过所述输出电感器的电感器电流以及提供到所述功率级的当前PWM信号。
16.根据权利要求15所述的DC到DC电压转换器，其中所述多路复用器的所述至少一个选择线包括：
第一选择线，其被耦合成接收穿过所述输出电感器的所述电感器电流是大于还是小于负载电流的指示；和
第二选择线，其被耦合成接收提供到所述晶体管的所述栅极端的所述当前PWM信号是逻辑高还是逻辑低的指示。
17.根据权利要求16所述的DC到DC电压转换器，其中：
所述多个控制块包括耦合到所述多路复用器的第一多路复用器输入的第一控制块，且经配置以产生恒定逻辑高信号，且
所述多路复用器被配置成响应于所述第一选择线指示所述电感器电流小于所述负载电流且所述第二选择线指示提供到所述晶体管的所述栅极端的所述当前PWM信号是逻辑高，选择所述第一多路复用器输入。
18.根据权利要求16所述的DC到DC电压转换器，其中：
所述多个控制块包含耦合到所述多路复用器的第二多路复用器输入的第二控制块，且经配置以产生输出信号，所述输出信号在恒定时间周期内为逻辑高并且在所述恒定时间周期之后变为逻辑低，且其中所述多路复用器被配置成响应于所述第一选择线指示所述电感器电流大于所述负载电流且所述第二选择线指示提供到所述晶体管的所述栅极端的所述当前PWM信号是逻辑高，选择所述第二多路复用器输入。
19.根据权利要求16所述的DC到DC电压转换器，其中所述多个控制块包含耦合到所述多路复用器的第三多路复用器输入的第三控制块，且经配置以产生恒定逻辑低信号，且其中所述多路复用器被配置成响应于所述第一选择线指示所述电感器电流大于所述负载电流且所述第二选择线指示提供到所述晶体管的所述栅极端的所述当前PWM信号是逻辑低，选择所述第三多路复用器输入。
20.根据权利要求16所述的DC到DC电压转换器，其中所述多个控制块包含耦合到所述多路复用器的第四多路复用器输入的第四控制块，其中所述第四控制块所产生的所述输出信号在由所述第四控制块确定的时间周期内为逻辑低并且在所述时间周期之后变为逻辑高，且其中所述多路复用器被配置成响应于所述第一选择线指示所述电感器电流小于所述负载电流且所述第二选择线指示提供到所述晶体管的所述栅极端的所述当前PWM信号是逻辑低，选择所述第四多路复用器输入。
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