CN104201965B - 定子永磁型无轴承同步电机转子悬浮控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种定子永磁型无轴承同步电机转子悬浮控制方法,在所提出的六相单绕组定子永磁型同步电机的绕组中同时流过控制转矩的电流对称分量和控制转子悬浮力的悬浮分量。基于有限元分析或实验测量方法确定出转子悬浮力模型中各系数与转子位置角关系；将流过绕组电流对称分量中有功分量、无功分量、转子位置角、xy方向转子径向位移控制器输出径向悬浮力分量给定值送给所提转子悬浮力数学模型，输出绕组电流中控制转子悬浮力的悬浮分量。利用电流闭环控制方法同时实现电流对称分量和控制转子悬浮力的悬浮分量闭环控制，最终实现了所提六相单绕组定子永磁型同步电机转子悬浮状态下旋转。

Description

定子永磁型无轴承同步电机转子悬浮控制方法

技术领域

本发明涉及电动机领域，尤其涉及的是一种定子永磁型无轴承同步电机转子悬浮控制方法。

背景技术

永磁同步电机采用永磁体提供励磁，具有效率高、体积小等优点，在工业中获得广泛应用。目前所使用的绝大多数永磁同步电机采用转子永磁结构，即将永磁体表面贴装或内插到转子铁心，定子绕组流过电流产生同步磁场拖动转子永磁体磁场同步旋转。这种转子永磁型同步电机工作原理直观，但存在三个突出缺点：1)转子永磁体散热困难，存在因温升导致永磁体永久性退磁危险；2)转子结构相对复杂，为克服高速旋转的离心力，转子永磁体必须采取特别加固措施；3)为了获得正弦波的反电动势波形，通常需要采用永磁体形状的特殊设计，这样增加了电机制造的复杂程度和成本。

定子永磁型磁通切换同步电机很好地解决了转子永磁型同步电机上述缺点，它既具备双凸极永磁电机和磁通反向永磁电机转子结构简单、适合高速运行、冷却方便、容错性能好等优点，同时又拥有高功率密度、高效率、正弦反电动势的特点，已引起国内外电机界学者广泛的关注和研究。

随着现代工业生产的快速发展，高速、超高速、大容量的电机驱动技术得到了越来越广泛的应用，如高速高精度机床、涡轮分子泵、高速离心机、压缩机、紧凑型发电机、飞轮储能以及航空航天领域等。要实现电机的高速、超高速可靠运转，必须首先解决高速下转子的支撑问题。另外，在化学、制药、生物工艺学、半导体工业等清洁、密封、紧凑应用场合，虽然要求电机转速不高，但转子需要无接触悬浮，以免产生污染。目前定子永磁型磁通切换同步电机转子均采用机械轴承支撑，这种机械轴承支撑制约着转子转速的提高，同时由于机械轴承的磨损带来污染、短寿命等问题。

所以在定子永磁型磁通切换同步电机上实现无机械轴承支撑驱动技术，构建新型定子永磁型无轴承同步电机驱动系统具有巨大的经济价值和广阔的应用前景，同时也是一个期待解决的难题。

发明内容

为了避免现有技术的不足之处，本发明提出一种定子永磁型无轴承同步电机转子悬浮控制新方法，目的是解决定子永磁型同步电机无机械轴承支撑时转子悬浮旋转运行。该方法中电机定子采用六相对称集中绕组，空间正对的两相绕组流过悬浮电流对转子产生对应的磁拉力，六相绕组流过悬浮电流共同产生转子所需的悬浮力；六相绕组中同时流过产生转矩的对称电流分量和产生转子悬浮力的悬浮电流分量，实现转子悬浮旋转运行；电机的转矩控制可以采用直接转矩控制策略，也可以采用矢量控制策略。讲述如下。

本发明方法的电机结构如图1所示。定子有12个“U”型导磁铁心，中间嵌入12片切向交替充磁的永磁体，充磁方向如图中箭头所示。绕组采用六相对称集中单绕组结构，分别用A相、B相、C相、D相、E相、F相标记。每一相绕组由空间轴线垂直的两个集中线圈串联而成，例如：A相由Nma1和Nma2串联而成，D相由Nmd1和Nmd2串联而成，具体串联接线如图1中所示。

本发明方法的控制框图如图2所示。其中d轴位置对应定子无电流时A相绕组磁链幅值正向最大点，q轴超前d轴90°电角度。根据转速或位置控制器，计算出q轴电流给定值根据弱磁控制器，计算出d轴电流给定值和送给dq向6相静止坐标变换环节，输出控制电磁转矩的6相绕组电流对称分量给定值i′_a～i′_f；根据转子径向位移传感器，测量出转子在x方向(水平方向)位移和y方向(垂直方向)位移；根据x轴位移控制器和y轴位移控制器，分别计算出转子悬浮力x方向和y方向给定值将送给悬浮电流计算模块，计算出绕组电流悬浮分量给定值及利用定子电流给定计算环节输出6相绕组电流给定值再利用电流控制器，输出六相逆变器中功率管开关信号，实现电机转子悬浮时旋转。有效提高了转子旋转的转速，同时避免了机械轴承磨损产生的污染问题。

本发明是在所提出的六相单绕组定子永磁型同步电机的绕组中同时流过控制转矩的电流对称分量和控制转子悬浮力的悬浮分量，实现转子悬浮状态下旋转。具体方法是：将定子绕组按照如图1所示连接成6相；基于有限元分析或测试，获得定子电流中对称分量的d、q轴投影和永磁体同时激励情况下转子受力随转子位置角θ_r变化关系的数学模型；根据该受力模型及转子位置角实时计算出定子绕组电流中悬浮分量；将该电流悬浮分量叠加到控制电磁转矩的电流对称分量上，最终获得六相定子绕组电流给定值后，再通过电流控制器控制逆变器中功率管，最终实现转子悬浮时旋转运行。技术特征在于它依次含有以下步骤：

(1)按照图1所提电机绕组连接图连接定子绕组，构成6相单绕组定子永磁型无轴承磁通切换电机；

(2)利用速度或位置PI控制器输出控制转矩的q轴电流给定值 $I_q^{*};$

(3)利用d轴电流控制器输出控制基波磁场的d轴电流给定值 $I_d^{*};$

(4)利用有限元分析方法或直接实验测量方法确定公式1中系数a₁₁～a₂₃、b₁₁～b₂₃、c₁₁～c₂₃，例如当I_d＝I_q＝0，且I_be＝I_cf＝0时，在A和D相中同时流过+1A电流，有限元分析或测量转子在x方向的受力即为a₁₁，y方向的转子受力即为a₂₁，a₁₁～a₂₃中其他系数确定方法依此类推；当I_d＝0，且I_be＝I_cf＝0时，在A和D相中同时流过+1A电流，有限元分析或测量转子在x方向的受力即为a₁₁+b₁₁，y方向的转子受力即为a₂₁+b₂₁，结合a₁₁、a₂₁确定值即可计算出b₁₁、b₂₁，b₁₁～b₂₃中其他系数确定方法依此类推；对于c₁₁～c₂₃系数确定方法类似于b₁₁～b₂₃。并将系数a₁₁～a₂₃、b₁₁～b₂₃、c₁₁～c₂₃与转子位置角θ_r关系以表格的形式存于存储器中；

(5)根据转子位置角测量值θ_r，查存储器中固化的a₁₁～a₂₃、b₁₁～b₂₃、c₁₁～c₂₃与转子位置角θ_r关系表格，输出实时系数a₁₁～a₂₃、b₁₁～b₂₃、c₁₁～c₂₃；

(6)依据参数a₁₁～a₂₃、b₁₁～b₂₃、c₁₁～c₂₃、计算系数d₁₁～d₂₃：

$d_{11}+a_{11}+I_q^{*}{b}_{11}+I_d^{*}{c}_{11},d_{12}=a_{12}+I_q^{*}{b}_{12}+I_d^{*}{c}_{12},d_{13}=a_{13}+I_q^{*}{b}_{13}+I_d^{*}{c}_{13},$

$d_{21}=a_{21}+I_q^{*}{b}_{21}+I_d^{*}{c}_{21},d_{22}=a_{22}+I_q^{*}{b}_{22}+I_d^{*}{c}_{22},d_{23}=a_{23}+I_q^{*}{b}_{23}+I_d^{*}{c}_{23};$

(7)依据系数d₁₁～d₂₃，计算系数e₁₁～e₂₂：

$e_{11}=\frac{d_{22}-d_{23}}{(d_{11}-d_{13})(d_{22}-d_{23})-(d_{12}-d_{13})(d_{21}-d_{23})},$

$e_{12}=\frac{-(d_{12}-d_{13})}{(d_{11}-d_{13})(d_{22}-d_{23})-(d_{12}-d_{13})(d_{21}-d_{23})},$

$e_{21}=\frac{-(d_{21}-d_{23})}{(d_{11}-d_{13})(d_{22}-d_{23})-(d_{12}-d_{13})(d_{21}-d_{23})},$

$e_{22}=\frac{d_{11}-d_{13}}{(d_{11}-d_{13})(d_{22}-d_{23})-(d_{12}-d_{13})(d_{21}-d_{23})};$

(8)将转子xy方向位移误差分别送给x和y轴位移PI控制器，输出转子x和y方向转子受力给定值

$F_x^{*}=K_{\mathrm{pF}}(x^{*}-x)+K_{\mathrm{iF}}\∫(x^{*}-x)\mathrm{dt},F_y^{*}=K_{\mathrm{pF}}(y^{*}-y)+K_{\mathrm{iF}}\∫(y^{*}-y)\mathrm{dt},$ 其中K_pF、K_iF分别为比例和积分系数，K_pF＞0、K_iF＞0；

(9)将转子受力给定值送给转子悬浮电流计算环节，输出定子绕组电流中转子悬浮力控制分量给定值

$\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{ad}}^{*}\\ I_{\mathrm{be}}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{e}_{11}& e_{12}\\ e_{21}& e_{22}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{F}_x^{*}\\ F_y^{*}\end{array}\right],I_{\mathrm{cf}}^{*}=-I_{\mathrm{ad}}^{*}-I_{\mathrm{be}}^{*};$

(10)将d轴电流给定值q轴电流给定值转子位置角θ_r送给dq坐标系向6相坐标系变换环节，输出定子绕组电流中控制电磁转矩的对称分量给定值i′_a～i′_f：

$i_a^{\′}=I_q^{*}\cos {\mathrm{\θ}}_r+I_d^{*}\cos ({\mathrm{\θ}}_r-90),i_b^{\′}=I_q^{*}\cos ({\mathrm{\θ}}_r-60)+I_d^{*}\cos ({\mathrm{\θ}}_r-150),$

$i_c^{\′}=I_q^{*}\cos ({\mathrm{\θ}}_r-120)+I_d^{*}\cos ({\mathrm{\θ}}_r-210),i_d^{\′}=I_q^{*}\cos ({\mathrm{\θ}}_r-180)+I_d^{*}\cos ({\mathrm{\θ}}_r-270),$

$i_e^{\′}=I_q^{*}\cos ({\mathrm{\θ}}_r-240)+I_d^{*}\cos ({\mathrm{\θ}}_r-330),i_f^{\′}=I_q^{*}\cos ({\mathrm{\θ}}_r-300)+I_d^{*}\cos ({\mathrm{\θ}}_r-30);$

(11)将及送给定子电流给定计算环节，输出6相定子绕组电流给定值

$i_a^{*}=i_a^{\′}+I_{\mathrm{ad}}^{*},i_b^{*}=i_b^{\′}+I_{\mathrm{be}}^{*},i_c^{*}=i_c^{\′}+I_{\mathrm{cf}}^{*},i_d^{*}=i_d^{\′}+I_{\mathrm{ad}}^{*},i_e^{*}=i_e^{\′}+I_{\mathrm{be}}^{*},i_f^{*}=i_f^{\′}+I_{\mathrm{cf}}^{*};$

(12)利用电流控制器，例如，电流滞环比较器或PI控制器，输出六相逆变器中功率管开关信号，实现电机转子悬浮时旋转。

有益效果：

本发明方法同现有的转子永磁型无轴承同步电机转子悬浮控制相比较，具有如下优点：1)永磁体位于定子上，便于散热，避免了永磁体因高温带来的永久性退磁的危险；2)定子绕组采用集中形式，嵌线简单；3)转子为凸极式铁芯，便于高速运行。

附图说明

图1是具有本发明的定子永磁型无轴承同步电机横截面及绕组连接图；

图2是转子悬浮力控制框图；

图3转子磁悬浮控制示意图；

图4实施例的具有本发明的定子永磁型无轴承同步电机转子悬浮控制硬件结构示意图；

图5转子x和y方向悬浮力；

图6转子输出电磁转矩；

具体实施例

如在说明书及权利要求当中使用了某些词汇来指称特定组件。本领域技术人员应可理解，硬件制造商可能会用不同名词来称呼同一个组件。本说明书及权利要求并不以名称的差异来作为区分组件的方式，而是以组件在功能上的差异来作为区分的准则。如在通篇说明书及权利要求当中所提及的“包含”为一开放式用语，故应解释成“包含但不限定于”。“大致”是指在可接受的误差范围内，本领域技术人员能够在一定误差范围内解决所述技术问题，基本达到所述技术效果。此外，“耦接”一词在此包含任何直接及间接的电性耦接手段。因此，若文中描述一第一装置耦接于一第二装置，则代表所述第一装置可直接电性耦接于所述第二装置，或通过其他装置或耦接手段间接地电性耦接至所述第二装置。说明书后续描述为实施本发明的较佳实施方式，然所述描述乃以说明本发明的一般原则为目的，并非用以限定本发明的范围。本发明的保护范围当视所附权利要求所界定者为准。

现结合附图对本发明作进一步描述：

本发明的实施例驱动系统硬件结构如图4所示。包括：整流电路、滤波电容、六相桥式逆变器、6相单绕组无轴承磁通切换同步电机、转子位置角采集电路、转子中心xy方向偏移位移采集电路、6相绕组电流采集电路、隔离驱动、中央控制器、人机接口等。逆变器中功率管采用IGBT或MOFET，中央控制器采用DSP或单片机。绕组电流采集电路采用霍尔电流传感器与运算放大器相结合方式构成，也可以采用绕组串功率电阻后接差分运算放大器相结合方式构成。采用霍尔方案可以有效实现控制回路与主回路的电气隔离，采用绕组串功率电阻方案可以降低驱动系统成本。转子位置角采集电路可以采用旋转编码器后接电平转换电路构成，也可以采用旋转变压器后接解码电路构成，其中前者成本较低，但位置角采样精度受编码器线数限制，而后者成本较高，但位置角采样精度较高。转子中心xy方向偏移位移采集电路可以采用电涡流传感器后置差动电路构成。绕组电流采集电路、转子中心xy方向偏移量采集电路输出弱电压信号送到中央控制器A/D转换模块。根据固化在存储器中的系数(a₁₁～a₂₃、b₁₁～b₂₃、c₁₁～c₂₃)与转子位置角θ_r关系表格、转子位置角θ_r、定子6相绕组电流采样值、转子中心xy方向偏移量采样值，依据本发明转子悬浮控制方法，计算出6相绕组电流给定；再采用电流滞环控制策略或电流PI控制策略，计算出应发出的逆变器功率管控制信号，经由隔离驱动去控制逆变器中的功率开关管的开关动作。

基本原理叙述如下：

如图1所示每一相绕组由两个空间轴线垂直的集中线圈串联构成，例如A相由线圈Nma1和线圈Nma2构成，共计有6相。任何一相绕组均能在空间上找到与之对称的相绕组，例如A相和D相，B相和E相，C相和F相，两个空间对称绕组磁路构成完全相同。在两个空间对称相绕组中同时流过正向电流或反向电流即可产生对应方向的转子悬浮力，这样在三对空间对称相绕组中同时流入合适的电流即可产生满足要求的转子悬浮力。以图1中A、D两相绕组产生悬浮力为例，永磁体在4个线圈Nma1、Nma2、Nmd1、Nmd2下气隙中产生的磁通方向如图3中φ_f。若在AD相绕组中流过正方向电流如图3(a)，则在Nma1、Nma2、Nmd1、Nmd2下气隙中产生的电枢反应磁通方向如图3(a)中φ_s所示，这样气隙1处磁通被减弱，而气隙2处磁通被增强，产生的悬浮力方向近似如图3(a)中Fa2d1所示；同时气隙3处磁通被减弱，而气隙4处磁通被增强，产生的悬浮力方向近似如图3(a)中Fa1d2所示。Fa2d1和Fa1d2合成产生Fad+方向的悬浮力。同理，若在A、D相绕组中流过反方向电流如图3(b)，则会产生如图3(b)所示的Fad-方向的悬浮力。依此类推，在其它两套空间对称的相绕组中流过电流也会产生对应方向的悬浮力，转子最终的悬浮力为三对空间对称的绕组流过电流共同产生。

在忽略绕组悬浮电流二次及二次以上乘积项对转子悬浮力的贡献时，转子悬浮力Fx、Fy数学建模如下：

$\left[\begin{array}{c}{F}_x\\ F_y\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{a}_{11}+I_q{b}_{11}+I_d{c}_{11}\\ a_{21}+I_q{b}_{21}+I_d{c}_{21}\end{array}\right]I_{\mathrm{ad}}+\left[\begin{array}{c}{a}_{12}+I_q{b}_{12}+I_d{c}_{12}\\ a_{22}+I_q{b}_{22}+I_d{c}_{22}\end{array}\right]I_{\mathrm{be}}+\left[\begin{array}{c}{a}_{13}+I_q{b}_{13}+I_d{c}_{13}\\ a_{23}+I_q{b}_{23}+I_d{c}_{23}\end{array}\right]I_{\mathrm{cf}}$ (公式1)

其中，F_x、F_y分别为转子悬浮力的x和y分量，a₁₁～a₂₃对应永磁体产生悬浮力系数，b₁₁～b₂₃对应定子对称电流分量中有功分量产生悬浮力系数，c₁₁～c₂₃对应定子对称电流分量中无功分量产生悬浮力系数。系数a₁₁～a₂₃、b₁₁～b₂₃、c₁₁～c₂₃可以借助电机的有限元分析方法或实验测量方法获得。

分别令：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_{11}=a_{11}+I_q{b}_{11}+I_d{c}_{11}\\ d_{12}=a_{12}+I_q{b}_{12}+I_d{c}_{12}\\ d_{13}=a_{13}+I_q{b}_{13}+I_d{c}_{13}\\ d_{21}=a_{21}+I_q{b}_{21}+I_d{c}_{21}\\ d_{22}=a_{22}+I_q{b}_{22}+I_d{c}_{22}\\ d_{23}=a_{23}+I_q{b}_{23}+I_d{c}_{23}\end{array}\right.$ (公式2)

定子绕组采用星型连接，则I_ad+I_be+I_cf＝0，公式1进一步简化为

$\left[\begin{array}{c}{F}_x\\ F_y\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{d}_{11}-d_{13}& d_{12}-d_{13}\\ d_{21}-d_{23}& d_{22}-d_{23}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{ad}}\\ I_{\mathrm{be}}\end{array}\right]$ (公式3)

根据公式3，若已知要产生的转子悬浮力F_x、F_y，则施加的定子电流如下：

$\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{ad}}\\ I_{\mathrm{be}}\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}{d}_{11}-d_{13}& d_{12}-d_{13}\\ d_{21}-d_{23}& d_{22}-d_{23}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{F}_x\\ F_y\end{array}\right]\\ =\frac{1}{(d_{11}-d_{13})(d_{22}-d_{23})-(d_{12}-d_{13})(d_{21}-d_{23})}\left[\begin{array}{cc}{d}_{22}-d_{23}& -(d_{12}-d_{13})\\ -(d_{21}-d_{23})& d_{11}-d_{13}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{F}_x\\ F_y\end{array}\right]\\ =\left[\begin{array}{cc}{e}_{11}& e_{12}\\ e_{21}& e_{22}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{F}_x\\ F_y\end{array}\right]\end{array}$ (公式4)

其中，

$e_{11}=\frac{d_{22}-d_{23}}{(d_{11}-d_{13})(d_{22}-d_{23})-(d_{12}-d_{13})(d_{21}-d_{23})},$

$e_{12}=\frac{-(d_{12}-d_{13})}{(d_{11}-d_{13})(d_{22}-d_{23})-(d_{12}-d_{13})(d_{21}-d_{23})},$

$e_{21}=\frac{-(d_{21}-d_{23})}{(d_{11}-d_{13})(d_{22}-d_{23})-(d_{12}-d_{13})(d_{21}-d_{23})},$

$e_{22}=\frac{d_{11}-d_{13}}{(d_{11}-d_{13})(d_{22}-d_{23})-(d_{12}-d_{13})(d_{21}-d_{23})}.$

实际6相定子绕组中悬浮电流分量按照公式4进行控制，即可以产生满足转子稳定悬浮所需的悬浮力F_x、F_y，实现转子悬浮时旋转。

工作过程包括如下步骤：

(1)按照图1所提电机绕组连接图连接定子绕组，构成6相单绕组定子永磁型无轴承磁通切换电机；

(2)利用速度或位置PI控制器输出控制转矩的q轴电流给定值 $I_q^{*};$

(3)利用d轴电流控制器输出控制基波磁场的d轴电流给定值 $I_d^{*};$

(4)利用有限元分析方法或直接实验测量方法确定公式1中系数a₁₁～a₂₃、b₁₁～b₂₃、c₁₁～c₂₃。并将系数a₁₁～a₂₃、b₁₁～b₂₃、c₁₁～c₂₃与转子位置角θ_r关系以表格的形式存于存储器中；

(5)根据转子位置角测量值θ_r，查存储器中固化的a₁₁～a₂₃、b₁₁～b₂₃、c₁₁～c₂₃与转子位置角θ_r关系表格，输出实时系数a₁₁～a₂₃、b₁₁～b₂₃、c₁₁～c₂₃；

(6)依据参数a₁₁～a₂₃、b₁₁～b₂₃、c₁₁～c₂₃、计算系数d₁₁～d₂₃；

(7)依据系数d₁₁～d₂₃，计算系数e₁₁～e₂₂；

(8)将转子xy方向位移误差分别送给x和y轴位移PI控制器，输出转子x和y方向转子受力给定值

(9)将转子受力给定值送给转子悬浮电流计算环节，输出定子绕组电流中转子悬浮力控制分量给定值

(10)将d轴电流给定值q轴电流给定值转子位置角θ_r送给dq坐标系向6相坐标系变换环节，输出定子绕组电流中控制电磁转矩的对称分量给定值i′_a～i′_f；

(11)将i′_a～i′_f及送给定子电流给定计算环节，输出6相定子绕组电流给定值

(12)利用电流控制器，例如，电流滞环比较器或PI控制器，输出六相逆变器中功率管开关信号，实现电机转子悬浮时旋转。

有益性证明：

在转子输出43N.m转矩，同时要求产生x和y方向悬浮力均为50N时，实际有限元分析结果如下图5和图6所示。从中可见实际转子x和y方向悬浮力均稳定地控制于给定值50N附近，同时电机稳定输出43N力矩，实现了电机悬浮时旋转运行。证明了采用本发明后，定子永磁型无轴承同步电机转子稳定悬浮控制的可行性。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。

Claims (3)

1.一种定子永磁无轴承同步电机转子悬浮控制方法，其中所述定子永磁无轴承同步电机为六相单绕组定子永磁型同步电机，其绕组中同时流过控制转矩的电流对称分量和控制转子悬浮力的悬浮分量，实现转子悬浮状态下旋转；具体为：

将定子绕组连接成6相；

基于有限元分析或测试，获得定子电流中对称分量的d、q轴投影和永磁体同时激励情况下转子受力随转子位置角θ_r变化关系的数学模型；

根据该数学模型及转子位置角实时计算出定子绕组电流中悬浮分量；

将该电流悬浮分量叠加到控制电磁转矩的电流对称分量上，最终获得六相定子绕组电流给定值后，再通过电流控制器控制逆变器中功率管，最终实现转子悬浮时旋转运行。

2.如权利要求1所述定子永磁无轴承同步电机转子悬浮控制方法，获得所述“定子电流中对称分量的d、q轴投影”具体为：

利用速度或位置PI控制器输出控制转矩的q轴电流给定值

利用d轴电流控制器输出控制基波磁场的d轴电流给定值

3.如权利要求2所述定子永磁无轴承同步电机转子悬浮控制方法，其中“获得六相定子绕组电流给定值后，再通过电流控制器控制逆变器中功率管，最终实现转子悬浮时旋转运行”具体为：

将d轴电流给定值q轴电流给定值转子位置角θ_r送给dq坐标系向6相坐标系变换环节，输出定子绕组电流中控制电磁转矩的对称分量给定值；

通过电流控制器输出六相逆变器中功率管开关信号，实现电机转子悬浮时旋转。