CN109830804B - 宽带八元双圆极化和波束形成网络及设计方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了宽带八元双圆极化和波束形成网络及设计方法，涉及单脉冲天线技术领域，该宽带八元双圆极化和波束形成网络包括2个3dB分支线耦合器、6个威尔金森功分器、2个45°移相线、2个90°移相线和5个180°移相线；本发明所设计的和波束形成网络在8GHz～12.4GHz的频带内，端口驻波比小于1.82，输出端口的幅度差小于1.8dB，端口的隔离度大于15dB，相位不平衡度在±7°以内。该网络具有良好的幅相特性，满足八元天线阵产生双圆极化和波束的要求。
Description
技术领域
本发明涉及单脉冲天线技术领域，特别是涉及一种宽带八元双圆极化和波束形成网络及设计方法。
背景技术
在现代侦察系统中，被动侦察对来波的频率以及极化方式都是未知的，因此需要采用超宽带的双圆极化天线进行侦收。天线一般采用抛物面的形式，结合超宽带馈源及双圆极化波束形成网络构成整个天馈线系统。信号侦收后为了跟踪，需要采用单脉冲和差波束体制。单脉冲天线系统是单脉冲雷达系统的关键部件，而波束形成网络决定了单脉冲天线阵能否实现和差功能。
发明内容
针对上述网络设计存在的布线相互交错及拓扑结构复杂的问题，本发明提供了一种宽带八元双圆极化和波束形成网络及设计方法，所设计的和波束形成网络在8GHz～12.4GHz的频带内，端口驻波比小于1.82，输出端口的幅度差小于1.8dB，端口的隔离度大于15dB，相位不平衡度在±7°以内。该网络具有良好的幅相特性，完全满足八元天线阵产生双圆极化和波束的要求。
具体技术方案是：
一种宽带八元双圆极化和波束形成网络，该宽带八元双圆极化和波束形成网络包括2个3dB分支线耦合器、6个威尔金森功分器、2个45°移相线、2个90°移相线和5个180°移相线；
3dB分支线耦合器1的一个输入端口是左旋和端口，另一个输入端口右旋和端口；
3dB分支线耦合器1的一个输出端口与威尔金森功分器1的输入端口连接，威尔金森功分器1的一个输出端口与180°移相线1的输入端口连接，180°移相线1的输出端口与比较线5的输入端口连接，比较线5的输出端口与45°移相线的输入端口连接，该45°移相线的输出端口与相位Ⅳ处的威尔金森功分器的输入端口连接，该威尔金森功分器的一个输出端口与比较线的输入端口连接，该比较线的输出端口是4端口，相位Ⅳ处的威尔金森功分器的另一个输出端口与180°移相线的输入端口连接，该180°移相线的输出端口是8端口；威尔金森功分器1的另一个输出端口与90°移相线1的输入端口连接，90°移相线1的输出端口与3dB分支线耦合器2的一个输入端口连接，3dB分支线耦合器2的一个输出端口与90°移相线2的输入端口连接，90°移相线2的输出端口与相位III处的威尔金森功分器的输入端口连接，该威尔金森功分器的一个输出端口与比较线的输入端口连接，该比较线的输出端口是3端口，相位III处的威尔金森功分器的另一个输出端口与180°移相线的输入端口连接，该180°移相线的输出端口是7端口；
3dB分支线耦合器1的另一个输出端口与威尔金森功分器2的输入端口连接，威尔金森功分器2的一个输出端口与比较线3的输入端口连接，比较线3的输出端口与比较线4的输入端口连接，比较线4的输出端口与45°移相线的输入端口连接，该45°移相线的输出端口与相位II处的威尔金森功分器的输入端口连接，该威尔金森功分器的一个输出端口与比较线的输入端口连接，该比较线的输出端口是2端口，相位II处的威尔金森功分器的另一个输出端口与180°移相线的输入端口连接，该180°移相线的输出端口是6端口；威尔金森功分器2的另一个输出端口与比较线1的输入端口连接，比较线1的输出端口与3dB分支线耦合器2的另一个输入端口连接，3dB分支线耦合器2的另一个输出端口与比较线2的输入端口连接，比较线2的输出端口与相位I处的威尔金森功分器的输入端口连接，该威尔金森功分器的一个输出端口与比较线的输入端口连接，该比较线的输出端口是1端口，相位I处的威尔金森功分器的另一个输出端口与180°移相线的输入端口连接，该180°移相线的输出端口是5端口。
优选的，2个所述3dB分支线耦合器的结构尺寸相同、6个所述威尔金森功分器的结构尺寸相同、2个所述45°移相线的结构尺寸相同、2个所述90°移相线的结构尺寸相同、5个所述180°移相线的结构尺寸相同。
优选的，所述45°移相器、所述90°移相器和所述180°移相器均采用相对介电常数为2.65厚度为0.5mm的聚四氟乙烯介质板；其中，所述180°移相器两端50Ω微带线的长度为2.4mm，单元间微带线长度为0.3mm。
一种宽带八元双圆极化和波束形成网络的设计方法，该方法的具体设计步骤为：
S1：获取实现八元和波束幅相关系的和波束形成网络的拓扑结构，并分析和波束形成网络的工作原理；
S2：利用单一左右手传输线宽带移相器的设计方法设计宽带45°移相器、90°移相器和180°移相器；
S3：结合三分支3dB分支线耦合器及威尔金森功分器，设计宽带八元双圆极化和波束形成网络。
本发明提供的宽带八元双圆极化和波束形成网络及设计方法的有益效果：
本发明的宽带八元双圆极化和波束形成网络不仅具有布线简单和拓扑结构简单的特点，而且所设计的馈电网络具有左/右旋双圆极化的和性能，即实现左旋圆极化和波束以及右旋圆极化和波束。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为和波束形成网络的结构示意图；
图2为45°移相器结构示意图；
图3为45°移相器的计算结果，其中，图(a)是45°移相器的幅度计算结果，图(b)是45°移相器的相位差计算结果；
图4为90°移相器结构示意图；
图5为90°移相器的计算结果，其中，图(a)是90°移相器的幅度计算结果，图(b)是90°移相器的相位差计算结果；
图6为180°移相器结构示意图；
图7为180°移相器的计算结果，其中，图(a)是180°移相器的幅度计算结果，图(b)是180°移相器的相位差计算结果；
图8为和波束形成网络的实物图；
图9为和波束形成网络各端口的驻波比测试结果，其中，图(a)是左旋和口、右旋和口及1端口-3端口的测试结果，图(b)是4端口-8端口的测试结果；
图10为左旋和端口激励时传输系数的测试结果，其中，图(a)是SL1-SL4的测试结果，图(b)是SL5-SL8的测试结果；
图11为右旋和端口激励时传输系数的测试结果，其中，图(a)是SR1-SR4的测试结果，图(b)是SR5-SR8的测试结果；
图12为1端口与其他端口间隔离度的测试结果,其中，图(a)是SLR和S12-S14的测试结果，图(b)是S15-S18的测试结果；
图13为5端口与其他端口间隔离度的测试结果，图(a)是SRL和S51-S53的测试结果，图(b)是S54-S58的测试结果；
图14为左旋和端口激励时传输相位的测试结果，图(a)是1端口-4端口的测试结果，图(b)是5端口-8端口的测试结果；
图15为右旋和端口激励时传输相位的测试结果，图(a)是1端口-4端口的测试结果，图(b)是5端口-8端口的测试结果。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
1和网络结构
如图1所示，该图为和波束形成网络的结构示意图，8路和波束形成网络是一个10端口的微波网络，10个端口包括端口1至端口8、左旋和端口及右旋和端口。该8路和波束形成网络由2个3dB分支线耦合器、6个威尔金森功分器、2个45°移相线、2个90°移相线及5个180°移相线组成。需要说明的是，图中所有相同的器件的结构及尺寸都是相同的，比如2个45°移相线是相同的，2个90°移相线是相同的，5个180°移相线是相同的，图中9条比较线都是等长的。
为便于说明，部分器件在图1中进行了标注。图中的2个3dB分支线耦合器，分别标注为“3dB分支线耦合器1”与“3dB分支线耦合器2”；将与“3dB分支线耦合器1”相接的2个威尔金森功分器分别标注为“威尔金森功分器1”与“威尔金森功分器2”；将与“威尔金森功分器1”相接的180°移相线标注为“180°移相线1”；图中共有2个90°移相线，分别标注为“90°移相线1”与“90°移相线2”；图中共有9个比较线，将其中的5个比较线分别标注为“比较线1”、“比较线2”、“比较线3”、“比较线4”及“比较线5”。
下面详细说明该和波束形成网络的工作原理：
右旋和端口馈电时，相位Ⅰ处、相位Ⅱ处、相位Ⅲ处及相位Ⅳ处的幅度与相位关系如下：
(1)相位Ⅰ处和相位Ⅲ处的幅度和相位关系：当信号从右旋和端口馈入时，经“3dB分支线耦合器1”分为两路分别到达“威尔金森功分器1”和“威尔金森功分器2”，由3dB分支线耦合器的原理可知，这两路信号幅度相等，相位相差90°，到达“威尔金森功分器1”的相位滞后90°；“威尔金森功分器1”的其中一路经“90°移相线1”到达“3dB分支线耦合器2”，“威尔金森功分器2”的其中一路经“比较线1”到达“3dB分支线耦合器2”，此时到达“3dB分支线耦合器2”的这两路信号是等幅同相的，由于对3dB分支线耦合器等幅同相馈电时，两输出端口也是等幅同相的，但输出相位较输入相位滞后45°(未考虑耦合器直通线的相位延迟)，再分别经过“90°移相线2”和“比较线2”后到达相位Ⅰ处和相位Ⅲ处，则相位Ⅲ处的相位超前相位Ⅰ处90°，且幅度相等。
(2)相位Ⅰ处和相位Ⅱ处的幅度和相位关系：从“威尔金森功分器2”分出的两路信号是等幅同相的，其中一路经“比较线1”、“3dB分支线耦合器2”和“比较线2”到达相位Ⅰ处，另一路经“比较线3”、“比较线4”和“45°移相线”到达相位Ⅱ处，这两路信号的不同仅在“3dB分支线耦合器2”和“45°移相线”处，“45°移相线”的比较线就是信号经过耦合器的45°相位滞后加上耦合器直通线的相位延迟，则可得出相位Ⅱ处相位超前相位Ⅰ处45°，且幅度相等。
(3)相位Ⅱ处和相位Ⅳ处的幅度和相位关系：“威尔金森功分器1”比“威尔金森功分器2”的相位滞后90°。“威尔金森功分器1”的一路信号经过“180°移相线1”、“比较线5”和“45°移相线”到达相位Ⅳ处；“威尔金森功分器2”的一路信号经过“比较线3”、“比较线4”和“45°移相线”到达相位Ⅱ处，则相位Ⅳ处超前相位Ⅱ处90°，且幅度相等；
由以上分析可知，相位Ⅰ处、相位Ⅱ处、相位Ⅲ处及相位Ⅳ处的信号均幅度相等，相位Ⅱ处的相位超前相位Ⅰ处45°，相位Ⅲ处的相位超前相位Ⅰ处90°，相位Ⅳ处的相位超前相位Ⅱ处90°，即相位Ⅳ处的相位超前相位Ⅰ处135°，相位Ⅰ处、相位Ⅱ处、相位Ⅲ处及相位Ⅳ处的信号到达“1端口”、“2端口”、“3端口”和“4端口”后相位也依次超前45°，而“5端口”、“6端口”、“7端口”和“8端口”又分别超前“1端口”、“2端口”、“3端口”和“4端口”180°。因此，若以“1端口”为基准，1～8个端口的相位依次为：0°，45°，90°，135°，180°，225°，270°，315°，这样就实现了右旋和波束馈电相位。
左旋和端口馈电时的原理与右旋类似，需要注意的是，当信号从左旋和端口馈入时，经“3dB分支线耦合器1”分为两路分别到达“威尔金森功分器1”和“威尔金森功分器2”，到达“威尔金森功分器2”的相位滞后90°；“威尔金森功分器1”的其中一路经“90°移相线1”到达“3dB分支线耦合器2”，“威尔金森功分器2”的其中一路经“比较线1”到达“3dB分支线耦合器2”，此时到达“3dB分支线耦合器2”的这两路信号是等幅反相的，对3dB分支线耦合器等幅反相馈电时，两输出端口也是等幅反相的，其他分析与右旋类似。
若设右旋和端口的信号为SR，左旋和端口信号为SL，设端口1～端口8的信号分别为1～8，则和端口的表达式为
SR＝1∠0°+2∠45°+3∠90°+4∠135°+5∠180°+6∠225°+7∠270°+8∠315° (1)
SL＝1∠0°+2∠-45°+3∠-90°+4∠-135°+5∠-180°+6∠-225°+7∠-270°+8∠-315° (2)
2和网络关键器件设计
图2为45°移相器结构示意图，利用单一左右手传输线的非线性相位特性设计了宽带45°移相器，采用相对介电常数为2.65厚度为0.5mm的聚四氟乙烯介质板。在图中，上面为单一左右手传输线，下面为用来进行相位比较的普通微带线。单一左右手结构的两端为宽度1.35mm的50Ω微带线，两端微带线的长度为L0＝5.25mm；单一左右手单元的尺寸为L1＝0.7mm，L2＝3.5mm，L3＝0.25mm，W1＝0.25mm，W2＝0.825mm，W3＝0.875mm，直径D＝0.4mm。作为相位比较的普通微带线的长度为18.5mm，需要说明的是，此处的微带比较线是耦合器直通线长加上电长度为45°的微带线。
图3为45°移相器的计算结果，从图3(a)可以看出，在7GHz～13GHz的频率范围内，反射系数小于-10dB；在7GHz～13GHz的频率范围内，最大插入损耗为0.3dB。从图3(b)可以看出，在7GHz～13GHz的频率范围内，相位差为45°±2°。综合移相器的幅度和相位差的计算结果，在7GHz～13GHz的频率范围内，反射系数小于-10dB，插入损耗小于0.3dB，相位差为45°±2°，满足工作在8GHz～12.4GHz的和波束形成网络要求的宽带45°移相要求。
图4为90°移相器结构示意图，90°移相器采用相对介电常数为2.65厚度为0.5mm的聚四氟乙烯介质板。单一左右手传输线两端50Ω微带线的长度为9.4mm，为减小面积，将两端的微带线进行弯折处理。单元之间的微带线长度为1.5mm；单一左右手传输线单元的尺寸与45°移相器相同。作为相位比较的普通微带线的长度为34mm。
图5为90°移相器的计算结果，从图5(a)可看出，在7GHz～13GHz的频率范围内，反射系数小于-10dB；在7GHz～13GHz的频率范围内，最大插入损耗为0.32dB。从图5(b)可以看出，在7GHz～13GHz的频率范围内，相位差为90°±2.5°。综合移相器的幅度和相位差的计算结果，在7GHz～13GHz的频率范围内，反射系数小于-10dB，插入损耗小于0.32dB，相位差为90°±2.5°，满足工作在8GHz～12.4GHz和波束形成网络要求的宽带90°移相要求。
图6为180°移相器结构示意图，180°移相器采用相对介电常数为2.65厚度为0.5mm的聚四氟乙烯介质板。移相器两端50Ω微带线的长度为2.4mm，单元间微带线长度为0.3mm；单一左右手传输线单元的尺寸与90°移相器相同。此处180°移相器的比较线也为34mm。
图7为180°移相器的计算结果，从图7(a)可以看出，在7GHz～13GHz的频率范围内，反射系数小于-10dB；在7GHz～13GHz的频率范围内，最大插入损耗为0.35dB。从图7(b)可以看出，在7GHz～13GHz的频率范围内，相位差为180°±5°。综合移相器的幅度和相位差的计算结果，在7GHz～13GHz的频率范围内，反射系数小于-10dB，插入损耗小于0.35dB，相位差为180°±5°，满足工作在8GHz～12.4GHz和波束形成网络要求的宽带180°移相要求。
3和网络实验结果
图8为和波束形成网络的实物图，整个网络制作在相对介电常数为2.65厚度为0.5mm的聚四氟乙烯玻璃布板上。1至端口8、左旋和端口及右旋和端口的名称已在图中标注，网络的总尺寸为114mm×95mm。
图9为和波束形成网络各端口的驻波比测试结果，可以看出，在7.5GHz～12.5GHz的频带内，端口的驻波比均小于1.82，表明网络在宽频带内具有良好的阻抗匹配特性。
图10为左旋和端口激励时传输系数的测试结果，可以看出，左旋和端口激励时输出端口间的幅度差在8GHz～12.4GHz的频带内小于1.5dB。
图11为右旋和端口激励时传输系数的测试结果，可以看出，右旋和端口激励时输出端口的幅度差在8GHz～12.4GHz的频带内小于1.8dB。
该8路波束形成网络的10个端口中，其中端口1-端口8为输出端口，左旋和端口和右旋和端口为输入端口，考虑到网络的端口较多，仅对1端口和5端口与其他端口的隔离度进行了测试。图12为1端口与其他端口间隔离度的测试结果,图13为5端口与其他端口间隔离度的测试结果，由图12和图13可以看出，在7.5GHz～12.5GHz的频段内，端口的隔离度均大于15dB。
图14为左旋和端口激励时传输相位的测试结果，以看出，左旋和端口激励时，在8GHz～12.4GHz的频带内，输出端口的相位不平衡度在±6.5°以内。
图15为右旋和端口激励时传输相位的测试结果，可以看出，右旋和端口激励时，在8GHz～12.4GHz的频带内，输出端口的相位不平衡度在±7°以内。
从测试结果可以看出，和波束形成网络在8GHz～12.4GHz的频带内，端口驻波比小于1.82，输出端口的幅度差小于1.8dB，端口的隔离度大于15dB，相位不平衡度在±7°以内。该网络具有良好的幅相特性，完全满足八元天线阵产生双圆极化和波束的要求。
以上公开的仅为本发明的具体实施例，但是，本发明实施例并非局限于此，任何本领域的技术人员能思之的变化都应落入本发明的保护范围。
Claims (2)
1.一种宽带八元双圆极化和波束形成网络，其特征在于，该宽带八元双圆极化和波束形成网络包括2个3dB分支线耦合器、6个威尔金森功分器、2个45°移相线、2个90°移相线和5个180°移相线；
3dB分支线耦合器1的一个输入端口是左旋和端口，另一个输入端口右旋和端口；
3dB分支线耦合器1的一个输出端口与威尔金森功分器1的输入端口连接，威尔金森功分器1的一个输出端口与180°移相线1的输入端口连接，180°移相线1的输出端口与比较线5的输入端口连接，比较线5的输出端口与45°移相线的输入端口连接，该45°移相线的输出端口与相位Ⅳ处的威尔金森功分器的输入端口连接，该威尔金森功分器的一个输出端口与比较线的输入端口连接，该比较线的输出端口是4端口，相位Ⅳ处的威尔金森功分器的另一个输出端口与180°移相线的输入端口连接，该180°移相线的输出端口是8端口；威尔金森功分器1的另一个输出端口与90°移相线1的输入端口连接，90°移相线1的输出端口与3dB分支线耦合器2的一个输入端口连接，3dB分支线耦合器2的一个输出端口与90°移相线2的输入端口连接，90°移相线2的输出端口与相位III处的威尔金森功分器的输入端口连接，该威尔金森功分器的一个输出端口与比较线的输入端口连接，该比较线的输出端口是3端口，相位III处的威尔金森功分器的另一个输出端口与180°移相线的输入端口连接，该180°移相线的输出端口是7端口；
3dB分支线耦合器1的另一个输出端口与威尔金森功分器2的输入端口连接，威尔金森功分器2的一个输出端口与比较线3的输入端口连接，比较线3的输出端口与比较线4的输入端口连接，比较线4的输出端口与45°移相线的输入端口连接，该45°移相线的输出端口与相位II处的威尔金森功分器的输入端口连接，该威尔金森功分器的一个输出端口与比较线的输入端口连接，该比较线的输出端口是2端口，相位II处的威尔金森功分器的另一个输出端口与180°移相线的输入端口连接，该180°移相线的输出端口是6端口；威尔金森功分器2的另一个输出端口与比较线1的输入端口连接，比较线1的输出端口与3dB分支线耦合器2的另一个输入端口连接，3dB分支线耦合器2的另一个输出端口与比较线2的输入端口连接，比较线2的输出端口与相位I处的威尔金森功分器的输入端口连接，该威尔金森功分器的一个输出端口与比较线的输入端口连接，该比较线的输出端口是1端口，相位I处的威尔金森功分器的另一个输出端口与180°移相线的输入端口连接，该180°移相线的输出端口是5端口；
2个所述3dB分支线耦合器的结构尺寸相同、6个所述威尔金森功分器的结构尺寸相同、2个所述45°移相线的结构尺寸相同、2个所述90°移相线的结构尺寸相同、5个所述180°移相线的结构尺寸相同；
所述45°移相线、所述90°移相线和所述180°移相线均采用相对介电常数为2.65厚度为0.5mm的聚四氟乙烯介质板；其中，所述180°移相线两端50Ω微带线的长度为2.4mm，单元间微带线长度为0.3mm。
2.一种权利要求1中宽带八元双圆极化和波束形成网络的设计方法，其特征在于，该方法的具体设计步骤为：
S1：获取实现八元和波束幅相关系的和波束形成网络的拓扑结构，并分析和波束形成网络的工作原理；
S2：利用单一左右手传输线宽带移相器的设计方法设计宽带45°移相线、90°移相线和180°移相线；
S3：结合三分支3dB分支线耦合器及威尔金森功分器，设计宽带八元双圆极化和波束形成网络。
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