CN109873780B - 信号调制器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种反射调制器，包含耦合器、二个二极管及二个直流阻隔单元。耦合器包含：供接收一输入信号的输入端、供输出一输出信号的输出端、连接其中一个二极管的第一负载端、及连接另一个二极管的第二负载端。直流阻隔单元连接于二极管与耦合器之间，以直流阻断。信息信号选择性的输入至此二个直流阻隔单元，以操作此二个二极管的状态。一种使用反射调制器的二相位移键(BPSK)调制器，以及一种使用BPSK调制器的正交调制器亦在此提出。

Description

信号调制器

技术领域

本发明涉及数字调制系统的信号调制器，尤其是一种数字调制系统的信号调制器，每一信号调制器可根据一个或多个信息信号输出一输出信号。

背景技术

信号调制器是数字调制系统中相当重要的部分，其关键特性在于射频频宽、调制频宽、本地振荡驱动功率及调制精确度。信号调制器可分为吉伯特(Gilbert)混波器、二极管混波器及反射调制器等电路架构。吉伯特混波器的优点是低损耗、高谐波抑制及高隔离度，但缺点是操作频率较低，通常只能操作在10GHz以下，且容易有直流功率消耗。二极管混波器的缺点是本地振荡信号需要较高驱动功率。反射调制器对于制程变化造成的相位及振幅误差影响较低，且可具有较宽的操作频宽及较低的本地振荡驱动功率，但具有低隔离度的缺点。而且，反射调制器使用较多被动，因此操作频率严重地影响了反射调制器所需的电路面积。

发明内容

有鉴于此，本发明提供一种信号调制器，具有宽频、低馈入损失、低本地振荡驱动功率、低相位及振幅误差影响、良好调制品质及面积小等特性。

本发明第一实施例提供一种反射调制器，包括耦合器、第一二极管、第二二极管、第一直流阻隔单元及第二直流阻隔单元。耦合器包括输入端、输出端、第一负载端及第二负载端，输入端用于接收输入信号，输出端用于输出输出信号。第一直流阻隔单元连接于第一二极管及耦合器的第一负载端之间，用于直流阻断。第二直流阻隔单元连接于第二二极管及耦合器的第二负载端之间，用于直流阻断。信息信号被输入至第一直流阻隔单元及第二直流阻隔单元，用于操作第一二极管及第二二极管的状态。

在一些实施例中，当信息信号足够大时，第一二极管及第二二极管导通，且当信息信号不够大时，第一二极管及第二二极管截止。

在一些实施例中，第一直流阻隔单元包括第一电容及第一电阻，第一电容连接于第一二极管及耦合器的第一负载端之间，用以直流阻断。第一电阻连接第一电容及第一二极管。第二直流阻隔单元包括第二电容及第二电阻，第二电容连接于第二二极管及耦合器的第二负载端之间，用以直流阻断。第二电阻连接第二电容及第二二极管。

在一些实施例中，第一二极管及第二二极管由PIN二极管实现。

在一些实施例中，输入信号是由本地振荡器产生，输出信号用于射频。

本发明第二实施例提供一种BPSK调制器，包括巴伦器、二个反射调制器(即第一反射调制器及第二反射调制器)及功率结合器。巴伦器包括单端输入端及二个差分输出端。每个反射调制器包括耦合器、第一二极管、第二二极管、第一直流阻隔单元及第二直流阻隔单元。耦合器包括输入端、输出端、第一负载端及第二负载端。二个反射调制器的输入端分别连接于二个差分输出端。第一直流阻隔单元连接于第一二极管及耦合器的第一负载端之间，用于直流阻断。第二直流阻隔单元连接于第二二极管及耦合器的第二负载端之间，用于直流阻断。功率结合器连接于二个反射调制器的耦合器的输出端。第一信息信号被输入至第一反射调制器的第一直流阻隔单元及第二直流阻隔单元，用于操作第一反射调制器的第一二极管及第二二极管的状态。第二信息信号被输入至第二反射调制器的第一直流阻隔单元及第二直流阻隔单元，用于操作第二反射调制器的第一二极管及第二二极管的状态。第一信息信号及第二信息信号是一对差分信号。

在一些实施例中，当第一信息信号足够大时，第一反射调制器的第一二极管及第二二极管导通，且当第一信息信号不够大时，第一反射调制器的第一二极管及第二二极管截止。当第二信息信号足够大时，第二反射调制器的第一二极管及第二二极管导通，且当第二信息信号不够大时，第二反射调制器的第一二极管及第二二极管截止。

在一些实施例中，第一直流阻隔单元包括第一电容及第一电阻，第一电容连接于第一二极管及耦合器的第一负载端之间，用以直流阻断。第一电阻连接第一电容及第一二极管。第二直流阻隔单元包括第二电容及第二电阻，第二电容连接于第二二极管及耦合器的第二负载端之间，用以直流阻断。第二电阻连接第二电容及第二二极管。

在一些实施例中，第一二极管及第二二极管由PIN二极管实现。

在一些实施例中，BPSK调制器集成在单块集成电路。

在一些实施例中，巴伦器的单端输入端接收由本地振荡器产生的输入信号，功率结合器输出用于射频的输出信号。

本发明第三实施例提供一种正交调制器，包括Wilkinson功分器、二个前述BPSK调制器(即第一BPSK调制器及第二BPSK调制器)及90度耦合器。第一BPSK调制器连接于Wilkinson功分器的第一功率输出端，第二BPSK调制器连接于Wilkinson功分器的第二功率输出端。90度耦合器连接于第一BPSK调制器及第二BPSK调制器，用以接收第一输出信号及第二输出信号。第一对差分信号被输入至第一BPSK调制器，第一BPSK调制器根据第一对差分信号及输入信号产生第一输出信号，第二对差分信号被输入至第二BPSK调制器，第二BPSK调制器根据第二对差分信号及输入信号产生第二输出信号。

在一些实施例中，Wilkinson功分器的功率输入端接收由本地振荡器产生的输入信号，90度耦合器输出用于射频的输出信号。

综上所述，前述信号调制器具有宽频、低馈入损失、低本地振荡驱动功率、低相位及振幅误差影响、良好调制品质及面积小等特性。

有关本发明的其它功效及实施例的详细内容，配合图式说明如下。

图说明

为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的图仅仅是本申请中记载的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些图获得其它的图。

图1是二极管在导通及不导通状态下的等效电路图；

图2是根据本发明第一实施例的反射调制器电路图；

图3是根据本发明第一实施例的反射调制器的细部电路图；

图4是根据本发明第二实施例的BPSK调制器的电路图；

图5是根据本发明第二实施例的BPSK调制器的细部电路图；

图6是根据本发明第三实施例的正交调制器的电路图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、特征及效果更容易理解，以下提供用于详细说明本发明的实施例及图。

请参阅图1，图1是二极管在导通及不导通状态下的等效电路图。在信号操作方面，当二极管的二端具有足够跨压而导通以供电流流过时，二极管可等效成小电阻(Ron)。在信号操作方面，当二极管的二端不具有足够跨压而导通以供电流流过时，二极管可等效成小电容(Coff)。二极管导通及不导通的切换特性可用于反射调制器。

参阅图2，图2是根据本发明第一实施例的反射调制器电路图。反射调制器100包括耦合器110、二极管D1、二极管D2、直流阻隔单元120及直流阻隔单元130。耦合器110具有输入端111、输出端112、第一负载端113及第二负载端114。输入端111用于接收由本地振荡器产生的本地振荡信号LO。输出端112用于输出输出信号RF。本地振荡信号LO通过信息信号BB调制。

第一直流阻隔单元120连接于第一二极管D1及耦合器110的第一负载端113之间，用于直流阻断。第二直流阻隔单元130连接于第二二极管D2及耦合器110的第二负载端114之间，用于直流阻断。

信息信号BB选择性同时输入至二个直流阻隔单元120、130。根据信息信号BB的大小，决定偏压路径P1、P2同时开启或同时不开启。当信息信号BB输入至直流阻隔单元120、130，并流经偏压路径P1、P2时，二极管D1、D2导通。也就是说，当信息信号BB足够大时，二极管D1、D2导通。当信息信号BB不够大时，二极管D1、D2截止。据此，本发明第一实施例的信号调制器(即反射调制器100)可通过控制信息信号的大小，使输出信号RF具有两种相位变化，从而达到相位调制的效果。

详言之，耦合器110的反射系数随着二极管D1、D2的状态而改变。也就是说，在二极管D1、D2为导通状态下的耦合器110的反射系数与二极管D1、D2为截止状态下的耦合器110的反射系数不同。输出信号RF的相位也随着二极管D1、D2的状态而改变。也就是说，在二极管D1、D2为导通状态下的输出信号RF的相位与二极管D1、D2为截止状态下的输出信号RF的相位不同。

耦合器110可例如是90度耦合器，则关于二极管D1、D2在导通状态下与不导通状态下的无线电信号的相位差理想是180度。例如，当二极管D1、D2截止时，输出信号RF的相位理想可以是0度；当二极管D1、D2导通时，输出信号RF的相位理想可以是180度。

如果耦合器110是90度耦合器，且无线电信号的相位是0度及180度(也就是说第一负载端113与第二负载端114同时开路或短路)，馈入损失可为最小值。然而，本发明不以此为限。例如，耦合器可以是N度耦合器，N不等于90。例如，无线电信号的相位是M1度及M2度，M1不等于0，M2不等于180。

若将二极管D1、D2替换为晶体管，将造成更高的馈入损失或更低的输出功率。本实施例使用二极管来克服前述缺点。此外，在本实施例中，二极管D1、D2是以PIN二极管实现，相较于其他类型的二极管，使用砷化钾作为基板尤佳。特别是，相较于二极管，晶体管在导通状态与不导通状态之间具有更大的寄生效应，例如更大的关断电容和导通电感，使得电路性能恶化。在多种二极管中，PIN二极管的短路及开路阻抗非常接近，使得相较于采用其他种类的二极管和晶体管的数字调制系统，本实施例的调制器具有更好的线性度和调制质量。此外，本实施例的调制器也具有更小的馈入损失，也就是说，本实施例的调制器所需的本地振荡驱动功率更小，且输出功率因振幅调制的伴随效应而更大。因此，本实施例的调制器不需要额外的电压与电流转换电路，是毫米波波段应用的理想选择。

参与图3，图3是根据本发明第一实施例的反射调制器的细部电路图。在图3中，反射调制器100的直流阻隔单元120包括电容C1及电阻R1，反射调制器100的直流阻隔单元130包括电容C2及电阻R2。电容C1连接于二极管D1及耦合器110的第一负载端113之间。电阻R1连接于电容C1及二极管D1。电容C2连接于二极管D2及耦合器110的第二负载端114之间。电阻R2连接于电容C2及二极管D2。

电容C1、C2用于防止二极管D1、D2的直流偏压受到其他电路的干扰，例如耦合器110。电容C1及电容C2的电容值可为680uF。电阻R1、R2用于提供直流偏压路径及从直流路径隔离输出信号。电阻R1、R2的电阻值愈大，输出信号的信号隔离效果愈好，但调制器的频宽将愈差。权衡之下，电阻R1、R2的电阻值可以是500ohm。

在本实施例中，导通二极管D1的阈值T1等于Vd1+Id1*R1，Vd1为二极管D1的二极管阈值电压，Id1是流经电阻R1的电流。导通二极管D2的阈值T2等于Vd2+Id2*R2，Vd2为二极管D2的二极管阈值电压，Id2是流经电阻R2的电流。当电阻R1的电阻值等同于电阻R2的电阻值，且二极管D1的二极管阈值电压等同于二极管D2的二极管阈值电压时，阈值T1等于阈值T2。因此，当信息信号BB大于或等于阈值T1、T2时，二极管D1、D2均导通，当信息信号BB小于阈值T1、T2时，二极管D1、D2均截止。

参阅图4，图4是根据本发明第二实施例的BPSK调制器的电路图。BPSK调制器200包括巴伦器(Balun)210、二个相同的反射调制器100及功率结合器220。巴伦器210包括单端输入端201及二个差分输出端202、203。单端输入端201用以接收输入信号LO。反射调制器100分别连接于巴伦器210的差分输出端202、203。功率结合器220分别连接于反射调制器100的输出端112。信息信号BB+输入至其中一个反射调制器100，信息信号BB-输入至另一个反射调制器100。信息信号BB+、BB-是一对差分信号，也就是说，信息信号BB+、BB-并不是全为低态或全为高态。巴伦器210用于接收由本地振荡器产生的输入信号。功率结合器220用于输出用于射频的输出信号RF。

参阅图5，图5根据本发明第二实施例的BPSK调制器的细部电路图。BPSK调制器200的巴伦器210可以是180度巴伦器且具有线圈导体211-214。线圈导体211、212彼此连接且用于在相反方向上具有相等的电流。线圈导体213的一端磁耦合到线圈导体211。线圈导体213的另一端接地。线圈导体214的一端磁耦合到线圈导体212。线圈导体214的另一端接地。

在图4及图5中，其中一个反射调制器100的输入端连接于线圈导体213，另一个射调制器100的输入端连接于线圈导体214。功率结合器220连接于二个反射调制器100的输出端。

反射调制器100作为双向反射调制器。例如，当信息信号BB+设成高态，且信息信号BB-设成低态时，输出信号RF的相位理想是0度，处于状态(-1)。当信息信号BB+设成低态，且信息信号BB-设成高态时，输出信号RF的相位理想是0度，处于状态(-2)。此两状态具有相同的馈入损失。信息信号BB+、BB-可以是基频信号。当信息信号BB+、BB-的偏压均为高电位的一半时，输出信号为最小值。在此情形下，电路关闭。也就是说，本发明第二实施例的信号调制器(即BPSK调制器)可通过控制信息信号BB+、BB-的输入组合，共有(1,0)、(0,1)两种，使输出信号RF具有两种相位变化，从而达到相位调制的效果。

图4及图5中的反射调制器100可与图2及图3中的反射调制器100相同。因此，图4及图5中的BPSK调制器具有二个耦合器、四个二极管、四个直流阻隔单元及四个偏压路径，其位于二个反射调制器中。其中，每个直流阻隔单元具有一个电容及一个电阻，其配置如图2所示。然而，为了图式清楚呈现，图4及图5并未显示上述元件的详细电路图。四个二极管可以使用砷化钾作为基板的PIN二极管实现。BPSK调制器200可以集成在单块集成电路。

参阅图6，图6根据本发明第三实施例的正交调制器的电路图。正交调制器300包括威尔金森(Wilkinson)功分器310、二个BPSK调制器200及90度耦合器320。Wilkinson功分器310包括功率输入端301、第一功率输出端302及第二功率输出端303。Wilkinson功分器310的功率输入端301供接收输入信号LO。BPSK调制器200分别连接于Wilkinson功分器310的功率输出端302、303，用以从Wilkinson功分器310接收信号。90度耦合器320分别连接于BPSK调制器200，用于从BPSK调制器200接收信号，并耦合输出为输出信号RF。

信息信号Q+、Q-被输入至其中一个BPSK调制器200，信息信号I+、I-被输入至另一个BPSK调制器200。其中一个BPSK调制器200根据信息信号Q+、Q-产生输出信号。另一个BPSK调制器200根据信息信号I+、I-产生输出信号。信息信号Q+、Q-可以是一对为差分信号，也就是说，信息信号Q+、Q-并不是全为低态或全为高态。信息信号I+、I-可以是另一对为差分信号，也就是说，信息信号I+、I-并不是全为低态或全为高态。

Wilkinson功分器310可利用接地式共平面波导(GCPW)设计以降低调制器的振幅与相位误差，而通过共平面波导传输线来输入功率至调制器200的巴伦器。

由Wilkinson功分器310分离的二功率信号可分别通过BPSK调制器200，具有(0°,0°)、(0°,180°)、(180°,0°)或(180°,180°)的相位组合。此由BPSK调制器200输出的四种相位组合输入至90度耦合器320，因此正交调制器300形成四种不同相位的输出信号RF。

例如，当信息信号I+、Q+设定成高态，信息信号I-、Q-设定成低态，输出信号的相位理想为0度，处于状态(-1)。当信息信号I-、Q+设定成高态，信息信号I+、Q-设定成低态，输出信号的相位理想为270度，处于状态(-2)。当信息信号I+、Q-设定成高态，信息信号I-、Q+设定成低态，输出信号的相位理想为90度，处于状态(-3)。当信息信号I-、Q-设定成高态，信息信号I+、Q+设定成低态，输出信号的相位理想为180度，处于状态(-4)。当所有偏压均为高电位的一半时，输出信号为最小值。在此情形下，电路关闭。也就是说，本发明第三实施例的信号调制器(即正交调制器)可通过控制信息信号I+、I-、Q+、Q-的输入组合，共有(1,0,1,0)、(1,0,0,1)、(0,1,1,0)、(0,1,0,1)四种，使输出信号RF具有四种相位变化，从而达到相位调制的效果。

图6中的BPSK调制器200可以与图4及图5中的BPSK调制器200相同。因此，图6中的正交调制器300具有四个耦合器、八个二极管、八个直流阻隔单元及八个偏压路径，其位于二个BPSK调制器200中。其中，每个直流阻隔单元具有一个电容及一个电阻，其配置如图2所示。然而，为了图式清楚呈现，图6并未显示上述元件的详细电路图。八个二极管可以使用砷化钾作为基板的PIN二极管实现。正交调制器300可以集成在单块集成电路。

在更高阶的数字调制系统中，本发明实施例的正交调制器可实现任何振幅与相位控制。特别是，设计方法可适用于二组反射双相位调制器、90度耦合器及功率结合器。90度耦合器主要提供正交载波信号，并产生单独的正交载波信号，以进一步输入至二组反射双相位调制。反射调制的调制信号于是通过功率结合器合并。若双相位调制器仅具有0度及180度的相位调制功能，正交调制器可仅产生0、90、180、270度相位调制。为了增加振幅及相位调制，例如n-QAM更高阶的数字调制，通过正交载波信号的线性调制，可以产生任意振幅和相位的调制信号，双相位反射调制也一定具有线性振幅调制能力。

综上所述，前述信号调制器具有宽频、低馈入损失、低本地振荡驱动功率、低相位及振幅误差影响、良好调制品质及面积小等特性。

以上所述的实施例及/或实施方式，仅是用以说明实现本发明技术的较佳实施例及/或实施方式，并非对本发明技术的实施方式作任何形式上的限制，任何本领域技术人员，在不脱离本发明内容所公开的技术手段的范围，当可作些许的更动或修饰为其它等效的实施例，但仍应视为与本发明实质相同的技术或实施例。

Claims (2)

1.一种正交调制器，其特征在于：

Wilkinson功分器，包括功率输入端、第一功率输出端及第二功率输出端；

二个BPSK调制器，包括第一BPSK调制器及第二BPSK调制器，所述第一BPSK调制器连接于所述Wilkinson功分器的所述第一功率输出端，所述第二BPSK调制器连接于所述Wilkinson功分器的所述第二功率输出端；及

90度耦合器，连接于所述第一BPSK调制器及所述第二BPSK调制器，用以接收第一输出信号及第二输出信号，用于输出用于射频的输出信号；

其中，每个所述BPSK调制器包括：

巴伦器，包括单端输入端及二个差分输出端；

二个反射调制器，包括第一反射调制器及第二反射调制器，每个所述反射调制器包括：

耦合器，包括输入端、输出端、第一负载端及第二负载端，所述二个反射调制器的所述输入端分别连接于所述二个差分输出端；

第一二极管；

第二二极管；

第一直流阻隔单元，连接于所述第一二极管及所述耦合器的所述第一负载端之间，用于直流阻断；及

第二直流阻隔单元，连接于所述第二二极管及所述耦合器的所述第二负载端之间，用于直流阻断；及

功率结合器，连接于所述二个反射调制器的所述耦合器的所述输出端；

其中，第一信息信号被输入至所述第一反射调制器的所述第一直流阻隔单元及所述第二直流阻隔单元，用于操作所述第一反射调制器的所述第一二极管及所述第二二极管的状态；

其中，第二信息信号被输入至所述第二反射调制器的所述第一直流阻隔单元及所述第二直流阻隔单元，用于操作所述第二反射调制器的所述第一二极管及所述第二二极管的状态；

其中，所述第一信息信号及所述第二信息信号是一对差分信号，且所述第一信息信号不是全为低态或全为高态，所述第二信息信号不是全为低态或全为高态；

其中，第一对差分信号被输入至所述第一BPSK调制器，所述第一BPSK调制器根据所述第一对差分信号及输入信号产生所述第一输出信号，第二对差分信号被输入至所述第二BPSK调制器，所述第二BPSK调制器根据所述第二对差分信号及所述输入信号产生所述第二输出信号所述第一信息信号及所述第二信息信号的输入组合，共有(1,0,1,0)、(1,0,0,1)、(0,1,1,0)、(0,1,0,1)四种，使所述输出信号具有四种相位变化，从而达到相位调制的效果；

其中，所述Wilkinson功分器的所述第一功率输出端及所述第二功率输出端通过共平面波导传输线来输入功率至所述二个BPSK调制器。

2.如权利要求1所述的正交调制器，其特征在于：所述Wilkinson功分器的所述功率输入端接收由本地振荡器产生的所述输入信号。

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