CN107565806B - 用于限制降压变换器的启动期间的浪涌电流的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开用于限制降压变换器的启动期间的浪涌电流的方法和装置。一种调节降压变换器在其中最初使能所述降压变换器的启动时段期间的输出电压的方法，包括在启动时段的第一部分期间在电流模式控制下将所述降压变换器的输出电压调节到基准电压，以及在启动时段的第二稍后部分期间在电压模式控制下将所述降压变换器的输出电压调节到基准电压。基准电压从启动时段的开始处的初始电压斜升到启动时段的末端处的目标电压。还描述了降压变换器实施例。

Description

用于限制降压变换器的启动期间的浪涌电流的方法和装置

技术领域

本申请涉及降压变换器，特别地涉及限制降压变换器的启动期间的浪涌电流。

背景技术

降压变换器，包括单相和多相降压变换器两者，由于其具有对于实施方式所要求的高效率和小面积/体积的量而广泛地用在高功率应用中。高性能集成电路诸如微处理器、图形处理器、网络处理器、高速存储器等要求低电压处的高电流。在计算应用中，降压变换器驱动高输出电容负载，诸如存储器组比如DIMM（双列直插存储器模块），和/或面对非常大的严格的启动约束。例如，输出电压可以被调节到紧密的电压容差以便优化一个或多个存储器组的操作。由降压变换器支持的输出负载和输出电容经常是相当可变的。再次地，在存储器组作为负载的情况下，输出电容取决于存储器组插座，例如典型地在从1到12个插座的范围内，是被填充还是未被填充。输出功率因此可以取决于系统负荷而相当可变，使得可以严重约束可用输入功率，并且可以容易地超过其容量。

在降压变换器的启动时段期间，高输出电容造成非常慢的响应系统。标准快补偿方案发出更大的PWM（脉冲宽度调制）脉冲来递送更多电流以对高输出电容充电。这被看作“浪涌”电流。输出电容越大，浪涌电流越大。最后，跨输出电容的电压达到软启动基准电压。即使没有PWM动作，也可以由于降压变换器的（一个或多个）输出电感器继续对输出电容充电而观察到某一程度的过冲。即，浪涌电流涌入系统中并且使输出电压以比编程的更快的速率上升，并且因此输出电压不以恒定速率从0V上升到最终设置点电压。由于过流保护，大的浪涌电流量还增加触发系统关机的风险。

一个用于在降压变换器启动期间减少浪涌电流的影响并且解决过流保护故障的典型解决方案是减少目标电压增加所用的（转换）速率。该方案提供用于输出电压进行跟踪的更慢的移动基准，从而要求更少的输出电流。转换速率中的减少轻微减少要求的峰值，但是浪涌电流仍然存在。此外，减少的转换速率在原理上影响对输出电容充电所要求的稳态电流，而不是初始启动时段。在另一个方案中，通过开关功率级对控制系统允许的峰值电流的量设置硬限制。然而，该方案要求非常低的峰值电流限制，其妨碍在正常瞬时状况期间的电压调节。而且，一旦输出电压达到目标电平，系统就具有差的恢复/响应。仍然另外的方案涉及增加或过设计功率系统容量，这在正常操作期间呈现低效率，和/或限制存储器模块的数量或输出电容，这限制末端应用。

照此，需要在降压变换器的启动期间的改进的浪涌电流限制技术。

发明内容

根据一种调节降压变换器在其中最初使能所述降压变换器的启动时段期间的输出电压的方法的实施例，所述方法包括在启动时段的第一部分期间在电流模式控制下将所述降压变换器的输出电压调节到基准电压，以及在启动时段的第二稍后部分期间在电压模式控制下将所述降压变换器的输出电压调节到基准电压。基准电压从启动时段的开始处的初始电压斜升（ramp up）到启动时段的末端处的目标电压。

根据降压变换器的实施例，所述降压变换器包括：功率级，其可操作以将电流递送到耦合到所述降压变换器的输出电容；以及控制器，其可操作以控制所述功率级的开关，包括在其中最初使能所述降压变换器的启动时段期间，以便调节所述降压变换器的输出电压。在启动时段期间，所述控制器可操作以在启动时段的第一部分期间在电流模式控制下将输出电压调节到基准电压，并且在启动时段的第二稍后部分期间在电压模式控制下将输出电压调节到基准电压，所述控制器进一步可操作以使基准电压从启动时段的开始处的初始电压斜升到启动时段的末端处的目标电压。

根据降压变换器的另一个实施例，所述降压变换器包括可操作以调节所述降压变换器的第一输出电压的第一控制回路，以及可操作以调节所述降压变换器的独立于第一控制回路的第二输出电压的第二控制回路。在其中最初使能所述降压变换器的启动时段期间，第二控制回路可操作以将第一输出电压用作基准电压。在启动时段期间，第二控制回路可操作以在启动时段的第一部分期间在电流模式控制下将第二输出电压调节到基准电压，并且在启动时段的第二稍后部分期间在电压模式控制下将第二输出电压调节到基准电压。第一控制回路进一步可操作以使第一输出电压从启动时段的开始处的初始电压斜变到启动时段的末端处的目标电压。

在阅读下面的详细描述时并且在查看附图时，本领域那些技术人员将认识到附加的特征和优点。

附图说明

附图的元件相对于彼此未必成比例。相似的参考数字指定对应类似的部分。各种图示的实施例的特征可以组合，除非它们彼此排斥。在附图中描绘实施例，并且在随后的描述中具体描述所述实施例。

图1图示被配置成限制启动期间的浪涌电流的降压变换器的实施例的框图。

图2图示限制降压变换器的启动期间的浪涌电流的方法的实施例的框图。

图3图示与图1的降压变换器的启动相关联的各种波形。

图4图示耦合到存储器系统并且具有配置成限制启动期间的浪涌电流的多回路控制器的降压变换器的实施例的框图。

具体实施方式

在本文中描述的实施例提供一种机构，其用于控制由降压变换器供应给高电容负载诸如存储器模块组或具有高输出电容的其他类型集成电路的电流、并且用于控制在迅速增加输出电压启动速率的情况期间由降压变换器供应给负载的电流。由于对输出电容充电所要求的电流以及具有最快的可能转换速率的期望，启动时段特别重要。在本文中描述的实施例允许输入功率供应方面的减少的约束、滤波和去耦合要求，并且产生性能改进，其表现为增加的裕量、更稳健的操作和/或减少的系统成本、功率耗散和解决方案大小。在本文中描述的实施例提供一种机构，其用于配置或设置在降压变换器的启动时段期间的峰值电流限制阈值、并且用于动态改变或调整启动时段期间的峰值电流限制阈值以控制浪涌电流。峰值电流限制被初始设置为低，然后借助于斜变（ramp）机制或在单个步骤中增加到适合于正常操作时段的较高值。

图1图示降压变换器100的实施例，其被配置成调节施加到要求低电压处的高电流和/或具有高输出电容的负载102的一个或多个电压。在具有高输出电容的负载的情况下，输出电容可以在微法拉范围内。负载102在图1中一般被图示为电流阱，并且能够是要求低电压处的高电流和/或具有高输出电容的任何类型的负载，例如诸如一个或多个微处理器、图形处理器、网络处理器、存储器模块组等。

降压变换器100包括用于对负载102供电的一个或多个功率级104。在单相降压变换器的情况下，提供单个功率级。在多相降压变换器的情况下，为变换器的每个相提供功率级。每个功率级104通过输出电感器（L）向耦合到降压变换器100的负载102的输出电容递送相电流（Iout）。一个或多个输入电容器（Cin）对输入电流滤波使得来自主电源106的电流近似是平均电流。一个或多个输出电容器（Cout）维持恒定的输出电压（Vout）并且限制变换器输出处的电压尖峰。

通过对应输出电感器L耦合到（一个或多个）输出电容器Cout的每个功率级104具有高压侧晶体管Q1和低压侧晶体管Q2。每个功率级104的高压侧晶体管可切换地将负载102连接到降压变换器100的输入电压（Vin），并且对应低压侧晶体管在不同时段处可切换地将负载104连接到地。每个功率级104包括有源半导体部件诸如MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）、驱动器108等，以及对应的无源部件。功率级部件可以被集成在相同或不同的半导体管芯上。一般地，每个功率级104包括将降压变换器100的输出相提供给负载102所需要的部件。

降压变换器100还包括控制器110，诸如微控制器、微处理器、ASIC（专用集成电路）等，其可操作以控制每个功率级104的开关，包括在其中最初使能降压变换器100的启动时段期间，以便调节降压变换器100的输出电压Vout。控制器110通过调整递送到负载102的（一个或多个）相电流来调节电压Vout。控制器110包括用于经由对应PWM控制信号（PWM）开关每个功率级104的晶体管的脉冲宽度调制器（PWM）单元112，使得每个功率级104将电流源入或沉入负载104，或者另外使其不起作用。

例如，当用于特定功率级104的PWM控制信号处于逻辑高电平时，使高压侧晶体管Q1置于传导状态，电感器电流被源入或沉入通过高压侧晶体管Q1，并且通过电感器的电流增加达持续时间。这一般称为‘导通时间’，并且该功率级104被认为‘接通’。当PWM控制信号处于逻辑低电平时，使对应低压侧晶体管Q2置于传导状态，电流被从低压侧晶体管Q2源入或沉入，并且通过电感器的电流降低达持续时间。这一般称为‘断开时间’，并且该功率级104被认为‘关断’。当PWM控制信号处于三价或高阻抗逻辑电平（PWM控制信号不为高也不为低）时，高压侧和低压侧晶体管Q1、Q2两者都被置于非传导状态，电流被源入或沉入通过低压侧或高压侧晶体管体二极管，并且通过电感器的电流的幅度朝向零降低。这一般称为‘HiZ时间’或‘不起作用时间’，并且该功率级104被认为处于‘高Z’或不起作用。

PWM单元112生成作为输出电压Vout、输入电压Vin、输出电感L和峰值电流限制阈值（I_PCL）的函数的PWM控制信号。如果功率级104的输出电流Iout超过峰值电流限制阈值I_PCL，则使对应PWM信号去激活。在发生在降压变换器100离开启动之后的标准操作期间，峰值电流限制阈值I_PCL典型地固定并且设置到防止由过电流状况导致的对降压变换器的损害的值。在标准操作期间的降压变换器的PWM控制的这些和其他方面是熟知的，并且因此在这个方面不再给出解释。

每个功率级104的驱动器电路108响应于由PWM单元112生成的PWM控制信号而向功率级104的高压侧和低压侧晶体管Q1、Q2的栅极提供相应栅极驱动信号G1、G2。至少部分地基于施加到负载102的输出电压Vout来确定每个功率级相的激活状态和对应高压侧和低压侧晶体管Q1、Q2的占空比，使得降压变换器100可以尽可能快速且可靠地对改变的负载状况起反应。

控制器110可以管理在标准操作期间的从一个基准电压到另一个的改变，所述标准操作发生在降压变换器100离开启动之后。控制器110还可以确定在输出电压Vout与基准电压（Vref）之间的误差，并且将误差电压变换成提供到控制器110的PWM单元112的数字表示以用于例如通过调整占空比来修改功率级晶体管Q1、Q2在标准操作期间的开关周期。例如，控制器110可以包括PID（比例-积分-微分）补偿回路114，其用于基于在Vout与Vref之间的差（Verror）来生成用于PWM单元112的占空比调整信息（d）。基准电压Vref在标准操作期间典型地是固定的，但是可以响应于来自负载102的命令或指令而改变到新的值。这样的电压调节功能在典型数字受控开关电压调节器中是标准的，并且因此在这个方面不再给出解释。

除了调节在标准操作期间递送到负载102的电压Vout之外，控制器110还调节在最初使能降压变换器100时的启动时段期间的输出电压Vout。控制器110提供用于配置或设置在启动时段期间的峰值电流限制阈值I_PCL、并且用于动态改变或调整启动时段期间的峰值电流限制阈值I_PCL以便限制浪涌电流的机制。

图2图示调节降压变换器100在启动时段期间的输出电压Vout的方法的流程图。在启动时段的第一（较早）部分期间，控制器110在电流模式控制下调节Vout到基准电压Vref（框200）。在电流模式控制中，控制器110首先调节通过对应输出电感器L的相电流Iout，并且其次调节Vout。在启动时段的第二（稍后）部分期间，控制器110在电压模式控制下调节Vout到Vref（框210）。在电压模式控制中，控制器110调节Vout并且基于在输出节点处观察到的情况来调节不同负载电流需求。在启动时段期间，控制器110在内部使Vref从启动时段的开始处的初始电压例如0V斜升到启动时段的末端处的目标电压（Vtgt）。目标电压Vtgt的最终值可以被负载104限定或者被编程到控制器110中。控制器110类似地使峰值电流限制阈值I_PCL在启动时段期间斜升，以便在Vout达到由Vref指示的最终目标电压Vtgt之前实现从电流模式控制到电压模式控制的切换。

电流模式控制是峰值电流限制的函数，其在启动时段期间由控制器110动态调整。当处于电流模式控制时，峰值电流限制使控制器110用以使Vout跟踪到Vref的能力放慢。输出电容越大，提升Vout所需要的电流越多。最后，控制器110使峰值电流限制增加到使得Vout的改变速率快于Vref的改变速率这样的电平。在这一点处，到电压模式控制的切换自动发生，并且Vout最后赶上Vref。当正电流限制不再钳制由降压变换器100递送到负载102的输出电容的电流时，降压变换器100可以变得从电流模式控制自动切换到电压模式控制。

返回到图1，控制器110包括用于实施在图2中图示的启动电压调节方法的基准电压斜变单元118和峰值电流限制斜变单元116。接下来参考图3描述峰值电流限制斜变单元116和基准电压斜变单元118的操作，图3图示在启动时段期间的基准电压斜变单元118的基准电压输出（Vref）和峰值电流限制斜变单元116的峰值电流限制输出（I_PCL）。

响应于提供给降压变换器100的输出使能信号被激活，在图3中的时间t0处检测到降压变换器110的启动。初始峰值电流限制（PCL_INIT）和Vref的转换速率是可编程设置。峰值电流限制I_PCL初始地在图3中的时间t1处被设置到PCL_INIT。而且在时间t1处，基准电压斜变单元118开始使Vref以其编程转换速率斜变。由基准电压斜变单元118在内部生成的基准电压Vref被馈送到PID补偿回路114，其使Vref与降压变换器输出电压Vout相比较。基准电压Vref在时间t1之后继续以预定转换速率斜变，并且峰值电流限制斜变单元116使I_PCL在启动时段期间从PCL_INIT增加到最终值（PCL_FINAL）。峰值电流限制I_PCL的最终值PCL_FINAL表示降压变换器100的操作点，并且取决于输出电感器参数。在图3中的时间t0与时间t1之间的差表示控制器110的计算时延。

Vref的转换速率影响峰值电流限制I_PCL在其处不再钳制递送到负载102的输出电容的电流量的点。对于较大的输出电容，例如在微法拉范围内，以规定速率增加输出电压所要求的电流量越大。更快的输出电压的增加速率对于固定的输出电容还要求更大的电流。在启动时段期间，PWM单元112结合峰值电流限制和基准电压斜变单元116、118，限制例如高输出电容的输出电流或快输出电压启动速率。在启动时段期间以及在标准操作中，PWM单元112使用输出电压Vout、输入电压Vin和输出电感的知识来缩短流出PWM信号以便限制通过功率级104的电流量，如先前在本文中解释的那样。在启动时段期间，峰值电流限制斜变单元116使峰值电流限制I_PCL动态地斜变。而且，输出电流Iout的分布不直接由Vref的转换速率修改。

在一个实施例中，Vref的转换速率被设置成使得降压变换器100的输出电压Vout在使Vref在启动时段的末端处完全斜变到目标电压Vtgt（这发生在图3中的时间t3处）之前赶上Vref。在另一个实施例中，Vref的转换速率被设置成使得在使Vref在启动时段的末端处完全斜变到目标电压Vtgt之前，正电流限制I_PCL不再钳制由降压变换器100递送到负载102的输出电容的电流。

定义的关系存在于峰值电流限制I_PCL与Vref的转换速率之间。I_PCL限制控制器110如何跟踪Vref。通过放慢Vref的转换速率，其中释放I_PCL的点发生在启动时段中的更早处。更快的转换速率对于Vout赶上并达到Vref而言花费更长，而更慢的转换速率可以更多在控制器110的物理能力之内并且因此Vout将比在更快转换速率下更迅速地赶上Vref。优选地，Vout在Vref斜变中的更早处赶上Vref。在太快的Vref转换速率的情况下，Vout从未赶上Vref并且因此控制器110将总是处于电流模式控制。照此，Vref转换速率是在调谐整个系统方面的重要因素。Vref转换速率优选地被设置成使得Vout在Vref达到其末端目标（稳定状态）值Vtgt之前达到（赶上）Vref。控制器110在该点处自动离开电流模式控制，并且进入电压模式控制。

除了Vref转换速率之外，峰值电流限制斜变分布也是重要的因素。在启动时段期间，峰值电流限制斜变单元116根据编程到控制器110中的规定更新间隔（PCL_Update_Interval）增加峰值电流限制I_PCL。在一个实施例中，降压变换器100的正电流限制I_PCL在启动时段期间以逐步线性方式增加，例如，如在图3中示出的那样。此外或替换地，I_PCL可以在启动时段期间周期地增加，也如在图3中示出的那样。在一个实施例中，可以使I_PCL在启动时段期间，每第n个降压变换器100的开关周期增加，n为正整数。例如，可以使I_PCL每2个开关周期、每16个开关周期、每32个开关周期等增加。I_PCL的总体斜率在启动时段期间保持相同，不管I_PCL中的增加速率如何。然而，I_PCL的粗糙度取决于调整时段的频率。在一个实施例中，在启动时段期间，使正电流限制I_PCL每个降压变换器100的开关周期增加至少一个1A。也可以修改峰值电流限制I_PCL的初始值PCL_INIT。例如，PCL_INIT可以在从20A到40A（或者更高或者更低）的范围内，这取决于在其中将部署降压变换器100的应用的类型。用于PCL_INIT、PCL_FINAL、PCL_Update_Interval、Vref转换速率等的值是可编程的并且因此可以基于末端应用来确定。

在图3中的时间t2处，峰值电流限制I_PCL达到其最终编程值PCL_FINAL并且峰值电流限制斜变单元116停止I_PCL的进一步斜变。然而，Vref的软启动斜变以其编程的转换速率继续直到Vref达到其编程的（最终）目标值Vtgt。在图3中的时间t3处，Vout达到Vtgt并且降压变换器100离开启动时段。基准电压斜变单元118可以继续设置在离开启动时段之后Vout被调节到的基准Vref，如在图1中示出的那样，或者替代地，控制器110的不同单元可以设置标准操作期间的Vref。

直到此时，已经在要求低电压处的高电流和/或具有高输出电容的一般负载的背景下描述了降压变换器实施例。接下来描述的是其中降压变换器对具有一个或多个存储器模块的存储器系统供电的降压变换器实施例。

图4图示这样的降压变换器300和存储器系统302。降压变换器300包括多个控制回路304，其中的每个可操作以独立地调节降压变换器300的不同输出电压。每个控制回路304包括在图1中图示的PWM单元112和PID补偿回路114。每个控制回路304还包括也在图1中图示的峰值电流限制和基准电压斜变单元116、118，并且可操作以执行如先前在本文中描述的启动时段电压调节功能。

更具体地，控制回路中的第一个304-1调节降压变换器300的第一输出电压（VDDQ），并且控制回路中的第二个304-2独立于第一控制回路调节降压变换器300的第二输出电压（VTT）。在其中最初使能降压变换器300的启动时段期间，第二控制回路304-2将第一输出电压VDDQ用作基准电压（先前描述为‘Vref’）。在启动时段期间，第二控制回路304-2在启动时段的第一部分期间在电流模式控制下将第二输出电压VTT调节到VDDQ，并且在启动时段的第二稍后部分期间在电压模式控制下将VTT调节到VDDQ，例如，如在图2的方法流程图中图示的那样。

更具体地，第一控制回路304-1的基准电压斜变单元118使第一输出电压VDDQ从启动时段的开始处的初始电压斜变到启动时段的末端处的目标电压，以便提供先前在本文中描述的启动目标电压斜变。第二控制回路304-2的峰值电流限制单元116配置或设置启动时段期间的峰值电流限制阈值，并且在启动时段期间动态地改变或调整峰值电流限制阈值以便控制浪涌电流，还如先前在本文中描述的那样。降压变换器300因此使用其独立输出电压中的一个作为基准点，并且在启动时段期间调节其独立输出电压中的第二个时跟踪该电压。

在一个实施例中，降压变换器300的第一输出电压VDDQ向存储器系统302提供主要电压轨，并且降压变换器300的第二输出电压VTT向存储器系统302提供低功率跟踪轨，其以预定义比例例如2:1跟随VDDQ（例如，VDDQ=1.2V并且VTT=0.6V）。泄漏电流可能从一个轨到另一个轨发生。积累电荷可能形成产生的电压，从而造成在基准轨VDDQ上形成的电压积累。在启动时，该电压可以创建用于跟踪轨VTT的基准中的阶梯式改变。由于跟踪轨VTT典型地功率非常低，所以该阶梯式改变导致大量应力并且可能损坏降压变换器300。而且，当VDDQ具有初始偏移（‘预偏置’）时，降压变换器300可以尝试非常快地赶上跟踪轨VTT，这可能导致峰值电流尖峰。

通过应用先前在本文中结合图1-3描述的相同的启动峰值电流限制技术到在图4中示出的降压变换器300的跟踪轨VTT，其中VDDQ作为基准电压，对降压变换器300的应力显著减少并且产生单调上升的跟踪轨电压VTT。更特别地，通过将VDDQ看作类似于先前在本文中描述的Vref的基准电压斜变，VDDQ将具有其自己的受第一控制回路304-1管理的内部（软启动）基准斜变。通过类似于先前在本文中描述的Vout来对待VTT，第二控制回路304-2将迫使VTT跟随VDDQ。以这种方式，降压变换器300可以同时独立地调节两个或更多不同输出电压。一般地，一个控制回路304的电压输出用作用于不同控制回路304的基准（软启动）电压斜变。其他控制回路304通过动态地改变或调整在启动时段期间的峰值电流限制阈值来使其电压输出跟踪第一电压输出从而控制浪涌电流。可以通过配置峰值电流限制的初始值（例如，在图3中的PC_INIT）、最终值（例如，在图3中的PC_FINAL）以及更新速率值（例如，PCL_Update_Interval）来控制和调整峰值电流限制。在其中有效地钳制峰值电流限制保护的电流模式控制与其中释放峰值电流限制的电压模式控制之间的过渡是不同的，但是平滑且单调。一般地，在图4的降压变换器300中使用的多回路控制器是数字控制器，其可以在同一半导体管芯（芯片）上实施处于不同电压和功率电平的不同拓扑的多个电压轨。

在本文中描述的实施例提供用于动态控制在启动状况期间递送到负载的峰值电流的降压变换器和方法。负载可以具有大电容诸如存储器模块组，可以由于分立部件的放置等而具有大电容。负载还可以由于输出电压启动速率中的快速改变（诸如，预偏置状况对跟踪轨的影响）而要求大的峰值电流。在本文中描述的控制器实施例动态配置启动操作时段期间的峰值电流限制，通过减少对半导体部件的峰值电流应力来产生改进的可靠性和性能并且限制启动失效的风险。

如在本文中使用的那样，术语“具有”、“含有”、“包含”、“包括”等是开放式术语，其指示说明的元件或特征的存在但是不排除附加的元件或特征。旨在冠词“一”、“一个”和“该”包括复数以及单数，除非上下文清楚地另外指示。

将理解的是，在本文中描述的各种实施例的特征可以与彼此组合，除非另外明确地指出。

虽然本文中已经说明并且描述了特定实施例，但是本领域的普通技术人员将领会的是，在不脱离本发明的范围的情况下，各种替换和/或等同实施方式可以取代所示出和描述的特定实施例。本申请旨在覆盖本文中所讨论的特定实施例的任何改编或变化。因此，旨在本发明仅由权利要求及其等同物来限制。

Claims (20)

1.一种在其中最初使能降压变换器的启动时段期间调节所述降压变换器的输出电压的方法，所述方法包括：

在启动时段的第一部分期间在电流模式控制下将所述降压变换器的输出电压调节到基准电压；以及

在启动时段的第二稍后部分期间在电压模式控制下将所述降压变换器的输出电压调节到基准电压，

其中基准电压从启动时段的开始处的初始电压斜升到启动时段的末端处的目标电压，以及

其中基准电压在所述启动时段的所述第一部分和所述第二稍后部分这二者期间都斜升。

2.权利要求1所述的方法，其中在启动时段的第一部分期间在电流模式控制下将所述降压变换器的输出电压调节到基准电压包括：

使基准电压在启动时段期间以预定转换速率斜变；以及

使所述降压变换器的正电流限制在启动时段期间从初始值增加到最终值。

3.权利要求2所述的方法，其中所述降压变换器的正电流限制在启动时段期间以逐步线性方式增加。

4.权利要求2所述的方法，其中所述降压变换器的正电流限制在启动时段期间周期地增加。

5.权利要求4所述的方法，其中所述降压变换器的正电流限制在启动时段期间每n个所述降压变换器的开关周期增加，n为正整数。

6.权利要求5所述的方法，其中所述降压变换器的正电流限制在启动时段期间每个所述降压变换器的开关周期增加至少一个1A。

7.权利要求2所述的方法，其中基准电压的转换速率被设置成使得所述降压变换器的输出电压在基准电压在启动时段的末端处完全斜变到目标电压之前赶上基准电压。

8.权利要求2所述的方法，其中所述降压变换器将电流递送到耦合到所述降压变换器的负载的输出电容，并且其中基准电压的转换速率被设置成使得在基准电压在启动时段的末端处完全斜变到目标电压之前，正电流限制不再钳制由所述降压变换器递送到输出电容的电流。

9.权利要求8所述的方法，其中当正电流限制不再钳制由所述降压变换器递送到输出电容的电流时，所述降压变换器变得从电流模式控制自动切换到电压模式控制。

10.一种降压变换器，包括：

功率级，可操作以将电流递送到耦合到所述降压变换器的输出电容；以及

控制器，可操作以控制功率级的开关，包括在其中最初使能所述降压变换器的启动时段期间，以便调节所述降压变换器的输出电压，

其中在启动时段期间，控制器可操作以在启动时段的第一部分期间在电流模式控制下将输出电压调节到基准电压并且在启动时段的第二稍后部分期间在电压模式控制下将输出电压调节到基准电压，

其中控制器进一步可操作以使基准电压从启动时段的开始处的初始电压斜升到启动时段的末端处的目标电压，以及

其中所述基准电压在所述启动时段的所述第一部分和所述第二稍后部分这二者期间都斜升。

11.权利要求10所述的降压变换器，其中控制器可操作以使基准电压在启动时段期间以预定转换速率斜变并且使所述降压变换器的正电流限制在启动时段期间从初始值增加到最终值。

12.权利要求11所述的降压变换器，其中控制器可操作以使正电流限制在启动时段期间以逐步线性方式增加。

13.权利要求11所述的降压变换器，其中控制器可操作以使正电流限制在启动时段期间周期地增加。

14.权利要求13所述的降压变换器，其中控制器可操作以使正电流限制在启动时段期间每n个所述降压变换器的开关周期增加，n为正整数。

15.权利要求14所述的降压变换器，其中控制器可操作以使正电流限制在启动时段期间每个开关周期增加1A。

16.权利要求11所述的降压变换器，其中控制器可操作以将基准电压的转换速率设置成使得输出电压在基准电压在启动时段的末端处完全斜变到目标电压之前赶上基准电压。

17.权利要求11所述的降压变换器，其中控制器可操作以将基准电压的转换速率设置成使得在基准电压在启动时段的末端处完全斜变到目标电压之前，正电流限制不再钳制由所述降压变换器递送到输出电容的电流。

18.权利要求17所述的降压变换器，其中当正电流限制不再钳制由所述降压变换器递送到输出电容的电流时，所述降压变换器变得从电流模式控制自动切换到电压模式控制。

19.权利要求11所述的降压变换器，其中控制器是基于PID（比例-积分-微分）的控制器，所述基于PID（比例-积分-微分）的控制器可操作以生成PWM（脉冲宽度调制）脉冲以用于控制功率级的开关，并且其中基于PID的控制器可操作以在启动时段期间调整PWM脉冲的宽度，使得由功率级递送到输出电容的电流不超过正电流限制。

20. 一种降压变换器，包括：

第一控制回路，可操作以调节所述降压变换器的第一输出电压；以及

第二控制回路，可操作以独立于第一控制回路调节所述降压变换器的第二输出电压，

其中，在其中最初使能所述降压变换器的启动时段期间，第二控制回路可操作以将第一输出电压用作基准电压，

其中在启动时段期间，第二控制回路可操作以在启动时段的第一部分期间在电流模式控制下将第二输出电压调节到基准电压，并且在启动时段的第二稍后部分期间在电压模式控制下将第二输出电压调节到基准电压，

其中，第一控制回路进一步可操作以使第一输出电压从启动时段的开始处的初始电压斜变到启动时段的末端处的目标电压，以及

其中所述第一输出电压在所述启动时段的所述第一部分和所述第二稍后部分这二者期间都斜变。

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