CN109981012A - 六相单绕组无轴承磁通切换电机转子悬浮运行内模控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及六相单绕组无轴承磁通切换电机转子悬浮运行内模控制方法，为了使得整个转子悬浮控制系统输入输出关系线性化，定义辅助变量，并通过选择合适的内模控制器系数实现定义的辅助变量近似等效于实际转子径向偏移控制误差，且收敛至零，从而在存在模型误差情况下，实现转子径向位移控制误差收敛至零，提高了转子径向偏移控制的鲁棒性。

Description

六相单绕组无轴承磁通切换电机转子悬浮运行内模控制方法

技术领域

本发明涉及无轴承磁通切换电机设计领域，特别是一种六相单绕组无轴承磁通切换电机转子悬浮运行内模控制方法。

背景技术

定子永磁型磁通切换电机永磁体嵌入定子铁心中，转子为无绕组的铁心结构，可以有效避免永磁体因温升导致的退磁风险，具有工作效率高、转子运行平稳、适宜高速运行等优点，但由于电机转子采用机械轴承支撑，限制了转子转速的提高，同时也产生了因机械摩擦、轴承润滑而导致的污染问题。

为了克服机械轴承支撑带来的不利问题，把无轴承技术引入该电机中，从而构成无轴承磁通切换电机。为了实现转子径向悬浮，需要利用调制磁场打破电机气隙中的平衡磁场，从而产生满足转子径向悬浮的悬浮力。为了产生转子悬浮力，同时又能借用原有的三相绕组线圈，把原有的三相绕组拆分为对称六相绕组，利用空间对称绕组中流过同方向的悬浮电流分量，产生满足转子悬浮需要的悬浮力，从而构成六相单绕组无轴承磁通切换电机。该方法有利于电机输出转矩能力的充分发挥。

由于无轴承磁通切换电机采用转子齿和槽结构对气隙磁场进行调制，电机非线性非常严重，目前还没有很好的建模方法。所以，目前所得到的电机模型省略了很多未建模部分，同时也包括较多的参数，这些未建模部分及参数的变化易引起转子悬浮运行的不稳定。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的是提出六相单绕组无轴承磁通切换电机转子悬浮运行内模控制方法，以解决电机参数变化情况下转子稳定悬浮运行高鲁棒性控制问题。

本发明采用以下方案实现：一种六相单绕组无轴承磁通切换电机转子悬浮运行内模控制方法，具体包括以下步骤：

步骤S1：获取定子六相绕组电流i_A～i_F，转子位置角θ_r、转子转速ω_rm、以及转子x和y方向径向位移x₁、y₁，得到转子径向位移实际矢量y^P：

步骤S2：结合定子六相绕组电流i_A～i_F以及转子为直角θ_r进行旋转坐标系悬浮电流i_ds、i_qs的计算：

式中，i_αs、i_βs为坐标系悬浮电流；i_SA为A相悬浮电流，i_SC为C相悬浮电流；

步骤S3：利用步骤S2得到的i_ds、i_qs计算控制变量u：

式中，l_rt为转子轴长，I_i为i轴转动惯量，k为悬浮力系数，m为转轴质量，重力加速度g＝9.8kg/m²；

步骤S4：利用控制变量u、转子转速ω_rm，采用下式计算出内模状态变量z₁M、z₂M及内模输出转子径向位移观测矢量y^M：

式中，A为系统状态矩阵，I_i为i轴转动惯量，I_k为k轴转动惯量；

步骤S5：利用步骤S1中的转子径向位移实际矢量y^P、步骤S4中的转子径向位移观测矢量y^M，计算模型误差e^PM：

e^PM＝y^P-y^M；

步骤S6：对模型误差e^PM进行滤波处理，利用下式计算出滤波器状态变量及滤波器输出的转子径向位移误差矢量y^F：

式中，为Hurwitz多项式，

步骤S7：利用内模状态变量转子径向位移观测矢量y^M，滤波器状态变量转子径向位移误差矢量y^F，转子位置角θ_r，转子转速ω_rm，以及转子径向位移给定y^*＝[0 0]^T，计算控制转子径向悬浮dsqs旋转坐标系悬浮电流给定

式中，y₁′、y₂′为辅助变量，a₁、a₂为内模控制器参数；

步骤是S8：利用以及转子位置角θ_r，计算六相绕组悬浮电流给定

步骤S9：利用六相绕组悬浮电流给定转矩电流计算六相定子电流给定

式中，为α_mβ_m坐标系转矩电流给定，为α_sβ_s坐标系悬浮电流给定，i_o1、i_o2为零序电流；

步骤S10：利用六相定子电流给定与定子六相绕组电流i_A～i_F，得到控制六相逆变桥臂开关状态量S_A～S_F，其中当对应相桥臂上管导通，下管关断时S_i＝1，i＝A～F；当对应相桥臂上管关断，下管导通时S_i＝0，i＝A～F；上管和下管互补导通，在S_A-S_F控制作用下，逆变器输出满足要求的定子电流，实现转子径向悬浮高鲁棒性控制。

进一步地，步骤S9中，转矩电流的计算采用i_md＝0矢量控制策略计算获得，具体包括以下步骤：

步骤S91：把mdmq旋转坐标系中md轴电流给定mq轴电流给定旋转变换到静止直角坐标系α_mβ_m中，得α_m、β_m轴上转矩电流给定

步骤S92：把变换到六相静止坐标系中的六相转矩电流给定

进一步地，步骤S10中，六相逆变桥臂开关状态量S_A～S_F计算采用电流滞环控制策略得到：

当时，S_i＝1(i＝A～F)；

当时S_i＝0(i＝A～F)；

式中，ε为允许设定的电流控制误差。

与现有技术相比，本发明有以下有益效果：

1、本发明采用滤波器、内模、内模控制等环节构建转子悬浮运行内模控制方法，有效增强了转子悬浮控制对电机参数变化的鲁棒抑制能力，提高了转子悬浮运行的稳定性。

2、本发明在内膜构建中，考虑了转子悬浮运行的陀螺效应，允许转子稳定悬浮运行的转速范围更广阔。

附图说明

图1为本发明实施例的方法原理示意图。

图2为本发明实施例的六相单绕组无轴承磁通切换电机横截面示意图。

图3为本发明实施例的驱动系统硬件结构示意图。

图4为本发明实施例的转矩控制坐标系定义示意图。

图5为本发明实施例的悬浮控制坐标系定义示意图。

图6为本发明实施例的转子旋转的陀螺效应坐标系定义示意图。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明做进一步说明。

应该指出，以下详细说明都是示例性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。

需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。

如图1所示，本实施例提供了一种六相单绕组无轴承磁通切换电机转子悬浮运行内模控制方法，具体包括以下步骤：

步骤S1：获取定子六相绕组电流i_A～i_F，转子位置角θ_r、转子转速ω_rm、以及转子x和y方向径向位移x₁、y₁，得到转子径向位移实际矢量y^P：

步骤S2：结合定子六相绕组电流i_A～i_F以及转子为直角θ_r进行旋转坐标系悬浮电流i_ds、i_qs的计算：

式中，i_αs、i_βs为坐标系悬浮电流；i_SA为A相悬浮电流，i_SC为C相悬浮电流；

步骤S3：利用步骤S2得到的i_ds、i_qs计算控制变量u：

式中，l_rt为转子轴长，I_i为i轴转动惯量，k为悬浮力系数，m为转轴质量，重力加速度g＝9.8kg/m²；

步骤S4：利用控制变量u、转子转速ω_rm，采用下式计算出内模状态变量及内模输出转子径向位移观测矢量y^M：

式中，A为系统状态矩阵，I_i为i轴转动惯量，I_k为k轴转动惯量；

步骤S5：利用步骤S1中的转子径向位移实际矢量y^P、步骤S4中的转子径向位移观测矢量y^M，计算模型误差e^PM：

e^PM＝y^P-y^M；

步骤S6：对模型误差e^PM进行滤波处理，利用下式计算出滤波器状态变量及滤波器输出的转子径向位移误差矢量y^F：

式中，为Hurwitz多项式，

步骤S7：利用内模状态变量转子径向位移观测矢量y^M，滤波器状态变量转子径向位移误差矢量y^F，转子位置角θ_r，转子转速ω_rm，以及转子径向位移给定y^*＝[00]^T，计算控制转子径向悬浮dsqs旋转坐标系悬浮电流给定

式中，y₁′、y₂′为辅助变量，a₁、a₂为内模控制器参数；

步骤是S8：利用以及转子位置角θ_r，计算六相绕组悬浮电流给定

步骤S9：利用六相绕组悬浮电流给定转矩电流计算六相定子电流给定

式中，为α_mβ_m坐标系转矩电流给定，为α_sβ_s坐标系悬浮电流给定，i_o1、i_o2为零序电流；

步骤S10：利用六相定子电流给定与定子六相绕组电流i_A～i_F，得到控制六相逆变桥臂开关状态量S_A～S_F，其中当对应相桥臂上管导通，下管关断时S_i＝1，i＝A～F；当对应相桥臂上管关断，下管导通时S_i＝0，i＝A～F；上管和下管互补导通，在S_A-S_F控制作用下，逆变器输出满足要求的定子电流，实现转子径向悬浮高鲁棒性控制。

在本实施例中，步骤S9中，转矩电流的计算采用i_md＝0矢量控制策略计算获得，具体包括以下步骤：

步骤S91：把mdmq旋转坐标系中md轴电流给定mq轴电流给定旋转变换到静止直角坐标系α_mβ_m中，得α_m、β_m轴上转矩电流给定

步骤S92：把变换到六相静止坐标系中的六相转矩电流给定

较佳的，步骤S9中，转矩电流的计算还可以采用直接转矩控制策略计算得到。

在本实施例中，步骤S10中，六相逆变桥臂开关状态量S_A～S_F计算采用电流滞环控制策略得到：

当时，S_i＝1(i＝A～F)；

当时S_i＝0(i＝A～F)；

式中，ε为允许设定的电流控制误差。

较佳的，在本实施例中，步骤S1中，可以采用电流传感器及AD转换通道，检测出定子绕组电流i_A～i_F，可以利用转子位置角传感器及检测通道，检测出转子位置角θ_r及转子转速ω_rm；利用转子径向位移传感器及检测通道，检测出转子x和y方向径向位移x₁、y₁。

接下来结合图2至图6对本实施例方法的原理进行具体阐述。

图2为本实施例中电机的结构，电机12个U型铁心，每个U型铁心之间夹一个沿切向充磁的永磁体，充磁方向交替相反，转子有10个齿。定子每相绕组串联绕在空间相互垂直的定子齿上，构成6相对称绕组。其中A相和D相绕组空间对称、B相和E相绕组空间对称、C相和F相绕组空间对称。六相绕组轴线空间上互差60°机械角，绕组中同时流过控制电机切向旋转的六相对称转矩电流给定和控制转子径向悬浮的六相对称悬浮电流给定同时为保证电机转子产生的悬浮力正比于悬浮电流，令空间对称绕组中流过的悬浮电流大小方向均相等，即其中定义xy坐标系，其中x轴线与A1线圈轴线重合。

较佳的，本实施例的驱动系统硬件结构如图3所示。包括：整流电路、滤波电容、直流母线电压采集电路、六相逆变器、无轴承磁通切换电机、六相绕组电流采集电路、电机转子位置角采集电路、转子径向xy偏移采集电路、隔离驱动、中央控制器、人机接口等。其中六相逆变器直流母线电压也可以采用合适的直流电源提供。六相逆变器中功率管采用IGBT或MOSFET，中央控制器采用DSP或单片机。绕组电流采集电路采用霍尔电流传感器与运算放大器相结合方式构成，也可以采用绕组串功率电阻后接差分运算放大器相结合方式构成。采用霍尔方案可以有效实现控制回路与主回路的电气隔离，采用绕组串功率电阻方案可以降低驱动系统成本。直流母线电压采集电路采用霍尔电压传感器与运算放大器相结合方式构成，也可以采用并联电阻分压后接由运算放大器构成的电压跟随器相结合方式构成。转子位置角检测电路可以采用旋转编码器后接电平转换电路构成，也可以采用旋转变压器后接解码电路构成，其中前者成本较低，但位置角采样精度受编码器线数限制，而后者成本较高，但位置角采样精度较高。转子径向xy偏移采集电路采用电涡流传感器后接运算放大器相结合方式构成，也可以采用线性光耦后接运算放大器相结合方式构成。电流检测、电压采样电路、转子径向xy偏移采集电路输出的弱电信号送到中央控制器A/D转换模块，位置角检测电路输出的脉冲信号送给中央控制器QEP模块。根据取得的信号和本实施例的内模控制方法，输出逆变桥臂开关信号，经由隔离驱动去控制逆变器中的功率开关管的开关动作。

本实施例方法的基本原理如下：

定义如下转矩控制和悬浮控制坐标系。如图4为转矩控制坐标系定义，A相和D相绕组空间对称、B相和E相绕组空间对称、C相和F相绕组空间对称。六相绕组轴线空间上互差60°机械角。绕组中同时流过控制电机切向旋转的六相对称转矩电流i_mA～i_mF，其中i_mA＝-i_mD，i_mB＝-i_mE，i_mC＝-i_mF。利用恒功率矩阵将电机A-F自然坐标系定子电流变化到静止直角坐标系α_mβ_m，转矩电流在α_mβ_m坐标系的投影为i_αm、i_βm，再将转矩电流由静止直角坐标系α_mβ_m变化到mdmq旋转坐标系中，转矩电流在mdmq坐标系的投影i_md、i_mq。其中，T₆恒功率矩阵为：

令空间对称绕组中流过的悬浮电流i_sA～i_sF大小方向均相等，即i_sA＝i_sD，i_sB＝i_sE，i_sC＝i_sF。由图1可知，A相绕组轴线处于转子齿中心线逆时针超前A1线圈9°机械角，根据xy方向磁拉力分析可知转子将受到在空间近似45°方向悬浮力，由此建立悬浮控制坐标系定义，如图5所示。xy为水平-垂直直角坐标系，x轴与图1中A1线圈轴线方向重合，与A相绕组轴线相差9°机械角，与转矩控制坐标系定义类似的，建立静止直角坐标系α_sβ_s，旋转坐标系d_sq_s。d_s与A相绕组之间的夹角为其中，θ_r为转子位置角，角度参数k_mq表示单位正向悬浮电流与单位m_q轴电流气隙磁场相互作用产生的悬浮力基波幅值，k_PM表示单位正向悬浮电流与永磁体产生的悬浮力基波幅值。悬浮电流在α_sβ_s坐标系的投影为i_αs、i_βs；悬浮电流在d_sq_s坐标系的投影i_ds、i_qs。

如图6为转子旋转的陀螺效应坐标系定义，定义静止坐标系x-y-z与转子同步旋转的坐标系i-j-k，其中k轴与转子旋转轴重合，转子底部由调心轴承固定。定义转子绕i、j、k三个轴旋转的转动惯量I_i、I_j、I_k。其中由于转子结构对称，故I_i＝I_j。

设转子x和y方向径向位移为x₁、x₂，且设则考虑转子旋转时的陀螺效应，建立转子径向悬浮运行微分方程如下：

其中，

其中，A₁₁、A₁₂、A₂₁、A₂₂为系统状态矩阵；C₁₁、C₁₂、C₂₁、C₂₂为单边磁拉力系数；u₁、u₂为系统系统控制变量，l_rt为转子轴长，ω_rm为转子转速，m为转轴质量，重力加速度g＝9.8kg/m²。

令：

则式(1)进一步可以简记为：

根据式(2)构建内模如下：

其中，A为系统状态矩阵，

其中上标“M”标注的量为内模变量，y^M为内模输出转子径向位移观测矢量。

定义转子径向位移实际偏移矢量y^P与内模输出转子径向位移观测矢量y^M的误差e^PM如下：

e^PM＝y^P-y^M (4)

为了消除该误差，设计如下滤波器：

其中，为Hurwitz多项式，

其中上标“F”标注的量为内模变量，y^F为滤波器输出的转子径向位移误差矢量。

为了实现整个转子悬浮控制系统输入-输出关系线性话，定义如下输出辅助变量：

其中，y^*为转子径向位移给定。

结合式(3)(5)(6)，可以建立如下系统：

定义总输出y_out＝y₁′，则根据反馈线性化理论：

可以求解式(7)控制作用力u如下：

把式(8)代入式(7)中得：

根据式(9)可以推导：

所以只要合适的选择内模控制器参数a₁、a₂即可以实现y′₁收敛至0。

根据式(8)及控制变量u具体构成，可以推导悬浮电流i_ds、i_qs如下：

综上，本实施例为了使得整个转子悬浮控制系统输入输出关系线性化，定义辅助变量，并通过选择合适的内模控制器系数实现定义的辅助变量近似等效于实际转子径向偏移控制误差，且收敛至零，从而在存在模型误差情况下，实现转子径向位移控制误差收敛至零，提高了转子径向偏移控制的鲁棒性。

本领域内的技术人员应明白，本申请的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本申请可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本申请可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。

本申请是参照根据本申请实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。

这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。

这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非是对本发明作其它形式的限制，任何熟悉本专业的技术人员可能利用上述揭示的技术内容加以变更或改型为等同变化的等效实施例。但是凡是未脱离本发明技术方案内容,依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与改型，仍属于本发明技术方案的保护范围。

Claims (3)

1.一种六相单绕组无轴承磁通切换电机转子悬浮运行内模控制方法，其特征在于：包括以下步骤：

步骤S1：获取定子六相绕组电流i_A～i_F，转子位置角θ_r、转子转速ω_rm、以及转子x和y方向径向位移x₁、y₁，得到转子径向位移实际矢量y^P：

步骤S2：结合定子六相绕组电流i_A～i_F以及转子为直角θ_r进行旋转坐标系悬浮电流i_ds、i_qs的计算：

式中，i_αs、i_βs为坐标系悬浮电流；i_SA为A相悬浮电流，i_SC为C相悬浮电流；

步骤S3：利用步骤S2得到的i_ds、i_qs计算控制变量u：

式中，l_rt为转子轴长，I_i为i轴转动惯量，k为悬浮力系数，m为转轴质量，重力加速度g＝9.8kg/m²；

步骤S4：利用控制变量u、转子转速ω_rm，采用下式计算出内模状态变量及内模输出转子径向位移观测矢量y^M：

式中，A为系统状态矩阵，I_i为i轴转动惯量，I_k为k轴转动惯量；

步骤S5：利用步骤S1中的转子径向位移实际矢量y^P、步骤S4中的转子径向位移观测矢量y^M，计算模型误差e^PM：

e^PM＝y^P-y^M；

步骤S6：对模型误差e^PM进行滤波处理，利用下式计算出滤波器状态变量及滤波器输出的转子径向位移误差矢量y^F：

式中，为Hurwitz多项式，

步骤S7：利用内模状态变量转子径向位移观测矢量y^M，滤波器状态变量转子径向位移误差矢量y^F，转子位置角θ_r，转子转速ω_rm，以及转子径向位移给定y^*＝[0 0]^T，计算控制转子径向悬浮dsqs旋转坐标系悬浮电流给定

式中，y₁′、y₂′为辅助变量，a₁、a₂为内模控制器参数；

步骤是S8：利用以及转子位置角θ_r，计算六相绕组悬浮电流给定

步骤S9：利用六相绕组悬浮电流给定转矩电流计算六相定子电流给定

式中，为α_mβ_m坐标系转矩电流给定，为α_sβ_s坐标系悬浮电流给定，i_o1、i_o2为零序电流；

步骤S10：利用六相定子电流给定与定子六相绕组电流i_A～i_F，得到控制六相逆变桥臂开关状态量S_A～S_F，其中当对应相桥臂上管导通，下管关断时S_i＝1，i＝A～F；当对应相桥臂上管关断，下管导通时S_i＝0，i＝A～F；上管和下管互补导通，在S_A-S_F控制作用下，逆变器输出满足要求的定子电流，实现转子径向悬浮高鲁棒性控制。

2.根据权利要求1所述的六相单绕组无轴承磁通切换电机转子悬浮运行内模控制方法，其特征在于：步骤S9中，转矩电流的计算采用i_md＝0矢量控制策略计算获得，具体包括以下步骤：

步骤S91：把mdmq旋转坐标系中md轴电流给定mq轴电流给定旋转变换到静止直角坐标系α_mβ_m中，得α_m、β_m轴上转矩电流给定

步骤S92：把变换到六相静止坐标系中的六相转矩电流给定

3.根据权利要求1所述的六相单绕组无轴承磁通切换电机转子悬浮运行内模控制方法，其特征在于：步骤S10中，六相逆变桥臂开关状态量S_A～S_F计算采用电流滞环控制策略得到：

当时，S_i＝1(i＝A～F)；

当时S_i＝0(i＝A～F)；

式中，ε为允许设定的电流控制误差。