CN109925050A - 高动态特性电外科发生器电路拓扑及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种应用于高动态特性电外科发生器的基于三电平整流和多相交错并联可重构混合桥式逆变的电路拓扑及其控制策略，包括第一滤波电感、第一二极管、第二二极管、第一开关管、第二开关管、第一电容、第二电容、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管、第二滤波电感、隔直电容、射频变压器。

Description

高动态特性电外科发生器电路拓扑及控制方法

技术领域

本发明涉及一种电外科发生器技术，特别是一种高动态特性电外科发生器电路拓扑及控制方法。

背景技术

电外科射频能量发生器作为一种高端手术医疗器械，具有切割速度快和凝血效果佳的优点，可减少患者失血量，降低伤口感染和并发症的风险，因而被广泛应用于神经外科、内窥镜等精细外科手术中。电外科射频能量发生器基于高频电流热效应原理对生物组织进行切割和凝血，也可简称为电外科发生器，通常选择300KHz～5MHz频率范围内的射频交流电能。电外科发生器本质上是将电网提供的工频交流电压装换为射频交流电压的功率变换系统，其功率被严格控制在设定值才能精确控制射频能量，控制不当将导致意外灼伤、组织碳化和结痂、组织粘连等，这些至今仍是国内外时常发生而亟待解决的问题。由此可见，电源的功率控制性能是电外科发生器实现理想手术治疗效果的关键，对其研究具有重要的科学意义和工程应用价值。

但是，在实际应用中电外科发生器电源的输出功率控制往往比较困难，主要基于以下原因：宽范围迅速变化的负载阻抗要求电外科发生器实现宽范围电压输出和高动态特性功率控制。多模式多功能的工作需求要求电外科发生器实现宽范围功率调节，使得输出电压范围更宽。

发明内容

本发明的目的在于提供一种高动态特性电外科发生器电路拓扑，包括一种应用于高动态特性电外科发生器的基于三电平整流和多相交错并联可重构混合桥式逆变的电路拓扑及其控制策略，其特征在于，包括第一滤波电感、第一二极管、第二二极管、第一开关管、第二开关管、第一电容、第二电容、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管、第二滤波电感、隔直电容、射频变压器；第一滤波电感的一端与交流电源一端相连接，第一滤波电感另一端与第一二极管的阳极、第二二极管的阴极、第一开关管的漏极相连接，第一开关管的源极与第二开关管的源极相连，第二开关管的漏极与第一电容的一端、第二电容的一端、第三开关管的漏极、交流电源另一端相连，第一电容的另一端与第一二极管的阴极、第五开关管的漏极、第七开关管的漏极相连，第二电容的另一端与第二二极管的阳极、第六开关管的源极、第八开关管的源极相连，第四开关管的漏极与第五开关管的源极、第六开关管的漏极、射频变压器原边绕组异名端相连，第二滤波电感的一端与第七开关管的源极、第八开关管的漏极相连，第二滤波电感的另一端与隔直电容的一端相连，隔直电容的另一端与射频变压器原边绕组同名端相连，射频变压器副边绕组与负载相连接。

采用上述电路拓扑，所述开关管并联一寄生体二极管，寄生体二极管阳极与开关管源极相连接，寄生体二极管阴极与开关管漏极相连接。

采用上述电路拓扑，通过交错并联模块实现减小电流纹波降低电感感量，具体包括开关管Q_1n、开关管Q_2n、开关管Q_3n、开关管Q_4n、滤波电感L_n；开关管Q_1n的源极与开关管Q_2n的漏极、射频变压器原边绕组异名端相连，开关管Q_1n的漏极与开关管Q_3n的漏极、第一二极管的阴极相连，开关管Q_2n的源极与开关管Q_4n的漏极、第二二极管的阳极相连，开关管Q_3n的源极与开关管Q_4n的漏极、滤波电感L_n的一端相连，滤波电感L_n的另一端与第二滤波电感和隔直电容的连接点相连。

采用上述电路拓扑，所述高动态特性电外科发生器控制策略，所述第一开关管、第二开关管的控制目标为使得三电平整流单元将工频正弦电压转换为恒定直流电压并保证第一电容和第二电容两端电压相等，具体控制策略为：检测第一电容C₁和第二电容C₂的电压v_C1和v_C2，之和记作v_C1+v_C2，作为负反馈输入与直流电压基准的误差进入PI控制器再与交流电压v_g相乘得到交流电流基准值i_{g_ref}，之差记作v_C1-v_C2，作为负反馈输入与零电压的误差进入PI控制器得到i₀再与交流电流基准值i_{g_ref}的正反馈、交流电流i_g的负反馈相加，结果经过PI调节后与载波经过比较器得到第一开关管S₁、第二开关管S₂的驱动信号；

采用上述电路拓扑，所述高动态特性电外科发生器控制策略，所述第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管的控制目标为使得射频逆变单元将直流电压转换为交流电压，具体控制策略为：在预测控制中，电压基准值V_{o_ref}的计算由输出电压v_o与功率基准P_ref乘积与输出电流i_o的比值再开根号得到，通过输出电压与电流的前馈，经过预测模型直接计算出合适的占空比对变换器进行控制，以提高动态性能，功率补偿环控制中，功率误差经过PI调节用于补偿预测模型产生的占空比误差，最后得到第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管的驱动信号；

采用上述电路拓扑，所述高动态特性电外科发生器控制策略，所述第三开关管、第四开关管的控制目标为使得变换器在全桥模式和半桥模式之间切换，具体控制策略为：控制第三开关管、第四开关管都关断，使变换器工作于全桥模式，适合输出功率较高或者负载阻抗较高，要求输出电压较高的场合，控制第三开关管、第四开关管都开通，使变换器工作于半桥模式，适合输出功率较低或者负载阻抗较低，要求输出电压较低的场合，半/全桥结构的灵活变化可实现宽范围电压输出；

采用上述电路拓扑，所述高动态特性电外科发生器控制策略，所述开关管Q_1n、开关管Q_2n、开关管Q_3n、开关管Q_4n的控制目标为降低电流纹波，减小滤波电感量而提高动态特性，具体控制策略为：使交错并联模块间驱动信号移相。

本发明与现有技术相比，具有以下优点：(1)本发明打破传统电外科发生器输出只为方波与正弦波的束缚，提出梯形波电压解决方案，兼顾电压谐波含量与可控性，为改善功率控制响应速度提供基础；(2)提出多相交错并联可重构混合桥式逆变器拓扑，并构建逆变单元与三电平整流单元共用电容的拓扑作为电外科发生器电源解决方案，具有宽范围电压输出、宽范围功率调节和高动态特性的优点；(3)含功率补偿环的占空比预测控制策略实现负载阻抗瞬时变化时高动态特性功率控制的目标。

下面结合说明书附图对本发明作进一步描述。

附图说明

图1是高动态特性电外科发生器电路拓扑示意图。

图2是变换器三电平整流单元控制策略示意图。

图3是变换器射频逆变单元控制策略示意图。

图4是变换器工作于全桥模式下的工作波形示意图。

图5是变换器工作于半桥模式下的工作波形示意图。

具体实施方式

结合图1，一种应用于高动态特性电外科发生器的基于三电平整流和多相交错并联可重构混合桥式逆变的电路拓扑及其控制策略，包括第一滤波电感L_f、第一二极管D₁、第二二极管D₂、第一开关管S₁、第二开关管S₂、第一电容C₁、第二电容C₂、第三开关管S₃、第四开关管S₄、第五开关管Q₁、第六开关管Q₂、第七开关管Q₃、第八开关管Q₄、第二滤波电感L₁、隔直电容C_b、射频变压器T_r。第一滤波电感L_f的一端与交流电源一端相连接，第一滤波电感L_f另一端与第一二极管D₁的阳极、第二二极管D₂的阴极、第一开关管S₁的漏极相连接，第一开关管S₁的源极与第二开关管S₂的源极相连，第二开关管S₂的漏极与第一电容C₁的一端、第二电容C₂的一端、第三开关管S₃的漏极、交流电源另一端相连，第一电容C₁的另一端与第一二极管D₁的阴极、第五开关管Q₁的漏极、第七开关管Q₃的漏极相连，第二电容C₂的另一端与第二二极管D₂的阳极、第六开关管Q₂的源极、第八开关管Q₄的源极相连，第四开关管S₄的漏极与第五开关管Q₁的源极、第六开关管Q₂的漏极、射频变压器T_r原边绕组异名端相连，第二滤波电感L₁的一端与第七开关管Q₃的源极、第八开关管Q₄的漏极相连，第二滤波电感L₁的另一端与隔直电容C_b的一端相连，隔直电容C_b的另一端与射频变压器T_r原边绕组同名端相连，射频变压器T_r副边绕组与负载相连接。

采用上述变换器，所述开关管并联一寄生体二极管，寄生体二极管阳极与开关管源极相连接，寄生体二极管阴极与开关管漏极相连接。

采用上述变换器，通过交错并联模块实现减小电流纹波降低电感感量，具体包括开关管Q_1n、开关管Q_2n、开关管Q_3n、开关管Q_4n、滤波电感L_n。开关管Q_1n的源极与开关管Q_2n的漏极、射频变压器T_r原边绕组异名端相连，开关管Q_1n的漏极与开关管Q_3n的漏极、第一二极管D₁的阴极相连，开关管Q_2n的源极与开关管Q_4n的漏极、第二二极管D₂的阳极相连，开关管Q_3n的源极与开关管Q_4n的漏极、滤波电感L_n的一端相连，滤波电感L_n的另一端与第二滤波电感L₁和隔直电容C_b的连接点相连。

图1中所述一种高动态特性电外科发生器电路拓扑，控制第一开关管S₁、第二开关管S₂使得三电平整流单元将正弦电压转换为恒定直流电压，三电平整流单元采用图2所示基于SPWM调制的直流电压外环、交流侧电流内环控制策略，实现单位功率因数控制的同时稳定直流侧电压输出，其中整流单元三电平电容与射频逆变单元半桥结构的电容桥臂复用，在整流单元的控制中实现电容均压，在控制环路中引入均压环。具体控制策略为：检测第一电容C₁和第二电容C₂的电压v_C1和v_C2，之和记作v_C1+v_C2，作为负反馈输入与直流电压基准的误差进入PI控制器再与交流电压v_g相乘得到交流电流基准值i_{g_ref}，之差记作v_C1-v_C2，作为负反馈输入与零电压的误差进入PI控制器得到i₀再与交流电流基准值i_{g_ref}的正反馈、交流电流i_g的负反馈相加，结果经过PI调节后与载波经过比较器得到第一开关管S₁、第二开关管S₂的驱动信号。

多相交错并联可重构混合桥式逆变单元，第五开关管Q₁、第六开关管Q₂、第七开关管Q₃、第八开关管Q₄的控制目标为使得射频逆变单元将直流电压转换为交流电压，电压增益表达式为：

其中D为开关管Q₂、Q₃的占空比，当占空比大于0.5，输出为正压；反之，输出为负压，因此通过占空比调节可实现变压器幅值可调的射频电压输出。射频逆变单元采用图3所示的控制策略，在占空比预测控制的基础上加入功率PI控制减少误差。在预测控制中，电压基准值V_{o_ref}计算表达式如下：

电压基准值V_{o_ref}的计算由输出电压v_o与功率基准P_ref乘积与输出电流i_o的比值再开根号得到，通过输出电压与电流的前馈，经过预测模型直接计算出合适的占空比对变换器进行控制，以提高动态性能，功率补偿环控制中，功率误差经过PI调节用于补偿预测模型产生的占空比误差，最后得到第五开关管Q₁、第六开关管Q₂、第七开关管Q₃、第八开关管Q₄的驱动信号。同时，由于输出侧电容不存在或者很小，电感量也很小，因此，变换器可以实现高动态特性高精度功率控制。

对第三开关管S₃、第四开关管S₄的控制可使得输出侧在半桥结构和全桥结构之间自由切换，具体控制策略为：当输出电压绝对值高于第一电容C₁两端电压时，控制第三开关管S₃、第四开关管S₄都关断，使变换器工作于全桥模式，适合输出功率较高或者负载阻抗较高，要求输出电压较高的场合；当输出电压绝对值低于第一电容C₁两端电压时，控制第三开关管S₃、第四开关管S₄都开通，使变换器工作于半桥模式，适合输出功率较低或者负载阻抗较低，要求输出电压较低的场合。半/全桥结构的灵活变化可实现宽范围电压输出。其中半桥结构的电容桥臂与整流单元三电平电容复用，在整流单元的控制中实现电容均压。图4给出了变换器工作于全桥模式下的工作波形，图5给出了变换器工作于半桥模式下的工作波形。

控制开关管Q_1n、开关管Q_2n、开关管Q_3n、开关管Q_4n使得交错并联模块间驱动信号移相，降低电流纹波，减小滤波电感量而提高动态特性。如图4，图5所示，各个交错并联模块的电感电流经过叠加得到的输出电流降低了电流纹波。

射频变压器原边侧加入隔直电容可避免人体组织受到直流分量的伤害，变压器工作频率与射频电压频率一致，实现电气隔离确保安全。输出侧不加电容或者只加较小的电容，当负载阻抗变化需要调节输出电压实现恒功率控制时，可有效避免电容的电压惯性影响其调节速度。

Claims (10)

1.一种高动态特性电外科发生器电路拓扑，其特征在于，包括三电平整流单元(1)、射频逆变单元(2)、隔直电容单元(3)和射频变压器单元(4)；其中三电平整流单元(1)包括第一滤波电感(L_f)、第一二极管(D₁)、第二二极管(D₂)、第一开关管(S₁)、第二开关管(S₂)；射频逆变单元(2)包括隔直电容单元(3)包括隔直电容(C_b)；射频变压器单元(4)包括射频变压器(T_r)；

第一滤波电感(L_f)的一端与交流电源一端相连接，

第一滤波电感(L_f)另一端与第一二极管(D₁)的阳极、第二二极管(D₂)的阴极、第一开关管(S₁)的漏极相连接，

第一开关管(S₁)的源极与第二开关管(S₂)的源极相连，

第二开关管(S₂)的漏极与第一电容(C₁)的一端、第二电容(C₂)的一端、第三开关管(S₃)的漏极、交流电源另一端相连，

第一电容(C₁)的另一端与第一二极管(D₁)的阴极、第五开关管(Q₁)的漏极、第七开关管(Q₃)的漏极相连，

第二电容(C₂)的另一端与第二二极管(D₂)的阳极、第六开关管(Q₂)的源极、第八开关管(Q₄)的源极相连，

第四开关管(S₄)的漏极与第五开关管(Q₁)的源极、第六开关管(Q₂)的漏极、射频变压器(T_r)原边绕组异名端相连，

第二滤波电感(L₁)的一端与第七开关管(Q₃)的源极、第八开关管(Q₄)的漏极相连，

第二滤波电感(L₁)的另一端与隔直电容(C_b)的一端相连，

隔直电容(C_b)的另一端与射频变压器(T_r)原边绕组同名端相连，

射频变压器(T_r)副边绕组与负载相连接。

2.根据权利要求1所述的电路拓扑，其特征在于，所述开关管并联一寄生体二极管，寄生体二极管阳极与开关管源极相连接，寄生体二极管阴极与开关管漏极相连接。

3.根据权利要求1所述的电路拓扑，其特征在于，通过交错并联模块实现减小电流纹波降低电感感量，交错并联模块包括开关管Q_1n、开关管Q_2n、开关管Q_3n、开关管Q_4n、滤波电感L_n；

开关管Q_1n的源极与开关管Q_2n的漏极、射频变压器(T_r)原边绕组异名端相连，

开关管Q_1n的漏极与开关管Q_3n的漏极、第一二极管(D₁)的阴极相连，

开关管Q_2n的源极与开关管Q_4n的漏极、第二二极管(D₂)的阳极相连，

开关管Q_3n的源极与开关管Q_4n的漏极、滤波电感L_n的一端相连，

滤波电感L_n的另一端与第二滤波电感(L₁)和隔直电容(C_b)的连接点相连。

4.根据权利要求1所述的电路拓扑，其特征在于，通过控制第一开关管(S₁)、第二开关管(S₂)使得三电平整流单元将工频正弦电压转换为恒定直流电压并保证第一电容和第二电容两端电压相等，具体控制方法为：

检测第一电容(C₁)和第二电容(C₂)的电压v_C1和v_C2，

之和记作v_C1+v_C2，作为负反馈输入与直流电压基准的误差进入PI控制器再与交流电压v_g相乘得到交流电流基准值i_{g_ref}，

之差记作v_C1-v_C2，作为负反馈输入与零电压的误差进入PI控制器得到i₀再与交流电流基准值i_{g_ref}的正反馈、交流电流i_g的负反馈相加，

经过PI调节后与载波经过比较器得到第一开关管(S₁)、第二开关管(S₂)的驱动信号；

通过控制第五开关管(Q₁)、第六开关管(Q₂)、第七开关管(Q₃)、第八开关管(Q₄)使得射频逆变单元(2)将直流电压转换为交流电压，具体控制方法为：

设置电压基准值的预测模型其中v_o为输出电压，P_ref为功率基准乘积，i_o为输出电流，

计算占空比

基准功率P_ref与实际功率P_f的功率误差进过PI调节用于补偿预测模型产生的占空比误差ΔD，

补偿后的占空比D_a＝D^*+ΔD，

得到第六开关管(Q₂)、第七开关管(Q₃)的占空比D，第五开关管(Q₁)、第八开关管(Q₄)的占空比1-D，占空比即为驱动信号的高电平时间与周期的比值，其中

通过控制第三开关管(S₃)、第四开关管(S₄)使得变换器在全桥模式和半桥模式之间切换，具体控制方法为：

当输出电压绝对值高于第一电容(C₁)两端电压时，控制第三开关管(S₃)、第四开关管(S₄)都关断，使变换器工作于全桥模式；

当输出电压绝对值低于第一电容(C₁)两端电压时，控制第三开关管(S₃)、第四开关管(S₄)都开通，使变换器工作于半桥模式。

5.根据权利要求3所述的电路拓扑，其特征在于，所述开关管Q_1n、开关管Q_2n、开关管Q_3n、开关管Q_4n的控制目标为降低电流纹波，减小滤波电感量而提高动态特性，具体控制方法为：使交错并联模块间驱动信号移相。

6.一种基于权利要求1所述电路拓扑的高动态特性电外科发生器控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

通过控制第一开关管(S₁)、第二开关管(S₂)使得三电平整流单元将工频正弦电压转换为恒定直流电压并保证第一电容和第二电容两端电压相等；

通过控制第五开关管(Q₁)、第六开关管(Q₂)、第七开关管(Q₃)、第八开关管(Q₄)使得射频逆变单元(2)将直流电压转换为交流电压；

通过控制第三开关管(S₃)、第四开关管(S₄)使得变换器在全桥模式和半桥模式之间切换。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，通过控制第一开关管(S₁)、第二开关管(S₂)使得三电平整流单元将工频正弦电压转换为恒定直流电压并保证第一电容和第二电容两端电压相等，具体控制方法为：

检测第一电容(C₁)和第二电容(C₂)的电压v_C1和v_C2，

之和记作v_C1+v_C2，作为负反馈输入与直流电压基准的误差进入PI控制器再与交流电压v_g相乘得到交流电流基准值i_{g_ref}，

之差记作v_C1-v_C2，作为负反馈输入与零电压的误差进入PI控制器得到i₀再与交流电流基准值i_{g_ref}的正反馈、交流电流i_g的负反馈相加，

经过PI调节后与载波经过比较器得到第一开关管(S₁)、第二开关管(S₂)的驱动信号。

8.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，通过控制第五开关管(Q₁)、第六开关管(Q₂)、第七开关管(Q₃)、第八开关管(Q₄)使得射频逆变单元(2)将直流电压转换为交流电压，具体控制方法为：

设置电压基准值的预测模型其中v_o为输出电压，P_ref为功率基准乘积，i_o为输出电流，

计算占空比

基准功率P_ref与实际功率P_f的功率误差进过PI调节用于补偿预测模型产生的占空比误差ΔD，

补偿后的占空比D_a＝D^*+ΔD，

得到第六开关管(Q₂)、第七开关管(Q₃)的占空比D，第五开关管(Q₁)、第八开关管(Q₄)的占空比1-D，占空比即为驱动信号的高电平时间与周期的比值，其中

9.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，通过控制第三开关管(S₃)、第四开关管(S₄)使得变换器在全桥模式和半桥模式之间切换，具体控制方法为：

当输出电压绝对值高于第一电容(C₁)两端电压时，控制第三开关管(S₃)、第四开关管(S₄)都关断，使变换器工作于全桥模式；

当输出电压绝对值低于第一电容(C₁)两端电压时，控制第三开关管(S₃)、第四开关管(S₄)都开通，使变换器工作于半桥模式。

10.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，交错并联模块实现减小电流纹波降低电感感量，交错并联模块包括开关管Q_1n、开关管Q_2n、开关管Q_3n、开关管Q_4n、滤波电感L_n；

开关管Q_1n的源极与开关管Q_2n的漏极、射频变压器(T_r)原边绕组异名端相连，

开关管Q_1n的漏极与开关管Q_3n的漏极、第一二极管(D₁)的阴极相连，

开关管Q_2n的源极与开关管Q_4n的漏极、第二二极管(D₂)的阳极相连，

开关管Q_3n的源极与开关管Q_4n的漏极、滤波电感L_n的一端相连，

滤波电感L_n的另一端与第二滤波电感(L₁)和隔直电容(C_b)的连接点相连；

使交错并联模块间驱动信号移相来降低电流纹波，减小滤波电感量而提高动态特性。