CN109994993A - 功率转换装置和半导体装置 - Google Patents

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Abstract

本公开的实施例涉及功率转换装置和半导体装置。提供了一种能够以高准确度估计功率晶体管的结温的功率转换装置。控制装置包括温度估计单元、并且通过驱动器控制功率晶体管的导通和截止。电压检测电路检测在功率晶体管的导通时段期间的源极和漏极端子的端子间电压。温度估计单元预先保持源极和漏极端子的端子间电压和端子间电流与结温之间的相关信息，并且基于电压检测电路所检测的端子间电压、已知的端子间电流和相关信息，来估计结温。

Description

功率转换装置和半导体装置
相关申请的交叉引用
于2017年12月28日所提交的日本专利申请No.2017-254366的公开内容(包括说明书、附图和摘要)通过引用被整体地并入本文。
技术领域
本发明涉及功率转换装置和半导体装置，以及例如涉及反相器和开关电源中的保护技术。
背景技术
“A new vertical IGBT structure with a monolithic over-current,over-voltage,and over-temperature sensing and protecting circuit”(由N.Iwamuro等人在“IEEE Electron Device Letters,Vol.16,No.9,Sept.1995”上撰写的非专利文献)描述了一种将温度检测二极管集成在功率晶体管的芯片上、并且在那里施加恒定电流以读取正向电压以便检测结温的方法。国际专利公开No.2014-091852描述了一种将诸如热敏电阻等温度传感器安装在其中安装有功率晶体管的模块中、并且通过计算来估计功率晶体管的结温的方法。根据该方法，根据功率晶体管的电流和电压来计算损耗，根据该损耗来估计热敏电阻的温度上升的量，并且从热敏电阻的温度检测值中减去温度上升的量，从而估计冷却元件温度。利用冷却元件温度的估计值作为基本温度来估计功率晶体管的结温。
美国专利No.4954917公开了一种基于功率晶体管中的集电极电压或漏极电压来检测功率晶体管中的短路和过电流的方法。日本未审查专利申请公开No.2012-207976描述了一种以高准确度检测功率晶体管的过电流的方法。具体地，根据功率晶体管中的导通电阻的温度特性来降低过电流检测准确度；因此，提供了一种用于校正关于温度特性的误差的热敏电阻。在“IGBT-Module integrated Current and Temperature Sense Featuresbased on Sigma-Delta Converter”(由D.Domes、U.Schwarzer在“PCIM Europe,2009”中撰写的)和在“Design of Current Sensors in IGBT’s”(由T.P.Chow等人在“50th AnnualDevice Research Conference,1992”上撰写的)中公开了根据上述内容的具有被耦合到功率晶体管的电流检测晶体管、并且添加了发射极端子或源极端子的结构。
发明内容
例如，在反相器等中所使用的功率晶体管中，通常提供了用于根据生成的热量来检测温度的温度检测电路。使用温度检测电路，例如，当功率晶体管的结温根据过电流达到预定温度时，可以通过执行截止操作来保护功率晶体管以及包括相同功率晶体管的系统。在这种情况下，期望以更高的准确度进行温度检测。随着温度检测变得更准确，可以减小功率晶体管的热设计中的所需裕度，从而也降低了成本。
作为一种温度检测方法，存在一种在芯片上集成温度检测二极管的方法，如“Anew vertical IGBT structure with a monolithic over-current,over-voltage,andover-temperature sensing and protecting circuit”(由N.Iwamuro等人在“IEEEElectron Device Letters,Vol.16,No.9,Sept.1995”上撰写的)以及“一种在芯片之外提供热敏电阻的方法”(如国际专利公开No.2014-091852)。在前一种方法中，例如，使用多晶硅制造温度检测二极管，并且该制造变化很大，这妨碍了获取结温的良好估计的准确度。在后一种方法中，在热敏电阻与功率晶体管之间存在距离，这也妨碍了获取结温的良好估计的准确度。
稍后所描述的实施例是在考虑到上述内容的情况下而做出的，并且根据说明书和附图的描述，其他目的和新颖特征将是显而易见的。
根据一个实施例的一种功率转换装置包括：功率晶体管、驱动器、控制装置和电压检测电路。功率晶体管包括控制输入端子、第一端子和第二端子，并且通过第一端子和第二端子向预定负载供电。驱动器驱动控制输入端子。控制装置包括温度估计单元，并且通过驱动器控制功率晶体管的导通和截止。电压检测电路检测在功率晶体管的导通时段期间的第一端子和第二端子的端子间电压。温度估计单元预先保持在第一端子和第二端子的端子间电压和端子间电流与结温之间的相关信息，并且基于从电压检测电路所获得的端子间电压、已知的端子间电流和相关信息，来估计结温。
根据一个实施例，可以以高精度来估计功率晶体管的结温。
附图说明
图1是示出了根据本发明的第一实施例的功率转换装置的主要部分的结构示例的示意图。
图2是示出了图1中的功率转换装置的详细结构示例的电路图。
图3A和图3B是示出了图2中的功率晶体管的结构示例的示意图。
图4是示出了图3B中的每个单元晶体管的组成示例的截面图。
图5是示出了图2中的浪涌吸收电路的各种结构示例的电路图。
图6是示出了图2中的驱动装置的主要部分的操作示例的时序图。
图7是示出了与图2不同的图1中的电压限制器的结构示例的电路图。
图8A是用于描述可能在图2中的温度估计单元中发生的问题的一个示例的视图，而图8B是示出了用于解决图8A的问题的温度估计单元的结构示例的示意图。
图9是示出了图1中的功率转换装置的扩展结构示例的示意图。
图10A是示出了应用了根据本发明的第二实施例的功率转换装置的电机系统的主要部分的结构示例的示意图，而图10B和图10C是示出了图10A的操作示例的视图。
图11A是示出了图10中的控制装置的示意性处理内容的一个示例的流程图，而图11B是图11A的补充视图。
图12是示出了图10A中所示的电机系统的详细结构示例的示意图。
图13是示出了根据本发明的第三实施例的半导体装置的主要部分的结构示例的示意图。
图14A是示出了图13中的过热检测电路的结构示例的示意图，而图14B是示出了图14A的操作示例的补充视图。
图15是示出了图13中的过热检测电路的另一结构示例的示意图。
图16是示出了根据本发明的第四实施例的电机系统的主要部分的结构示例的示意图。
图17A是图16中的电机的等效电路，而图17B是示出了图17A的等效电路的操作示例的波形图。
图18是示出了图16中的控制装置的处理内容的一个示例的流程图。
图19是示出了根据本发明的第五实施例的在功率转换装置的制造方法中的处理内容的一个示例的示意图。
图20是示出了作为本发明的比较示例的功率转换装置的主要部分的结构示例的示意图。
具体实施方式
在以下描述中，为方便起见，如果需要，主题将被分成多个章节或实施例；然而，除非另有说明，否则它们彼此不相关，但是处于这样一种关系，即一个表示另一个的部分或全部的修改示例、细节、补充说明等。此外，在以下实施例中，如果参考任何数目的元件等(包括单元的数目、数值、数量、范围等)，除非另有明确说明并且原理上明显限于特定值，否则本发明不限于该值，而是数目可以大于或小于该值。
此外，在以下实施例中，毋庸置疑的是，除非另有明确说明并且显然在原理上被认为是必要的，否则组件(包括操作步骤)不一定是必要的。类似地，在以下实施例中，如果参考任何组件等的形状、位置关系等，除非另有明确说明并且显然原理上被认为是不同的，否则将包括与该形状等基本近似或相似的那些。这与上述数值和范围相同。
在下文中，将根据附图来描述本发明的实施例。在用于描述实施例的所有附图中，相同的附图标记被附接到相同的构件，并且不再重复其描述。
第一实施例
<功率转换装置的主要部分的示意性结构>
图1是示出了根据本发明的第一实施例的功率转换装置的主要部分的示意图。图1所示的功率转换装置包括功率晶体管PTR、电压限制器LMT、驱动装置DRIC和控制装置MCU。功率晶体管PTR通常是绝缘栅双极晶体管(IGBT)或者是Si或SiC结构的金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。本说明书以功率晶体管PTR是SiC结构的MOSFET为例，可以使用Si、GaN等的任何MOSFET，并且在IGBT的情况下，源极和漏极可以分别被替换为发射极和集电极。
功率晶体管PTR包括栅极端子(控制输入端子)、源极端子和漏极端子，以通过源极端子和漏极端子向预定负载供电。根据该情况，被施加在源极和漏极之间的电压(通常几乎是电源电压)变为数百V(例如，400V)或大于千V。功率晶体管PTR由例如一个封装部件或模块部件形成。
驱动装置DRIC包括驱动器DRV和电压检测电路VDET、并且由例如一个封装件形成。驱动器DRV利用栅极电压VG驱动功率晶体管PTR的栅极端子。电压检测电路VDET检测在功率晶体管PTR的导通时段期间的源极端子(源极电压VS)与漏极端子(漏极电压VD)之间的端子间电压Vds。驱动装置DRIC以数V到数十V(例如，20V等)的电源电压进行操作。结果，变得难以将端子间电压Vds直接传送到电压检测电路VDET。因此，在限制端子间电压Vds的上限之后，电压限制器LMT将上述电压传送到电压检测电路VDET。
控制装置MCU例如是包括中央处理单元(CPU)或现场可编程门阵列(FPGA)的微控制器，并且由一个半导体芯片制成。控制装置MCU通过驱动器DRV控制功率晶体管PTR的导通和截止。这里，控制装置MCU包括例如通过使用CPU的程序处理所安装的温度估计单元PTJU。
温度估计单元PTJU预先将源极端子和漏极端子之间的端子间电压Vds和端子间电流Ids与功率晶体管PTR的结温TJ之间的相关信息IVTR存储到存储器单元MEM中。具体地，相关信息IVTR以转换表或计算公式的格式被存储在存储单元MEM中。存储器单元MEM例如是诸如闪存等非易失性存储器。温度估计单元PTJU基于从电压检测电路VDET所获得的端子间电压Vds、已知的端子间电流Ids和相关信息IVTR，来估计结温TJ。
简而言之，功率晶体管PTR的端子间电压Vds和端子间电流Ids的特性具有温度依赖性。通过使用它，温度估计单元PTJU预先保持包括该温度依赖性的电特性作为相关信息IVTR、并且利用端子间电压Vds和端子间电流Ids作为输入参数通过参考相关信息IVTR来估计结温TJ。根据该方法，使用直接从功率晶体管PTR所获得的电特性来估计功率晶体管PTR的结温TJ，从而提高了估计准确度。此外，在很多情况下，电压限制器LMT被预先设置在稍后所描述的DESAT检测电路等中，并且通过使用它，不必需要任何附加部件。结果，可以以较低的成本或以较小的面积开销来估计准确的结温TJ。
这里，在通用功率转换装置中，控制装置MCU功率转换控制功率晶体管PTR的端子间电流Ids(此外，负载电流)接近目标。作为表示性示例，预先在负载电流的路径上提供电流传感器，并且控制装置MCU根据脉冲宽度调制(PWM)信号PWMi来控制功率晶体管PTR，使得电流传感器所检测的电流值可以与已知的电流目标值相一致。如上所述，根据该控制，端子间电流Ids变为已知值。
<功率转换装置主要部分的详细结构>
图2是示出了图1中的功率转换装置的详细结构示例的电路图。在图2中，功率晶体管PTR包括驱动晶体管TRd、电流感测晶体管TRcs和钳位晶体管TRclp。电流感测晶体管TRcs被形成为大小小于驱动晶体管TRd、并且具有与驱动晶体管TRd共用的栅极端子(栅极电压VG)和漏极端子(漏极电压VD)。
用于电流检测的电阻元件Rs被连接在电流感测晶体管TRcs的源极端子与驱动晶体管TRd的开尔文端子(KS)之间。开尔文端子(KS)被连接到驱动晶体管TRd的源极端子(VS)，而与源极端子(VS)不同，负载电流几乎不流过该源极端子(VS)。因此，开尔文端子(KS)生成稳定的开尔文源极电压KS，其中从源极电压VS所排除的寄生电感器中涉及噪声分量。根据上述结构，几乎与驱动晶体管TRd的端子间电流Ids成比例的感测电流在电流感测晶体管TRcs中流动。当驱动晶体管TRd不包括开尔文端子(KS)时，可以使用源极端子(VS)代替开尔文端子(KS)。
钳位晶体管TRclp被形成为大小小于驱动晶体管TRd、并且具有与驱动晶体管TRd共用的漏极端子。钳位晶体管TRclp形成图1所示的电压限制器LMT。具有上文所提及的电压限制器LMT的上限的钳位电压Vclp被施加到钳位晶体管TRclp的栅极端子。根据情况，钳位电压Vclp可以是栅极电压VG。换言之，驱动晶体管TRd的栅极端子可以与钳位晶体管TRclp共同使用。
对应于驱动晶体管TRd的漏极电压VD的漏极检测电压Dsen是从钳位晶体管TRclp的源极端子输出。更具体地，漏极检测电压Dsen变为漏极电压VD和通过从钳位电压Vclp中减去钳位晶体管TRclp的阈值电压Vth所获得的电压中的较小者。
驱动装置DRIC包括驱动器DRV、电压检测电路VDET、DESAT检测电路DST、比较器CMP2、PWM调制器PWMMD、AND门AD1和OR门OR1、以及隔离器ISO1至ISO3。隔离器ISO1至ISO3例如是光耦合器或绝缘变压器。隔离器ISO1从控制装置MCU接收功率晶体管PTR的通断控制信号(例如，PWM信号PWMi)，并且将其作为PWM信号PWMi2输出。在接收到PWM信号PWMi2时，驱动器DRV通过栅极电阻元件Rg来驱动驱动晶体管TRd的栅极端子。
电压检测电路VDET包括采样保持电路SH，并且它还可以包括放大器电路AMP1。放大器电路AMP1例如通过浪涌吸收电路SAC检测漏极检测电压Dsen与开尔文源电压KS之间的差电压，并且以预定增益放大上述电压。采样保持电路SH在从控制装置MCU接收到功率晶体管PTR的通断控制信号(PWM信号PWMi2)以及放大器电路AMP1的输出信号时进行操作。根据钳位晶体管TRclp，放大器电路AMP1的输出信号实际上指示在功率晶体管PTR的导通时段期间的端子间电压Vds。采样保持电路SH在功率晶体管PTR的导通时段期间对端子间电压Vds进行采样(而PWM信号PWMi2处于导通时段期间)，并且在截止时段中保持采样值。
DESAT检测电路DST包括比较器CMP1，并且通过电压检测电路VDET所检测的端子间电压Vds与预定电压确定值Vcp1之间的比较来确定功率晶体管PTR是否饱和。例如，当发生过电流时，功率晶体管PTR处于非饱和状态，并且端子间电压Vds变大。DESAT检测电路DST检测该状态。
这里，例如，钳位晶体管TRclp的阈值电压Vth约为5V，并且DESAT检测电路DST的电压确定值Vcp1约为7V。在这种情况下，钳位晶体管TRclp必须传输大于7V的电压作为与漏极电压VD相对应的漏极检测电压Dsen，并且因此必须满足“Vclp-Vth>7V”。结果，钳位电压Vclp必须大于12V，并且例如优选地大于15V。
比较器CMP2用作过电流检测电路，并且通过将用于电流检测的电阻元件Rs的感测电压CS(几乎与端子间电流Ids成比例的值)与预定电压确定值Vcp2(实际上与端子间电流Ids的电流确定值相对应)之间的比较，来确定驱动晶体管TRd中是否存在过电流。此外，例如，通过使用两种类型的电压确定值Vcp2(例如，0.25V和0.5V)，除了确定过电流之外，比较器CMP2还可以确定是否存在短路。当存在过电流时，比较器CMP2输出过电流检测信号OC，并且当存在短路电流时，它输出短路电流检测信号SC。
PWM调制器PWMMD对电压检测电路VDET所检测的端子间电压Vds进行PWM调制，从而生成PWM信号PWMds。在接收到PWM信号PWMds时，隔离器ISO2将上述信号作为PWM信号PWMo输出到控制装置MCU。由于隔离器ISO2不能传送除了数字信号之外的任何信号，因此在本例中提供了PWM调制器PWMMD。然而，可以提供能够转换(调制)成数字信号的任何电路；例如，可以使用Δ∑调制器或模数转换器来代替PWM调制器PWMMD。
当在DESAT检测电路DST和比较器CMP2(过电流检测电路)中的至少一个中检测到故障时，OR门OR1输出“H”电平。在来自隔离器ISO1的PWM信号PWMi2的导通时段(“H”电平时段)期间，AND门AD1供应OR门OR1的输出作为故障检测信号Fdet。在接收到故障检测信号Fdet时，隔离器ISO3向控制装置MCU输出故障输出信号FO。
在从隔离器ISO2接收到PWM信号PWMo时，控制装置MCU解调上述信号以获得端子间电压Vds。如图1所示，控制装置MCU基于端子间电压Vds、已知的端子间电流Ids和相关信息IVTR来估计结温TJ，并且将结果反映到PWM信号PWMi，从而保护功率晶体管PTR。具体地，存在一种限制PWM占空比直到结温TJ变低的方法。此外，在从隔离器ISO3接收到故障输出信号FO时，控制装置MCU根据需要通过PWM信号PWMi截止驱动晶体管TRd，从而保护功率晶体管PTR。
如上所述，在图2的结构示例中，提供采样保持电路SH。采样保持电路SH仅输出与功率晶体管PTR的导通时段相对应的端子间电压Vds(换言之，不输出与截止时段相对应的电压)，例如，即使PWM信号PWMi2的导通时段很短。结果，例如，在DESAT检测电路DST和PWM调制器PWMMD中，不需要针对功率晶体管PTR的导通时段的定时设计等，从而使电路设计和处理很容易。
此外，功率晶体管PTR例如被布置在反相器等的高侧(高电位侧)或低侧(低电位侧)。当功率晶体管PTR被布置在高侧时，控制装置MCU以0V电平作为参考进行操作，而驱动装置DRIC以高侧的源极电压VS(例如，在0V电平至数百V电平之间的电压偏移)作为参考进行操作；因此，需要隔离器ISO1至ISO3。另一方面，当功率晶体管PTR被布置在低侧时，驱动装置DRIC以低侧的源极电压VS作为参考进行操作，根据情况可能不需要隔离器ISO1至ISO3。由于可以根据寄生电感在驱动装置DRIC的接地电源电压与低侧的源极电压VS之间生成差电压，所以实际上在某些情况下需要隔离器ISO1至ISO3。
<功率晶体管(半导体装置)的结构>
图3A和图3B是示出了图2中的功率晶体管的结构示例的示意图。如图3A所示，功率晶体管(SiC结构的MOSFET)PTR被形成在半导体芯片CHP上，并且源极焊盘SP、栅极焊盘GP、钳位输入焊盘CLPP、电流感测焊盘CSP和电压感测焊盘DSP被形成在半导体芯片CHP的表面上。半导体芯片CHP由封装件PKG密封，封装件PKG包括外部端子(引线或引线框)PNs、PNks、PNd、PNg、PNclp、PNcs和PNds。
外部端子PNs和PNks分别是源极端子和开尔文端子，并且通过接合线BW被连接到源极焊盘SP。外部端子(源极端子)PNs是用于向预定负载供电的端子，几乎所有端子间电流Ids都流过该端子。而外部端子(开尔文端子)PNks是用于向驱动装置DRIC供应接地电源电压GND的端子，而实际上没有端子间电流Ids流过该端子。因此，外部端子(开尔文端子)PNks几乎不受接合线BW和外部端子所引起的寄生电感的影响。
外部端子PNd是漏极端子并且被连接到在半导体芯片CHP的后表面上所形成的漏极焊盘。外部端子PNg和PNclp分别是栅极端子和钳位输入端子，并且通过接合线BW被连接到栅极焊盘GP和钳位输入焊盘CLPP。外部端子PNcs和PNds分别是电流感测端子和电压感测端子，并且分别通过接合线BW被连接到电流感测焊盘CSP和电压感测焊盘DSP。
在半导体芯片CHP上，如图3B所示，形成多个(例如，数千个)单元晶体管U[1]至U[n]、U[n+1]和U[n+2]，每个单元晶体管包括源极节点、漏极节点和栅极节点(控制输入节点)。根据单元晶体管的分配，上述半导体芯片CHP被设置有驱动晶体管TRd、电流感测晶体管TRcs和钳位晶体管TRclp。
形成电流感测晶体管TRcs的单位晶体管的数目小于形成驱动晶体管TRd的单位晶体管的数目(这里，为n个单位)，并且是大约一些单位(在该示例中，为1个单位(U[n+1]))。形成钳位晶体管TRclp的单位晶体管的数目也小于形成驱动晶体管TRd的单位晶体管的数目(n)，并且为一些单位(在该示例中，为1个单位(U[n+2]))。
外部端子(栅极端子)PNg与驱动晶体管TRd的栅极节点(栅极焊盘GP)和电流感测晶体管TRcs共用连接。外部端子(源极端子)PN和外部端子(开尔文端子)PNks被连接到驱动晶体管TRd的源极节点(源极焊盘SP)。外部端子(漏极端子)PNd与驱动晶体管TRd的漏极节点(漏极焊盘)、电流感测晶体管TRcs和钳位晶体管TRclp共用连接。
外部端子(电流感测端子)PNcs被连接到电流感测晶体管TRcs的源极节点(电流感测焊盘CSP)。外部端子(电压感测端子)PNds被连接到钳位晶体管TRclp的源极节点(电压感测焊盘DSP)。外部端子(钳位输入端子)PNclp被连接到钳位晶体管TRclp的栅极节点(钳位输入焊盘CLPP)。在该示例中，提供了钳位输入焊盘CLPP和钳位输入端子PNclp；然而，根据情况，钳位晶体管TRclp的栅极节点可以被连接到外部端子(栅极端子)PNg而不提供它们。
图4是示出了图3B中的每个单元晶体管的组成示例的截面图。图4示出了作为单位晶体管U[k]的一个示例的SiC结构的垂直MOSFET的组成示例。半导体衬底SUB由n+型SiC半导体形成。在半导体衬底SUB上形成了n-型漂移层DRF。在漂移层DRF内，形成了p型扩散层DFp2，并且在p型扩散层DFp2中形成了n+型扩散层DFn和p+型扩散层DFp1。栅极层GT通过栅极绝缘膜Gox被形成在p+型扩散层DFp1的顶部上。
在主表面侧，扩散层DFp1和扩散层DFn被耦合到源极焊盘SP，并且在后表面侧，半导体衬底SUB被耦合到漏极焊盘DP。通过将预定栅极电压VG施加到栅极层GT，在扩散层DFp2中形成了n沟道。结果，被耦合到源极焊盘SP的扩散层DFn通过n沟道与半导体衬底SUB和被耦合到漏极焊盘DP的漂移层DRF导通。扩散层DFp1变为通向扩散层DFp2的馈电层。通过使用SiC结构的MOSFET，例如比在使用Si结构的情况下，可以更多地降低功率转换装置的导通电阻和损耗。
如上文所提及，通过在与驱动晶体管TRd相同的半导体芯片CHP上形成钳位晶体管TRclp，可以比例如在将钳位晶体管TRclp安装为另一外部部件的情况下更多地降低成本。例如，在假定每个部件在一个芯片中制造的情况下，SiC结构的MOSFET优于作为功率晶体管PTR的IGBT。在IGBT的情况下，集电极与发射极之间的电压降较大，此外，电压降在某种程度上具有温度依赖性。结果，根据钳位晶体管的电压降，在漏极电压VD与漏极检测电压Dsen之间出现一定程度的误差。另一方面，在SiC结构的MOSFET的情况下，几乎不会发生该问题。在该观点中，MOSFET不限于SiC结构，而可以是Si结构。从以这两种方式实现高击穿电压和低导通电阻的观点来看，SiC结构是优选的。
<浪涌吸收电路的结构示例>
图5是示出了图2中的浪涌吸收电路的各种结构示例的电路图。提供了图2中的浪涌吸收电路SAC以吸收可以被叠加在漏极电压VD上的噪声(浪涌)。在图2的结构示例中，浪涌吸收电路SAC被设置在漏极电压VD侧；除此之外，相同的浪涌吸收电路SAC可以被设置在源极电压VS(开尔文源电压KS)侧。
在图5中，浪涌吸收电路SACa是利用电阻元件R和电容C对漏极检测电压Dsen进行滤波的低通滤波器。浪涌吸收电路SACb被设置有在漏极检测电压Dsen与接地电源电压GND之间的齐纳二极管ZD，以将漏极检测电压Dsen的最大电压限制为齐纳电压。浪涌吸收电路SACc被设置有在漏极检测电压Dsen与电源电压VCC之间的二极管D1，以及在漏极检测电压Dsen与接地电源电压GND之间的二极管D2，以将漏极检测电压Dsen的电压范围限制在电源电压VCC与接地电源电压GND之间的范围。
浪涌吸收电路SACd被设置有在漏极检测电压Dsen与接地电源电压GND之间的变阻器元件VAR，以将漏极检测电压Dsen的最大电压限制为由变阻器元件VAR所限定的电压。变阻器元件VAR是当两端之间的差电压低时，电阻值更高，并且当差电压上升超过一定程度时，电阻值迅速减小的元件。
<驱动装置的主要部分的操作>
图6是示出了图2中的驱动装置的主要部分的操作示例的时序图。在图6中，当PWM信号PWMi偏移到导通电平(“H”电平)时，栅极电压VG通过驱动器DRV上升。据此，端子间电流Ids增加，然后，端子间电压Vds(漏极电压VD)减小。例如，在反相器等中，在回流电流在高侧和低侧中的一侧中流动的状态下，当上述电流被切换到另一驱动电流时，漏极电压VD不会偏移直到回流电流被完全切换到驱动电流，因为一个回流二极管导通。
另一方面，当PWM信号PWMi偏移到截止电平(“L”电平)时，栅极电压VG通过驱动器DRV下降。据此，端子间电压Vds(漏极电压VD)增加，然后，端子间电流Ids减小。换言之，在驱动电流在高侧和低侧中的一侧中流动的状态下，当上述电流被切换到另一回流电流时，漏极电压VD增加并且另一回流二极管导通，然后开始切换到回流电流(即，减少端子间电流Ids)。
如上文所提及，在实际的切换操作中，在从PWM信号PWMi偏移到导通电平(“H”电平)经过一段时间之后，漏极电压VD偏移。据此，在从PWM信号PWMi偏移到导通电平经过一段时间之后，漏极检测电压Dsen也变为稳定电平。在接收PWM信号PWMi到导通电平的偏移之后，采样保持电路SH在预定的延迟时间Tdly之后开始采样操作，以得到该稳定电平。延迟时间Tdly例如是1到2μs。
在接收到PWM信号PWMi到截止电平的偏移之后，采样保持电路SH开始保持操作。根据该操作，采样保持电路SH总是在PWM信号PWMi(功率晶体管PTR)的导通时段期间、在正常状态下，输出端子间电压Vds(漏极电压VD)。PWM调制电路PWMMD和DESAT电路DST可以处理采样保持电路SH的输出信号，而无需特别定义操作时段。例如，PWM调制电路PWMMD总是可以将采样保持电路SH的输出信号与内部所生成的三角波进行比较，如图6所示，并且据此可以生成具有与端子间电压Vds相对应的PWM占空比的PWM信号PWMds。
<电压限制器的结构(变形示例)>
图7是示出了图1中的电压限制器的结构示例的电路图(其与图2不同)。图7所示的电压限制器LMTb包括放大器电路AMP1、浪涌吸收电路SAC1和SAC2、阻塞二极管Dbk1和Dbk2、以及电流源IS1和IS2。阻塞二极管Dbk1和浪涌吸收电路SAC1被串联地插入在驱动晶体管TRd的漏极端子(VD)与放大器电路AMP1的(+)输入之间。通过从电流源IS1向阻塞二极管Dbk1传输微小电流，放大器电路AMP1的(+)输入电压几乎被限制为电流源IS1的电压V1。
类似地，阻塞二极管Dbk2和浪涌吸收电路SAC2被串联地插入在驱动晶体管TRd的开尔文端子(KS)与放大器电路AMP1的(-)输入之间。通过从电流源IS2向阻塞二极管Dbk2传输微小电流，放大器电路AMP1的(-)输入电压几乎被限制为电流源IS1的电压V2。
在一般的DESAT电路中，例如，经常使用在漏极电压VD侧提供阻塞二极管的方法，如美国专利No.4954917所示。然而，该方法可能根据阻塞二极管的正向电压来生成电压误差。在图7的结构示例中，两个阻塞二极管Dbk1和Dbk2被用于抵消正向电压，从而减小了电压误差。在这种情况下，虽然可以减少误差，但是需要一些附加部分，从而增加了成本和面积。在这个观点中，图2和图3所示的钳位晶体管TRclp是有用的。
<温度估计单元的结构(应用示例)>
图8A是用于描述可以在图2的温度估计单元中生成的问题的一个示例的视图，而图8B是示出了用于解决图8A的问题的温度估计单元的结构示例的示意图。如图8A所示，在实际操作中，根据温度依赖性的变化量在具有较小的端子间电压Vds和端子间电流Ids的范围AR1中相对地变得更小，并且因此结温TJ的估计准确度恶化。相反，在具有较大的端子间电压Vds和端子间电流Ids的范围AR2中，根据温度依赖性的变化量相对地变得更大，并且因此结温TJ的估计准确度增加。
为了提高结温TJ的估计准确度，以下两种方法之一是有用的。作为第一种方法，当端子间电压Vds或端子间电流Ids小于预定参考值(简言之，在图8A的范围AR1中)时，不执行温度估计。该方法易于实现，但在实际操作中，存在不执行温度估计的时段，并且根据情况，可能损坏实时性能。作为第二种方法，温度估计单元PTJU被设置有加权平均滤波器WFLT，如图8B所示。
加权平均滤波器WFLT以对应的端子间电压Vds[k]或端子间电流Ids[k]的大小对在每个时间t[1]，t[2]，...所估计的多个结温TJ[k](k＝1，2，...)进行加权，然后对上述值求平均。具体地，加权平均滤波器WFLT在公式(1)中计算例如在各个时间(采样点)t[k](k＝1，...，m)所获得的各个结温TJ[k](k＝1，...，m)，以获得平均结温TJave。其中“w[k](k＝1，...，m)”是权重系数，并且被定义为与端子间电压Vds[k]或端子间电流Ids[k]的大小成比例的值。
TJave＝(w[1]×TJ[1]+...+w[m]×TJ[m])/(w[1]+...+w[m]) (1)
<功率转换装置的主要部分的示意性结构(应用示例)>
图9是示出了图1的功率转换装置的扩展结构示例的示意图。在图9的结构示例中，控制装置MCU2还被添加到图1的结构示例。控制装置MCU2由例如微控制器形成，并且管理包括图1的功率转换装置的上部系统。上部系统的控制装置MCU2通过通信信道CPH被连接到图1的功率转换装置内的控制装置MCU，以通过每个通信接口CIF相互通信。通信协议(例如，控制器区域网络(CAN)和串行外围接口(SPI))被应用于通信接口CIF。
控制装置MCU通过通信信道CPH将所估计的结温TJ的信息传送到控制装置MCU2。例如，控制装置MCU2基于该信息来记录结温TJ的偏移或在显示器上显示上述偏移。例如，用户可以基于结温TJ的偏移来理解系统的问题。
<第一实施例的主要效果>
图20是示出了本发明的比较示例中的功率转换装置的主要部分的结构示例的示意图。在图20所示的功率转换装置中，温度检测二极管Dj被安装在功率晶体管PTR’内。电压检测电路VDET’检测二极管Dj的正向电压Vf，并且控制装置MCU’基于正向电压Vf估计结温TJ。
上述方法与“A new vertical IGBT structure with a monolithic over-current,over-voltage,and over-temperature sensing and protecting circuit”(由N.Iwamuro等人在“IEEE Electron Device Letters,Vol.16,No.9,Sept.1995”上所撰写的)的方法相同。温度检测二极管Dj由例如多晶硅制成。因此，制造偏差大，并且担心会增加结温TJ的估计误差。在功率晶体管PTR’中，需要用于二极管Dj的附加端子和附加的制造工艺，从而增加了成本和安装面积。
另一方面，如国际专利公开No.2014-091852中所示，可以使用热敏电阻代替二极管。然而，在这种情况下，热敏电阻被布置在距功率晶体管一定距离处，并且因此，结温TJ的估计准确度可能恶化。此外，在国际专利公开No.2014-091852中，如上文所提及，通过使用热敏电阻的检测结果执行各种计算来估计结温。然而，该方法需要复杂的计算，并且根据估计算法不能完全获得估计准确度。此外，需要作为附加部件的热敏电阻以及与此相关的附加端子，从而增加了成本和安装面积。
如上文所提及，根据比较示例中的结温TJ的估计方法，作为第一问题，可能扩大估计误差。作为第二问题，需要附加部件、端子和制造工艺，从而增加了成本和安装面积。
另一方面，根据第一实施例的方法，通过使用功率晶体管PTR的电特性来估计结温TJ，这使得可以以高准确度估计结温TJ。结果，例如，可以减小功率晶体管PTR的热设计的请求裕度，从而降低了成本。
此外，根据第一实施例的方法，通过使用DESAT电路DST的机制，不需要任何附加部件和附加端子，并且也不需要任何附加的制造工艺；因此，可以以低成本或小面积开销、以高准确度来估计结温TJ。在这种情况下，作为电压限制器LMT，钳位晶体管TRclp被设置在功率晶体管PTR内，从而进一步降低了成本和面积。
除了温度依赖性之外，端子间电压Vds和端子间电流Ids的特性特别地具有栅极电压依赖性。栅极电压例如由被供应给驱动装置DRIC的外部电源电压所确定，并且外部电源电压的值被确定为规范上的电压值。然而，实际上，根据生成外部电源电压的功率调节器的结构，存在生成规范上的电压值的误差的情况。在这种情况下，控制装置MCU可以从驱动装置DRIC获得栅极电压，以校正相关信息IVTR。
第二实施例
<电机系统的应用示例>
图10A是示出了应用了根据本发明的第二实施例的功率转换装置的电机系统的主要部分的结构示例的示意图，而图10B和图10C是示出了图10A的操作示例的视图。图10A中的电机系统包括被连接到负载驱动端子OUT的电机MT、被设置在负载驱动端子OUT与电源电压(高电位侧的电源电压)Vbus之间的驱动晶体管TRdh、以及被设置在负载驱动端子OUT与接地电源电压(低电位侧的电源电压)GND之间的驱动晶体管TRdl。在本说明书中，在电源电压Vbus侧的驱动晶体管TRdh被称为高侧晶体管，而在接地电源电压GND侧的驱动晶体管TRdl被称为低侧晶体管。负载驱动端子OUT是用于驱动被包括在电机MT中的若干相(例如，三相)中的一相的端子。
图10A中的电机系统包括电压限制器LMTh和LMTl、电压检测电路VDETh和VDETl、驱动器DRVh和DRVl、控制装置MCU、以及电流传感器ISEN。对应于高侧晶体管TRdh提供了电压限制器LMTh、电压检测电路VDETh、以及驱动器DRVh，而对应于低侧晶体管TRdl提供了电压限制器LMTl、电压检测电路VDETl和驱动器DRVl。电流传感器ISEN检测流向负载驱动端子OUT(电机MT)的负载电流IL。控制装置MCU根据互补PWM信号PWMih和PWMil控制高侧晶体管TRdh和低侧晶体管TRdl的导通和截止，使得电流传感器ISEN所检测的负载电流IL可以是电流目标值。
图10B示出了由来自控制装置MCU的互补PWM信号PWMih和PWMil所切换的各个状态。在状态ST1中，PWM信号PWMih是在导通时段期间(高侧晶体管TRdh的栅极电压VGh为“H”电平)，而PWM信号PWMil是在截止时段期间(低侧晶体管TRdl的栅极电压VGl是“L”电平)。在状态ST1中，执行用于通过高侧晶体管TRdh向电机MT供应负载电流IL的源极操作，如图10A所示。
在状态ST3中，PWM信号PWMih是在截止时段期间(VGh＝‘L’电平)并且PWM信号PWMil是在导通时段期间(VGl＝‘H’电平)。在状态ST3中，执行使负载电流IL回流通过低侧晶体管TRdl的同步整流操作，如图10A所示。在状态ST2中，PWM信号PWMih和PWMil都是在截止时段期间(VGh、VGl＝‘L’电平)。根据从状态ST1到状态ST3的切换，在停滞时间(deadtime)中执行状态ST2。在状态ST2中，执行使负载电流IL回流通过低侧的回流二极管(未示出)的回流操作，如图10A所示。
在状态ST4中，PWM信号PWMih是在截止时段期间(VGh＝‘L’电平)而PWM信号PWMil是在导通时段(VGl＝‘H’电平)期间。在状态ST4中，执行抽出通过低侧晶体管TRdl、从另一相的高侧晶体管(未示出)被供应给电机MT的负载电流IL的电流宿(current sink)操作，如图10A所示。在状态ST6中，PWM信号PWMih是在导通时段期间(VGh＝‘H’电平)而PWM信号PWMil是在截止时段期间(VGl＝‘L’电平)。在状态ST6中，执行使负载电流IL回流通过高侧晶体管TRdh的同步整流操作，如图10A所示。根据从状态ST4到状态ST6的切换，在停滞时间中执行状态ST5。在状态ST5中，执行使负载电流IL回流通过高侧的回流二极管(未示出)的回流操作，如图10A所示。
根据该操作，在高侧的电压检测电路VDETh可以在状态ST1中检测高侧晶体管TRdh中的、正方向上的端子间电压Vds_H，并且可以在状态ST6中检测高侧晶体管TRdh中的、负方向上的端子间电压Vds_H。低侧的电压检测电路VDETl可以在状态ST3中检测低侧晶体管TRdl中的负方向上的、端子间电压Vds_L，并且可以在状态ST4中检测低侧晶体管TRdl中的正方向上的、端子间电压Vds_L。
这里，例如，当高侧晶体管TRdh和低侧晶体管TRdl由如图4所示的SiC结构的MOSFET形成时，根据p区域(DFp1、DFp2)和n区域(DRF、SUB)的pn结二极管(回流二极管)被连接在源极与漏极之间。其中第一实施例中所提及的相关信息IVTR的情况不同于以下：情况(1)端子间电流Ids在正方向上流动(图4中向上)，以及情况(2)端子间电流Ids在负方向上流动(图4中向下)。
控制装置MCU优选地保持与端子间电流Ids的各个电流方向相对应的两种类型的相关信息，并且根据已知的电流方向切换两种类型的相关信息，以估计结温TJ。例如，控制装置MCU保持与正方向上的端子间电流Ids(高压测的Vbus→OUT)相对应的相关信息(被定义为IVTR(+))，以及与负方向上的端子间电流Ids(高压测的OUT→Vbus)相对应的相关信息(被定义为IVTR(-))。
当负载电流IL在正方向上流动时，控制装置MCU在PWM周期Tpwm1期间执行状态ST1→ST2→ST3，如图10C所示，并且当负载电流IL在负方向上流动时，控制装置MCU在PWM周期Tpwm2期间执行状态ST4→ST5→ST6。PWM周期例如是数十到数百μs。根据该控制，控制装置MCU总是掌握在各个驱动晶体管(TRdh，TRdl)中的端子间电压Vds与端子间电流Ids的方向。控制装置MCU控制每个状态的长度(具体地，PWM占空比)，从而控制负载电流IL的电流值。
在该操作中，控制装置MCU在PWM周期Tpwm1内、在状态ST1中使用正方向上的相关信息(IVTR(+))，并且在PWM周期Tpwm2内、在状态ST6中使用负方向上的相关信息(IVTR(-))，以估计高侧晶体管TRdh的结温TJ。类似地，控制装置MCU在PWM周期Tpwm1内、在状态ST3中使用负方向上的相关信息(IVTR(-))，并且在PWM周期Tpwm2内、在状态ST4中使用正方向上的相关信息(IVTR(+))，以估计低侧晶体管TRdl的结温TJ。
相关信息(IVTR(+))和相关信息(IVTR(-))不必是两个独立的转换表，而可以是一个共用转换表。具体地，通过根据端子间电流的电流方向适当地校正共用转换表的输入值(端子间电压和端子间电流)和输出值(结温)，实际上，可以将其视为两个转换表。
<控制装置的示意性操作>
图11A是示出了图10中的控制装置的示意性处理内容的一个示例的流程图，而图11B是图11A的互补视图。在图11A中，控制装置MCU从电压检测电路VDETh和VDETl获得端子间电压Vds_H和Vds_L(步骤S101)。特别地，控制装置MCU解调所接收的PWM信号PWMo以获得相应的端子间电压Vds_H和Vds_L，如图2所示。
控制装置MCU例如根据由用于电机控制的软件所获得的负载电流IL的控制信息来识别在每个驱动晶体管(TRdh、TRdl)中的端子间电流Ids的大小和电流方向(步骤S102)。控制装置MCU根据电流方向使用相关信息IVTR来估计每个驱动晶体管(TRdh、TRdl)中的结温TJ(步骤S103)。在图11B的示例中，结温TJ被估计为120℃。当相关信息IVTR以转换表的格式被安装时，端子间电压Vds、端子间电流Ids和结温TJ之间的关系例如被保持为离散值，以减少容量。在这种情况下，控制装置MCU通过执行各个离散值之间的互补操作来估计结温TJ。
接下来，控制装置MCU确定所估计的结温TJ是否达到预定温度确定值(步骤S104)。当它到达温度确定值时，控制装置MCU执行预定保护操作(步骤S105)。具体地，控制装置MCU限制例如PWM占空比(即，负载电流)，从而执行降低结温TJ的保护操作。
<电机系统的细节>
图12是示出了图10A所示的电机系统的详细结构示例的示意图。图12的电机系统包括被连接到三相(u、v和w相)的负载驱动端子OUT(u、v、w)的三相电机MT，以及被设置在三相的负载驱动端子OUT(u、v、w)与接地电源电压GND之间的低侧晶体管TRd(lu、lv、lw)。三相的低侧晶体管TRd(lu、lv、lw)是三相反相器的一部分。尽管未图示三相反相器，但它实际上具有三相的高侧晶体管，如图10A所示。
电机系统包括多个驱动装置DRIC和一个控制装置MCU，每个驱动装置驱动三相低侧晶体管和高侧晶体管。驱动装置DRIC可以被适当地形成为模块。此外，在图12中，作为驱动装置DRIC的一部分，示出了驱动器DRVlu和低侧晶体管TRd(lu)的电压检测电路VDETlu，并且还示出了与低侧晶体管TRd(lu)相对应的电压限制器LMTlu。
控制装置MCU例如是包括电机控制单元(负载控制单元)MCTU和温度估计单元PTJU的微控制器。例如根据使用处理器的程序处理来安装电机控制单元MCTU和温度估计单元PTJU。电机控制单元MCTU利用互补PWM信号控制三相高侧晶体管和低侧晶体管的导通和截止，使得流向负载驱动端子OUT(u、v、w)的三相负载电流Iu、Iv和Iw的每个值可以是电流目标值。
具体地，电机控制单元MCTU通过电流传感器ISEN来检测三相负载电流Iu、Iv和Iw。例如，根据模拟和数字转换器的适当采样时序，使用电流传感器ISEN的电流系统包括：使用被插入三相中的三个电阻元件，来检测三相电流的三分流系统；以及使用被插入三相的共用连接路径(GND路径)中的一个电阻元件，来检测三相电流的单分流系统。此外，将电流互感器插入每相中的系统也作为上述电流系统的一个示例。
电机控制单元MCTU确定PWM占空比，使得所检测到的三相电流可以是电流目标值，并且反映上述情况，生成控制三相的高侧晶体管的PWM信号PWMi(hu、hv、hw)，以及控制三相的低侧晶体管的PWM信号PWMi(lu、lv、lw)。PWM信号PWMi(hu、hv、hw)和PWM信号PWMi(lu、lv、lw)变为互补PWM信号。但是，严格来说，它们中的每一个都包括停滞时间。
当生成互补PWM信号时，电机控制单元MCTU通过包括电机MT的霍尔元件，或者在无位置传感器系统的情况下包括旋转角度检测单元(或估计单元)，来识别电机MT的旋转角度。电机控制单元MCTU通过与电机MT的旋转角度(换言之，正弦波信号)同步地对负载电流执行定时控制，来生成PWM信号，例如，该PWM信号具有以正弦波形顺序地偏移的PWM占空比。根据该控制，电机控制单元MCTU识别每个PWM周期中的三相PWM信号的逻辑电平信息，以及对应的三相负载电流Iu、Iv和Iw(电流值和电流方向)的信息。换言之，电机控制单元MCTU总是在每三个相中掌握图10B所示的各个状态S1至S6。
温度估计单元PTJU基于来自电机控制单元MCTU的三相负载电流Iu、Iv和Iw的信息以及互补PWM信号的逻辑电平信息，来确定在每个PWM周期中在三相高侧晶体管和低侧晶体管中流动的各个端子间电流的电流值和电流方向。根据所确定的电流方向，温度估计单元PTJU切换两个相关信息IVTR(+)和相关信息IVTR(-)，如图10A至图10C中已描述的，从而估计三相高侧晶体管和低侧晶体管的每个结温TJ。
具体地，温度估计单元PTJU包括例如端子间电压和电流锁存单元LTU、计算处理单元CALPU、以及相关信息IVTR(+)和IVTR(-)。端子间电压和电流锁存单元LTU从电机控制单元MCTU顺序地获得互补PWM信号的逻辑电平信息(换言之，每三相中的状态信息)，以及驱动电流Iu、Iv和Iw的信息(电流值)。端子间电压和电流锁存单元LTU从驱动装置DRIC获得三相高侧晶体管的端子间电压(漏极电压)Vds(hu、hv、hw)和三相低侧晶体管的端子间电压Vds(lu、lv、lw)。
端子间电压和电流锁存单元LTU包括与三相高侧晶体管相对应的三个寄存器单元REGU(hu、hv、hw)，以及与三相低侧晶体管相对应的三个寄存器单元REGU(lu、lv、lw)。每个寄存器单元REGU包括电流值寄存器REGi和电压值寄存器REGv。端子间电压和电流锁存单元LTU基于每三相中的状态信息在锁存定时将三相负载电流Iu、Iv和Iw的信息(电流值)捕获到各个对应的寄存器单元REGU的电流值寄存器REGi中。类似地，端子间电压和电流锁存单元LTU基于每三相中的状态信息以锁存定时，将三相高侧晶体管和低侧晶体管的端子间电压捕获到各个对应的寄存器单元REGU的电压值寄存器REGv中。
作为图10C所示的负载电流IL的u相的负载电流Iu并且电机控制单元MCTU控制PWM周期Tpwm1的时段被作为具体示例。在上述时段期间，端子间电压和电流锁存单元LTU将负载电流Iu捕获到寄存器单元REGU(hu)的电流值寄存器REGi中，并且在状态ST1的定时，将u相高侧晶体管的端子间电压Vds(hu)捕获到寄存器单元REGU(hu)的电压值寄存器REGv中。此外，端子间电压和电流锁存单元LTU将负载电流Iu的反相电流值(-Iu)捕获到寄存器单元REGU(lu)的电流值寄存器REGi中，并且在状态ST3的定时将u相低侧晶体管的端子间电压Vds(lu)捕获到寄存器单元REGU(lu)的电压值寄存器REGv中。
在每个PWM周期中，计算处理单元CALPU接收例如被保持在三个寄存器单元REGU(hu、hv、hw)中的三相高侧晶体管的端子间电压和端子间电流以及被保持在三个寄存器单元REGU(lu、lv、lw)中的三相低侧晶体管的端子间电压和端子间电流。计算处理单元CALPU切换待参考的相关信息IVTR(+)和IVTR(-)，如图10中已描述的，例如，基于所采用的端子间电流(或端子间电压)的极性。
然后，计算处理单元CALPU基于各个驱动晶体管的端子间电压和端子间电流以及对应的相关信息，来估计各个驱动晶体管的结温TJ。在上文所提及的PWM周期Tpwm1的具体示例的情况下，计算处理单元CALPU使用用于u相高侧晶体管的相关信息IVTR(+)，以及使用用于u相低侧晶体管的相关信息IVTR(-)。
此外，当结温TJ超过一个驱动晶体管中的预定温度确定值时，计算处理单元CALPU向电机控制单元MCTU输出过热检测信号。在接收到该信号时，电机控制单元MCTU执行保护操作，即，通过PWM信号将各个驱动晶体管固定在截止状态、限制负载电流等，然后继续操作。
<第二实施例的主要效果>
如上所述，通过使用根据第二实施例的功率转换装置(电机系统)，可以获得与第一实施例中已描述的各种效果相同的效果。此外，通过根据端子间电流Ids的方向切换要使用的相关信息IVTR，可以以比第一实施例的情况下更高的准确度估计结温TJ。此外，在实际操作中，可以适当地确定每个驱动晶体管中的结温TJ的估计时段。
第三实施例
<驱动装置(半导体装置)的结构>
图13是示出了根据本发明的第三实施例的半导体装置的主要部分的结构示例的示意图。图13所示的驱动装置(半导体装置)DRICb与图2所示的驱动装置DRIC的不同之处在于以下几点。作为第一不同点，驱动装置DRICb包括：例如包括图2的AND门AD1和OR门OR1的控制逻辑电路LGC。
作为第二不同点，驱动装置DRICb包括电流检测电路IDET和过电流检测电路OCD。电流检测电路IDET通过电流检测电阻元件Rs，检测在功率晶体管PTR的导通时段期间源极端子与漏极端子之间的端子间电流Ids。具体地，电流检测电路IDET包括：检测电阻元件Rs的两端电压并且以预定增益放大上述电压的放大器电路AMP2。过电流检测电路OCD对应于图2的比较器CMP2，并且通过电流检测电路IDET所检测的端子间电流Ids(实际上，与此成比例的电压值)与预定电流确定值(实际上，如图2所示的电压确定值Vcp2)之间的比较，来确定功率晶体管PTR中是否存在过电流或短路。尽管在图2中简化了，但更具体地，驱动装置在图2的结构示例中也包括这种类型的电流检测电路IDET。
作为第三不同点，驱动装置DRICb包括检测功率晶体管PTR中是否存在过热的过热检测电路OHD。过热检测电路OHD估计了功率晶体管PTR的结温TJ，尽管稍后将描述细节，并且当上述温度超过预定温度确定值时，上述单元输出过热检测信号OH。当接收到来自过热检测电路OHD的过热检测信号OH、以及来自过电流检测电路OCD的过电流检测信号OC或短路电流检测信号SC、以及来自DESAT检测电路DST的检测信号时，控制逻辑电路LGC通过驱动器DRV执行预定保护操作。例如，当接收到过热检测信号OH时，控制逻辑电路LGC通过驱动器DRV来控制功率晶体管PTR截止。
这里，通过使用第一和第二实施例的上述方法，可以使用控制装置MCU来估计结温TJ，并且根据结果对功率晶体管PTR执行保护操作。特别地，对于需要高安全性的用途，例如，在车辆中的用途，优选地提供了应对控制装置MCU中发生故障的故障安全功能。这里，过热检测电路OHD被设置在驱动装置DRIC内，以对驱动装置DRIC也执行过热保护。
例如，当使用控制装置MCU的保护操作和驱动装置DRIC的保护操作二者时，可以使用以下方法。控制装置MCU使用低于功率晶体管PTR的操作温度范围的上限的温度确定值来执行限制负载电流使其不达到功率晶体管PTR的上限的预定保护操作。另一方面，当功率晶体管PTR达到上限时，驱动装置DRIC使用高于控制装置MCU的温度确定值的温度确定值来执行预定保护操作，例如，类似于或略高于上述上限。因此，当驱动装置DRIC的保护操作被控制装置MCU视为保护操作的故障安全功能时，如果驱动装置DRIC的温度估计准确度低于控制装置MCU的温度估计准确度，则没有问题。
这里，驱动装置DRIC通常以将简单数字电路添加到主模拟电路的结构来形成。此外，如图10B所示，驱动装置DRIC不容易掌握状态信息。因此，当驱动装置DRIC估计结温TJ时，驱动装置DRIC难以被设置有与控制装置MCU的情况下相同的温度估计单元PTJU。
然后，过热检测电路OHD使用如图14A和图14B所示的方法，来估计结温TJ。图14A是示出了图13中的过热检测电路的结构示例的示意图，而图14B是示出了图14A的操作示例的互补视图。图14A所示的过热检测电路OHD包括：除法器(温度计算电路)DIV和判断电路JGU。
除法器DIV基于电压检测电路VDET所检测的端子间电压Vds和电流检测电路IDET所检测的端子间电流Ids，来计算功率晶体管PTR的导通电阻Ron。具体地，除法器DIV通过计算“Ron＝Vds/Ids”来估计结温TJ。判断电路JGU通过将由除法器DIV所计算的导通电阻Ron与预定电阻确定值Rth之间的比较，来检测是否存在过热，并且当存在过热时，上述电路输出过热检测信号OH。对于电流检测电路IDET，不需要另外提供而可以原样使用在过电流检测电路OCD中所使用的结构。
如图14B所示，导通电阻Ron具有温度依赖性。当设置适当的电阻确定值Rth时，使能过热检测。然而，导通电阻Ron也对端子间电流Ids具有一定的依赖性；因此，当使用电阻确定值Rth的固定电平时，在大的端子间电流Ids的情况下，导通电阻Ron容易变得大于电阻确定值Rth。换言之，当端子间电流Ids大时，即使结温TJ低于原始设置，也确定存在过热。这有助于进一步提高安全性；因此，电阻确定值Rth是否是固定电平并不重要。
除法器DIV可以被形成在模拟电路或数字电路中。在PWM信号PWMi(功率晶体管PTR)的截止时段期间，过热检测电路OHD不能执行正确的检测操作。因此，控制逻辑电路LGC被形成为例如在PWM信号PWMi(功率晶体管PTR)的导通时段期间，来接收过热检测信号OH。
图15是示出了图13中的过热检测电路的另一结构示例的示意图。如上文所提及，在电阻确定值Rth的固定电平的情况下，当端子间电流Ids大时，过热保护在更安全的方向上工作；然而，根据情况，过热保护可能过度不利。那么，除了图14A的结构示例之外，图15的过热检测电路OHDb还包括加法器(确定值校正电路)ADD。加法器ADD根据端子间电流Ids的大小来校正电阻确定值Rth2。例如，当端子间电流Ids超过某个参考值时，基于图14B所示的特性曲线，加法器ADD可以输出通过将与端子间电流Ids成比例的校正值和电阻确定值(Rth1)的固定电平相加所获得的结果作为电阻确定值Rth2。
<第三实施例的主要效果>
如上文所提及，通过使用根据第三实施例的半导体装置，可以获得在第一实施例中已描述的各种效果相同的效果。此外，还对驱动装置DRIC执行过热保护，这还可以提高功率转换装置以及另外的包括该装置的系统的安全性。
第四实施例
<电机系统的结构>
图16是示出了根据本发明的第四实施例的电机系统的主要部分的结构示例的示意图。图16所示的电机系统包括被连接在负载驱动端子OUT1与OUT2之间的电机MT、高侧晶体管TRd(h1)和TRd(h2)、以及低侧晶体管TRd(l1)和TRd(l2)。高侧晶体管TRd(h1)和TRd(h2)被分别设置在电源电压Vbus与负载驱动端子OUT1之间、以及在电源电压Vbus与负载驱动端子OUT2之间。低侧晶体管TRd(l1)和TRd(12)被分别设置在接地电源电压GND与负载驱动端子OUT1之间、以及在接地电源电压GND与负载驱动端子OUT2之间。
电机系统包括电压限制器LMTh和LMTl、电压检测电路VDETh和VDETl、驱动器DRVh和DRVl、控制装置MCU、电流传感器ISEN、以及旋转角度传感器θSEN。对应于高侧晶体管TRd(h1)提供了电压限制器LMTh、电压检测电路VDETh和驱动器DRVh，而对应于低侧晶体管TRd(l1)提供了电压限制器LMTl、电压检测电路VDETl和驱动器DRVl。尽管未示出，但是高侧晶体管TRd(h2)和低侧晶体管TRd(l2)具有相同的结构。
电流传感器ISEN检测电机MT的电流I(t)，而旋转角度传感器θSEN检测电机MT的旋转角度。控制装置MCU预先保持电机MT的绕组电阻与绕组温度之间的相关信息RTR。控制装置MCU使用模数转换器ADC1识别电源电压Vbus的大小，并且使用模数转换器ADC2、通过电流传感器ISEN识别电机MT的电流I(t)的大小。此外，控制装置MCU基于旋转角度传感器θSEN的检测结果来识别电机MT的旋转速度。
图17A是图16中的电机的等效电路，而图17B是示出了图17A中的等效电路的操作示例的波形图。在如图16所示的电机系统中，除了功率晶体管的结温TJ之外，在某些情况下还需要估计电机MT的温度。如图17A所示，电机MT利用所施加的电压V(t)、绕组电感L、绕组电阻R(t)、以及反电动势电压Vbemf来建模。
这里，绕组电阻R(t)变得不稳定，因为它在温度T下波动。当绕组电感L、反电动势电压Vbemf、所施加的电压V(t)、以及电机MT的电流I(t)为已知时，可以计算绕组电阻R(t)。绕组电感L可以被预先定义为没有温度依赖性的固定值。电流I(t)可以由电流传感器ISEN检测。例如，反电动势电压Vbemf可以通过电机控制软件内的计算(转速×反电动势电压常数)来计算。
因此，如果给出所施加的电压V(t)，则控制装置MCU计算绕组电阻R(t)。此外，控制装置MCU可以通过预先保持在绕组电阻R(t)与绕组温度之间的相关信息RTR(具体地，数值表达式和转换表)、根据绕组电阻R(t)来估计绕组温度，如图16所示。为了提高该估计准确度，需要所施加的电压V(t)的高准确度。具体地，当电流I(t)如图16所示在电流路径中流动时，所施加的电压V(t)变为通过从电源电压Vbus中减去高侧晶体管TRd(h1)和低侧晶体管TRd(l2)的电压降所获得的值。在图16的结构示例中，电压检测电路VDETh和VDETl可以检测该电压降，从而以高准确度估计绕组温度。
图17B示出了与所施加的电压V(t)相对应的电流I(t)的响应特性。关于伴随PWM信号的阶梯状所施加的电压V(t)(＝Vp×u(t))，电流I(t)如表达式(2)所示地变化。结果，时间常数τ变为“L/R(t)”。
I(t)＝{(Vp-Vbemf)/R(t)}×(1-exp(-(R(t)/L)×t)) (2)
<控制装置的操作>
图18是示出了图16中的控制装置的处理内容的一个示例的流程图。在图18中，控制装置MCU从对应的电压检测电路VDETh和VDETl获得高侧晶体管TRd(h1)的端子间电压Vds_H1以及低侧晶体管TRd(h2)的端子间电压Vds_L2(步骤S201)。此外，控制装置MCU使用模数转换器ADC1来获得电源电压Vbus与接地电源电压GND之间的电位差。通过使用该信息，控制装置MCU计算向电机MT的净施加电压V(t)(＝Vbus-(Vds_H1+Vds_L2))(步骤S202)。
然后，控制装置MCU使用电流传感器ISEN响应于所施加的电压V(t)而观察电机MT的电流I(t)(步骤S203)。接着，控制装置MCU根据基于旋转角度传感器θSEN的旋转速度和预定的反电动势电压常数来计算反电动势电压Vbemf，并且基于反电动势电压Vbemf和电机的所施加的电压V(t)来计算电机MT的绕组(RL)的所施加的电压(＝V(t)-Vbemf)(步骤S204)。
接下来，控制装置MCU基于向电机MT的绕组(RL)的所施加的电压和由电机MT在步骤S203中对电流I(t)的观察结果，来计算电机MT的绕组电阻R(t)(步骤S205)。更具体地，控制装置MCU计算了图17B所示的时间常数τ(＝L/R(t))，并且使用已知的绕组电感L来计算绕组电阻R(t)。然后，控制装置MCU基于相关信息RTR、根据绕组电阻R(t)来估计绕组温度(步骤S206)。
<第四实施例的主要效果>
如上文所提及，使用根据第四实施例的电机系统，可以以高准确度计算向电机MT的所施加的电压，从而正确地估计绕组电阻、并且根据绕组电阻的温度依赖性(相关信息RTR)估计绕组温度。结果，电机MT的温度控制和过热保护是可能的。
第五实施例
<功率转换装置的制造方法>
图19是示出了根据本发明的第五实施例的功率转换装置的制造方法中的处理内容的一个示例的示意图。例如，在第一实施例的方法中，基于相关信息IVTR来估计结温TJ。这里，为了进行准确的估计，相关信息IVTR必须是准确的。另一方面，在实际的功率晶体管中，根据制造差异，可能发生电特性的变化。因此，难以在多个功率晶体管之间共用地定义准确的相关信息IVTR。
然后，如图19所示的制造方法是有用的。首先，在图19中的步骤S301的检查过程中，各种类型的检查装置(晶片测试装置、封装测试装置等)检查功率晶体管PTR的电特性(例如，端子间电压Vds和端子间电流Ids特性以及导通电阻特性)。各种检查装置(或它们的控制端子等)将电特性的数据作为检查结果与功率晶体管PTR的标识符相对应地存储在服务器中。标识符包括批号、晶片图、跟踪号等。
然后，功率晶体管PTR从制造商运输到组装制造商。在步骤S302中的组装过程中，组装制造商使用预定的组装装置在电源装置中安装各种类型的部件(例如，图1所示的每个部件)，这些部件包括功率晶体管PTR、驱动装置DRIC和控制装置MCU。这里，例如，功率晶体管PTR和控制装置MCU(例如，微控制器)的组合是自由确定的。
接下来，在步骤S303中的相关信息生成过程中，预定的信息处理端子从服务器获得待被安装在电源装置中的功率晶体管PTR的电特性的数据，其中功率晶体管PTR的标识符作为搜索关键字。非易失性存储器写入装置基于从服务器所获得的电特性的数据来定义被安装在与上述功率晶体管PTR相同的电源装置中的控制装置MCU的相关信息IVTR。具体地，例如，可以是从头开始定义相关信息IVTR的方法，或者是先前在控制装置MCU中保持共用相关信息IVTR、并且基于所获得的数据将各种校正参数添加到上述内容的方法。
例如，当控制装置MCU是微控制器时，相关信息IVTR被写入诸如闪存等的非易失性存储器中。除了相关信息IVTR之外，非易失性存储器写入装置还将各种用户程序和用户数据写入非易失性存储器中。
<第五实施例的主要效果>
如上文所提及，在根据第五实施例的功率转换装置的制造方法中，可以获得与第一实施例中已描述的各种效果相同的效果。此外，可以使用为每个功率晶体管所定制的相关信息IVTR；因此，即使在功率晶体管中发生制造变化，也可以以高准确度来估计结温TJ。
如上文所阐述，尽管已经基于实施例具体地描述了由发明人所做出的本发明，但是本发明不限于这些实施例，而是可以在不脱离其精神的情况下进行各种修改。例如，已经详细描述了上文所提及的实施例，以便清楚地描述本发明，并且本发明不限于包括已经描述的所有组件的结构。根据一个实施例的结构的一部分可以被替换为根据另一实施例的结构，并且一个实施例的结构可以被添加到另一实施例的结构中。此外，对于每个实施例的结构的一部分，可以添加或删除或替换其他结构。
<附录>
(1)一种半导体装置，包括：
半导体芯片，其中提供了多个单元晶体管，每个单元晶体管具有第一节点、第二节点和控制输入节点，并且根据单元晶体管的分配提供了驱动晶体管和钳位晶体管；
控制输入端子，被连接到驱动晶体管的控制输入节点；
第一端子，被连接到驱动晶体管的第一节点；
第二端子，与驱动晶体管的第二节点和钳位晶体管共用连接；
钳位输入端子，被连接到钳位晶体管的控制输入节点；以及
电压检测端子，被连接到钳位晶体管的第一节点，
其中形成钳位晶体管的单元晶体管的数目小于形成驱动晶体管的单元晶体管的数目。
(2)根据上述(1)的半导体装置，
半导体芯片还包括根据单元晶体管的分配的电流感测晶体管，
半导体装置还包括被连接到电流感测晶体管的第一节点的电流感测端子，
其中电流感测晶体管的控制输入节点被连接到控制输入端子，
电流感测晶体管的第二节点被连接到第二端子，以及
形成电流感测晶体管的单元晶体管的数目小于形成驱动晶体管的单元晶体管的数目。
(3)根据上述(2)的半导体装置，还包括：
被连接到驱动晶体管的第一节点的开尔文端子。
(4)根据上述(2)的半导体装置，
其中单元晶体管是SiC结构的MOSFET。
(5)一种半导体装置，包括：
半导体芯片，其中提供了多个单元晶体管，每个单元晶体管具有第一节点、第二节点和控制输入节点，并且根据单元晶体管的分配提供了驱动晶体管、电流感测晶体管和钳位晶体管；
控制输入端子，被连接到驱动晶体管和电流检测晶体管的控制输入节点；
第一端子，被连接到驱动晶体管的第一节点；
第二端子，与驱动晶体管的第二节点、电流感测晶体管和钳位晶体管共用连接；
电流感测端子，被连接到电流检测晶体管的第一节点；以及
电压感测端子，被连接到钳位晶体管的第一节点，
其中形成电流感测晶体管的单元晶体管的数目小于形成驱动晶体管的单元晶体管的数目，以及
形成钳位晶体管的单位晶体管的数目小于形成驱动晶体管的单位晶体管的数目。
(6)根据上述(5)的半导体装置，还包括：
被连接到钳位晶体管的控制输入节点的钳位输入端子。
(7)根据上述(5)的半导体装置，
其中钳位晶体管的控制输入节点被连接到控制输入端子。
(8)根据上述(5)的半导体装置，还包括：
被连接到驱动晶体管的第一节点的开尔文端子。
(9)一种电机系统，包括：
电机，被连接在第一负载驱动端子与第二负载驱动端子之间；
高侧晶体管，被设置在高电位侧的电源电压与第一负载驱动端子之间；
低侧晶体管，被设置在第二负载驱动端子与低电位侧的电源电压之间；
电流传感器，检测了电机的电流；
控制装置，控制了高侧晶体管和低侧晶体管的导通和截止，并且预先保持电机的绕组电阻与绕组温度之间的相关信息；
高侧电压检测电路，检测在高侧晶体管的导通时段期间的高侧晶体管的第一端子与第二端子之间的端子间电压；以及
低侧电压检测电路，检测在低侧晶体管的导通时段期间的低侧晶体管的第一端子与第二端子之间的端子间电压，
其中控制装置执行以下操作：
基于高电位侧与低电位侧的电源电压之间的电位差、高侧电压检测电路所检测的端子间电压、以及低侧电压检测电路所检测的端子间电压，来计算向电机所施加的电压的第一处理，
使用电流传感器响应于向电机所施加的电压而观察电机的电流的第二处理，
计算电机的反电动势、并且基于反电动势和向电机所施加的电压，来计算向电机的绕组所施加的电压的第三处理，
基于向电机的绕组所施加的电压和电机的电流的观察结果，来计算电机的绕组电阻的第四处理，以及
基于相关信息、根据绕组电阻，来估计绕组温度的第五处理。
(10)根据上述(9)的电机系统，
其中，在第三处理中，控制装置计算响应于向电机所施加的电压的电机的电流的时间常数，并且基于时间常数和电机中已知的绕组电感，来计算绕组电阻。
(11)一种制造功率转换装置的方法，功率转换装置包括：
功率晶体管，具有控制输入端子、第一端子和第二端子，功率晶体管通过第一端子和第二端子向预定负载供电，
控制装置，由与功率晶体管的部分不同的其他部分形成，控制装置包括温度估计单元，控制装置控制功率晶体管的导通和截止，以及
电压检测电路，检测在功率晶体管的导通时段期间的第一端子和第二端子的端子间电压，
温度估计单元预先保持第一端子和第二端子的端子间电压和端子间电流与结温之间的相关信息，并且基于电压检测电路所检测的端子间电压、已知的端子间电流和相关信息，来估计结温，
上述制造方法包括：
检查过程，用于检查功率晶体管的电特性、并且将电特性数据作为检查结果与功率晶体管的标识符相对应地存储在服务器中；
组装过程，用于将功率晶体管、控制装置和电压检测电路安装在电源装置中；以及
相关信息生成过程，用于从服务器获得被安装在电源装置中的功率晶体管的电特性数据，其中功率晶体管的标识符作为搜索关键字，并且基于所获得的电特性数据来定义被安装在与功率晶体管相同的电源装置中的控制装置的相关信息。
(12)根据上述(11)的制造方法，
其中控制装置是安装有非易失性存储器的微控制器，并且将相关信息保持在非易失性存储器中。
根据各种实施例，提供了一种功率转换装置，包括：
功率晶体管，包括控制输入端子、第一端子和第二端子，所述功率晶体管通过所述第一端子和所述第二端子向预定负载供电；
驱动器，驱动所述控制输入端子；
控制装置，包括温度估计单元，所述控制装置通过所述驱动器控制所述功率晶体管的导通和截止；以及
电压检测电路，检测在所述功率晶体管的导通时段期间的所述第一端子和所述第二端子的端子间电压，
其中所述温度估计单元预先保持所述第一端子和所述第二端子的所述端子间电压和端子间电流与结温之间的相关信息，并且基于从所述电压检测电路所获得的所述端子间电压、已知的端子间电流、以及所述相关信息，来估计所述结温。
根据各种实施例，该功率转换装置还包括：
电压限制器，向所述电压检测电路传送所述端子间电压，其中所述端子间电压的上限受到限制。
根据各种实施例，功率转换装置，
其中所述电压限制器包括钳位晶体管，在所述钳位晶体管中，所述第二端子被耦合到第二节点，并且限定所述上限的钳位电压被施加到控制输入节点。
根据各种实施例，该功率转换装置还包括：
DESAT检测电路，所述DESAT检测电路通过所述电压检测电路所检测的所述端子间电压与预定电压确定值之间的比较，来确定所述功率晶体管中是否存在非饱和。
根据各种实施例，该功率转换装置还包括：
其中所述功率晶体管由在一个半导体芯片中所形成的多个单元晶体管中的一些单元晶体管形成，
其中所述钳位晶体管由所述多个单元晶体管中的另一些单元晶体管形成，所述钳位晶体管使用与所述功率晶体管相同的半导体芯片，以及
其中形成所述钳位晶体管的单元晶体管的数目小于形成所述功率晶体管的单元晶体管的数目。
根据各种实施例，该功率转换装置还包括：
DESAT检测电路，所述DESAT检测电路通过所述电压检测电路所检测的所述端子间电压与预定电压确定值之间的比较，来确定所述功率晶体管中是否存在非饱和。
根据各种实施例，该功率转换装置还包括：
其中所述电压检测电路包括采样保持电路，在从所述控制装置接收到所述功率晶体管的导通和截止控制信号时，所述采样保持电路在所述功率晶体管的导通时段期间对所述端子间电压进行采样、并且在所述功率晶体管的截止时段期间保持所述采样值。
根据各种实施例，该功率转换装置还包括：
其中在接收到所述导通和截止控制信号的导通电平的偏移时，所述采样保持电路在预定延迟之后开始采样操作。
根据各种实施例，该功率转换装置还包括：
其中所述温度估计单元保持与所述端子间电流的电流方向相对应的两种类型的相关信息，并且根据已知的所述端子间电流的电流方向切换所述两种类型的相关信息，从而估计所述结温。
根据各种实施例，该功率转换装置还包括：
高侧晶体管，作为所述功率晶体管中的一个功率晶体管，被设置在高电位侧的电源电压与负载驱动端子之间；以及
低侧晶体管，作为所述功率晶体管中的另一功率晶体管，被设置在所述负载驱动端子与低电位侧的电源电压之间，
其中所述控制装置还包括负载控制单元，所述负载控制单元利用互补PWM信号来控制所述高侧晶体管和所述低侧晶体管的导通和截止，使得流向所述负载驱动端子的负载电流变为电流目标值，以及
其中所述温度估计单元基于来自所述负载控制单元的负载电流的信息和所述互补PWM信号的逻辑电平信息、在每个PWM周期中确定流向所述高侧晶体管的端子间电流的电流值和电流方向、或者流向所述低侧晶体管的端子间电流的电流值和电流方向，并且根据所确定的电流方向切换所述两种类型的相关信息，从而估计所述高侧晶体管的结温和所述低侧晶体管的结温。
根据各种实施例，该功率转换装置还包括：
其中所述温度估计单元包括加权平均滤波器，所述加权平均滤波器利用对应的所述端子间电压或所述端子间电流的大小对每次所估计的多个结温进行加权，然后对所述结温求平均。
根据各种实施例，提供了一种功率转换装置，包括：
功率晶体管，包括控制输入端子、第一端子和第二端子，所述功率晶体管通过所述第一端子和所述第二端子向预定负载供电；
驱动装置；以及
控制装置，包括温度估计单元，所述控制装置通过所述驱动装置控制所述功率晶体管的导通和截止，
其中所述驱动装置包括：
驱动器，驱动所述控制输入端子，
电压检测电路，检测在所述功率晶体管的导通时段期间的所述第一端子和所述第二端子的端子间电压，
电流检测电路，检测在所述功率晶体管的导通时段期间的所述第一端子和所述第二端子的端子间电流，以及
温度计算电路，基于所述电压检测电路所检测的所述端子间电压和所述电流检测电路所检测的所述端子间电流来计算所述功率晶体管的导通电阻，从而估计结温，
其中所述温度估计单元预先保持所述第一端子和所述第二端子的所述端子间电压和所述端子间电流与所述结温之间的相关信息，并且基于从所述电压检测电路所获得的所述端子间电压、已知的端子间电流和所述相关信息，来估计所述结温。
根据各种实施例，该功率转换装置还包括：
其中所述驱动装置还包括控制逻辑电路，当由所述温度计算电路所获得的结温超过第一温度确定值时，所述控制逻辑电路通过所述驱动器来执行预定保护操作，以及
其中当所述温度估计单元所获得的结温超过第二温度确定值时，所述控制装置通过所述驱动装置来执行预定保护操作。
根据各种实施例，该功率转换装置还包括：
其中所述第一温度确定值高于所述第二温度确定值。
根据各种实施例，提供了一种驱动功率晶体管的半导体装置，所述功率晶体管包括控制输入端子、第一端子和第二端子，所述半导体装置用于通过所述第一端子和所述第二端子向预定负载供电，所述半导体装置包括：
驱动器，驱动所述控制输入端子；
电压检测电路，检测在所述功率晶体管的导通时段期间的所述第一端子和所述第二端子的端子间电压；
电流检测电路，检测在所述功率晶体管的导通时段期间的所述第一端子和所述第二端子的端子间电流；以及
过热检测电路，检测所述功率晶体管中是否存在过热，
其中所述过热检测电路包括温度计算电路，所述温度计算电路基于所述电压检测电路所检测的所述端子间电压和所述电流检测电路所检测的所述端子间电流来计算所述功率晶体管的导通电阻，以用于估计结温。
根据各种实施例，该半导体装置还包括：
其中所述过热检测电路通过所述温度计算电路所计算的导通电阻与预定电阻确定值之间的比较，来检测是否存在过热。
根据各种实施例，该半导体装置还包括：
其中所述过热检测电路还包括确定值校正电路，所述确定值校正电路根据所述端子间电流的大小来校正所述预定电阻确定值。
根据各种实施例，该半导体装置还包括：
控制逻辑电路，当所述过热检测电路检测到存在过热时，所述控制逻辑电路通过所述驱动器来控制所述功率晶体管截止。
根据各种实施例，该半导体装置还包括：
过电流检测电路，通过所述电流检测电路所检测的所述端子间电流与预定电流确定值之间的比较，来确定所述功率晶体管中是否存在过电流。
根据各种实施例，该半导体装置还包括：
DESAT检测电路，通过所述电压检测电路所检测的所述端子间电压与预定电压确定值之间的比较，来确定所述功率晶体管中的饱和或非饱和。
根据各种实施例，该半导体装置还包括：
其中所述功率晶体管包括：
驱动晶体管，向所述预定负载供电，以及
电流感测晶体管，被形成为大小小于所述驱动晶体管、并且具有与所述驱动晶体管共用的所述控制输入端子和所述第二端子，
其中所述电流检测电路测量被连接到所述电流感测晶体管的所述第一端子的电阻元件的两端电压。

Claims (21)

1.一种功率转换装置，包括：
功率晶体管，包括控制输入端子、第一端子和第二端子，所述功率晶体管通过所述第一端子和所述第二端子向预定负载供电；
驱动器，驱动所述控制输入端子；
控制装置，包括温度估计单元，所述控制装置通过所述驱动器控制所述功率晶体管的导通和截止；以及
电压检测电路，检测在所述功率晶体管的导通时段期间的所述第一端子和所述第二端子的端子间电压，
其中所述温度估计单元预先保持所述第一端子和所述第二端子的所述端子间电压和端子间电流与结温之间的相关信息，并且基于从所述电压检测电路所获得的所述端子间电压、已知的端子间电流、以及所述相关信息，来估计所述结温。
2.根据权利要求1所述的功率转换装置，还包括：
电压限制器，向所述电压检测电路传送所述端子间电压，其中所述端子间电压的上限受到限制。
3.根据权利要求2所述的功率转换装置，
其中所述电压限制器包括钳位晶体管，在所述钳位晶体管中，所述第二端子被耦合到第二节点，并且限定所述上限的钳位电压被施加到控制输入节点。
4.根据权利要求2所述的功率转换装置，还包括：
DESAT检测电路，所述DESAT检测电路通过所述电压检测电路所检测的所述端子间电压与预定电压确定值之间的比较，来确定所述功率晶体管中是否存在非饱和。
5.根据权利要求3所述的功率转换装置，
其中所述功率晶体管由在一个半导体芯片中所形成的多个单元晶体管中的一些单元晶体管形成，
其中所述钳位晶体管由所述多个单元晶体管中的另一些单元晶体管形成，所述钳位晶体管使用与所述功率晶体管相同的半导体芯片，以及
其中形成所述钳位晶体管的单元晶体管的数目小于形成所述功率晶体管的单元晶体管的数目。
6.根据权利要求5所述的功率转换装置，还包括：
DESAT检测电路，所述DESAT检测电路通过所述电压检测电路所检测的所述端子间电压与预定电压确定值之间的比较，来确定所述功率晶体管中是否存在非饱和。
7.根据权利要求1所述的功率转换装置，
其中所述电压检测电路包括采样保持电路，在从所述控制装置接收到所述功率晶体管的导通和截止控制信号时，所述采样保持电路在所述功率晶体管的导通时段期间对所述端子间电压进行采样、并且在所述功率晶体管的截止时段期间保持所述采样值。
8.根据权利要求7所述的功率转换装置，
其中在接收到所述导通和截止控制信号的导通电平的偏移时，所述采样保持电路在预定延迟之后开始采样操作。
9.根据权利要求1所述的功率转换装置，
其中所述温度估计单元保持与所述端子间电流的电流方向相对应的两种类型的相关信息，并且根据已知的所述端子间电流的电流方向切换所述两种类型的相关信息，从而估计所述结温。
10.根据权利要求9所述的功率转换装置，还包括：
高侧晶体管，作为所述功率晶体管中的一个功率晶体管，被设置在高电位侧的电源电压与负载驱动端子之间；以及
低侧晶体管，作为所述功率晶体管中的另一功率晶体管，被设置在所述负载驱动端子与低电位侧的电源电压之间，
其中所述控制装置还包括负载控制单元，所述负载控制单元利用互补PWM信号来控制所述高侧晶体管和所述低侧晶体管的导通和截止，使得流向所述负载驱动端子的负载电流变为电流目标值，以及
其中所述温度估计单元基于来自所述负载控制单元的负载电流的信息和所述互补PWM信号的逻辑电平信息、在每个PWM周期中确定流向所述高侧晶体管的端子间电流的电流值和电流方向、或者流向所述低侧晶体管的端子间电流的电流值和电流方向，并且根据所确定的电流方向切换所述两种类型的相关信息，从而估计所述高侧晶体管的结温和所述低侧晶体管的结温。
11.根据权利要求1所述的功率转换装置，
其中所述温度估计单元包括加权平均滤波器，所述加权平均滤波器利用对应的所述端子间电压或所述端子间电流的大小对每次所估计的多个结温进行加权，然后对所述结温求平均。
12.一种功率转换装置，包括：
功率晶体管，包括控制输入端子、第一端子和第二端子，所述功率晶体管通过所述第一端子和所述第二端子向预定负载供电；
驱动装置；以及
控制装置，包括温度估计单元，所述控制装置通过所述驱动装置控制所述功率晶体管的导通和截止，
其中所述驱动装置包括：
驱动器，驱动所述控制输入端子，
电压检测电路，检测在所述功率晶体管的导通时段期间的所述第一端子和所述第二端子的端子间电压，
电流检测电路，检测在所述功率晶体管的导通时段期间的所述第一端子和所述第二端子的端子间电流，以及
温度计算电路，基于所述电压检测电路所检测的所述端子间电压和所述电流检测电路所检测的所述端子间电流来计算所述功率晶体管的导通电阻，从而估计结温，
其中所述温度估计单元预先保持所述第一端子和所述第二端子的所述端子间电压和所述端子间电流与所述结温之间的相关信息，并且基于从所述电压检测电路所获得的所述端子间电压、已知的端子间电流和所述相关信息，来估计所述结温。
13.根据权利要求12所述的功率转换装置，
其中所述驱动装置还包括控制逻辑电路，当由所述温度计算电路所获得的结温超过第一温度确定值时，所述控制逻辑电路通过所述驱动器来执行预定保护操作，以及
其中当所述温度估计单元所获得的结温超过第二温度确定值时，所述控制装置通过所述驱动装置来执行预定保护操作。
14.根据权利要求13所述的功率转换装置，
其中所述第一温度确定值高于所述第二温度确定值。
15.一种驱动功率晶体管的半导体装置，所述功率晶体管包括控制输入端子、第一端子和第二端子，所述半导体装置用于通过所述第一端子和所述第二端子向预定负载供电，所述半导体装置包括：
驱动器，驱动所述控制输入端子；
电压检测电路，检测在所述功率晶体管的导通时段期间的所述第一端子和所述第二端子的端子间电压；
电流检测电路，检测在所述功率晶体管的导通时段期间的所述第一端子和所述第二端子的端子间电流；以及
过热检测电路，检测所述功率晶体管中是否存在过热，
其中所述过热检测电路包括温度计算电路，所述温度计算电路基于所述电压检测电路所检测的所述端子间电压和所述电流检测电路所检测的所述端子间电流来计算所述功率晶体管的导通电阻，以用于估计结温。
16.根据权利要求15所述的半导体装置，
其中所述过热检测电路通过所述温度计算电路所计算的导通电阻与预定电阻确定值之间的比较，来检测是否存在过热。
17.根据权利要求16所述的半导体装置，
其中所述过热检测电路还包括确定值校正电路，所述确定值校正电路根据所述端子间电流的大小来校正所述预定电阻确定值。
18.根据权利要求15所述的半导体装置，还包括：
控制逻辑电路，当所述过热检测电路检测到存在过热时，所述控制逻辑电路通过所述驱动器来控制所述功率晶体管截止。
19.根据权利要求15所述的半导体装置，还包括：
过电流检测电路，通过所述电流检测电路所检测的所述端子间电流与预定电流确定值之间的比较，来确定所述功率晶体管中是否存在过电流。
20.根据权利要求15所述的半导体装置，还包括：
DESAT检测电路，通过所述电压检测电路所检测的所述端子间电压与预定电压确定值之间的比较，来确定所述功率晶体管中的饱和或非饱和。
21.根据权利要求15所述的半导体装置，
其中所述功率晶体管包括：
驱动晶体管，向所述预定负载供电，以及
电流感测晶体管，被形成为大小小于所述驱动晶体管、并且具有与所述驱动晶体管共用的所述控制输入端子和所述第二端子，
其中所述电流检测电路测量被连接到所述电流感测晶体管的所述第一端子的电阻元件的两端电压。
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